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TWI439161B - 用於有效率偵測之序列產生方法和據以傳輸和接收訊號之方法 - Google Patents

用於有效率偵測之序列產生方法和據以傳輸和接收訊號之方法 Download PDF

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TWI439161B
TWI439161B TW096148826A TW96148826A TWI439161B TW I439161 B TWI439161 B TW I439161B TW 096148826 A TW096148826 A TW 096148826A TW 96148826 A TW96148826 A TW 96148826A TW I439161 B TWI439161 B TW I439161B
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Seung Hee Han
Min Seok Noh
Yeong Hyeon Kwon
Hyun Woo Lee
Dong Cheol Kim
Jin Sam Kwak
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Lg Electronics Inc
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Description

用於有效率偵測之序列產生方法和據以傳輸和接收訊號之方法
本發明係關於一種用於依據正交分頻多工(OFDM)方案之電訊系統的訊號傳輸/接收方法，且尤其係更關於一種用於允許接收端有效率偵測一用作行動通訊系統之特定通道的序列之序列產生方法，及一種使用此序列產生方法之訊號傳輸/接收方法。
以下將詳述用於本發明之OFDM、OFDMA及SC－FDMA方案。
近來，隨著高速資料傳輸之要求迅速增加，OFDM方案對於此高速傳輸係更有利，因此OFDM方案係用於各種高速通訊系統之傳輸方案。
以下將說明OFDM(正交分頻多工)方案。
OFDM方案
依據OFDM方案之基本原理，OFDM方案將一高速率資料串流分成許多慢速率資料串流，且經由多載體同時傳輸該等慢速率資料串流。該等載體之各者係稱為一副載體。
在OFDM方案中，正交性存在於多載體間。因此，雖然載體之頻率分量係彼此重疊，經重疊之頻率分量可由一接收端偵測出。
更明確言之，一高速率資料串流係經由一串列至並列(SP)轉換器轉換成一並列慢速率資料串流。個別副載體係 由以上並列資料串流相乘，個別資料串流係加至相乘結果，且經相加結果被傳輸至接收端。
另一方面，OFDMA方案係多存取方法，其係用於允許OFDM系統依據各使用者需要之傳輸率，將一總頻帶中之副載體配置至複數使用者的各者。
以下將說明中將描述習知SC－FDMA(單一載體FDMA)方案。此SC－FDMA方案亦稱為DFS－S－OFDM方案。
SC－FDMA方案
下文將詳述SC－FDMA方案。主要應用於上行鏈路之SC－FDMA方案會在產生OFDM訊號前基於一頻域中之DFT矩陣施行展開，依據習知OFDM方案調變該展開結果，且傳輸經調變結果。
以下將定義一些變數以解釋SC－FDMA方案。「N」係傳輸OFDM訊號之副載體數的指示，「Nb」係用於一預定使用者之副載體數的指示，「F」係一離散傅立葉轉換(DFT)矩陣之指示，「s」係一資料符號向量之指示，「x」係頻域中之資料分散向量的指示，且「y」係時域中傳輸之OFDM符號向量之指示。
在SC－FDMA方案傳輸資料符號(s)前，該資料符號(s)被分散，如以下方程式1表示：
在方程式1中，係分散該資料符號(s)之Nb 大小DFT矩陣的指示。
副載體映射程序係依據一預定副載體配置技術在已分散向量(x)上施行。映射產生訊號係藉由IDFT模組轉換成為時域訊號，以致獲得一欲傳輸至接收端之所需訊號。在此情況下，藉由傳輸端轉換成為時域訊號之傳輸訊號，可由以下方程式2表示：
在方程式2中，係用來將頻域訊號轉換成時域訊號之N大小IDFT矩陣的指示。
接著，一循環前綴被插入由上揭方法產生之訊號「y」中，以傳輸產生訊號。此方法能產生傳輸訊號，且將其傳輸至接收端的方法稱為SC－FDMA方法。可依各種方式控制DFT矩陣之大小以實施特定目的。
上揭概念已基於DFT或IDFT操作揭示。為解釋方便，以下說明未揭示DFT(離散傅立葉轉換)或FFT(快速傅立葉轉換)方案間之區別。
若DFT操作之輸入值的數目係由2之模數指數表示，熟習此項技術人士應熟習可用DFT操作取代FFT操作。在以下說明中，FFT操作亦可被視為DFT操作或其他等效操作而無須任何改變。
OFDM系統典型係使用複數OFDM符號形成單一訊框，以致其傳輸由訊框單位中之若干OFDM符號組成的單一訊框。OFDM首先在若干訊框或各訊框之間隔處傳輸前文。在此情況下，該前文之OFDM符號數係依據系統類型 而不同。
例如，基於OFDM方案之IEEE 802.16系統首先傳輸由在各下行鏈路訊框之間隔處的單一OFDM符號組成之前文。該前文係應用至一通訊端，以致該通訊端可與通訊系統同步，可搜尋一需要細胞，且可施行通道估計。
第1圖顯示一IEEE 802.16系統之下行鏈路子訊框結構。如第1圖中所示，由單一OFDM符號組成之前文係位於各訊框前面，以致其比各訊框早傳輸。該前文亦可用以搜專細胞、施行通道估計、且於時間及頻率中同步化
第2圖顯示傳輸來自IEEE 802.16系統中第0區段之前文的該組副載體。一指定頻寬之兩側的一些部分係用作保護(guard)頻帶。若區段數係3，則各區段將該序列插入3副載體之間隔處，以致該產生副載體被傳輸至一目的。
用於前文之習知序列將解釋如下。用於前文的序列係顯示於下表1中。
該序列係藉由區段數及IDcell參數值定義。各經定義序列係依升序順序轉換成二進制訊號，且二進制訊號藉由BPSK調變映射至副載體。
換句話說，十六進制級數係轉換成二進制級數(Wk)，二進制級數(Wk)係在自MSB(最高有效位元)至LSB(最低有效位元)之範圍中映射。即，0之值係映射至＋1的另一值，且1之值係映射至－1的另一值。例如，在具有索引0之第0分段處的十六進制值「C12」之「Wk」值係「110000010010...」。已轉換二進制碼值係－1、－1、＋1、＋1、＋1、＋1、＋1、－1、＋1、＋1、－1、＋1...。
依據習知技術之序列在能由二進制碼組成的各種序列類型中維持相關特徵。當資料轉換成時域的另一資料時，依據習知技術的序列能維持低位準PAPR(尖峰對平均功率比)，且由電腦模擬發現。若系統結構改變成另一者，或將該序列應用於另一系統，則習知技術必須搜專一新序列。
近來，已提出一用於3GPP LTE(第三代合夥專案長期進化；在此稱為「LTE」)技術之新序列，且其詳細說明將描述如下。
已提出各種序列用於LTE系統。下文將解釋用於LTE系統之序列。
為了允許終端與節點B(即基地台)通訊，該終端必須透過一同步通道(SCH)與節點B同步，且必須搜專該細胞。
以上所提操作(其中終端與節點B同步且獲取一包括該終端之細胞的ID)係稱為細胞搜專程序。大體上，細胞搜專係分類為一初始細胞搜專及一相鄰細胞搜專。初始細胞搜尋程序係當終端初始電力開啟時執行。相鄰細胞搜專係當一連接模式或閒置模式終端搜尋相鄰節點B時執行。
SCH(同步通道)可具有階層結構。例如，SCH可使用一主要SCH(P－SCH)及一次要SCH(S－SCH)。
P－SCH及S－SCH可由各種方法包括在一無線電訊框中。
第3及4圖顯示能將P－SCH及S－SCH包含在無線電訊框內之各種方法。在各種情況下，LTE系統可依據第3或4圖所示之結構來組態SCH。
第3圖中，P－SCH係包含在一第一子訊框之最後OFDM符號中，且S－SCH係包含在一第二子訊框之最後OFDM符號內(在第3圖中，一子訊框之持續時間係假設具有0.5毫秒。但子訊框長度可依據系統不同地組態)。
第4圖中，P－SCH係包含在一第一子訊框的最後OFDM符號內，且S－SCH係包含在來自第一子訊框之最後第二OFDM符號內(在第4圖中，一子訊框之持續時間亦假設具有0.5毫秒)。
LTE系統可透過P－SCH獲取時間/頻率同步。且S－SCH可包括一細胞群ID、訊框同步資訊及天線組態資訊等等。
由習知3GPP LTE系統提出之P－SCH組態方法將說明如下。
P－SCH基於一載體頻率透過1.08MHz之頻帶傳輸，且對應於72副載體。在此情況下，因為LTE系統將12副載體定義為單一資源塊(RB)，個別副載體中之間隔係15kHz。在此情況下，72副載體係等於6RB。
P－SCH係廣泛用於能使用若干正交副載體之通訊系統(如，OFDM或SC－FDMA系統)，以致其必須滿足以下第一 至第五條件。
依據第一條件，為了允許一接收端偵測一優異效能，上揭P－SCH必須在關聯該P－SCH之構成序列的時域中具有優異之自相關及交互相關特徵。
依據第二條件，上揭P－SCH必須允許一關聯該同步偵測之低複雜性。
依據第三條件，「最好」上揭P－SCH具有Nx重覆結構，以實施一優異頻率偏移估計效能。
依據第四條件，較佳係該P－SCH具有低PAPR(尖峰對平均功率比)或低CM。
依據第五條件，若將P－SCH用於一通道估計通道，則P－SCH之頻率響應可具有一固定值。換句話說，從通道估計之觀點，此項技術中為人熟習的係一頻域中的一平響應具有最佳通道估計效能。
雖然已藉由習知技術提出各種序列，但習知技術仍無法充分地滿足以上所述條件。
因此，本發明係關於一種用於有效率偵測之序列產生方法，和一種據以傳輸/接收訊號之方法，其實質上消除由於相關技術之限制及缺點造成的一或多數問題。
本發明之一目的係提供一種用於提供一具有優異相關(correlation)特徵之序列的方法。
本發明之另一目的係提供一種用於在傳輸端中產生一 序列且傳輸該序列，以致接收端可易於偵測該序列之方法。
本發明之又一目的係提供一種用於有效率偵測以上所揭產生/傳輸訊號之方法。
以下說明中將部分提出本發明之額外優點、目的及特徵，且部分將由熟習此項技術人士從檢視下文時瞭解，或自實現本發明習得。本發明之目的及其他優點將可藉由書面說明及其申請專利範圍以及附圖中特別指出之結構瞭解及獲得。
為達成此等目的及其他優點且依據如在此包含而廣義描述之本發明目的，一種訊號傳輸方法包含：選擇一包含在根索引集中之根索引，其使得來自具有該根索引集中之該等根索引的各者之多序列中的一第一序列及一第二序列，能滿足一共軛對稱性質；依據該選定根索引在一頻域或一時域中產生一序列；映射該產生序列至一頻域資源元件；及將該頻域映射序列轉換成為一時域傳輸訊號，及傳輸該時域傳輸訊號。
較佳係，該多序列係Zadoff－Chu序列之指示，且滿足共軛對稱性質之根索引集允許第一及第二序列之各者的根索引之和對應於Zadoff－Chu序列的一長度。
較佳係，該Zadoff－Chu序列具有一奇數長度，且一用於產生Zadoff－Chu序列的方程式係由以下方程式指示：
其中該Zadoff－Chu序列之長度係「N」，「M」係 Zadoff－Chu序列之根索引，且「n」係一特定Zadoff－Chu序列之各構成分量的索引。
較佳係，該根索引集(其中第一及第二序列之個別根索引的和對應於Zadoff－Chu序列的長度)被設定，以使第一及第二序列之個別根索引的和被設定為值「N」。
較佳係，Zadoff－Chu序列之長度係63，且第一序列之根索引係設定成34，而第二序列的根索引係設定成29。
較佳係，該多序列之數目係三，且來自根索引集之多序列中的一第三序列之根索引，係考慮一頻率偏移之影響來選擇。
較佳係，在該根索引集中，第一序列之根索引係設定成34，第二序列之根索引係設定成29，且第三序列的根索引係設定成25。
較佳係，該多序列係用作P－SCH(主要SCH)傳輸序列。
較佳係，該多序列係用作上行鏈路前文傳輸序列。
在本發明的另一態樣中，係提供一種訊號傳輸方法，其包含：選擇一包含在根索引集中之根索引，其使得來自具有該根索引集中之根索引的各者中之一第一序列及一第兩序列的個別根索引之和，對應於該多序列之一長度；依據該選定根索引在一頻域或一時域中產生該序列；映射該產生序列至一頻域資源元件；及將該頻域映射序列轉換成為一時域傳輸訊號，及傳輸該時域傳輸訊號。
較佳係，該多序列係具有一奇數長度之Zadoff－Chu序列的指示，且用於產生Zadoff－Chu序列的方程式係由以下 方程式指示：
其中Zadoff－Chu序列之長度係「N」，該根索引集(其中第一及第二序列之個別根索引的和對應於Zadoff－Chu序列的長度)被設定，以使第一及第二序列之個別根索引的和被設定為值FN」，其中「M」係Zadoff－Chu序列之根索引，且「n」係一特定Zadoff－Chu序列之各構成分量的索引。
在本發明又另一態樣中，係提供一種用於計算在一接收(Rx)訊號和包含一第一序列及一第二序列的多序列之各者間的交互相關值之方法，該方法包含：達成當計算該Rx訊號及來自該多序列中之一第一序列間的交互相關值時產生之複數中間值；及藉由該等中間值之加法及減法來計算該Rx訊號與來自該多序列之該第一序列間，及該Rx訊號與來自該多序列之該第二序列間的該等交互相關值之各者，其中一用於第一序列之根索引及一用於第二序列的根索引，係設定使得第一序列及第二序列滿足共軛對稱性質。
較佳係，滿足共軛對稱性質之該第一序列及第二序列，彼此滿足共軛複數關係。
較佳係，該等中間值包括：一指示一在Rx訊號之一實部和第一序列之一實部間的交互相關值之第一結果值；一指示一在Rx訊號之一虛部和第一序列之一虛部間的交互相關值之第二結果值；一指示一在Rx訊號之一虛部和第一序列之一實部間的交互相關值之第三結果值；一指示一在 Rx訊號之一實部和第一序列之一虛部間的交互相關值之第四結果值。
較佳係，Rx訊號和第一序列間之交互相關值係計算使得第一結果值及第二結果值之和為一實部，且第三結果值及第四結果值間之差為一虛部。
較佳係，Rx訊號和第二序列間之交互相關值係計算使得第一結果值及第二結果值間之差為一實部，且第三結果值及第四結果值之和為一虛部。
在本發明又另一態樣中，係提供一種使用固定振幅零自相關(CAZAC)序列的訊號傳輸方法，其包含：選擇一預定根索引，及依據該選定根索引在一頻域或一時域中產生CAZAC序列；持續映射該產生CAZAC序列至一頻域資源元件；及將該頻域映射序列轉換成為一時域傳輸訊號，及傳輸該時域傳輸訊號，其中該時域傳輸訊號係在一對應於來自該CAZAC序列之頻率「0」的部分之特定分量係省略的條件下傳輸，以致該產生之時域傳輸訊號不具對應於頻率「0」之分量。
較佳係，該時域傳輸訊號係在貫穿對應於來自CAZAC序列之頻率「0」的部分之分量後傳輸。
較佳係，CAZAC序列係具有奇數長度之Zadoff－Chu序列，且一用於產生Zadoff－Chu序列的方程式係由以下方程式指示：
其中Zadoff－Chu序列之長度係「N」，「M」係Zadoff－Chu序列之根索引，且「n」係一特定Zadoff－Chu序列之各構成分量的索引。
較佳係，該Zadoff－Chu序列之長度係63，且在Zadoff－Chu序列中，對應於「0至30」(即n＝0至30)之「n」值的構成分量係持續映射至頻率資源元件，從一具有「－31」之頻率資源元件索引的頻率資源元件，至一具有「－1」之頻率資源元件索引的頻率資源元件；且構成對應於「32至62」(即n＝32至62)之「n」值的分量係持續映射至頻率資源元件，從一具有「1」之頻率資源元件索引的頻率資源元件，至一具有「31」之頻率資源元件索引的頻率資源元件。
較佳係，該Zadoff－Chu序列係用作一P－SCH(主要SCH)傳輸序列。
應瞭解本發明之前述一般性說明及以下詳細說明兩者係範例性及說明性，且係意於提供本發明申請專利範圍之進一步解說。
現將詳細參考本發明較佳具體實施例，其實例係顯示於附圖中。盡可能全部圖式中之相同參考數字將會用來指相同或類似部分。
為了描述方便及更加理解本發明，以下詳述將揭示本發明之各種具體實施例及修改。在某些情況下，為了防止本發明發生歧義性概念，熟知此項技術人士熟知之習知裝 置或設備將加以省略，且依據本發明之重要功能以方塊圖形式指示。
應注意本發明產生及傳輸一序列，以致接收端可有效率地接收或偵測一對應序列。為此目的，本發明提供用於產生/傳輸一用於特定通道中之序列的各種方法，例如，一種用於在一時或頻域中產生一序列之方法，一種方法將在時或頻域中產生之序列映射至一頻域序列的方法，一種用於將一頻域序列轉換成一時域序列之方法，一種用於移除或避免具有一DC分量之資料處理方法，及一種用於在時域中產生一具有迭代或重覆特徵之序列的方法等等。
基本具體實施例
藉由本發明產生之序列可應用於各種通道。
例如，可將該序列應用於上行鏈路前文傳輸訊號(如隨機存取通道(RACH))或下行鏈路同步通道等等。並且，可將該序列可應用於一資料通道或用於一控制訊號之通道，及亦可應用於允許時間或頻率同步程序的同步通道。
為便於描述，雖然本發明將描述一種產生用於同步通道(如P－SCH通道)之序列的方法，應注意的係本發明之範圍不受限於僅以下實例，且亦可應用於其他實例。
例如，在透過一未建立時間同步之之對應通道來傳輸特定資訊之情況下，以上所述時間同步概念之瞬時相關輸出資料係用來獲取對應資訊。若執行零延遲相關輸出功能時，上揭特定資訊依循相同程序。
第5圖係說明用於實施本發明之一具體實施例的傳輸/ 接收端的方塊圖。
傳輸端將參考第5圖解釋如下。當接收輸入資料501時，輸出端施行一通道編碼502，用於增加冗餘位元(亦稱為複數冗餘位元)至輸入資料501，以致可防止輸入資料501在一通道中失真。
通道編碼單元502可藉由一加速碼或LDPC碼等等實行。通道編碼單元502可自一用於傳輸同步通道或上行鏈路通道之程序中省略。因此，通道編碼單元502對於提供序列產生方法用於同步通道，或用於傳輸上行鏈路前文的方法之本發明的具體實施例並非必要組件。
之後，產生資料輸入映射單元504，其可用QPSK或16QAM等等實施。接著，已映射符號訊號經由IFFT 505載於時域載體上，且IFFT 505之輸出訊號經由濾波器506及DAC(數位對類比轉換器)507傳輸至一射頻(RF)通道。接收端之操作係依傳輸端的操作之反轉順序施行。
第5圖並非實施以下將會描述之序列產生/傳輸方法的傳輸端之實例結構。
第6圖係說明依據本發明之一具體實施例的產生/傳輸序列之基本概念的流程圖。
參考第6圖，序列產生方法在步驟S101產生一在時或頻域中具有長度N之序列。在步驟S101中，此發明之一具體實施例提出在根索引集中選擇根索引，該根索引集致使能讓該根索引集中具有索引之至少兩序列符合「共軛對稱性質」。藉由使用具有滿足共軛對稱性質之索引的該序列， 接收端可易於藉由一相關操作偵測已接收訊號。此具體實施例之共軛對稱性質及其他特徵描述如下。
另一方面，若序列係在時域中產生，則序列產生方法執行N點FFT操作，因此該序列係映射至一頻域資源元件。但應注意本發明不受限於在時域中之序列產生，且可實施用於在頻域中產生序列。因此，對於用於在頻域中產生序列的具體實施例，可省略FFT或DFT步驟。
同時，依據一通訊系統的需求，序列產生方法可於步驟S105處執行處理DC(直流)組件及插入保護副載體。在步驟S105中，處理DC組件係用於防止已產生序列在頻域中具有DC分量。其可藉由從該序列直接貫穿DC分量或任何其他等效操作來進行。
視需要，可將PAPR衰減技術應用於在步驟S107處的產生序列，且一對應序列係在步驟S109處藉由IDFT或IFT(反傅立葉變換)操作轉換成時域序列。如以上描述，熟習此項技術人士將明瞭DFT或FFT可依據N值選擇性地執行。
藉由以上方案產生及/或傳輸之序列可能係上行鏈路前文、下行鏈路同步通道訊號或任何其他等效訊號。
依據本發明之序列產生方法及訊號傳輸方法將在下文更詳細描述。
若在步驟S101處產生具有N長度的序列，則該序列可在於一具有用於在序列中區別之多索引的索引集中選擇一特定索引，因此其可藉由選定索引產生。
在此情況下(如以上所述)，本發明之一具體實施例提 供一種藉由在索引集中選擇索引來產生序列的方法，其中該等索引之至少二索引滿足共軛對稱性質。在此情況下，共軛對稱性質指示一對應於一特定索引之序列，係等於對應於另一序列之另一序列的共軛複數，且其詳述將會參考以下詳述之序列說明。
在使用多序列中至少一序列之情況下，其各者包括一滿足共軛對稱性質的索引，接收端可明顯地減少交互相關之計算數，因此其可易於偵測所需訊號。
本發明提供一種用於省略一對應於DC副載體之組件(如S105顯示)，且傳輸該產生訊號的方法。
將在下文中詳第6圖之個別步驟。
首先，下文中將描述用於形成/產生具有N長度之序列的步驟S101。
依據本發明之一具體實施例，本發明不僅提供一種使序列表達優異相關特徵之方法，且亦提供一種用於產生一能維持一預定振幅的序列之方法。由於此目的，此具體實施例在時或頻域中產生一具有特定長度之序列。
以下將描述用於本具體實施例之序列所需的較佳條件。
如以上述，為了增加傳輸端之放大器的效率，較佳係傳輸端傳輸用於減少PAPR之序列。依據本具體實施例之序列可在時域中具有一預定振幅值。最好該序列之訊號振幅不僅在時域中且亦在頻域中稍微改變。
當大多數通訊方法已將一預定頻帶配置予一特定傳輸 /接收端時，該通訊方法已限制一能在該配置頻帶處使用的最大功率值。換句話說，一般通訊方法包括一特定頻譜遮罩。因此，雖然在時域中傳輸固定振幅序列，若該訊號振幅在頻域中不規則，則訊號可能在該序列於頻域中開始時無法預期地超過該頻譜遮罩。
若通道值在頻域下係預先認知，最好該系統可依據通道之好壞狀態依不同方法施行功率配置。然而，因為系統由於前文用法的特徵而難以預先認知該通道，故所用副載體之功率大體上係固定。
關於以上所述頻率平特徵，在將一對應序列用作特定通道以施行通道估計之情況下(如若將P－SCH用於LTE系統中)，則會決定其中通道估計之一參考訊號可具有頻率平特徵的最佳情況。
除以上所述PAPR特徵外，依據本具體實施例之序列可具有優異相關特徵，以易於偵測或區分訊號。優異交互相關特徵指示優異自相關特徵之出現，及優異交互相關特徵的出現。
最好該序列可藉由傳輸端產生，以致接收端可易於獲取同步化。以上所述同步化可指頻率同步化及時間同步化。大體上，若一特定模式在時域中於單一OFDM符號內重覆，接收端可易於獲取頻率同步化及時間同步化。
因此，可建立依據本具體實施例之序列，以致一特定序列係在時域中之單一OFDM符號內重覆，但其並非必要。以下，將說明用於產生具有重覆結構之序列的非限制 性實例。例如，在序列產生步驟中，該系統可插入一前文序列，其在藉由N點FFT模組產生之單一OFDM符號中配有兩相同模式。對於用於藉由在時域中重覆相同模式建構一特定長度之序列的方法上並無限制。
若N點FFT或DFT遭遇嚴重問題，則會產生一長度N/2的序列且重覆兩次，接著可組態一具有總長度N之前文序列。若產生具有長度N/4之序列且重覆兩次，及將已重覆序列插入，則能組態一總長度N/2的前文序列。該N/2前文序列可在頻域中具有N/2之長度。在此情況下，序列間隔係在頻域中調整，以致可產生具有長度N之序列。
同時(如以上所述)，本發明亦可在時域中使用一非重覆序列。在此情況下，以上所述重覆操作可視需要省略。換句話說，本發明亦可在時域或直接在頻域中產生N長度序列而無須N長度序列的重覆。用於此步驟之序列可為CAZAC序列、Golay序列、或二進制序列等等。
依據此具體實施例，係有能依以上所述條件考慮來選擇的各種序列。作為一範例性具體實施例，本發明提出使用CAZAC序列。更詳細言之，雖然以下將會描述一種用於形成在CAZAC序列之時域具有1024的長度之序列，且插入相同序列的方法，但應注意CAZAC序列的長度可不受限於此範例性方法。
依據由此具體實施例產生的CAZAC序列，用於在可用CAZAC序列中區分之根索引集係預先產生，且一來自已產生根索引集中之特定根索引被選定，且產生依據選定索引 的序列。在此情況下，最好針對該序列產生選擇的根索引可在滿足共軛對稱性質之根索引集中選定。
為了滿足以上所述在CAZAC序列中之共軛對稱性質，依據指示序列長度是否由一偶或奇數長度指示的特定資訊，來自索引集中之兩根索引的和可具有不同條件。若對應序列長度係由奇數長度指示，且兩來源索引之和對應於一產生對應序列之方程式的週期(在某些情況中即序列長度)，則可滿足以上所述共軛對稱性質。
然而，以上所述用於產生對應序列的方程式可從一基本格式化方程式，改變至另一方程式以施行一特定目的。在此情況下，用於滿足以上所述共軛對稱性質之條件可改變至另一條件。的確，兩根索引之和必須對應於能大體上產生一對應序列的方程式之週期。關於此需求，下文中一依據本發明之序列產生方法的詳細描述，將連同應用於一特定序列的其他具體實施例描述。
依據本發明之序列可依據相同原理在時及/或頻域中產生。為便於描述，以下具體實施例將會基於一特定實例揭示，其在時域中產生序列且將已產生序列轉換成頻域序列，因為直接在頻域中產生序列之實例可易於理解(由於其僅省略用於在時域中產生序列之具體實施例的一些步驟)。然而，應注意本發明之範疇不限於此實例及視需要亦可應用於其他實例。
以下描述將揭示在以下方程式3中顯示的特定實例。
[方程式3] 當N 係偶數時，當N 係奇數時，
在方程式3中顯示的此實例中，「M」係設定成「1」(其中「M」係一相對於「N」係質數的自然數)，且會產生及插入一具有1024之長度的CAZAC(固定振幅零自相關)序列。此CAZAC序列已揭示於1972年7月由David C.Chu提出之「具有良好週期性相關性質之多相碼(Polyphase Codes with Good Periodic Correlation Properties)」中，Information Theory IEEE Transaction，第18卷，4版，第531至532頁。
在方程式3中，「n」係0、1、2、...、N－1。因此，「N」對應於該序列長度或「等效序列長度」。N可表示為等效序列長度之原因係(如以上所述)，已產生序列可在特定情況中具有與N不同之長度。例如，可藉由任何替代方程式產生該序列，用於防止該序列具有DC分量。避免該序列具有DC分量可藉由直接施行在頻域中貫穿DC分量來實施，但(或者)該序列可藉由省略一對應於DC分量之「n」值來產生。在此情況下，產生序列之長度可為「N－1」，非「N」。但此係特別情況，且通常「N」對應於序列長度。且即使在該特別情況中，「N」對應於該實質上序列長度或序列產生週期。
同時，若該序列長度係預先決定，本發明可依據指示該對應序列是否具有偶數長度或奇數長度的特定資訊，使用方程式3中顯示的兩方程式之任一者。
如以上所述，可重覆一可用於此具體實施例之特定模式，以致CAZAC序列可藉由調整N值重覆該特定模式。換句話說，在方程式3中，在「M」值設定成「1」及「N」值設定成「512」之條件下，CAZAC序列係產生及重覆兩次，因此可產生具有1024之長度的序列。
第7圖顯示依據本發明之CAZAC序列的自相關特徵。
如以上所述，依據此具體實施例之序列可具有優異相關特徵。可認知與CAZAC序列相關之時域的自相關特徵，可具有理想自相關特徵，如第7圖顯示。總之，可認知以上所述CAZAC序列係一滿足此具體實施例所需的各種條件之序列的範例。
作為依據此具體實施例之可選用步驟，將時域產生序列映射至頻域的步驟將在下文中詳述。
依據一種用於依據OFDM系統之一預定標準將時域序列轉換成頻域序列的方法，N點FFT程序可在於時域中產生的N長度序列上執行，如藉由以下方程式4表示，以致N長度序列可轉換成頻域序列。
在方程式4中，「k」係0、1、2、...、N－1。
如以上所述，在時域中產生之時域序列可轉換成頻域序列「A k 」，如方程式4表示。另外，對於用於在頻域中產生序列的具體實施例，頻域產生序列需要藉由等效操作映 射至頻率資源元件。
在將CAZAC序列用於此具體實施例之情況下，較佳係本發明可持續將已產生序列映射至一頻域資源元件，以致系統可維持CAZAC序列性質，其當序列被映射至頻域資源內時，在時域(或在頻域中)中維持預定振幅特徵。
在本發明之一些具體實施例中，係使用時域中之2x重覆序列，因此產生序列係映射至頻域。在此情況下，頻域中之各序列分量係映射至每兩個副載體。已假設本發明中之術語「持續映射」指示該序列係映射至持續包含在頻域中之第特定數目副載體，且其包括持續映射該序列至每兩個副載體。
依據本發明之一具體實施例處理DC副載體及插入保護副載體的步驟S105，將參考第6圖於下文中描述。
大體上，一特定OFDM通訊方法可請求處理DC副載體及插入一固定保護副載體。若DC副載體及保護副載體必須插入以滿足特定OFDM通訊方法的預定標準，則可執行以上步驟S105。
以上所述處理DC頻率副載體指示資料「0」係插入頻域中具有頻率「0」之副載體中，以解決在傳輸/接收單元之RF單元中遭遇的DC偏移問題。此操作係等於貫穿該DC分量。
不僅以上所述用於將資料「0」插入具有頻率「0」之副載體的方法，同時其他能獲取相同效應的方法亦可視需要使用。
例如，欲映射至DC副載體之分量可在序列產生步驟S101中省略，以致可產生不具有映射分量的產生序列。之後，在用於將產生序列轉換成時域序列的步驟S109期間，可省略對應於DC副載體的序列分量。
因此，若將對應於在頻域中具有頻率「0」之DC分量的分量從傳輸至時域之訊號中移除，且將不具有DC分量的序列傳輸至一目的，則可可用許多方法。
另外，保護副載體插入指示可插入該保護副載體以減少鄰近通道干擾(ACI)。
依據本發明，當一對應訊號係映射至頻域的副載體時，該對應訊號之副載體的位置可視需要以相反順序配置。例如，訊號係循環偏移如至少一副載體之距離般長，而後實行其映射程序。
本發明亦可包括隨機映射程序，然而，最好在頻域中之位置不改變成另一位置。本發明之具體實施例將揭示其中已產生訊號之頻域位置未改變成另一位置的特定情況。
其次，作為一可選用步驟，將在下文詳述將PAPR衰減技術應用於藉由依據本發明之以上步驟產生的產生序列之步驟S107。
如以上所述，時域訊號係藉由處理DC修改成為另一訊號且插入保護副載體，因此PAPR才可增加。
此具體實施例可再施行PAPR衰域技術以減少已增加的PAPR，然而，此程序對於本發明並非恆必要。依此方法，在PAPR衰減技術期間，最好該具體實施例可使頻域序列碼 之振幅位準中的變化減至最少，且同時可將PAPR衰減技術應用於頻域序列碼。
產生頻域序列係由傳輸/接收端預先認知的特定值，以致其亦可作為用於其他用法(如通道估計)之參考訊號。
依據第6圖中顯示的具體實施例，用於藉由IFFT操作將以上所述序列轉換成時域序列之步驟S109將在下文中描述。
以上步驟S109係用來產生最後時域前文序列，及係如藉由以下方程式5表示般實行。在此情況下，可用已產生序列來施行同步化、偵測訊號或在訊號間區分。
最好一DC分量係從在步驟S109處轉換成時域訊號之產生訊號的頻域省略。藉由如此進行，可保持CAZAC序列之時間/頻率雙重性。
上揭具體實施例已揭示以上所述用於在時域中產生序列，及將時域序列轉換成頻域序列的方法，然而，應注意本發明序列之範圍不僅限於時域的以上所述序列，且亦應用至其他實例。換句話說，熟習此項技術人士熟知在頻域中產生之CAZAC序列(如Zadoff－Chu序列)可直接映射至頻域資源元件。
基於法蘭克序列之具體實施例
下文中將描述一種用於依據本發明將以上所述任一CAZAC序列應用於3GPP LTE系統(以下稱為「LTE」)之 P－SCH的方法。
更詳細言之，在從時域之CAZAC序列中重覆法蘭克序列後，本發明之此具體實施例可藉由在頻域中處理資料來產生P－SCH，且下文中將描述其詳細說明。
法蘭克序列係以上所述CAZAC序列的一代表實例，及包括一在時及頻域中之固定振幅(即固定包絡)。法蘭克序列具有理想自相關特徵，且一代表性法蘭克序列已揭示於由R.L.Frank及S.A.Zadoff於1962年提出之「具有良好週期性相關性質之相移脈衝碼(Phase shlft pulse codes with good periodic correlation properties)」，IRE Trans.Inform.Theory，IT－8卷，第381至382頁。
同時，若P－SCH及S－SCH係在LTE中依據FDM方案多工處理，一種使用法蘭克序列建構P－SCH之方法先前已由相關開發者討論。
然而，由本發明提出之發明方法依據TDM方案多工處理P－SCH及S－SCH，且因此其實施一優於習知P－SCH之經改進P－SCH。
其次，在習知P－SCH建構方法及本發明P－SCH建構方法間的比較將在下文中詳述。
以下方程式6可用來表示法蘭克序列：
在方程式6中，l k 係如方程式7中顯示：
在方程式6及7中，「N」指法蘭克序列之長度，且必須滿足N＝m2 之條件。並且，「r」係自然數，其係「m」之相對質數且小於「m」之值。
例如，若N＝4，方程式6中顯示之序列具有如QPSK之群集映射。若N＝16，方程式6中顯示之以上所述序列具有如QPSK之群集映射。若N＝16且r＝1，時域中法蘭克序列之產生係顯示於下表2中，且轉換成頻域資料中之序列係顯示於外表3中：
表2中顯示結果係等於QPSK調變結果，且表3之結果具有固定振幅。
例如，在實際上使用之副載體數係16之條件下使用表3結果之情況下，該系統係能使用16副載體，不管使用或不使用可擴充頻寬。
當在時域中實行依據交互相關方法之時點獲取時，若目的資料係藉由BPSK或M－PSK方案調變成另一資料，計算一相關值之複雜性會降低。在此情況下，BPSK或M－PSK方案在群集映射上實施相位旋轉以包含所需資訊。換句話說，本發明使用一簡單符號轉換器(而非複數運算)來基於一簡單複數加法計算相關值，因此降低計算之複雜性。
並且，法蘭克序列係CAZAC序列之指示，因此其在所有時域及頻域中皆具有優異相關特徵。
法蘭克序列在所有時域及頻域中皆具有固定值，因此其具有低PAPR。若將法蘭克序列用於施行通道估計，則係提供最佳條件。
例如，若在N＝16及r＝1下自時域接收之訊號向量「r」係由r[r(0) r(1)...r(15)]表示，則用於計算訊號向量「r」(r＝[r(0) r(1)...r(15)])及該為人熟知訊號「a」(a＝[a(0) a(1)...a(15)H ])及該訊號向量間之相關值的方程可藉由方程式8表示： [方程式8]R(d) ＝r．a
在方程式8中，「a」係顯示於上表2中。
若R(a)值係藉由方程式8直接計算，則需要總計15之複數乘法及總計15之複數加法來計算一單一值「R(d)」。
然而，由於法蘭克序列「a」之唯一性質，本發明可改變一Rx訊號之實或虛部的碼以與另一碼相乘，且可使用已改變碼施行加法來計算該相關值。因此，本發明除了複數乘法可僅用15複數加法來完成以上所述計算。
典型地，單一複雜乘法運算之複雜性比單一複雜加法運算更高約8倍。
該預先提出方法使用法蘭克序列之優點組態P－SCH。換句話說，已建議使用具有16之長度的法蘭克序列映射至64副載體的FDM為基之P－SCH。
第8圖係說明一種用於依據本發明建構P－SCH之方法的概念圖。
參考第8圖，具有長度16之法蘭克序列係在2頻率索引之間隔處插入頻域。換句話說，表3之序列係在兩頻率索引之間隔處插入頻域。在此情況下，兩頻率索引之間隔指示第m序列被插入第k副載體中，未有序列被插入第(k＋1)副載體中，而第(m＋1)序列係插入第(k＋2)副載體中。
若在兩頻率索引之間隔處插入頻域中的以上所述序列 係在頻域中複製且係接著延伸，則可獲得映射至總計64副載體之第8圖的其他序列。第8圖之序列係在兩取樣之間隔處插入時域中，且係接著重覆兩次。
本發明可依以下態樣改進以上所述P－SCH構造。
首先，基於預先建議P－SCH建構方法之序列包括一在時域中具有值「0」之特定值，以致使PAPR特徵大幅退化。本發明可改進PARR特徵的退化。
該預先建議方法將序列插入第奇數副載體而非第偶數副載體，以解決由於DC載體(即第0副載體)造成之問題。即，該預先建議方法將資料插入具有奇數頻率索引的副載體中。
若觀察在時域中藉由以上述方案產生的序列，在時域下之QPSK格式(即法蘭克序列優點)係不可避免地改變成另一格式，導致發生嚴重問題。本發明之目標係解決以上所述問題。
第9圖係依據本發明用於產生P－SCH的方法之流程圖。
第9圖之步驟S1701至S1705將於下文參考其他附圖描述。
第10圖係說明範例性副載體之概念圖，其各基於LTE標準映射至P－SCH。
基於LTE標準之P－SCH被映射至基於DC副載體之73副載體(包括DC副載體)。
此具體實施例提供在時域中之2x重覆序列結構(即，該序列在時域中重覆兩次)，以致其可產生由LTE標準請求之 73副載體(包括DC副載體)。即，本發明提供在時域中具有2x重覆結構的序列。
在已處理DC副載體後，系統使用來自具有72的長度之法蘭克序列中具有71之長度的法蘭克序列(未顯示於第10圖中)。
在此情況下，最好在時域中之2x重覆序列可設定成法蘭克序列。較佳係，法蘭克序列之長度係設定成36，且方程式6中之變數「r」係設定成「1」。若法蘭克序列之長度係設定成36，此法蘭克序列具有如6－PSK的群集映射。
法蘭克序列之長度設定成36的原因係要建構一欲映射至73副載體之目的序列。換句話說，若序列係藉由36長度序列之兩次重覆產生，則產生序列可滿足LTE標準。
無須贅言，若無須該重覆格式，本發明可選擇關聯LTE系統而具有64之長度的另一序列。若P－SCH係藉由該序列之四次重覆產生，亦可使用具有16之長度的法蘭克序列。
以下將詳述第9圖之步驟S1701。
參考第9圖，係產生具有Npre ＝36之長度的法蘭克序列。在此情況下，「Npre 」係產生P－SCH之初始序列的長度之指示。在此情況下，最好方程式6中之變數「r」係設成「1」。
第11圖係說明依據本發明在時域中具有36之長度的法蘭克序列之方塊圖。
第11圖之序列可表示為a(i)，i＝0、1、...、35。下表4顯示以上值「a(i)」的實及數部值。
其次，以下將詳述步驟S1702。
在使用具有36之長度的法蘭克序列之情況下，此序列係在時域中重覆兩次以致產生該產生序列。
第12圖係說明時域中之2x重覆序列的方塊圖，以致具有72之長度的產生序列係依據本發明產生。
第12圖之2x重覆訊號之一些部分係顯示於下表5中：
表5中顯示之序列值係時域值的指示。
其次，以下將詳述步驟S1703。
在步驟S1702處產生具有之72長度的法蘭克序列(即，時域中之2x重覆序列)係藉由72點FFT或DFT轉換成頻域訊號。在此情況下，從頻域之觀點，2x重覆係在時域中實行， 因此其係視為已實行在頻域中自第偶數頻率索引之交替插入。即，該序列係如第13圖所示插入第偶數頻率索引中。第13圖顯示第9圖之以上步驟S1703的結果。
插入第偶數頻率索引之序列的一些部分可由下表6表示：
其次，以下將詳述步驟S1704。
此步驟S1704經調適以解決由DC副載體造成之問題。若欲使用之通訊標準的DC副載體部分不使用(即，若0之值係欲透過DC副載體傳輸)，則較佳係施行步驟S1704。
本發明提供兩種解決以上所述DC副載體問題的方法。為便於說明及更佳瞭解本發明，步驟S1704－1將會首先詳述，且步驟S1704－2將會接著詳述。
步驟S1704－1係經調適以施行一位於DC副載體處之對應序列的貫穿。換句話說，術語「貫穿」指示對應序列係以「0」之值零化處理。
第14圖顯示步驟S1704－1之結果。
若步驟S1704－1係在第13圖之結果上實行，則可獲取第 14圖之結果。
第14圖之結果的一些部分可由下表7表示：
其次，以下將說明步驟S1704－2。
步驟S1704－2係調適以施行除了DC副載體之對應序列的映射。
2x重覆序列係在以上步驟S1702處製成。因此，步驟S1703之結果係依一特定序列的格式組態，其係在兩頻率索引之間隔處插入頻域中。換句話說，應注意該序列係插入第偶數頻率索引中。
在此情況下，本發明施行步驟S1704－2，以致已產生序列係CS(循環偏移)處理至右或左側。
第15圖顯示依據本發明CS結果至第13圖之結果的右側。第15圖之結果的一些部分可由下表8表示：
若以上步驟S1704－1係與另一步驟S1704－2比較，可認知步驟S1704－1係比步驟S1704－2更佳。
步驟S1704－1可易於使用表5之已知訊號計算相關值。以下將描述一用於計算該相關值之詳細方法。
因為序列係在步驟S1704－2處插入第奇數索引，時域序列值係改變至另一者，以致本發明由於已改變序列值而難以使用簡單計算來計算該相關值。
無須贅言，接收端藉由副載體間之副載體間距自一目前位置移動載體頻率至另一位置，且可接收產生訊號。然而，第一副載體係用作一DC分量，因此其不可避免地遭遇DC偏移。結果，鑑於DC偏移問題，步驟S1704－1係優於步驟S1704－2。－無須贅言，在以上所述接收動作後，一特定複數之乘法係在時域中施行，且頻率偏移可接著實行。然而，若特定複數之乘法經調適以計算簡單相關值，該效率可能過度地退化。
其次，以下將說明步驟S1705。步驟S1705係用作一特定情況的額外步驟，其中接收端不施行向下取樣且係應用於128點FFT程序。
以上步驟S1705可當接收端不支援向下取樣功能時有效率地使用。
例如，LTE系統之副載體間的副載體間距係15KHz。若128點FFT(或128點DFT)係應用於LTE系統，則128樣本值發生在時域中，且128點樣本值可具有1.9MHz之取樣頻率。 接收端在1.08MHz之頻率處濾波Rx訊號(即接收訊號)，且可選擇以下操作(即第一及第二操作)中任一者。
依據第一操作，接收端使用1.92MHz之取樣頻率而無任何改變。依據第二操作，接收端使用1.08MHz之取樣頻率施行向下取樣且使用向下取樣結果。
步驟S1705用作一額外步驟，其係用於其中接收端不施行向下取樣程序，且使用1.92MHz之頻率而無任何改變的特定情況。
若需要向上取樣程序，步驟S1705施行在頻率1.08MHz(對應於72樣本)處產生之序列的向上取樣，使得具有頻率1.08MHz之序列係經向上取樣處理至1.92MHz之另一頻率。數位取樣方法基本上將「0」之值插入56副載體(56＝128－72)中，及在以上零填補結果上施行128點IFFT程序。
一詳細取樣技術係熟習本發明之技術的人士熟知，因此將省略其詳述。為了參考，表7或8之序列應在傳輸程序期間使用在一對應頻帶(即1.08MHz的頻帶)內。
以下將詳述已接收由P－SCH序列之接收端的操作。以下將會說明用於接收端中之交互相關方法。
以上所述實例顯示在時域中之2x重覆結構。因此，Rx訊號之預定範圍係依據自相關方案決定，而後交互相關方案係應用於已決定範圍，因此可實行精細同步化獲取程序。
用於決定一藉由自相關方案重覆之Rx訊號的預定範圍之方法，係與用於習知技術之習知方法相同。因此，一種用於依據自相關方案減少計算之數目的方法將會在以下 描述。
基於交互相關方案之時點獲取方法可藉由以下方程式9表示：
在方程式9中，p (n )係時域中已知P－SCH序列值之指示，r (n )係Rx訊號之指示，M 係用於部分相關方法之「M」值的指示，N fft 係FFT大小，且係偵測時點獲取位置之指示。
若P－SCH不具重覆模式，且在2GHz頻帶處之頻率偏移的最大值係5ppm，該系統可在方程式9之M＝1下具有足夠效能。因此本發明無須應用部分相關方法至重覆間隔。
基於方程式9，LTE系統使用1.08MHz之取樣頻率施行Rx訊號之向下取樣(即72樣本)，且P－SCH具有在10毫秒之項中的兩符號。
因此，若時間同步化係由5毫秒項之平均獲得，則用於時點獲得之計算複雜性可由以下方程式10表示： [方程式10] (72複數乘法＋72複數加法＋2複數平方操作)*9600
為解釋依據本發明用於計算相關值之方法，係將表4中所示的法蘭克序列描述為一實例。
若Rx訊號係藉由r＝[r(0) r(1) r(2)、...、r(35)]指示，用於計算Rx記號及表4的相關值之方法可藉由以下平行程序實行。
首先，實值可由以下方程式11代表，且虛值可如以下方程式12代表來實行： [方程式11] 實部： Real[r(0)]－Real[r(2)]＋Real[r(5)]＋Real[r(8)]＋Real[r(11)]＋Real[r(13)]－Real[r(14)]＋Real[r(15)]－Real[r(16)]＋Real[r(17)]－Real[r(18)]＋Real[r(20)]＋Real[r(23)]－Real[r(26)]＋Real[r(29)]＋Real[r(31)]＋Real[r(32)]＋Real[r(33)]＋Real[r(34)]＋Real[r(35)]＋cos(pi/3)*{－Real[r(1)]－Real[r(3)]＋Real[r(4)]＋Real[r(6)]－Real[r(7)]－Real[r(9)]－Real[r(10)]－Real[r(12)]－Real[r(19)]－Real[r(21)]－Real[r(22)]－Real[r(24)]－Real[r(25)]－Real[r(27)]＋Real[r(28)]＋Real[r(30)]}＋sin(pi/3)*{－Imag[r(1)]＋Imag[r(3)]＋Imag[r(4)]－Imag[r(6)]＋Imag[r(7)]－Imag[r(9)]＋Imag[r(10)]－Imag[r(12)]－Imag[r(19)]＋Imag[r(21)]－Imag[r(22)]＋Imag[r(24)]＋Imag[r(25)]－Imag[r(27)]－Imag[r(28)]＋Imag[r(30)]}
[方程式12] 虛部： Imag[r(0)]－Imag[r(2)]＋Imag[r(5)]＋Imag[r(8)]＋Imag[r(11)]＋Imag[r(13)]－Imag[r(14)]＋Imag[r(15)]－Imag[r(16)]＋Imag[r(17)]－Imag[r(18)]＋Imag[r(20)]＋Imag[r(23)]－Imag[r(26)]＋Imag[r(29)]＋ Imag[r(31)]＋Imag[r(32)]＋Imag[r(33)]＋Imag[r(34)]＋Imag[r(35)]＋cos(pi/3)*{－Imag[r(1)]－Imag[r(3)]＋[mag[r(4)]＋Imag[r(6)]－Iinag[r(7)]－Imag[r(9)]－Imag[r(10)]－Imag[r(12)]－Imag[r(19)]－Imag[r(21)]－Imag[r(22)]－Imag[r(24)]－Imag[r(25)]－Imag[r(27)]＋Imag[r(28)]＋Imag[r(30)]}－sin(pi/3)*{－Real[r(1)]＋Real[r(3)]＋Real[r(4)]－Real[r(6)]＋Real[r(7)]－Real[r(9)]＋Real[r(10)]－Real[r(12)]－Real[r(19)]＋Real[r(21)]－Real[r(22)]＋Real[r(24)]＋Real[r(25)]－Real[r(27)]－Real[r(28)]＋Real[r(30)]}
在表示方程式11及12之複雜性的情況下，可獲取以下方程式13： [方程式13] ((52*2)實數加法＋(2*2)實數乘法)*9600 ＝(104實數加法＋4實數乘法)*9600
在比較方程式13與方程式10之情況下，在方程式13與方程式10間之複雜性中係有一大差別。
另外，因為值「cos(pi/3)」係「1/2」(即cos(pi/3)＝1/2)，此值「cos(pi/3)＝1/2」對應於硬體實施之1位元移位，所以鑑於計算之數目此值係可忽略。在此情況下，操作數可由以下方程式14表示： [方程式14] ((51*2)實數加法＋(1*2)實數乘法)*9600 ＝(102實數加法＋2實數乘法)*9600
另外，「sin(pi/3)」之值係等於squrt(3)/2或0.8660(即sin(pi/3)＝squrt(3)/2＝0.8660)，因此計算之數目近似0.75(＝1/2＋1/4)。在此此情況下，已近似結果可用位元移位實施。因此，若忽 略計算之數目，則複雜性可如以下方程式15代表般減少。
[方程式15] ((51*2)實數加法＋(1*2)實數加法)*9600 ＝(102實數加法)*9600
同時，正標示「＋」或負標示「－」可易於藉由碼轉換器實施，因此此等標示係不包含在計算數目中。
以上所述實例係在時域中重覆兩次，因而組態P－SCH。然而，詳細數字僅揭示用於說明本發明之目的，因此本發明之範疇不限於以上所述詳細數字且可應用至其他實例。
例如，初始序列可設定成具有16之長度的法蘭克序列。換句話說，具有16之長度的法蘭克序列係在步驟S1701處產生。具有16之長度的法蘭克序列係在步驟S1702處於時域中重覆四次。法蘭克序列係在步驟S1703處藉由64FFT轉換成頻域序列。在此情況下，該序列係插入四頻率索引之間隔處。
在步驟S1704處，本發明可在DC載體位置處施行貫穿程序，或可同時施行序列插入而避免DC載體。之後，將該序列轉換成時域信號，且視需要執行步驟S1705。
在使用本發明之以上所述基本具體實施例及將該具體實施例應用於法蘭克序列的情況下，最好所有已產生序列可使用在滿足以上所述共軛對稱性質條件下之選定索引來產生。
在藉由從滿足共軛對稱性質之索引集中選擇一索引來 選擇該序列的情況下，計算數目可在使用交互相關偵測訊號之接收端中大幅減少。
以下描述有關一其中基於以上所述相關技術產生/使用上述序列的通訊系統之特定情況。
用於依據相關技術之通訊系統的態樣
為便於描述，以下描述將依據頻率同步序列或時間同步序列(如用於P－SCH之主要同步碼(PSC)，由本發明個別具體實施例提出之序列可應用於上行鏈路前文傳輸通道(如RACH)、任何其他下行鏈路同步通道、發訊、控制通道及ACK/NACK通訊領域。
典型地，用於獲得時間同步之計算程序的相關計量組件包括一延遲分量，如由(R(d))表示。
然而，若未獲取時間同步，則由延遲分量造成之相關係計量將不需要。
若將本發明之概念應用於時間同步通道，則必須考慮延遲分量(d)。否則，若將本發明之概念應用於與時間同步化無關之其他通道，則無須考慮延遲分量(d)。
其次，考慮以上所述延遲分量(d)，係已提出各種方程式。然而，熟習此項人士明瞭所提出之方程式可同等地應用於不具有延遲分量(即d＝0)的其他情況。因此，不具延遲分量之情況將為便於描述而省略。
其次，以下將描述一種用於從多序列中產生/使用至少一序列的方法，因此已產生序列係用作頻率及時間同步序列。即，以上所述序列產生方法不使用具有一單一細胞之 共同序列，而是從多預定序列中選出一特定序列且使用已選出序列。
用於細胞內頻率及時間同步的序列可稱為一主要序列碼(PSC)。
例如，若P－SCH係使用一在單一細胞內之單一共同序列設計，已決定該細胞共同PSC係應用於此P－SCH。否則，若P－SCH係使用在一單一細胞內的多序列之一設計，則決定一特定PSC係從多PSC中選出。
本發明提供一種從多數可用序列中產生序列的方法，因此接收端可僅使用一相關操作來計算已接收訊號及多序列之各者間的相關值。
若P－SCH係使用方程式6之法蘭克的序列設計，則可使用具有16之長度的序列及36之長度的其他序列。在此情況下，若長度N係「16」，方程式6之變數「m」係「4」，因此使用兩種法蘭克序列。同樣地，若長度N係「36」，方程式6之變數「m」係「6」，因此使用兩種序列。在此情況下，本發明可能不支援三或更多PSC，導致發生嚴重問題。
本發明提供用於產生可用於各種通訊系統之同步通道序列的方法，但此方法可支援在單一細胞下的各種同步通道。
以上所述各種通訊系統之類型沒有限制。為便於描述，本發明將基於LTE系統描述。
此具體實施例將藉由參考以下方程式16解釋Zadoff－Chu序列，以致可提出用於產生複數PSC之方法。該 Zadoff－Chu序列已在方程式3中揭示。
[方程式16] 當L 係偶數時，當L 係奇數時， k ＝0,1,...,L －1
在方程式16中，「m」係小於「L」之自然數且係「L」之相對質數。例如，若L＝8，「m」係設定成1、3、5及7。
此具體實施例提供一種用於使用Zadoff－Chu序列自複數可用序列中產生一序列的方法。較佳係，由依據本發明之序列產生的同步通道可跟隨第10圖的結構。
依據此具體實施例的序列可由第16圖的程序產生。第16圖係說明一依據本發明範例性序列產生方法的概念圖。
參考第16圖，序列產生方法有效率地在步驟S10從複數序列索引(或索引集)中選擇一序列索引以產生一序列。若選定序列索引，該序列產生方法在步驟S20處依據已選定索引在時或頻域中產生序列。在此情況下，該序列亦在步驟S30處於時域中重覆N次，但可省略此步驟。
已產生序列可在步驟S40處映射至頻率資源元件。可在步驟S51或S52處執行將DC分量從頻域移除之資料處理。
若執行移除DC分量之資料處理，則用於將該序列轉換成時域序列之資料處理在步驟S60處實行。
依據本發明之此具體實施例，亦可用除以上所述方法 外的各種方法來移除DC分量。依據本發明，在一對應於具有頻率「0」之部分的一特定分量可在時域傳輸期間從一對應序列的頻域中省略之條件下，本發明可使用滿足以上所述條件的任意方法。
其次，將在下文詳述個別步驟。
將詳述用於從複數序列索引(或索引集)中有效率地選擇一序列索引的步驟S10。在步驟S10中，序列索引集可包括一親代序列索引或根索引，及剩餘序列索引。更詳言之，若接收端目標為時點獲取，最好一根索引及剩餘序列滿足交互相關值可由接收端以較少數目的計算來計算的條件。如此，此具－體實施例建議根索引集具有一根序列索引及剩餘序列索引符合以上所述條件。
同時，可用於細胞中之PSC數目可依各種方法決定。例如，一其中使用4PSC中之一組態P－SCH的特定情況將在下文中描述。若僅需要3PSC，且可用4PSC，則亦可視需要使用將4PSC中之3PSC。
此具體實施例可準備3根索引以使用該3PSC，所以自可選擇之已準備根索引中產生該索引。
其次，用於使用具有長度「36」或「32」之Zadoff－Chu序列產生該序列的方法將在下文中描述。在此情況下，將在下文中描述一種用於藉由重覆該序列兩次產生P－SCH的方法。
長度36或32之Zadoff－Chu序列可由方程式16產生。
若如由方程式16表示之長度(L)係36，則指示序列索引 的值「m」係1、5、7、11、13、17、19、23、25、29、31、33及35。若長度(L)係32，指示序列索引之值「m」係1、3、5、7、9、11、13、15、17、19、21、23、25、27、29及31。
若長度(L)係36，值1、5、7、11、13、17、19、23、25、29、31、33及35中之一係決定為親代序列索引。若長度(L)係32，值1、3、5、7、9、11、13、15、17、19、21、23、25、27、29及31之一係設定成親代序列索引。為便於描述，親代序列索引係指示為「m0 」，而剩餘序列索引係由「mi 」指示。
為了滿足親代序列索引「m0 」及剩餘序列索引「mi 」間之共軛對稱性質，最好可建立方程式17的關係。
在方程式17中，「PL 」係一對應於多相序列中等於2*pi之單一週期的值。典型地，在序列產生方程式中相位分量之分母的值對應於等於一單一週期的值。
換句話說，在多相序列之情況下，以上所述共軛對稱性質係有關一整數乘以在序列產生方程式中的序列產生週期之半。
若對應於具有頻率「0」之部分的「k」值係從方程式16中顯示之數個「k」值省略，而後產生該序列，則已產生序列之週期係比一正常週期短值「1」，且序列長度(L')係比序列長度(L)短值「1」。結果，在序列產生期間，具有頻率「0」之部分從頻域省略，而後產生該序列。
為了選擇能維持共軛對稱性質之根索引，而實行以上所述程序，索引之和或複數索引間之差可對應於一整數乘以關聯L值而非L'值之L/2。因此，若根索引之和對應於關聯週期或序列長度之半的整數值，此意指當使用一正常序列產生方程式時會提供一序列產生週期或序列長度(L)。
同時，以下方程式18及19顯示方程式17之應用實例。
如方程式16中顯示，對應於Zadoff－Chu序列中之單一週期的值等於序列長度L。因此，方程式18之產生週期等於「L」。若將相同方法應用於法蘭克序列，可獲得方程式 20。同時，對應於單一週期之值係設定成。
如方程式18中顯示，若親代序列索引(m0 )及剩餘序列索引(mi )已決定，則接收端可易於計算貫穿交互相關值。
例如，若一單一值「m0 」及三值(m1 、m2 及m3 )已選定而後產生序列，則接收端必須使用四序列計算交互相關值。即，在接收一未知訊號後，接收端計算在接收端中儲存之m0 、m1 、m2 及m3 序列中之各個交互相關值，且必須使用已計算交互相關值決定該未知訊號是否係m0 序列、m1 序列、m2 序列及m3 序列。
然而，若接收滿足共軛對稱性質之該等序列至少之一，本發明計算該等序列m0 至m3 中被選定之一的交互相關振幅，因此用於剩餘序列之交互相關振幅係決定。接收端之詳細操作以下將參考其他具體實施例描述。
例如，若序列長度L係32，可將親代序列索引設定成「1」。在此情況下，若「1」係置換於方程式18之第一表示式的m0 值中，及「32」係置換「L」值，則m1 等於「15」。若「1」係置換方程式18之第二表示式的m0 值，及「32」係置換「L」值，則m2 等於「17」。若m1 及L值係置換於方程式18之第一表示式，則m3 等於「31」。在此情況下，m0 、m1 、m2 及m3 值可決定為係一單一索引群。
簡言之，若決定一單一親代序列索引，亦可決定其關聯索引群。
若將長度設定成32，值m0 ＝3、m1 ＝13、m2 ＝19及m3 ＝29可決定成為一單一索引群。無須贅言，亦可用其他設定。若使用8序列，本發明僅需要使用相同方法選擇兩群。
若序列長度L係36，值m0 ＝1、m1 ＝17、m2 ＝19及m3 ＝35可決定成為一單一索引群。另外，值m0 ＝5、m1 ＝13、m2 ＝23 及m3 ＝31可決定成為一單一索引群。
若L值係由質數(即L＝37)指示，值m0 ＝1及m1 ＝36係決定為一單一群或其他值m0 ＝3及m1 ＝16可被決定為一單一群。
若L值係一奇數，方程式18可簡化成如以下方程式19所表示： [方程式19]m 0 ＋m 1 ＝L
若使用對應於由方程式19選出之序列索引的序列，則所有相關操作可如方程式19中之相同方式藉由單一相關操作完成。
方程式19對應於方程式17及18的子集。
依據本發明之選定序列可為Zadoff－Chu序列，所有CAZAC序列，或由一指數函數組成的多相序列。例如，已選定序列可為法蘭克序列。然而，若已選定序列係決定為法蘭克序列，方程式18及19係修改成為以下方程式21。
以下方程式20及21亦可對應於方程式17的子集。
[方程式21]
由此具體實施例選定之序列視需要可為截斷的Zadoff－Chu序列。在產生Zadoff－Chu序列的情況下，序列長度係設定成質數，可獲得多更多之序列。在此情況下，一些位元被截斷，以致能組態該已截斷Zadoff－Chu序列。例如，若長度L在具有長度36之序列產生後被放棄，則可產生長度36的序列。
如可從方程式19見到，可產生一次處理之兩序列索引群。例如，若提供具有長度37的Zadoff－Chu序列，則可將索引群或索引集設定成(1至36)、(2至35)、(3至34)、(4至33)、(5至32)、(6至31)、(7至30)、(8至29)、(9至28)、(10至27)、(11至25)、(12至24)、(13至24)、(14至23)、(15至22)、(16至21)、(17至20)及(18至19)中任一者。
因為方程式19係方程式18的一特定格式，滿足方程式19之序列索引對應於滿足方程式18的其他序列索引。
如以上所述，所有序列索引可依據方程式17選擇，或亦可由其他方法選擇。例如，一些序列索引係由方程式17選擇，且所選定序列索引之任一者係藉由一預定振幅經CS(循環移位)處理，以致可依據經CS處理結果選擇一新序列。
例如，係選擇序列索引「1」及「31」，其各具有長度32。在此情況下，對應於序列索引「1」或「31」的序列可藉由序列長度之半來CS處理，以致可依據經CS處理結果選擇一新序列。換句話說，具有長度32對應於序列索引「1」 或「31」之序列係藉由「16」CS處理，以致可依據16－CS處理結果選擇一新的第三序列。
應注意係以上所述數字值僅為了說明性目的而揭示，因此本發明之概念不受限於僅以上所述數字值，且視需要亦應用至其他實例。
為便於描述，下文將描述一其中序列長度L係設定成32或36的範例性情況。
若將長度設定成32，則將描述一其中值m0 ＝1、m1 ＝15、m2 ＝17及m3 ＝31係設定成一單一索引群的範例性情況。若將長度設定成36，則將描述一其中值m0 ＝1、m1 ＝17、m2 ＝19及m3 ＝35係設定成一單一索引群的範例性情況。
下文將描述用於依據已選定序列在時域或頻域中產生一序列之第16圖的步驟S20。
在使用方程式16之情況下，可產生一具有36之長度及值m0 ＝1、m1 ＝17、m2 ＝97及m3 ＝35之單一索引群的序列。下表9顯示已產生序列的實例。
表9之結果關於四序列。四序列之任一者可依第11圖之形式組態。然而，第11圖關於法蘭克序列，且表9之結果關於Zadoff－Chu序列。－
在使用方程式16之情況下，可產生一關聯具有32之長度及值m0 ＝1、m1 ＝15、m2 ＝17及m3 ＝31之單一索引群的序列。下表10顯示已產生序列的實例。
下文將描述用於在第16圖之時域中將序列重覆N次的步驟S30。
步驟S30可為便於描述而省略，且「N」值可自由地決 定。
第9圖之結果(即時域中的2x重覆結構)將在下文參考表11及12描述。下表11及12顯示表9的重覆結果。
以下將參考表13及14描述當表10之結果在時域中重覆兩次獲得的實例。如從表13及14可見，表10之結果係再一次重覆。
其次，以下說明將用於將時域序列映射至第16圖中之一頻域的步驟S40。然而，應注意依據本發明之序列可從頻域產生，以致其可視需要直接映射至頻率資源元件。
若具有2x重覆結構之序列係映射至頻域，一特定序列會在頻域中產生。在此情況下，由於DFT操作特徵，此特定序列具有一僅在頻域之第偶數頻率索引處的頻率分量。
更詳細言之，若表11及12之序列係映射至頻域，則可獲得以下在表15及16中顯示的序列。
若表13及14的序列係映射至頻域，則可獲得以下在表18及17中顯示的序列。
其次，以下將說明用於自第16圖中的頻域移除DC分量之步驟S51或S52。
步驟S51係用來施行DC分量的貫穿。僅在表15中之DC分量被改變成0的值。換句話說，表15及16之結果顯示在下表19中，且表17及18的結果在顯示下表20中。
為便於描述，下表19及20僅指示DC分量，且除了DC分量以外的剩餘分量從表19及20省略。
步驟51可基於上述之頻域解釋，或亦基於時域解釋。
例如，依據本發明之此具體實施例，具有35之長度的序列可由c(n)指示。此「c(n)」序列對應於時域序列。「c(n)」序列之DC－貫穿結果可由「d(n)」指示。
在此情況下，「c(n)」序列可表示成
且「d(n)」序列可表示成：
若序列在步驟S52處於時域中具有重覆結構，一頻率分量交替地出現在頻域的頻率索引中。在步驟S52處，為了在副載體映射期間防止頻率分量存在於DC分量中，一對應序列被移位或經CS處理以移除DC分量。
表15至18之產生索引係藉由以上步驟S52調整，且為 了便於描述將在此省略詳細結果。
在用於移除DC分量之資料處理完成後，另一用於將產生序列轉換成時域序列的資料處理S60會實行。若表19的結果係由以上步驟S60處理，則獲得表21及22的結果。若處理表20之結果，則可獲得表23及24的結果。
第17圖顯示依據本發明在介於一不具有DC分量之序列及具有DC分量的其他序列間之群集映射的比較。
更詳細言之，若親代序列索引(m0 )係「1」，具有36之長度的序列之2x重覆結果係顯示於第17(a)圖，且具有32之長度的序列之2x重覆結果係顯示於第17(b)圖。
在此情況下，以上所述兩情況之第17(a)圖和第17(b)圖各僅包括僅12群集。雖然施行DC貫穿，但群集位置係由經貫穿值移位，因此維持12固定群集。
以上所述具有較少數目之群集的特徵可大幅減少關聯接收端之相關功能的計算數目。
第18圖係說明一種用於在一頻域中設計一序列的方法之概念圖，因此形成一依據本發明之時域中的2x重覆結構。
Zadoff－Chu序列維持在時域及頻域中之理想相關特徵。因此，序列可在時域中產生，或亦可在頻域中產生。
換句話說，若將Zadoff－Chu序列插入頻域中，且在兩分區(即兩空間)之間隔處將該序列插入第偶數頻率索引，則會獲得如在其中於時域中產生之序列映射至時域之以上情況中的相同結果。
第16圖之步驟S10的額外描述將在下文中描述。用於選擇多序列索引之方法係等於一種使用接收端容易計算交互相關的方法。
然而，Zadoff－Chu序列基本上作為多相序列，因此易受頻率移位影響。
因此，最好可在考慮序列選擇步驟中之頻率偏移下選擇該序列。
換句話說，若選擇三序列而不考慮依據方程式18之頻率偏移，則本發明可能難以依據頻率偏移搜尋一正確相關值。在此情況下，可藉由方程式18決定三序列索引中之兩序列索引，且可在考慮頻率偏移特徵下決定剩餘一序列索引。
總之，在選擇複數之序列索引的情況下，可僅考慮方程式18，且亦可連同方程式18考慮頻率偏移特徵。
以上所述概念有關考慮頻率偏移的複數序列索引。以下將描述用於額外考慮其他標準而非頻率偏移的方法。
其次，以下將描述用於額外考慮相關特徵來考慮序列索引的方法。
例如，Zadoff－Chu序列作為一CAZAC序列，因此最好選擇一具有理想自相關特徵及優異交互相關特徵之特定序列。例如若長度係35，該組三序列(1、2、34)或(1、33、34)可在考慮方程式19、頻率偏移特徵、及PAPR特徵下選擇。
索引集(1、2、34)之交互相關特徵係顯示於第19圖中。
其次，將在下文中描述依據本發明具有35之長度的序列之特徵。
較佳係具有35之長度的序列可用於LTE系統。
已假設SCH訊號係轉移至六無線電區塊(對應於包括DC分量的73副載體)。
若2x重覆結構係使用73副載體在時域中構成，則可使用具有長度36的序列。可使所有頻或時域之情況可用。例如，雖然該序列未在時域中重覆或已重覆三次，亦可使頻域或時域之所有情況可用。
在此情況下，本發明需要(1.08xMHz)內插器的接收端。
然而，基於以上所述標準(即參考)，一最佳索引群係(1、2、35)。在此情況下，交互相關顯示於第20圖中。
若發生最壞情況，第20圖之索引群可具有40%的交互相關。
在此情況下，最好本發明可使用一比「36」更短之長度的序列。
在此情況下，最好本發明達到一需要長度能初始產生，且同時選擇奇數長度序列，因此更佳係可將該長度設定成35。
具有35之長度的序列可搜尋具有優於偶數長度序列之相關特徵的該集。
用於參考，第19及20圖中之序列索引(1、2、34)的選擇有關該序列的2x重覆。
當產生用於P－SCH之PSC時，本發明可使用一對應序列 無須在產生該序列後重覆該序列。
已假設本發明使用三Zadoff－Chu序列作為用於PSC之多序列。在此情況下，本發明必須從三Zadoff－Chu序列中選擇兩根索引，因此在使用具有長度63之序列的情況下，兩根索引之和滿足「63」。結果，可滿足對應序列間之共軛對稱性質。
並且，可使用其他條件選擇除了兩根索引外之剩餘一索引，且最好該剩餘一根索引可在考慮到以上所述頻率偏移問題(及/或PAPR(CM))下選擇。
在以上所述假設下，若頻率偏移靈敏性及/或用於各根索引之PAPR程度係依據各種條件表示，則可獲取以下結果。
第21圖係說明在依據本發明之各種條件下的頻率偏移靈敏性及CM的圖式。
參考第21圖，「Nzc」係Zadoff－Chu(zc)序列之長度的指示。案例1指使用具有長度63之ZC序列。案例2指具有長度63之ZC序列係依據循環延伸方案使用。
案例3指使用具有長度64之ZC序列。案例4指具有長度64之ZC序列係藉由一截斷方案使用。
更詳細言之，第21(a)圖顯示以上所述案例1至4的頻率偏移靈敏性，且第21(b)圖顯示各以上所述案例1至4的CM。
基於以上所述結果，本發明提供一種用於選擇如下表25中顯示之根索引集的方法。
換句話說，若第一序列之根索引、第二序列的根索引、及第三序列之根索引係藉由(x、y、z)指示，則(34、29、25)係在案例1下選擇，且(34、29、25)係在案例2下選擇，(29、31、27)係在案例3下選擇，及(31、34、38)係在案例4下選擇。除了該等根索引集中之案例3的根索引集外，所有該等集(其各具有以上所述共軛對稱性質)係包含在序列選擇程序中。
當已選定根索引集係如以上所述使用時，自相關曲線係如下。
第22至25圖係說明當依據本發明選擇一根索引集時，個別集之自相關曲線的圖形；在第22至25圖中，係假設1－部分相關指示0.1ppm之頻率偏移狀況，且2－部分相關指示5.0ppm之頻率偏移狀況。在依據本發明使用根索引集之情況下，可辨識到可獲取優異自相關特徵。
同時，下文中將描述一種用於使用當使用案例1之根索引集及使用具有63之長度的ZC序列時產生的序列來傳輸訊號之方法。在此情況下，在案例1之根索引集中，第一序列之根索引係34，第二序列的根索引係29，而第三序列之根索引係25。
若「34」、「29」及「25」係用作三序列組合之根索引，根索引「34」及「29」之和係對應於該對應ZC序列的長度之63，因此滿足以上所述共軛對稱性質。因此，若由以上所述根索引產生之序列係傳輸作為一通訊訊號，則接收端可易於使用已產生序列計算交互相關操作。
同時，若選擇來自以上所述根索引集之根索引中的任一者，以致產生具有長度62的序列，下文中將描述一種用於將已產生序列映射至頻域資源元件的方法。
第26圖係一說明依據本發明用於映射具有63之長度的序列至頻域資源元件的方法之概念圖。
在產生具有長度63的序列後，本發明持續將已產生序列映射至頻率資源元件，以(盡可能)維持ZC序列特徵，其指示ZC序列在時域及頻域中具有固定振幅，且下文中將描述其詳細說明。
如可從第26圖見到，在具有63之長度的Zadoff－Chu(ZC)序列中，對應於「P(0)至P(30)」之分量係從一具有「－31」的頻率資源元件索引之頻率資源元件，持續映射至具有「－1」之頻率資源元件索引的頻率資源元件，且對應於「P(32)至P(62)」之分量係從一具有「1」的頻率資源元件 索引之頻率資源元件，持續映射至具有「31」之頻率資源元件索引的頻率資源元件。在以上所述映射操作中，已產生序列之第32元件(即P(31))被映射至頻率「0」的部分。
因此，此具體實施例提供一種如第26圖顯示用於貫穿映射至具有頻率「0」之部分的「P(31)」部分的方法。然而，視需要，本發明亦可使用在時域傳輸期間能貫穿具有頻率「0」之部分的另一方法。
映射至頻域的序列可藉由IFFT或等效操作(如IDFT或IFT)轉換成時域訊號，因此其亦可傳輸為OFDM符號訊號。
由以上所述具體實施例傳輸之訊號可在接收端中接收，以致接收端可使用交互相關操作偵測一對應訊號。在此情況下，在使用具有以上所述共軛對稱性質之序列集的情況下，接收端可更易於偵測該訊號。
其次，下文中將描述接收端之訊號偵測程序(即用於計算交互相關值的方法)。
接收端之方面
下文中將描述接收端之方面的操作。
在由以上所述具體實施例產生之Tx序列中係有一預定規則。因此，接收端可使用一對應於一單一根序列索引之特定序列的相關值，獲取對應於剩餘根序列索引的序列之相關值，而非計算所有序列的交互相關值。
下文中將描述一種用於依據此具體實施例計算交互相關值的方法。此具體實施例計算Rx訊號及該等多序列之各序列間的交互相關值。在此情況下，本發明決定當計算在 Rx訊號及特定序列(即第一序列)間之相關值時產生的若干中間值。並且，本發明可藉由中間值之加法或減法，不僅計算Rx訊號及第一序列間之交互相關值，而且計算Rx訊號及另一序列(即第二序列)間之另一交互相關值。
以下將詳述其中選擇多可用序列的各種案例。
<案例1>
此實例顯示一種用於計算該等選定序列之交互相關值的方法，其具有36之長度且值m0 ＝1、m1 ＝17、m2 ＝19、m3 35。
接收端儲存具有「1」之序列索引的序列，及計算在已儲存序列及已接收序列間之交互相關值。在此案例中，在其中使用當計算在Rx訊號及具有序列索引「1」的序列間之交互相關值時產生的中間結果之情況下，可計算在Rx訊號及具有序列索引「17」的序列間之交互相關值，可計算在Rx訊號及具有序列索引「19」的序列間之交互相關值，且同時可計算在Rx訊號及具有序列索引「35」的序列間之交互相關值。
此實例將基於一特定情況描述，其中係計算第τ延遲之交互相關值。換句話說，若Rx訊號係由r (n )指示，則此實例將基於關聯第d延遲樣本r (n ＋d )之交互相關值描述。
在此情況下，序列索引「m」之相關值的結果係顯示於以下方程式22中：
其中m0 ＝1、m1 ＝17、m2 ＝19且m3 ＝35，因此可提供以下關係。
此外，a m1＝17 (k )係在「k」值係偶數的條件下之a m0＝1 (k )的共軸之指示。若「k」值係奇數，a m0＝1 (k )之實部係用其虛部取代，且取代值結果係用值「－1」相乘。
同樣，a m2＝19 (k )係在「k」值係偶數的條件下之a m0＝1 (k )的共軛之指示。若「k」值係奇數，a m2＝19 (k )係當實部用虛部取代時獲得之結果的指示。
a m3＝35 (k )係當在「k」值係偶數的條件時值「－1」僅用a m0＝1 (k )之實部相乘時獲得。若「k」值係奇數，a m3－35 (k )係等於α m0＝1 (k )之共軛對稱性質。
Rx訊號r(k＋d)可使用一關聯「r_i(k＋d)＋jr_q(k＋d)」之各序列的瞬時相關值計算。在此情況下，「r_i()」係Rx訊號之實部的指示，而「r_q()」係Rx訊號之虛部的指示。
為便於描述，Rx訊號之交互相關值(即Rx訊號及接收端之已知序列間的交互相關值)可定義如下。
為便於描述，接收端之已知序列及Rx訊號之第偶數序列間的交互相關值Σr (2l ＋d )(a m0＝1 (2l ))＊ 被分成一實部及一虛部，如以下方程式24表示：
可將方程式24的結果分成一實部(下文中稱為「Reven(0)」)及一虛部(下文中稱為「Ieven(0)」)。
若將關聯Rx訊號之第奇數序列的交互相關值分成一實部及一虛部，可獲得以下方程式25：
可將方程式25之結果分成一實部(下文中稱為「Rodd(0)」) 及一虛部(下文中稱為「Iodd(0)」)。
若關聯Rx訊號之共軛的第偶數序列的交互相關值Σr (2l ＋d )(a m0＝1 (2l ))分成一實部及一虛部，則可獲得以下方程式26：
可將方程式26之結果分成一實部(下文中稱為「Reven(1)」)及一虛部(下文中稱為「Ieven(1)」)。
若關聯Rx訊號之共軛的第奇數序列的交互相關值Σr (2l ＋1＋d )(a m0＝1 (2l ＋1))分成一實部及一虛部，則可獲得以下方程式27：
可將方程式27之結果分成一實部(下文中稱為「Rodd(1)」)及一虛部(下文中稱為「Iodd(1)」)。
在此情況下，值「Reven0」、「Ieven0」、「Rodd0」、「Iodd0」、「Reven1」、「Ieven1」、「Rodd1」及「Iodd1」之計算，可視為等於方程式24至27中所示之值「Reven_i_i」、「Revenq_q」、「Ieven_i_q」、「Ieven_q_i」、「Rodd_i_i」、「Rodd_q_q」、「Iodd_i_q」及「Iodd_q_i」的計算。
以下將參考以下方程式28描述用於計算以上所述值「Reven_i_i」、「Revenq_q」、「Ieven_i_q」、「Ieven_q_i」、「Rodd_i_i」、「Rodd_q_q」、「Iodd_i_q」及「Iodd_q_i」的方法：
方程式28之程序可藉由近似來計算。換句話說，方程式28的計算可藉由量化而易於實行。
例如，最好以上近似可依以下形式實行0.93969→1,0.17365→0.125(＝1/8),0.76604→0.75(＝1/2＋1/4),0.34202→0.375(＝1/4＋1/8), 0.98481→1,0.64279→0.625(＝1/2＋1/8),0.99619→1,0.70711→0.75(＝1/2＋1/4),0.57358→0.625(＝1/2＋1/8),0.42262→0.375(＝1/4＋1/8),0.087156→0.125(＝1/8),0.81915→0.875(＝1－1/8)，且0.90631－→0.875(＝1－1/8)。
若方程式28之概念係經近似，可獲得以下方程式29：
在此情況下，應注意的係方程式29之結果係藉由接收端之一單一已知序列(即一對應於親代序列索引的序列)及Rx訊號產生。雖然接收端必須在一細胞傳輸四PSC之任一者的條件下，施行關聯所有四PSC的相關操作，但接收端僅使用一對應於親代序列索引之序列來計算方程式29的值。同樣地，所有四PSC之交互相關值可使用方程式29的值來計算。
一種用於使用方程式29之結果計算關聯所有四PSC之交互相關值的方法如下。
[方程式31]
方程式30係一在一對應於親序列索引(m0 )之序列及Rx訊號間之交互相關值的指示。方程式31係一在對應於剩餘序列索引(m1 )的序列及Rx訊號間之交互相關值的指示。方 程式32係一在一對應於剩餘序列索引(m2 )之序列及Rx訊號間的交互相關值之指示。方程式33係一在剩餘序列索引(m3 )的序列及Rx訊號間之交互相關值的指示。
簡言之，若多序列係依據以上所述具體實施例之本發明方法產生，本發明可使用對應於一單一序列索引的序列及Rx訊號兩者，來計算對應於多序列索引的多序列之交互相關值。
第27圖係一說明依據本發明之接收端的結構圖。
參考第27圖，接收端之Rx訊號及接收端的已知序列係應用於索引解映射器1900。第27圖之接收端的單元1950可使用方程式29或29計算「Reven_i_i」、「Revenq_q」、「Ieven_i_q」、「Ieven_q_i」、「Rodd_i_i」、「Rodd_q_q」、「Iodd_i_q」及「Iodd_q_i」。
值「Reven_i_i」、「Revenq_q」、「Ieven_i_q」、「Ieven_q_i」、「Rodd_i_i」、「Rodd_q_q」、「Iodd_i_q」及「Iodd_q_i」係分別使用方程式24至27計算成為「Reven0」、「Ieven0」、「Rodd0」、「Iodd0」、「Reven1」、「Ieven1」、「Rodd1」及「Iodd1」。
例如，「Reven_i_i＋Revenq_q」係計算為「Reven0 」、「－Ieven_i_q＋Ieven_q_i」係計算為「Ieven0 」。
方程式24至27之操作係由單元1960實行。
若將方程式30至33之加法或減法應用於Reven0、Ieven0，Rodd0、Iodd0、Reven1、Ieven1、Rodd1、及Iodd1之1960單元的結果，則可計算個別序列索引(m0 、m1 、m2 、m3 )的四相關值。
例如，m0 值之相關值係藉由方程式30計算。更詳言之，Reven0 及Rodd0 之和係用作m0 值之相關值的實部，且Ieven0 及Iodd0 之和用作m0 值的虛部。
參考方程式24至33及第27圖，儘管「1960」單元並不單獨存在，最後結果可藉由1850單元之結果獲得，且可認知最後結果可僅使用「1960」單元而不使用「1950」單元獲取。
下文中亦將依據另一方案描述第27圖之概念，及其詳細說明。
在計算Rx訊號及對應於「m0 」值之序列間的交互相關值之情況下，若關聯第偶數「m0 」序列之交互相關值的實部係設定成一第一結果，則該第一結果可依據方程式24由Reven0 指示。在第27圖中，第27圖之參考數字「1901」指示第一結果。
若關聯第偶數「m0 」序列之交互相關值的虛部係設定成一第二結果，則第二結果可依據方程式24由Ieven0 指示。在第27圖中，第27圖之參考數字「1902」指示第二結果。
若關聯第奇數「m0 」序列之交互相關值的實部係設定成一第三結果，則第三結果可依據方程式25由Rodd0 指示。在第27圖中，第27圖之參考數字「1903」指示第一結果。
若關聯第奇數「m0 」序列之交互相關值的虛部係設定成一第四結果，則第四結果可依據方程式25由Iodd0 指示。在第27圖中，第27圖之參考數字「1904」指示第四結果。
若關聯第偶數「m0 」序列的共軛之交互相關值的實部係設定成一第五結果，則第五結果可依據方程式26由Reven1 指示。在第27圖中，第27圖之參考數字「1905」指示第五 結果。
若關聯第偶數「m0 」序列的共軛之交互相關值的虛部係設定成一第六結果，則第六結果可依據方程式26由Ieven1 指示。在第27圖中，第27圖之參考數字「1906」指示第六結果。
若關聯第奇數「m0 」序列的共軛之交互相關值的實部係設定成一第七結果，則第七結果可依據方程式27由Rodd1 指示。在第27圖中，第27圖之參考數字「1907」指示第七結果。
若關聯第奇數「m0 」序列的並軛之交互相關值的實部係設定成一第八結果，則第八結果可依據方程式27由Iodd1 指示。在第27圖中，第27圖之參考數目「1908」指示第八結果。
依據以上所述方法，係決定第一至第八結果。若以上所述八結果之兩結果彼此相加或相減，則會獲得「1970」單元的計算值。
例如，「m0 」序列之相關值的實部係等於「1901」單元及「1903」單元之和。「m0 」序列之相關值的虛部係等於「1906」單元及「1906」單元之和。
簡言之，接收端計算以上所述第一至第八之結果，且可施行從第一至第八結果中之兩不同結果間的加法或減法，因此可計算「m0 至m3 」序列的交互相關值。
第27圖顯示其中序列長度由偶數指示的特定情況。熟習此項技術人士明瞭以上所述概念不僅可應用於偶數且可 應用於奇數。
其次，下文中將參考第18圖及以下方程式18描述奇特長度序列的接收器。
首先，若該序列長度係35，則可選擇兩序列索引。
例如，可將親代序列索引之長度設定成「1」，且該剩餘序列索引長度設定成「34」。
在此情況下，對應於方程式23之表示式係由以下方程式34表示：
在此情況下，交互相關值可由以下方程式35表示：
為了簡潔地表示方程式35之結果，以下方程式36中顯示之變數係定義如下：
基於以上方程式36，方程式35之結果可藉由以下方程式37表示：
用於計算方程式37之範例性接收端係顯示於第28圖。
在第28圖中，四變數係藉由方程式36計算，所以係一次計算奇數長度序列的相關值。因此，在使用以上所述結構之情況下，本發明可正確地處理具有長度63之序列的接收情況。
如以上所述，可設計出關聯具有各種長度之序列的接收端。
<案例2>
此實例顯示一種用於計算該等選定序列之交互相關值 的方法，其具有36之長度且值m0 ＝1、m1 ＝15、m2 ＝17、m3 ＝32。
案例2之此具體實施例將顯示詳細方程式，因為案例1已描述詳細方法。並且，可認知第1圖中顯示的哪一方程式被視為等於案例2的各方程式。
如熟習此項技術人士熟知，案例2及一用於接收各種序列索引之方法可基於案例1的解釋實行。
方程式38係等於方程式22。
當k 為偶數時否則
方程式39等於方程式23。
方程式40對應於方程式24。
方程式41對應於方程式25。
方程式42對應於方程式26。
方程式43對應於方程式27。
方程式44對應於方程式28。
方程式45對應於方程式29。
方程式46對應於方程式30。
[方程式47]
方程式47對應於方程式31。
方程式48對應於方程式32。
方程式49對應於方程式33。
此具體實施例可大幅減少計算的數目，且下文中將由描述其詳細說明。
為了計算關聯PSC序列(其具有長度L＝36且分為四類型)之第d相關值，習知方法在忽略由符號轉換器產生之計算的假設下，需要575實值乘法及568實值加法。
然而，本發明需要28實值乘法及140實值加法。在量化之情況下，本發明不需要實值乘法，156真實值增加，及54位元移位操作。
當實施硬體時符號轉換器及位元移位操作不包含在計算數目中，因此各技術的計算數目顯示於下表20中。本發明可僅使用156實值加法之四PSC序列來計算交互相關值。
並且，若此長度(L)係設定成32，則產生一在習知技術及本發明之效能間的差，如下表27所示：
應注意到在本發明中揭示之大多數術語，係在考慮本發明之功能下定義，且可依據熟習此項技術人士的意圖及通常實現方法不同地決定。因此，最好以上所述術語係基於本發明中揭示之所有內容瞭解。
熟習此項技術人士應瞭解，可在不脫離本發明之精神或範疇下在本發明中進行各種修改及變化。因此，本發明意於涵蓋由隨附申請專利範圍及其等效者之範疇中提供的此發明之修改及變化。
由本發明產生之序列在時域中維持至少一預定位準的相關特徵，及具有低PAPR特徵。此外，藉由使用由本發明之一具體實施例產生的序列，接收端可易於藉由相關操作偵測序列。
本發明可在序列係應用於例如LTE系統之通訊標準的條件下組態一優異效能通道。
從以上所述可瞭解，由本發明產生之序列維持多於一預定位準之相關特徵，及具有低PAPR特徵。
若將由本發明提出之序列係應用於例如LTE系統的通訊標準，則可組態一具有優異效能之通道。
儘管本發明之具體實施例已揭示用於說明目的，熟習此項技術人士應會瞭解在不脫離申請專利範圍中所揭之本發明之精神或範疇下，各種修改、增加及置換皆屬可行。
501‧‧‧輸入資料
502‧‧‧通道編碼單元
504‧‧‧映射單元
505‧‧‧IFFT
506‧‧‧濾波器
507‧‧‧DAC/數位對類比轉換器
1900‧‧‧解映射器
1950‧‧‧接收端單元
1960‧‧‧單元
本發明所包括之附圖提供對本發明、其說明性具體實 施例之進一步瞭解，且連同說明用以解說本發明之原理。
在圖式中：第1圖係說明IEEE 802.16系統之下行鏈路子訊框的結構圖；第2圖顯示自IEEE 802.16系統之第0區段傳輸的該組副載體；第3圖及第4圖係說明將P－SCH及S－SCH包括在一無線電訊框中之各種方法的概念圖；第5圖係說明用於實施本發明之一具體實施例的傳輸/接收端的方塊圖；第6圖係說明依據本發明一用於維持合理相關特徵之方法，及一用於設計低PAPR序列的方法之流程圖；第7圖係依據本發明之CAZAC序列的自相關特徵；第8圖係說明一依據本發明用於構造P－SCH之方法的概念圖；第9圖係說明一依據本發明用於產生P－SCH之方法的流程圖；第10圖係說明依據本發明之範例性副載體的概念圖，其中各副載體係基於LTE標準映射至P－SCH；第11圖係說明依據本發明之一時域中具有36的長度之法蘭克序列的方塊圖；第12圖係說明在時域中之2x重覆結構的方塊圖，以致具有72之長度的產生序列係依據本發明形成；第13圖顯示依據本發明之第9圖的步驟S1703之結果； 第14圖顯示依據本發明之第9圖的步驟S1704－1之結果；第15圖顯示循環偏移至依據本發明之第13圖的結果之右方的結果；第16圖係說明依據本發明之序列產生方法的概念圖；第17圖顯示依據本發明在一不具DC分量之序列及具有DC分量的其他序列間之群集映射中的比較；第18圖係說明一種依據本發明用於在頻域中設計一序列，以致在時域中形成2x重覆結構第19及20圖係說明依據本發明的該組索引(1、2、34)之交互相關特徵的圖形；第21圖係說明在依據本發明之各種條件下的頻率偏移靈敏性及CM的圖形；第22至25圖係當依據本發明選定一根索引集時之個別集的自相關曲線之圖形；第26圖係說明一依據本發明用於映射具有63之長度的序列至一頻域資源元件的方法之概念圖；及第27及28圖係說明依據本發明之接收端的方塊圖。
代表圖無元件

Claims (46)

  1. 一種在一行動通訊系統中依據一正交分頻多工(OFDM)方案於一傳輸器處傳輸訊號至一接收器的方法，該方法包含以下步驟：映射一序列至頻域資源元件，其中於一頻域中自一特定的固定振幅零自相關(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation,CAZAC)序列產生該序列，該特定的CAZAC序列具有包含在一根索引集(root-index set)之根索引中之一者，該根索引集包含一第一及一第二索引，其中該第一及一第二索引之和對應於該特定的CAZAC序列之一長度；將該頻域映射序列轉換成為一時域傳輸訊號；及傳輸該時域傳輸訊號至該接收器。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中：自具有一奇數長度之Zadoff-Chu序列產生該序列，及用於自該Zadoff-Chu序列產生該序列的的一方程式係由以下方程式表示： 其中該Zadoff-Chu序列之該長度係「N」，「M」係該Zadoff-Chu序列之一根索引，且「n」係該產生的序列之構成分量的各者之索引，及其中該第一索引與該第二索引之和係「N」。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之方法，其中「N」係63，及該第一索引與該第二索引各別為34與29。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中該根索引集包含三個索引。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之方法，其中該根索引集包含34、29及25各別作為該第一索引、該第二索引及一第三索引。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中該傳輸器使用該產生序列作為一P-SCH(主要SCH)傳輸序列。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中該傳輸器使用該產生的序列作為一上行鏈路前文傳輸序列。
  8. 一種在一行動通訊系統中依據一正交分頻多工(OFDM)方案傳輸訊號至一接收器的傳輸器，該傳輸器包含：映射單元，適於映射一序列至頻域資源元件，其中於一頻域中自一特定的固定振幅零自相關(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation,CAZAC)序列產生該序列，該特定的CAZAC序列具有包含在一根索引集(root-index set)之根索引中之一者，該根索引集包含一 第一及一第二索引，其中該第一及一第二索引之和對應於該特定CAZAC序列之一長度；IFFT模組，適於將該頻域映射序列轉換成為一時域傳輸訊號；及無線電頻率(RF)單元，適於傳輸該時域傳輸訊號至該接收器。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之傳輸器，其中：該序列係產生自具有一奇數長度之Zadoff-Chu序列，及用於自該Zadoff-Chu序列產生該序列的的一方程式係由以下方程式表示： 其中該Zadoff-Chu序列之該長度係「N」，「M」係該Zadoff-Chu序列之一根索引，且「n」係該產生的序列之構成分量的各者之索引，及其中該第一索引與該第二索引之和係「N」。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之傳輸器，其中「N」係63，及該第一索引與該第二索引各別為34與29。
  11. 如申請專利範圍第8項所述之傳輸器，其中該根索引集包含三個索引。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之傳輸器，其中該根索引集包含34、29及25各別作為該第一索引、該第二索引及一第三索引。
  13. 如申請專利範圍第8項所述之傳輸器，其中該傳輸器使用該產生序列作為一P-SCH(主要SCH)傳輸序列。
  14. 如申請專利範圍第8項所述之傳輸器，其中該傳輸器使用該產生序列作為一上行鏈路前文傳輸序列。
  15. 一種在一行動通訊系統中一接收器依據一正交分頻多工(OFDM)方案偵測在一接收(Rx)訊號中使用之一序列的方法，該方法包含以下步驟：自一傳輸器接收該Rx訊號；及偵測在該Rx訊號中使用之序列，其中於一頻域中自一特定的固定振幅零自相關(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation,CAZAC)序列產生在該Rx訊號中使用之序列，該CAZAC序列具有包含在一根索引集(root-index set)之根索引中之一者，該根索引集包含一第一及一第二索引，其中該第一及一第二索引之和對應於該特定的CAZAC序列之一長度。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之方法，其中自具有一奇數長度之Zadoff-Chu序列產生在該Rx訊號中使用之序列，及其中用於自該Zadoff-Chu序列產生該序列的的一方程式係由以下方程式表示： 其中該Zadoff-Chu序列之該長度係「N」，「M」係該Zadoff-Chu序列之一根索引，且「n」係該產生的序列之構成分量的各者之索引，及其中該第一索引與該第二索引之和係「N」。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之方法，其中「N」係63，及該第一索引與該第二索引各別為34與29。
  18. 如申請專利範圍第15項所述之方法，其中該根索引集包含三個索引。
  19. 如申請專利範圍第18項所述之方法，其中該根索引集包含34、29及25各別作為該第一索引、該第二索引及一第三索引。
  20. 如申請專利範圍第15項所述之方法，其中該Rx訊號係一P-SCH(主要SCH)訊號。
  21. 如申請專利範圍第20項所述之方法，更包含以下步驟：依據在該Rx訊號中使用之序列的偵測，執行與該傳輸器之同步化。
  22. 一種在一行動通訊系統中依據一正交分頻多工(OFDM)方案偵測在一接收(Rx)訊號中使用之一序列的接收器，該接收器包含：無線電頻率(RF)單元，適於自一傳輸器接收該Rx訊號；及索引解映射器，適於偵測在該Rx訊號中使用之序列，其中於一頻域中自一特定的固定振幅零自相關(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation,CAZAC)序列產生在該Rx訊號中使用之序列，該特定的CAZAC序列具有包含在一根索引集(root-index set)之根索引中之一者，該根索引集包含一第一及一第二索引，其中該第一及一第二索引之和對應於該特定CAZAC序列之一長度。
  23. 如申請專利範圍第22項所述之接收器，其中自具有一奇數長度之Zadoff-Chu序列產生在該Rx訊號中使用之序列，及 其中用於自該Zadoff-Chu序列產生該序列的的一方程式係由以下方程式表示： 其中該Zadoff-Chu序列之該長度係「N」，「M」係該Zadoff-Chu序列之一根索引，且「n」係該產生序列之構成分量的各者之索引，及其中該第一索引與該第二索引之和係「N」。
  24. 如申請專利範圍第23項所述之接收器，其中「N」係63，及該第一索引與該第二索引各別為34與29。
  25. 如申請專利範圍第22項所述之接收器，其中該根索引集包含三個索引。
  26. 如申請專利範圍第25項所述之接收器，其中該根索引集包含34、29及25各別作為該第一索引、該第二索引及一第三索引。
  27. 如申請專利範圍第22項所述之接收器，其中該Rx訊號係一P-SCH(主要SCH)訊號。
  28. 如申請專利範圍第22項所述之接收器，其中該接收器依據在該Rx訊號中使用之序列的偵測，執行與該傳 輸器之同步化。
  29. 一種於一傳輸器處使用一固定振幅零自相關(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation,CAZAC)序列傳輸訊號至一接收器的方法，該方法包含以下步驟：持續映射一序列至頻率資源元件；將該頻域映射序列轉換成為一時域傳輸訊號；及傳輸該時域傳輸訊號至該接收器，其中要映射至該等頻率資源元件之該序列係於一頻域中依據一索引產生自一CAZAC序列，其中產生之該序列不具有對應於該頻域中之該CAZAC序列之一中心成分之成分。
  30. 如申請專利範圍第29項所述之方法，其中於該頻域中由貫穿來自該CAZAC序列的該CAZAC序列之中心分量以產生該序列。
  31. 如申請專利範圍第29項所述之方法，其中該CAZAC序列係具有一奇數長度之Zadoff-Chu序列，其中用於產生該Zadoff-Chu序列的一方程式係由以下方程式表示： 其中該Zadoff-Chu序列之該長度係「N」，「M」係該 Zadoff-Chu序列之一索引，且「n」係一特定的Zadoff-Chu序列之構成分量的各者之索引。
  32. 如申請專利範圍第31項所述之方法，其中該Zadoff-Chu序列之該長度為63，及其中由一具有「-31」之一頻率資源元件索引的頻率資源元件開始至一具有「-1」之頻率資源元件索引的頻率資源元件，持續將對應於「0至30」之「n」值的該Zadoff-Chu序列之構成分量映射至頻率資源元件，及由一具有「1」之一頻率資源元件索引的頻率資源元件開始至一具有「31」之頻率資源元件索引的頻率資源元件，持續將對應於「32至62」之「n」值的該Zadoff-Chu序列之構成分量映射至頻率資源元件。
  33. 如申請專利範圍第29項所述之方法，其中該產生序列係作為一P-SCH(主要SCH)傳輸序列。
  34. 一種用於使用一固定振幅零自相關(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation,CAZAC)序列傳輸訊號至一接收器的傳輸器，該傳輸器包含：映射單元，適於持續映射一序列至頻率資源元件；IFFT模組，適於將該頻域映射序列轉換成為一時域傳輸訊號；及無線電頻率(RF)單元，適於傳輸該時域傳輸訊號至該 接收器，其中要映射至該等頻率資源元件之該序列係於一頻域中依據一索引產生自一CAZAC序列，其中產生之該序列不具有對應於該頻域中之該CAZAC序列之一中心分量之分量。
  35. 如申請專利範圍第34項所述之傳輸器，其中在該頻域中由貫穿來自該CAZAC序列的該CAZAC序列之該中心分量以產生該序列。
  36. 如申請專利範圍第34項所述之傳輸器，其中該CAZAC序列係具有一奇數長度之Zadoff-Chu序列，其中用於產生該Zadoff-Chu序列的一方程式係由以下方程式表示： 其中該Zadoff-Chu序列之該長度係「N」，「M」係該Zadoff-Chu序列之一索引，且「n」係一特定Zadoff-Chu序列之構成分量的各者之索引。
  37. 如申請專利範圍第36項所述之傳輸器，其中該Zadoff-Chu序列之該長度為63，及其中由一具有「-31」之一頻率資源元件索引的頻率資源元件開始至一具有「-1」之頻率資源元件索引的頻率資 源元件，持續將對應於「0至30」之「n」值的該Zadoff-Chu序列之構成分量映射至頻率資源元件，及由一具有「1」之一頻率資源元件索引的頻率資源元件開始至一具有「31」之頻率資源元件索引的頻率資源元件，持續將對應於「32至62」之「n」值的該Zadoff-Chu序列之構成分量映射至頻率資源元件。
  38. 如申請專利範圍第34項所述之傳輸器，其中該產生序列係作為一P-SCH(主要SCH)傳輸序列。
  39. 一種於一接收器處使用一固定振幅零自相關(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation,CAZAC)序列自一傳輸器接收訊號的方法，該方法包含以下步驟：自該傳輸器接收訊號；及偵測所接收訊號中使用之一序列，其中所接收訊號中使用之該序列不具有對應於該頻域中之該CAZAC序列之一中心成分之成分。
  40. 如申請專利範圍第39項所述之方法，其中該CAZAC序列係具有一奇數長度之Zadoff-Chu序列，其中用於產生該Zadoff-Chu序列的一方程式係由以下方程式表示： 其中該Zadoff-Chu序列之該長度係「N」，「M」係該Zadoff-Chu序列之一索引，且「n」係一特定的Zadoff-Chu序列之構成分量的各者之索引。
  41. 如申請專利範圍第40項所述之方法，其中該Zadoff-Chu序列之該長度為63，及其中由一具有「-31」之一頻率資源元件索引的頻率資源元件開始至一具有「-1」之頻率資源元件索引的頻率資源元件，持續將對應於「0至30」之「n」值的該Zadoff-Chu序列之構成分量映射至頻率資源元件，及由一具有「1」之一頻率資源元件索引的頻率資源元件開始至一具有「31」之頻率資源元件索引的頻率資源元件，持續將對應於「32至62」之「n」值的該Zadoff-Chu序列之構成分量映射至頻率資源元件。
  42. 如申請專利範圍第39項所述之方法，其中所接收訊號中使用之該序列係一P-SCH(主要SCH)傳輸序列。
  43. 一種用於使用一固定振幅零自相關(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation,CAZAC)序列自一傳輸器接收訊號的接收器，該接收器包含：無線電頻率(RF)單元，適於自該傳輸器接收訊號；及索引解映射器，適於偵測所接收訊號中使用之一序列，其中所接收訊號中使用之該序列不具有對應於該頻 域中之該CAZAC序列之一中心成分之成分。
  44. 如申請專利範圍第43項所述之接收器，其中該CAZAC序列係具有一奇數長度之Zadoff-Chu序列，其中用於產生該Zadoff-Chu序列的一方程式係由以下方程式表示： 其中該Zadoff-Chu序列之該長度係「N」，「M」係該Zadoff-Chu序列之一索引，且「n」係一特定的Zadoff-Chu序列之構成分量的各者之索引。
  45. 如申請專利範圍第44項所述之接收器，其中該Zadoff-Chu序列之該長度為63，及其中由一具有「-31」之一頻率資源元件索引的頻率資源元件開始至一具有「-1」之頻率資源元件索引的頻率資源元件，持續將對應於「0至30」之「n」值的該Zadoff-Chu序列之構成分量映射至頻率資源元件，及由一具有「1」之一頻率資源元件索引的頻率資源元件開始至一具有「31」之頻率資源元件索引的頻率資源元件，持續將對應於「32至62」之「n」值的該Zadoff-Chu序列之構成分量映射至頻率資源元件。
  46. 如申請專利範圍第43項所述之接收器，其中所接收訊 號中使用之該序列係一P-SCH(主要SCH)傳輸序列。
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