TWI554016B - LLC resonant converter with saturable resonant inductor - Google Patents

Description

具可飽和諧振電感之LLC諧振式轉換器

本發明係一種具可飽和諧振電感之LLC諧振式轉換器，藉由不加入氣隙，使電感產生飽和之效果，進而達到近定頻控制之功效。

查，習知LLC諧振轉換器，大概皆設呈如下，如第一圖所示：轉換器之諧振槽由諧振電感L_r、激磁電感L_m、諧振電容C_r所組成，主變壓器之漏電感L_k也併入諧振電感L_r中，而兩功率開關之操作方式為近50%責任周期交錯切換，並藉由諧振電感L_r與諧振電容C_r間互相諧振，使諧振電流以一正弦波經變壓器將能量轉移至輸出端，且功率開關亦達成零電壓切換(Zero Voltage Switching,ZVS)或零電流切換(Zero Current Switching,ZCS)，有效降低功率開關之切換損失，最終利用改變切換頻率之調節方式穩定輸出電壓；上述之結構存在有下列之缺點：

(1)習知LLC諧振電路操作於輕載至滿載會一定切換頻率的變化，乃為變頻操作，因此需要電性連接於另一電路，因此，可理解到習知LLC諧振轉換器體積大，占空間。

(2)承上述，由於外接電路相當複雜，須由專業人員配線，且故障時不易維修。

本發明即是為改善上述習知之問題，主要技術、目的為：

(1)利用鐵芯磁性材料可飽和之特性，使諧振電感L_r之電感值隨負載變動而自動改變，使LLC諧振式轉換器原變頻操作變為定頻操作。

(2)本發明刻意選用體積較小的磁性鐵芯外加可飽和諧振電感L_ra，使其更容易飽和，於中、重載後該磁性鐵芯「完全飽和」，電感值為零。故，可飽和諧振電感L_ra體積小，因此成本低，同樣也可達近定頻控制。

1‧‧‧開關電路

2‧‧‧諧振槽

3‧‧‧變壓器

4‧‧‧整流電路

C_o‧‧‧輸出電容

Cr‧‧‧諧振電容

D₁、D₂‧‧‧二次側二極體

L_r‧‧‧諧振電感

L_ra‧‧‧可飽和諧振電感

L_k‧‧‧漏電感

L_m‧‧‧一次側激磁電感

Q₁、Q₂‧‧‧功率開關

R_L‧‧‧負載

V_i‧‧‧輸入電壓

V_o‧‧‧輸出電壓

第一圖係習知LLC諧振轉換器

第二圖係本發明之具可飽和諧振電感之LLC諧振式轉換器

第三圖係本發明之滿載電壓增益曲線

第四圖係本發明之輕載24W下臂功率開關之驅動訊號v_GS2、諧振電感電流i_Lr以及整流後之輸出電流i_o之波形

第五圖係本發明之輕載60W下臂功率開關之驅動訊號v_GS2、諧振電感電流i_Lr以及整流後之輸出電流i_o之波形

第六圖係本發明之半載120W下臂功率開關之驅動訊號v_GS2、諧振電感電流i_Lr以及整流後之輸出電流i_o之波形

第七圖係本發明之滿載240W下臂功率開關之驅動訊號v_GS2、諧振電感電流i_Lr以及整流後之輸出電流i_o之波形

第八圖係本發明之輕載24W下臂功率開關之驅動訊號v_GS2、可飽和諧振電感電壓v_Lr以及諧振電容電壓v_Cr之波形

第九圖係本發明之輕載60W下臂功率開關之驅動訊號v_GS2、可飽和諧振電感電壓v_Lr以及諧振電容電壓v_Cr之波形

第十圖係本發明之中載120W下臂功率開關之驅動訊號v_GS2、可飽和諧振電感電壓v_Lr以及諧振電容電壓v_Cr之波形

第十一圖係本發明之滿載240W下臂功率開關之驅動訊號v_GS2、可飽和諧振電感電壓v_Lr以及諧振電容電壓v_Cr之波形

第十二圖係本發明之滿載240W上臂功率開關之零電壓切換情形

第十三圖係本發明之滿載240W下臂功率開關之零電壓切換情形

第十四圖係本發明之輕載到滿載效率曲線圖

第十五圖係本發明之輕載到滿載切換頻率變化圖

請參考第二圖，為本發明之一種具可飽和諧振電感之LLC諧振式轉換器，包括：一開關電路1，具有一電源連接於若干個功率開關Q₁、Q₂，該功率開關Q₁、Q₂係用以控制該電源之輸入電壓與輸入電流，該開關電路1並耦接一諧振槽2；一諧振槽2，為一諧振電感L_r串聯一諧振電容及一次側激磁電感L_m，其中該諧振電感L_r係由一可飽和諧振電感L_ra與漏電感L_k所組成，該可飽和諧振電感L_ra，係由一小體積之單片或多片式磁性鐵芯與繞線所組成，該磁性鐵芯體積大小取決於實際輕載的功率值，功率值越小則磁性鐵芯體積越小，如此使可飽和諧振電感L_ra越快達到飽和，當負載超過輕載後到中、重載與滿載，諧振電感飽和，諧振槽2頻率提高而使切換頻率提高至接近於輕載之切換頻率利用可飽和諧振電感L_ra瞬間達到完全飽和的特性，當諧振槽2電流隨負載R_L上升而增加，飽和後電感值為零，進而使切換頻率 穩定在一定的範圍內；一變壓器3；一整流電路3，具有二次側二極體D₁、D₂連接至該變壓器3，用以接收並整流該變壓器3的輸出電壓與輸出電流，並耦接一輸出電容C_o及一負載R_L。

其中，該可飽合諧振電感L_ra磁性鐵芯可為多片磁性鐵芯之間不加入氣隙，使可飽和諧振電感L_ra快速達到飽和。

本發明之一較佳實施例設計如下所述：

步驟1，決定電壓增益Gain，並求變壓器3之匝數比n：欲操作在Region 2，故Gain必須大於1，因此Gain定為1.075，代入以下式子，即可求變壓器3之匝數比n為8。

步驟2，決定滿載之設計參數，諧振頻率f_rf、切換頻率f_s、Q_r值、K_f值：電路欲操作在Region 2，因此f_r>f_s，諧振頻率f_rf定為120kHz，切換頻率f_s定為95kHz，K與Q_r選擇一般經驗值，K_f=5，Q_r=0.6。

步驟3，選擇控制IC與功率開關，並得知t_d,min與C_oss：本發明選用L6599作為驅動IC，t_d,min為0.2μs，為確保功率開關能達成零電壓切換，因此選擇較低C_oss之規格，本發明選擇K3569，C_oss為180pF。

步驟4，設計諧振元件，諧振電容C_r與滿載諧振電感L_rf、激磁電感L_m：

(1)求最大激磁電感L_m,max：

(2)求最大諧振電容C_r,max，並選擇C_r：

本發明選擇16.4nF作為諧振電容值。

(3)求滿載諧振電感L_rf，並可計算出滿載Q_r值：

(4)可求得激磁電感L_m：L _m =K _f ．L _rf =536.3μH

步驟5，確認滿載切換頻率：根據滿載設計參數可繪製第三圖，由第三圖可知電路操作在滿載240W時切換頻率約為95kHz，與給定的值接近。

步驟6，變壓器3設計，選擇變壓器3，並計算變壓器3一、二次側繞組所需之匝數：本發明電路之滿載諧振電感L_rf為變壓器3之漏電感，因此選用EER-39分段式Bobbin，鐵心材質為TDK PC40，為防止鐵心處於高溫磁通密度有飽和之可能性，因此由選擇鐵心100℃磁通飽和密度B_s 390mT，本發明最大磁通密度定為磁通飽和密度的一半195mT。

利用以下公式可求出變壓器3一、二次側繞組之匝數，變壓器3一、二次側繞組所需之匝數N_p為32.5，N_s為4.125，本發明實際繞製N_p為 33匝，N_s為4匝。

步驟7，可飽和諧振電感L_ra之設計，決定可飽和諧振電感L_ra之飽和功率，並選擇諧振電感之大小：(1)本發明決定可飽和諧振電感L_ra飽和功率為60W，(2)為使電路輕載時可飽和諧振電感L_ra達到飽和，因此選擇之考量為低AP、低A_L，鐵心RM4 PC40之A_e為14mm²及A_w為8.05mm²，AP為A_e及A_w之乘積，其值等於112.7mm⁴，A_L為680nH/N²，基於AP、A_L及成本考量，本發明選擇RM4為可飽和諧振電感L_ra。

步驟8，求輕載諧振電感值L_r,light：

利用上式可求出諧振電感L_r為133.3μH。

步驟9，求可飽和諧振電感L_ra為：L _ra =L _r -L _rf =26μH

步驟10，選擇可飽和諧振電感L_ra電感鐵芯：

(1)變壓器3之面積乘積AP(Area Product,AP)，AP=A _e ×A _W ，A_e為鐵芯中心柱有效截面積，A_w為鐵芯有效繞窗面積。AP越高，鐵芯所能處理的功率越大，即轉換器滿載功率越大，AP就要選越高。

(2)電感值因數A_L，A_L的定義為L/N ²(nH/N²)。A_L越高，電 感線圈在同匝數N下，其電感值L越大，A_L越低，鐵芯越易飽和。

(3)飽和磁通密度B_s，B_s為飽和磁通密度，其值越低，轉換器之負載R_L於越輕載之下，鐵芯越易飽和。

(4)鐵芯損失P_CV，為鐵芯損失(鐵損)P_CV，其值越低，轉換器在效率上能有越佳的表現。

首先根據公式(12)，計算可飽和諧振電感AP，為使諧振電感鐵芯可飽和，因此選擇之鐵芯AP需等於或小於計算式。

其中，D為轉換器之功率開關的責任週期(即D=T_ON/T_ON+T_OFF)。d_cma為電流密度(Cir-mils/A)，通常取300~500(Cir-mils/A)。η為轉換器之預估效率。B_sat單位採用高斯(Gauss)。f_s,full為滿載切換頻率。

步驟10，計算可飽和諧振電感L_ra線圈數N

完成上述步驟，即可完成本發明之一種具可飽和諧振電感之LLC諧振式轉換器。

第四圖至第七圖，為電路輕載24W到滿載240W的下臂功率開關之驅動訊號v_GS2、諧振電感電流i_Lr以及整流後之輸出電流i_o之波形圖，輕載到滿載i_o皆為非連續性變化，電流為零的時間即為L_m參與電路諧振之區間，表示電路確實操作在Region 2，輸出功率60W為可飽和諧振電感L_ra之飽和功率點，由第五圖可知切換頻率約為97.8kHz與設計值95kHz相近。

第八圖至第十一圖，為輕載24W到滿載240W電路下臂功率 開關之驅動訊號v_GS2、可飽和諧振電感電壓v_Lr以及諧振電容電壓v_Cr之波形圖，由第八圖可知負載24W時v_Lr為一連續性正弦波，當負載為60W時v_Lr就不為連續如第九圖所示，由於諧振電感L_r電流隨負載上升而增加，使得可飽和諧振電感飽和，飽和後v_Lr為零，當滿載240W時，飽和時間佔了整週期一半以上的時間，而滿載切換頻率約為98kHz，與設計值95kHz相近。

第十二圖至第十三圖分別為電路上臂、下臂功率開關之零電壓切換情形，由第十二圖至第十三圖可知v_GS與v_DS無有效重疊面積，當開關完全導通後正電流才流經功率開關，即使電路採用可飽和諧振電感也不影響功率開關零電壓切換，同樣保留了傳統LLC諧振式轉換器低切換損失的優點。

第十四圖至第十五圖分別為輕載到滿載之效率曲線圖以及切換頻率曲線圖，即使變壓器3採用了分段式繞線架，最高效率也可達93.3%，滿載效率為92.6%，而輕載24W到滿載最大與最小之切換頻率變化僅1.5kHz，頻率變化範圍窄。

本發明所提出具可飽和諧振電感之LLC諧振式轉換器，利用分段式變壓器3之高漏電感當作滿載諧振電感，大大的減少了可飽和諧振電感之體積與成本，並利用電感飽和之特性，輕載時負載增加可飽和諧振電感達到飽和，使降低的切換頻率拉回高切換頻率，將切換頻率穩定在一定範圍內，而較低之切換頻率範圍變動將有利於EMI濾波器的設計。

又，目前的LLC諧振式轉換器之諧振電感磁性鐵芯，一般都不會使其飽和，而本發明刻意選用體積較小的磁性鐵芯外加諧振電感，且兩片磁性鐵芯之間，不加入氣隙，使其更容易飽和，使中、重載後諧振電 感值L_r改變，故本發明的外加諧振電感體積小，因此成本低，同樣也可達近定頻控制。

1‧‧‧開關電路

2‧‧‧諧振槽

3‧‧‧變壓器

4‧‧‧整流電路

C_o‧‧‧輸出電容

Cr‧‧‧諧振電容

D₁、D₂‧‧‧二次側二極體

L_r‧‧‧諧振電感

L_ra‧‧‧可飽和諧振電感

L_k‧‧‧漏電感

L_m‧‧‧一次側激磁電感

Q₁、Q₂‧‧‧功率開關

R_L‧‧‧負載

V_i‧‧‧輸入電壓

V_o‧‧‧輸出電壓

Claims (3)

1. 一種具可飽和諧振電感之LLC諧振式轉換器，包括：一開關電路，具有一電源連接於若干個功率開關，該功率開關係用以控制該電源之輸入電壓與輸入電流，該開關電路並耦接一諧振槽；一諧振槽，為一諧振電感串聯一諧振電容及一次側激磁電感，該諧振電感係由可飽和諧振電感與漏電感所組成，該可飽和諧振電感，係由一小體積不加入氣隙之磁性鐵芯與繞線所組成，該磁性鐵芯體積大小取決於實際輕載的功率值，功率值越小則磁性鐵芯體積越小，如此使可飽和諧振電感越快達到飽和，當負載超過輕載後到中、重載與滿載，諧振電感飽和，諧振槽頻率提高而使切換頻率提高至接近於輕載之切換頻率，利用可飽和諧振電感瞬間達到完全飽和的特性，當諧振槽電流隨負載上升而增加，飽和後電感值為零，進而使切換頻率穩定在一定的範圍內；一變壓器；一整流電路，具有二次側二極體連接至該變壓器，用以接收並整流該變壓器的輸出電壓與輸出電流，並耦接一輸出電容及一負載。
2. 如申請專利範圍第1項所述之一種具可飽和諧振電感之LLC諧振式轉換器，其中該可飽和諧振電感係為單片磁性鐵芯。
3. 如申請專利範圍第1項所述之一種具可飽和諧振電感之LLC諧振式轉換器，其中該可飽和諧振電感係為多片磁性鐵芯。