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TWI431925B - A motor control device and the control method - Google Patents

A motor control device and the control method Download PDF

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TWI431925B
TWI431925B TW097143886A TW97143886A TWI431925B TW I431925 B TWI431925 B TW I431925B TW 097143886 A TW097143886 A TW 097143886A TW 97143886 A TW97143886 A TW 97143886A TW I431925 B TWI431925 B TW I431925B
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TW
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modulation
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axis
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TW097143886A
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TW200935716A (en
Inventor
Shinya Morimoto
Mamoru Takaki
Original Assignee
Yaskawa Denki Seisakusho Kk
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Publication date
Application filed by Yaskawa Denki Seisakusho Kk filed Critical Yaskawa Denki Seisakusho Kk
Publication of TW200935716A publication Critical patent/TW200935716A/zh
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Description

電動機控制裝置和該控制方法
本發明，係有關於在電動機的電壓飽和時進行弱磁場控制之電動機控制裝置。
電動機係對應於速度而增加感應電壓，針對電源電壓指令飽和的話就沒辦法產生轉矩、速度就上不去，但是以減少d軸電流指令的方式就可以產生轉矩，可以擴大速度控制範圍。於感應電動機的情況，在通常範圍內係當作遵照磁束指令的d軸電流，當到達電壓飽和時降下d軸電流。在永久磁鐵表面貼附式同步電動機(SPMSM)方面，通常是把d軸電流當作0，在電壓飽和範圍下流動有負的d軸電流。在永久磁鐵埋入式同步電動機(IPMSM)方面，在通常範圍為了高效率運轉是流動有負的d軸電流，但是在電壓飽和範圍更是加算上負的電流。
在此，說明有關弱磁場控制的原理。在感應電動機或繞線激磁式同步電動機方面，是可以利用激磁電流指令來控制磁束。另一方面，在永久磁鐵同步電動機(SPMSM、IPMSM)方面，是無法直接控制激磁磁束，但是流動有負的d軸電流，利用了來自d軸電氣子反作用的去磁效應是可以使d軸方向的磁束減少，弱磁場控制遂為可能。嚴格來說並不是控制磁場的緣故，故也有稱之為弱磁束控制。
以下係以同步電動機為例來說明之。把同步電動機以dq座標系來表示之電壓電流方程式係如下所示。
其中，
p：微分運算子
Id 、Iq ：d、q軸電流
Vd 、Vq ：d、q軸電壓
ω：電動機的電角度速度
R：電氣子阻抗
Ld 、Lq ：d、q軸電感
Φ：電氣子交鏈磁通
又，轉矩係如以下的式子所述。
T =P {ΦI q +(L d -L q )I d I q }　(2)
此外，KT ：轉矩常數、P：極偶數由式(1)，全交鏈磁通Φ0 所致之感應電壓V0 ，係把R+pLx 的項做為0，遂為下式。
因此，感應電壓與dq軸電流的關係為：
在式(4)中迴轉速ω為一定的話，在左邊第1項Id >-Φ/Ld 的範圍下把Id 在負的方向上增大絕對值的話是可以瞭解到使感應電壓降下這一點的。
另一方面，由3相PWM換流器(inverter)(把PWM產生部+功率變換電路稱之為PWM換流器)的輸出是有其界限的。把功率變換電路的DC母線電壓當作VDC 的話，各個相的輸出為正弦波的情況下，超過可輸出正弦波的最大值之最大電壓(±VDC /2)的話，超過部分的電壓是出不來的。另一方面，於輸出電壓重疊輸出頻率的3次高諧波成分的話，可以使VDC 與相間電壓的最大值一致，亦即，電壓實行值成為以下的式子時成為可以不偏斜地輸出最大的電壓。
把使正弦波的最大值與最大電壓一致時調變率當作1的話，重疊3次高諧波成分之情況下的調變率成為2/(√3)。由此調變率MI 係把電壓使用在實效值的情況下，以以下的方式來求得。
此外，利用加上過調變補正的方式，直至全部的相成為ON或是OFF之6步進(step)為止，輸出遂為可能，此時的調變率為約1.27(=4/π)。演算弱磁場控制之際的最大電壓係根據這些值來決定。
以往的弱磁場控制，係把式(4)的感應電壓V0 設定成最大值V0max ，經由解出與式(2)的聯立方程式，來決定Id 、Iq 。此外，V0max ，係可以由最大電壓Vmax 減掉最大電流Imax 時的阻抗損失RImax 後來求得。又，利用微電腦來進行控制的情況下，由CPU負載率的關係即時解出聯立方程式是有困難的緣故，預先去對應速度與轉矩來計算出式(2)、式(4)的聯立方程式的解來表格化，於控制演算時經由速度與轉矩從表格來決定Id 、Iq (例如，參閱非專利文獻1)。
但是，在該方法下，有著於電動機常數設定值與實際相異的情況下沒辦法正確地限制電壓之問題點的緣故，在一般的電動機控制裝置中，經由比較V1 與已設定的最大電壓Vmax 後施以I控制或是PI控制來補正d軸電流指令，以使輸出電壓一致於最大電壓的方式來進行控制。將這些以式子來表示成如式(7)。
此外，KP ：比例增益、KI ：積分增益
在此，所謂的把右邊的電壓誤差以速度來進行除運算(1/ω)，也由式(4)瞭解到，是為了把電壓變換到磁束的次元。d軸電流與磁束變化係為比例關係的緣故，以如此的方式是可以不管迴轉數地把控制響應控制在一定(例如，參閱非專利文獻2)。
或者是，由最大電壓Vmax 與d軸電壓指令Vd * ，求得
，也有著經由取得這些與q軸電壓指令的差來進行PI控制，以補正d軸電流指令的方法(例如，參閱專利文獻1)。
又，做為不使用電壓指令的方法，是有著：在電力轉換手段設有檢測電壓飽和的手段來判斷是否達到電壓飽和，經由檢測出電壓飽和時積分負的固定值、未檢測出的情況下積分正的固定值，來補正d軸電流指令的方法(例如，參閱專利文獻2)。
又，電力變換器的輸出電壓已飽和的情況下，是有著：以q軸電壓指令值與電流檢測的偏差，來演算是為控制的基準軸與電動機的基準軸的偏差之相位誤差的指令值，使用該相位誤差的指令值來修正電力變換器的輸出電壓指令值，實現了高精密度、高響應的轉矩控制之方法(例如，參閱專利文獻3)。
[非專利文獻1]武田洋次、松井信行、森本茂雄、本田幸夫著「埋入磁鐵式同步電動機的設計與控制」Ohm出版社，平成13年10月25日，p.26-27
[非專利文獻2]Bon-Ho Bae、Nitin Patel、Steven Schulz、Seung-Ki Sul著「New Field Weakening Technique for High Saliency Interior Permanent Magnet Motor」、2003 IEEE Industry Application Conference、2003年10月13日
[專利文獻1]日本特開2006-254572號專利公報(第6-7頁、圖1)
[專利文獻2]日本特開2003-209996號專利公報(第4-6頁、圖1)
[專利文獻3]日本特開2007-252052號專利公報(第4-7頁、圖1)
以往的電動機控制裝置的弱磁場控制，係預先設定最大電壓，因為以使電壓指令一致於該些的方式來補正d軸電流指令的緣故，電池等的功率變換電路的DC母線電壓VDC 為變動的情況下，PWM換流器可輸出的最大電壓與所設定的最大電壓相異，有著無法充分發揮功能的情況。亦即，針對已設定之最大電壓，DC母線電壓VDC 降下的話電壓飽和後變得無法產生轉矩遂速度上不去，相反地，VDC 比所想定的電壓還要高的話也無關於電壓是否有餘裕地成為流動有電流的緣故，有著效率不好的問題點。又，根據與最大電壓的偏差來演算的緣故，進行設定的最大電壓係有必要比PWM換流器的可輸出最大電壓還要低，即使沒有DC母線電壓的變動，電壓利用率也不好，有著效率不好的問題點。
又，在檢測電壓飽和的方法上，有著因迴轉數或電源電壓變動而變化弱磁場控制的響應性的問題點。
又，在於電壓飽和時使用相位誤差指令值的方法上，控制的切換是為必要，複雜的處理遂成必然，因為把不利用永久磁鐵表面貼附式同步電動機(SPMSM)等的磁阻轉矩的電動機做為前提的緣故，有著對於利用磁阻的電動機方面的適用是為困難的問題點。
本發明係有鑑於該些問題點，其目的在於提供有即使在功率變換電路的DC母線電壓變動的情況下，於常態以最大電壓來進行運轉且高效率化的電動機控制裝置及其之控制方法。
為了解決上述問題，本發明，係由下述所構成。
請求項1所記載的發明，係一種電動機控制裝置，係具備了：在以電動機的磁束方向為基準所設定出的dq座標系上根據轉矩指令來演算d軸電流指令以及q軸電流指令之電流指令演算部，和把電動機電流檢測值變換到dq座標系來演算d軸電流值和q軸電流值之dq變換部，和以前述d軸電流值以及q軸電流值一致於前述d軸電流指令以及前述q軸電流指令的方式來演算dq軸電壓指令之電流控制部，和根據前述dq軸電壓指令與功率變換電路的DC母線電壓來求得第1調變波指令之調變波指令演算部，和根據第2調變波指令與PWM載波訊號來產生PWM模式之PWM產生部；其特徵為具備了：限制前述第1調變波指令來產生前述第2調變波指令之調變波指令限制部，和由前述第1調變波指令與前述調變波指令限制部的限制值來求得調變率飽和度之調變率飽和度演算部，和根據前述調變率飽和度來補正前述d軸電流指令值之弱磁場控制部。。
請求項2所記載的發明，係在請求項1所記載的電動機控制裝置中，前述第1調變波指令係做為各個電動機輸出相的調變波指令，前述調變波指令限制部係把電動機輸出相之調變波的最大值與最小值做為限制值，把前述第1調變波指令限制在前述最大值與前述最小值之間來求得各個電動機輸出相的第2調變波指令，前述調變率飽和度演算部，係合成由前述第1調變波指令與前述調變波指令限制部的限制值所得到的每個電動機輸出相的調變波差分值，來求得調變率飽和度。
請求項3所記載的發明，係在請求項1所記載的電動機控制裝置中，前述第1調變波指令，係做為由前述dq軸電壓指令與前述DC母線電壓所求出的第1調變率指令、與由前述dq軸電壓指令與表示電動機磁束方向的相位所求出的輸出相位；前述調變波指令限制部係把前述調變波指令以任意設定出的調變率限制值來進行限制以求得第2調變率指令，根據前述第2調變率指令與前述輸出相位來求得各個電動機輸出相之第2調變波指令；前述調變率飽和度演算部係根據前述第1調變率指令與前述調變率限制值的差分值來求得調變率飽和度。
請求項4所記載的發明，係在請求項1所記載的電動機控制裝置中，前述第1調變波指令，係做為由前述dq軸電壓指令與前述DC母線電壓所求出的第1調變率指令、與dq軸成分的調變波指令；前述調變波指令限制部係把前述調變波指令以任意設定出的調變率限制值來進行限制以求得第2調變率指令，根據前述第2調變率指令與前述dq軸成分的調變波指令來求得各個電動機輸出相之第2調變波指令；前述調變率飽和度演算部係根據前述第1調變率指令與前述調變率限制值的差分值來求得調變率飽和度。
請求項5所記載的發明，係在請求項3、4所記載的電動機控制裝置中，前述調變波指令限制部，係以使前述第2調變率指令一致於實際輸出的調變率的方式把過調變補正加到前述第1調變波指令或是前述第2調變率指令來求得第2調變波指令。
請求項6所記載的發明，係在請求項1所記載的電動機控制裝置中，前述弱磁場控制部，係經由根據前述調變率飽和度來進行PI控制演算或是I控制演算來求得d軸電流補正量，補正前述d軸電流指令。
請求項7所記載的發明，係在請求項1所記載的電動機控制裝置中，根據經由弱磁場控制部所補正的d軸電流指令值、與電動機控制裝置可輸出之最大電流值，以不超過前述最大電流值的方式來限制前述q軸電流指令。
請求項8所記載的發明，係在請求項1所記載的電動機控制裝置中，具備有從前述第1調變波指令與前述第2調變波指令與前述DC母線電壓來求得dq座標系之dq軸電壓偏差量之dq軸電壓偏差演算部，電流控制部係根據前述dq軸電壓偏差量來停止積分或是補正積分值。
請求項9所記載的發明，係一種電動機控制裝置之控制方法，具備有：由轉矩指令來演算dq軸電流指令之電流指令演算部，和把電動機電流檢測值座標變換成dq軸電流值之座標變換部，和以使前述dq軸電流值一致於前述dq軸電流指令的方式來演算dq軸電壓指令之電流控制部，和由前述dq軸電壓指令與功率變換電路的DC母線電壓來演算第1調變波指令之調變波指令演算部，和根據第2調變波指令產生PWM模式之PWM產生部；其特徵為具備了：根據前述轉矩指令來演算前述dq軸電流指令之步驟，和由前述電動機電流檢測值來演算前述dq軸電流值之步驟，和以使前述dq軸電流值與前述dq軸電流指令一致的方式來演算前述dq軸電壓指令之步驟，和根據前述dq軸電壓指令與前述功率變換電路的DC母線電壓來演算前述第1調變波指令之步驟，和根據前述第1調變波指令與任意設定的調變波限制值來演算前述第2調變波指令之步驟，和根據前述第2調變波指令來產生前述PWM模式之步驟，和根據前述PWM模式來驅動前述功率變換電路之步驟，和由前述調變波限制值與前述第1調變波指令來求得調變率飽和度之步驟，和根據前述調變率飽和度來補正d軸電流指令值之步驟。
請求項10所記載的發明，係在請求項9所記載的電動機控制裝置之控制方法中，前述第1調變波指令係做為各個電動機輸出相的調變波指令，前述調變波指令限制值係做為前述電動機輸出相之調變波的最大值與最小值，把前述第1調變波指令限制在前述最大值與前述最小值之間來求得各個電動機輸出相的第2調變波指令，合成前述各個電動機輸出相的前述第1調變波指令與前述調變波限制值的差分值後求得調變率飽和度，根據前述調變率飽和度來補正d軸電流指令。
請求項11所記載的發明，係在請求項9所記載的電動機控制裝置之控制方法中，前述第1調變波指令，係做為由前述dq軸電壓指令與前述DC母線電壓所求出的第1調變率指令、與由前述dq軸電壓指令與表示電動機磁束方向的相位所求出的輸出相位；把前述調變波指令以任意設定出的調變率限制值來進行限制以求得第2調變率指令，根據前述第2調變率指令與前述輸出相位來求得各個電動機輸出相之第2調變波指令；根據前述第1調變率指令與前述調變率限制值的差分值來求得調變率飽和度。
請求項12所記載的發明，係在請求項9所記載的電動機控制裝置之控制方法中，前述第1調變波指令，係做為由前述dq軸電壓指令與前述DC母線電壓所求出的第1調變率指令、與dq軸成分的調變波指令，把前述第1調變波指令以任意設定出的調變率限制值來進行限制以求得第2調變率指令，根據前述第2調變率指令與前述dq軸成分的調變波指令來求得各個電動機輸出相之第2調變波指令，根據前述第1調變率指令與前述調變率限制值的差分值來求得調變率飽和度。
請求項13所記載的發明，係在請求項11、12所記載的電動機控制裝置之控制方法中，以使前述第2調變率指令一致於實際輸出的調變率的方式把過調變補正加到前述第1調變波指令或是前述第2調變率指令以求得第2調變波指令。
請求項14所記載的發明，係在請求項9所記載的電動機控制裝置之控制方法中，經由根據調變率飽和度來進行PI控制演算或是I控制演算來求得d軸電流補正量，補正d軸電流指令。
請求項15所記載的發明，係在請求項9所記載的電動機控制裝置之控制方法中，根據基於d軸電流補正量所補正的d軸電流指令、與電動機控制裝置可輸出之最大電流值，以不超過最大電流值的方式來限制前述q軸電流指令。
請求項16所記載的發明，係在請求項9所記載的電動機控制裝置之控制方法中，從第1調變波指令與第2調變波指令與DC母線電壓來求得dq座標系之dq軸電壓偏差量，電流控制部係根據dq軸電壓偏差量來停止積分或是補正積分值。
若由請求項1所記載的發明的話，因為對應進行輸出的調變波的限制的狀態來補正d軸電流的緣故，可以於電壓飽和時常態地以可輸出最大電壓來適切地弱磁場控制，可以提供最佳化d軸電流來高效率運轉之電動機控制裝置。
又，若由請求項2所記載的發明的話，利用搭載在一般的電動機控制裝置上的各個電動機輸出相的調變波指令的限制功能來求得調變率飽和度的緣故，可以容易地裝到現有的系統上。
又，若由請求項3所記載的發明的話，因為比較調變率指令與調變率的限制值的緣故，可以提供減輕運算負載之弱磁場控制功能。
又，若由請求項4所記載的發明的話，因為比較調變率指令與調變率的限制值，可以不進行相位演算地來演算第2調變波指令的緣故，可以提供減輕運算負載之弱磁場控制功能。
又，若由請求項5所記載的發明的話，針對請求項3或請求項4所記載的發明，在過調變的範圍下可以使調變率指令與實際的調變率一致，可以改善弱磁場控制的響應性。
又，若由請求項6所記載的發明的話，以對弱磁場控制進行I或PI演算的方式來可以確實地控制磁束。
又，若由請求項7所記載的發明的話，因為電流沒有超過最大電流的緣故，可以對應DC母線電壓的變動來適切地限制電流，可以防止主電路的發熱所致的破壞。
又，若由請求項8所記載的發明的話，因為在電壓飽和時不做多餘的積分動作，可以適切地算出調變率飽和度。
又，若由請求項9至16所記載的發明的話，因為根據調變波指令與其限制值的差分來補正d軸電流的緣故，可以在常態下一邊維持可輸出最大電壓一邊進行適切的弱磁場控制，提供有在改善電壓利用率並以比以往更少的激磁弱電流來高效率地運轉電動機之電動機控制裝置的控制方法。
以下，有關本發明的實施形態，參閱圖面說明之。
[實施例1]
圖1，係表示把本發明的電動機控制裝置適用在3相永久磁鐵內藏式同步電動機(IPMSM)之情況的實施例之控制方塊圖。
d軸電流指令演算都1係輸入轉矩指令T* ，對應電動機的特性來演算最適當的d軸電流指令Id * 。q軸電流指令演算部2，係輸入轉矩指令T* 與d軸電流指令Id * ，來演算q軸電流指令Iq * 。利用d軸電流指令演算部與q軸電流指令演算都來構成電流指令演算部。電流控制部3，係輸入dq軸電流指令與dq軸電流檢測值，以使dq軸電流檢測值一致於dq軸電流指令的方式來求得電壓指令。電流控制，一般來說，係利用dq軸之個別的PI控制與電壓FF補償來構成。電壓FF補償，係依從式(1)由速度或電流等，主要是去演算求出dq軸的干涉項與反電動勢電壓，以將這些加法運算到電流控制輸出的方式來得到dq軸電壓指令(Vd * 、Vq * )。調變波指令演算部5，係由dq軸電壓指令與功率變換電路的DC母線電壓來求出設定在調變率以及PWM之各個相的第1調變波指令。調變波指令限制部13，係把調變波指令限制在實際可輸出的範圍後輸出到PWM產生部6。於以往的例子中雖未揭示到，但是調變波指令的限制，係由以往來做一般的處理。又，在調變波指令演算部5或是調變波指令限制部13，也有著進行功率變換電路的切換元件或飛輪二極體的電壓損失部分的補償以及因PWM的截止時間所致的電壓誤差的補償等的情況。
PWM產生部6，係依照已設定的調變波指令來產生功率變換電路部7的切換元件的切換指令；功率變換電路部7，係經由切換把DC電壓變換成交流後供給電力到電動機8。dq變換部9，係經由電流檢測值10所檢測出的各個相電流值(例如iu 、iv )，藉由利用位置檢測部11所檢測出的電動機磁極位置θ與dq軸變換公式，來變換成dq軸電流值(Id * 、Iq * )。
調變率飽和度演算部14，係由利用調變波指令演算部5所求出的第1調變波指令與使用在調變波指令限制部13的調變波限制值，來演算調變率飽和度ΔM。弱磁場控制部4，係利用調變率飽和度ΔM來求得d軸電流指令的補正量ΔId 。本發明與先前技術相異的部分，係在於加入了調變率飽和度演算部14，做為弱磁場控制部4的輸入訊號，輸入了調變率飽和度。
以下，詳細說明有關各個方塊。
d軸電流指令演算部1，係具有例如針對轉矩指令電流為最小，亦即演算銅損變為最小的Id * 、或者是甚至考慮到鐵損以使效率變為最大的方式來進行演算等的方法。在於把銅損最小化的方法方面，針對電流值把使轉矩變為最大的相位令為β，把dq軸電流做為下式：
如此，把這些代入到式(2)後把兩邊以Ia * 來進行偏微分，來求出如以下的式子所示之銅損變為最小的相位β。
在此，利用在其乘算Ia * 來求取Id * 。此外，在該方法，事先求出Ia * 與轉矩的關係是有必要的。之所以在控制中演算式(10)或轉矩與電流之關係，係因為對CPU的負載會變高，因此亦有使用近似式，或是參閱已事先計算出的表格，來圖求縮短演算時間的方法。尚且，在SPMSM，因為Ld =Lq ，故Id * =0。
q軸電流指令演算部2，係輸入把經由上述所得到的d軸電流指令Id * 與經由弱磁場控制部10所得到的d軸電流補正量ΔId 來進行加法運算後的d軸電流指令Id *’ ，根據式(2)的轉矩特性式進行以下的運算來求得q軸電流指令值Iq * 。
調變波指令演算部5，由dq軸電壓指令來進行對調變率的變換。變換方法，係在可以輸出不令正弦波的調變指令歪斜(正弦波的最大值與DC母線電壓的最大值一致)的情況的調變率定義為1之情況下，如式(6)所示地，求得電壓向量的大小V1 ，使用功率變換電路的DC母線電壓檢測值VDC ，利用下式：
來求出。PWM的脈衝的振幅與VDC 相依的關係，電動機控制裝置所可能產生的電壓係藉由VDC 來變化這一點是可以理解的。
在一般的電動機控制裝置方面，有著設定規定的電壓，令電壓指令以與規定電壓的比來表現的情況。例如在200V等級的電動機控制裝置方面，以200V當作基準來演算電壓指令。在此電源輸入為照規定那樣的情況下，因為電壓指令與調變率為一致的緣故，變得沒有必要去計算調變率，具有可以簡單化演算的優點。但是，電源電壓變動的話，變成電壓指令與實際輸出的電壓相異，電流控制的響應與設定相異，利用使用電壓指令的電動機狀態推定器等之類的用途，例如在無速度感測控制等方面，正確地進行推定是變得困難。為此，期望有從DC母線電壓來求得調變率。令規定電壓基準的dq軸電壓指令為Vd% 、Vq% 、規定電壓為Vrate 的話，用以下的方式來計算調變率。
所求出的調變率，係限制在實際上可輸出的範圍內，有關於進行限制方面是有著幾種方法。首先，有關在求出3相的調變波指令後，限制PWM載波訊號的最大與最小值的方法，使用圖2說明之。
在圖1的調變波指令演算部，如圖2所示地，於求出調變率指令MI 與電壓相位後，求出UVW之3相的調變波指令(MU 、MV 、MW )。做為變換到3相的調變波指令(MU 、MV 、MW )的方法，有三角波比較PWM方式或空間向量方式。在三角波比較方式的情況下，令磁極位置為θ、電壓相位為θV ，例如用以下的方式來求出。
cos3θ0 的項為3次高諧波的項，經由把這些加進去，變成可以最大限度地利用電源電壓。重疊3次高諧波的方法或是重疊的波形、以及變換到3相的方式方面，也有著其他各式各樣的方式。
求出3相的指令後，把這些以成為在PWM載波訊號的最大與最小值之間的方式利用調變波指令限制部13來限制後，求得調變波指令(PWMU 、PWMV 、PWMW )。做為向量來表現的話，如圖2所示地，變成限制在6角形的內側。針對1個相，限制值係存在有最大與最小之2種類的限制值。在調變率飽和度演算部14，於比較限制值與調變波指令之際，雖未圖示，但會選擇最接近的限制值來求得(ΔMU 、ΔMV 、ΔMW )。經由將這些以向量合成都21來進行向量合成後，求出調變率飽和度ΔM。向量合成係例如下列所述。首先，利用3相2相變換公式進行變換成2相後，經由演算2乘冪平方根來求得。
弱磁場控制部4方面，輸入調變率飽和度ΔM來求得d軸電流指令的補正量ΔId 。於圖3表示弱磁場控制部4之方塊圖。把濾波器33連貫到調變率飽和度ΔM後利用除運算器32以迴轉速度ω來進行除運算，於該結果利用PI控制部31來施以PI控制演算後求得d軸電流補正量ΔId 。限制器34係僅補正弱化磁場的方向的緣故，d軸電流補正量變成正的值的時候以0來進行限制。濾波器33，係在調變率變大、過調變範圍(輸出的調變率為2/(√3)以上)或者是以6步進(step)(輸出的調變率為約4/π)來進行運轉的情況下，用以除去包含到調變波的高頻成分者，例如使用一次延遲濾波器。若除去濾波器33以及限制器34的話，圖3的控制演算係變成如下所示。
在此，Kp 、Ki 係各個比例積分增益，S係拉普拉斯運算子。
以如此的方式，可以於常態一邊以最大的調變率來輸出一邊適切地進行弱磁場控制，其結果弱磁場電流ΔId 比以往還要小而受到抑制，改善了效率。
尚且，弱磁場控制係利用調整電動機的電流來控制電壓者，因此響應特性係由電壓與電流的關係來求得。為此，在式(16)因為使用了調變率，有著利用DC母線電壓的變動來改變響應的情況。於該影響為大的情況下，使用DC母線電壓VDC ，來修正PI控制增益。增益為把規定電壓Vrate 決定為基準的話，如以下的方式來進行修正。
這些即為等價把調變率變換到電壓的單位。經由如此修正增益的方式，可以實現不受到電源電壓的變動的影響之響應特性。
[實施例2]
圖4係表示第2實施例之調變波指令演算部5與調變波指令限制部13與調變率飽和度演算部的方塊圖。調變波指令演算部5之由dq軸電壓指令來求出調變率MI 與輸出相位θ0 這一點，是與在實施例1所說明的圖2同樣的。不同的是，把調變率指令MI 與輸出相位θ0 做為第1調變波指令，在調變波指令限制部13方面，利用調變率限制部41來把調變率指令MI 限制在調變率限制值Mlimit 後求得第2調變率指令M’ I ，使用第2調變率指令M’I 與輸出相位θ0 以3相變換部42進行與例如式(14)同樣之如下的方式來求出3相的第2調變波指令。
求得調變波的方法，係如在實施例1所說明般地，也有其他各式各樣的方法，使用哪種方法也沒關係這一點是同樣的。
調變率飽和度演算部14，係由第1調變率指令值MI 與調變率限制值Mlimit 的差分值，來求得調變率飽和度ΔM。與實施例1相比較，簡單化了調變率飽和度的演算，具有減少包含到過調變範圍(調變率超過2/(√3)的範圍)之調變率飽和度之歪斜成分之效果。
[實施例3]
圖5係表示第3實施例之調變波指令演算部5與調變波指令限制部13與調變率飽和度演算部的方塊圖。調變波指令演算部5，係由dq軸電壓指令求出調變率MI ，把dq軸電壓指令與調變率MI 當作第1調變波指令。在調變波指令限制部13，把調變率MI 以調變率限制值Mlimit 來做限制後求出M’ I ，以dq調變波指令演算部51，由M’ I 與dq軸電壓指令，把dq軸之調變波指令Md 、Mq 以如下的方式來求出。
在式(19)，V1 係使用與演算MI 之際所求出的相同的緣故，故可以簡略演算之。dq軸之調變波指令(Md 、Mq )變換成電動機輸出相之調變波指令(MU 、MV 、MW )方面係如下所示。
MW 當作MW =-MW -MV ，亦得到同樣的結果。但是，在該方式下成為正弦波輸出的緣故，調變率超過1的話輸出電壓會歪掉。做為補正這些的方式，提案有成為空間向量方式之輸出之補正方法、或是以3相的最大值或最小值不會超過各個相的輸出的限制值的方式把同樣的值加法運算到各個相等等的方式，經由使用這些方法，可以直至調變率2/(√3)都不歪斜地進行輸出。
本實施例與實施例2比較的話，因為沒有必要進行tan-1 的演算，可以縮短演算時間。
[實施例4]
圖6係表示第4實施例之調變波指令限制部13的方塊圖。圖6的方塊圖，係於圖4的方塊圖之調變波指令限制部上加上過調變補正部61。
把調變率與實際的調變率的關係表示於圖7。於圖7中，表示有7a為調變率指令理想值、7b為DPWM調變方式的情況，7c為SVPWM調變方式的情況，7d為SPWM調變方式的情況之關係。利用調變方式，調變率指令M’ I 與實際的調變率M0 的關係是為相異，在SPWM調變方式7d下調變率指令為1以上，在DPWM調變方式7b、SVPWM調變方式7c下為2/(√3)以上的範圍下，調變率變大的話實際的調變率會變小。該現象係輸出歪斜掉的原因所產生出來的。在這樣的情況下，調變率飽和度變得過大，產生了弱磁場控制部4的響應變差的問題點。
把調變率指令M’ I 與實際的調變率M0 的關係予以一般化的話，表示成如下。
定義式(21)之G()的反函數G-1 ()，於輸入調變率指令M’ I 時：
經由補正調變率指令可以使調變率指令M’ I 與實際的調變率M0 一致。又，亦可藉由把反函數予以表格化，而使演算簡單化。
做為其它的方法，也有針對3相的調變波指令來加法運算偏置(offset)的方法。把偏置值與調變率調整量的關係當作G2 ()：
由此，可以使調變率指令與實際的調變波一致。這裡也同樣地可以把偏置量予以表格化，而使演算簡單化。
但是，在進行這些過調變補正的情況下的調變率限制值是一定要限制在4/π以下。
由此，調變率指令與實際所輸出的調變率一致，無損於弱磁場控制部4的響應地，適切的弱磁場控制遂為可能。
[實施例5]
於圖8表示實施例5之控制方塊圖。圖8係針對圖1的構成，相對於q軸電流指令演算部2的輸出，追加有使用電流限制值Imax 與d軸電流指令Id *’ 來限制的q軸電流指令限制部81。使用在電動機控制裝置之功率變換電路元件等的發熱的緣故，通常於電流設有限制。在進行弱磁場控制的情況下，電壓是由d軸電流所決定，把這些當作基本來限制q軸電流是有必要的。限制值係經由以下的式子來求得後，可以把dq軸電流的合成電流限制為電流限制值Imax 。
由此，使得限制產生的轉矩，可以確實地防止因電流超過所導致的電路破壞等。
[實施例6]
於圖9表示實施例6的電壓偏差量演算都之控制方塊圖。圖9係把電壓偏差量演算部追加到圖2的實施例之例。利用減運算器92求出第1調變波指令(MU 、MV 、MW )與限制後的第2調變波指令(PWMU 、PWMV 、PWMW )的差分值，將這些利用dq軸電壓變換部91來求出dq軸電壓指令偏差量(ΔVd * 、ΔVq * )。在dq軸電壓變換部91，使用DC母線電壓VDC 把調變波的差分值變換到電壓的差分值，將這些利用磁極位置θ來做dq變換，求出dq軸電壓指令偏差量(ΔVd * 、ΔVq * )。在圖9使用3相的調變波指令，也由圖4或圖5之調變率指令MI 與限制後的調變率指令M’ I 的差分值以及磁極位置θ同樣地，可以求出dq軸電壓偏差量。
在調變波指令限制部13中，第1調變波指令變成限制值以下的情況下，第1調變波指令與第2調變波指令為相同的緣故，dq軸電壓偏差量遂為0，在第1調變波指令超過限制值的情況下，得到了dq軸之指令電壓的超過量。
dq軸電壓偏差量不為0的情況下，單純地停止積分動作的話，可以防止多餘的積分動作。又，經由於dq軸電壓偏差量乘上增益後反轉符號並輸入到電流控制部3的積分器的方式，可以更有效果地防止多餘的積分動作。這些手法是被稱呼為抗飽和控制，因為具有可以防止從飽和狀態在已被開放時因多餘的積分所產生的過衝(overshoot)的效果，這些其他多少也有提案到。將這些適用在圖1或圖9的弱磁場控制方塊圖的情況下，因為可以防止dq軸電壓指令變得過大，由dq軸電壓指令所得到的第1調變波指令也不會變得過大，其結果，可以改善弱磁場控制的響應。
[實施例7]
圖10係表示本發明的電動機控制裝置之控制方法之流程圖。在步驟ST1，根據轉矩指令來演算d軸電流指令；在步驟ST2，根據調變率飽和度來補正d軸電流；在步驟ST3，根據轉矩指令與d軸電流指令來演算q軸電流指令。接著，在步驟ST4，由電動機電流檢測值來演算dq軸電流值；在步驟ST5，以使dq軸電流值與dq軸電流指令一致的方式來演算dq軸電壓指令；在步驟ST6，根據dq軸電壓指令與功率變換電路的DC母線電壓來演算第1調變波指令。接著，在步驟ST7，以已設定的限制值來限制第1調變波指令後演算第2調變波指令；在步驟ST8，由第1調變波指令與限制值的差分值來演算調變率飽和度；在步驟ST9，根據第2調變波指令來生成PWM模式；在步驟ST10，根據PWM模式來驅動功率變換電路。各個步驟的順序並不依此為限。
 [產業上的可利用性]
在實施例中表示出永久磁鐵內藏式同步電動機(IPMSM)的例子，但在永久磁鐵表面貼附式同步電動機(SPMSM)方面也僅有轉矩與電流指令的關係為相異的緣故，經由直接適用，與以往相比較後可以抑制因輸出電壓飽和時的弱磁場控制所致的電流，可以高效率地運轉。又，做為進行向量控制的感應電動機的磁束控制，藉由適用本方式來控制激磁電流，改善了電壓利用率，也有著得到比以往還要來得大的轉矩之效果。
1．．．d軸電流指令演算部
2．．．q軸電流指令演算部
3．．．電流控制部
4．．．弱磁場控制部
5．．．調變波指令演算部
6．．．PWM產生部
7．．．功率變換電路部
8．．．電動機
9．．．dq變換部
10．．．電流檢測部
11．．．位置檢測部
12．．．速度檢測部
13．．．調變波指令限制部
14．．．調變率飽和度演算部
15．．．弱磁場控制部
21．．．向量合成都
31．．．PI控制部
32．．．除運算器
33．．．濾波器
34．．．限制器
41．．．調變率限制部
42．．．3相變換部
51．．．dq調變波指令演算部
61．．．過調變補正部
7a．．．調變率指令理想值
7b．．．DPWM調變方式
7c．．．SVPWM調變方式
7d．．．SPWM調變方式
81．．．q軸電流限制部
91．．．dq軸電壓變換部
92．．．減運算器
[圖1]表示本發明之第1實施例之控制方塊圖。
[圖2]表示本發明之第1實施例之調變波指令演算部與調變波指令限制都與調變率飽和度演算部之控制方塊圖。
[圖3]表示本發明之第1實施例之弱磁場控制部之控制方塊圖。
[圖4]表示第2實施例之調變波指令演算部與調變波指令限制部與調變率飽和度演算部之控制方塊圖。
[圖5]表示第3實施例之調變波指令演算部與調變波指令限制部與調變率飽和度演算部之控制方塊圖。
[圖6]表示第4實施例之調變波指令限制部之控制方塊圖。
[圖7]表示調變率指令與實際的調變率的關係的圖。
[圖8]表示第5實施例之控制方塊圖。
[圖9]表示第6實施例之dq軸電壓偏差演算部之控制方塊圖。
[圖10]表示本發明的控制方法之流程圖。
1．．．d軸電流指令演算部
2．．．q軸電流指令演算部
3．．．電流控制部
4．．．弱磁場控制部
5．．．調變波指令演算部
6．．．PWM產生部
7．．．功率變換電路部
8．．．電動機
9．．．dq變換部
10．．．電流檢測部
11．．．位置檢測部
12．．．速度檢測部
13．．．調變波指令限制部
14．．．調變率飽和度演算部

Claims (16)

  1. 一種電動機控制裝置，係具備了：在以電動機的磁束方向為基準所設定出的dq座標系上根據轉矩指令來演算d軸電流指令以及q軸電流指令之電流指令演算部，和把電動機電流檢測值變換到dq座標系來演算d軸電流值和q軸電流值之dq變換部，和以前述d軸電流值以及q軸電流值一致於前述d軸電流指令以及前述q軸電流指令的方式來演算dq軸電壓指令之電流控制部，和根據前述dq軸電壓指令與功率變換電路的DC母線電壓來求得第1調變波指令之調變波指令演算部，和根據第2調變波指令與PWM載波訊號來產生PWM模式之PWM產生部；其特徵為具備了：限制前述第1調變波指令來產生前述第2調變波指令之調變波指令限制部，和由前述第1調變波指令與前述調變波指令限制部的限制值來求得調變率飽和度之調變率飽和度演算部，和根據前述調變率飽和度來補正前述d軸電流指令值之弱磁場控制部。
  2. 如申請專利範圍第1項所記載之電動機控制裝置，其中：前述第1調變波指令係做為各個電動機輸出相的調變波指令，前述調變波指令限制部係把電動機輸出相之調變波的最大值與最小值做為限制值，把前述第1調變波指令限制在前述最大值與前述最小值之間來求得各個電動機輸出相的第2調變波指令，前述調變率飽和度演算部，係合成由前述第1調變波指令與前述調變波指令限制部的限制值所得到的每個電動機輸出相的調變波差分值，來求得調變率飽和度。
  3. 如申請專利範圍第1項所記載之電動機控制裝置，其中：前述第1調變波指令，係做為由前述dq軸電壓指令與前述DC母線電壓所求出的第1調變率指令、與由前述dq軸電壓指令與表示電動機磁束方向的相位所求出的輸出相位；前述調變波指令限制部係把前述調變波指令以任意設定出的調變率限制值來進行限制以求得第2調變率指令，根據前述第2調變率指令與前述輸出相位來求得各個電動機輸出相之第2調變波指令；前述調變率飽和度演算部係根據前述第1調變率指令與前述調變率限制值的差分值來求得調變率飽和度。
  4. 如申請專利範圍第1項所記載之電動機控制裝置，其中：前述第1調變波指令，係做為由前述dq軸電壓指令與前述DC母線電壓所求出的第1調變率指令、與dq軸成分的調變波指令；前述調變波指令限制部係把前述調變波指令以任意設定出的調變率限制值來進行限制以求得第2調變率指令，根據前述第2調變率指令與前述dq軸成分的調變波指令來求得各個電動機輸出相之第2調變波指令；前述調變率飽和度演算部係根據前述第1調變率指令與前述調變率限制值的差分值來求得調變率飽和度。
  5. 如申請專利範圍第3或4項所記載之電動機控制裝置，其中：前述調變波指令限制部，係以使前述第2調變率指令一致於實際輸出的調變率的方式把過調變補正加到前述第1調變波指令或是前述第2調變率指令來求得第2調變波指令。
  6. 如申請專利範圍第1項所記載之電動機控制裝置，其中：前述弱磁場控制部，係經由根據前述調變率飽和度來進行PI控制演算或是I控制演算來求得d軸電流補正量，補正前述d軸電流指令。
  7. 如申請專利範圍第1項所記載之電動機控制裝置，其中：根據經由前述弱磁場控制部所補正的d軸電流指令值、與電動機控制裝置可輸出之最大電流值，以不超過前述最大電流值的方式來限制前述q軸電流指令。
  8. 如申請專利範圍第1項所記載之電動機控制裝置，其中：具備有從前述第1調變波指令與前述第2調變波指令與前述DC母線電壓來求得dq座標系之dq軸電壓偏差量之dq軸電壓偏差演算部，電流控制部係根據前述dq軸電壓偏差量來停止積分或是補正積分值。
  9. 一種電動機控制裝置之控制方法，具備有：由轉矩指令來演算dq軸電流指令之電流指令演算部，和把電動機電流檢測值座標變換成dq軸電流值之座標變換部，和以使前述dq軸電流值一致於前述dq軸電流指令的方式來演算dq軸電壓指令之電流控制部，和由前述dq軸電壓指令與功率變換電路的DC母線電壓來演算第1調變波指令之調變波指令演算部，和根據第2調變波指令產生PWM模式之PWM產生部；其特徵為具備了：根據前述轉矩指令來演算前述dq軸電流指令之步驟，和由前述電動機電流檢測值來演算前述dq軸電流值之步驟，和以使前述dq軸電流值與前述dq軸電流指令一致的方式來演算前述dq軸電壓指令之步驟，和根據前述dq軸電壓指令與前述功率變換電路的DC母線電壓來演算前述第1調變波指令之步驟，和根據前述第1調變波指令與任意設定的調變波限制值來演算前述第2調變波指令之步驟，和根據前述第2調變波指令來產生前述PWM模式之步驟，和根據前述PWM模式來驅動前述功率變換電路之步驟，和由前述調變波限制值與前述第1調變波指令來求得調變率飽和度之步驟，和根據前述調變率飽和度來補正d軸電流指令值之步驟。
  10. 如申請專利範圍第9項所記載之電動機控制裝置之控制方法，其中：前述第1調變波指令係做為各個電動機輸出相之調變波指令；前述調變波限制值係做為前述電動機輸出相的調變波之最大值與最小值，以把前述第1調變波指令成為在前述最大值與前述最小值之間的方式來做限制後，求得各個電動機輸出相之第2調變波指令；合成前述各個電動機輸出相的前述第1調變波指令與前述調變波限制值的差分值後求得調變率飽和度，根據前述調變率飽和度來補正d軸電流指令。
  11. 如申請專利範圍第9項所記載之電動機控制裝置之電動機控制方法，其中：前述第1調變波指令係做為由前述dq軸電壓指令與前述DC母線電壓所求出的第1調變率指令、以及由前述dq軸電壓指令與表示電動機磁束方向的相位所求出的輸出相位，把前述第1調變波指令以任意設定的調變率限制值來做限制後求出前述第2調變率指令；根據前述第2調變率指令與前述輸出相位來求出各個電動機輸出相的第2調變波指令；根據前述第1調變率指令與前述調變率限制值的差分值來求得調變率飽和度。
  12. 如申請專利範圍第9項所記載之電動機控制裝置之控制方法，其中：前述第1調變波指令係做為由前述dq軸電壓指令與前述DC母線電壓所求出的第1調變率指令、以及dq軸成分的調變波指令；把前述第1調變波指令以任意設定的調變波限制值來做限制後求得前述第2調變波指令；根據前述第2調變率指令與前述dq軸成分的調變波指令來求出各個電動機輸出相的第2調變波指令；根據前述第1調變率指令與前述調變率限制值的差分值來求得調變率飽和度。
  13. 如申請專利範圍第11或12項所記載之電動機控制裝置之控制方法，其中：以使前述第2調變率指令一致於實際輸出的調變率的方式把過調變補正加到前述第1調變波指令或是前述第2調變率指令以求得第2調變波指令。
  14. 如申請專利範圍第9項所記載之電動機控制裝置之控制方法，其中：經由根據調變率飽和度來進行PI控制演算或是I控制演算來求得d軸電流補正量，補正d軸電流指令。
  15. 如申請專利範圍第9項所記載之電動機控制裝置之控制方法，其中：根據基於d軸電流補正量所補正的d軸電流指令、與電動機控制裝置可輸出之最大電流值，以不超過最大電流值的方式來限制前述q軸電流指令。
  16. 如申請專利範圍第9項所記載之電動機控制裝置之控制方法，其中：從第1調變波指令與第2調變波指令與DC母線電壓來求得dq座標系之dq軸電壓偏差量，電流控制部係根據dq軸電壓偏差量來停止積分或是補正積分值。
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