TWI429186B - 伺服馬達之控制裝置及方法 - Google Patents

Description

伺服馬達之控制裝置及方法

本發明有關於伺服馬達之控制裝置，特別有關於具有電流控制迴路，以對在伺服馬達中所流通之電流施以回饋控制的伺服馬達之控制裝置。

伺服馬達中的永久磁鐵同步馬達，藉由永久磁鐵而產生場磁鐵磁束，並藉由流通三相電樞電流而產生轉矩，其合成向量與場磁鐵磁束呈正交。永久磁鐵同步馬達的系統構造如圖8所示。其基本構造包括有：永久磁鐵同步馬達41、對其供應電力的電壓式PWM反向器等電力轉換器42、決定電力轉換器42對永久磁鐵同步馬達41所供應之電壓或所流通之電流相位的磁極位置檢測器43、以及執行電流控制的電流控制器44。當執行速度控制時，附加有速度控制器45及檢測器43，而當執行位置控制時，則附加有位置控制器46及檢測器43。在多數情況下，共用磁極位置檢測器、速度檢測器及位置檢測器。

習知以來，速度控制器45、位置控制器46用於切換控制迴路的增益(例如參照專利文獻1)。專利文獻1所記載的發明，在從速度控制迴路所輸出的轉矩指令之大小較小時，增加速度控制迴路的增益，而當轉矩指令之大小較大時，則縮小速度控制迴路的增益。藉此，當轉矩指令之大小較小時，可加快位置偏差與速度偏差的收束而提升響應性。相對地，當轉矩指令較大時，則可防止發生機械性振動。

專利文獻1：日本專利特開平5-134750號公報

控制系統由位置控制迴路、速度控制迴路、及電流控制迴路等三者構成。位置控制迴路係主迴路，而以速度控制迴路、電流控制迴路的順序形成次迴路。因電流控制迴路係位於最內側的迴路，因此必需組裝響應性佳的控制迴路。理由在於若未提升電流控制迴路之增益而使響應性變佳，則對於上位迴路的速度控制迴路與位置控制迴路，即使提升其增益仍無法提升響應性。即，藉由將作為次迴路的電流控制迴路之響應較外側迴路的響應設定為足夠高(換言之，將次迴路的交叉角頻率設定為較高於其外側的迴路交叉角頻率)，便可達提升外側迴路的響應性與安定性之效果。

電流控制系統由馬達的電氣系統或電力轉換器等構成，系統的狀態變化較小。所以，不同於速度控制器與位置控制器，一般將電流控制器的增益設定為固定值。但是，若為可在高響應下控制，而增加電流控制迴路的增益，在伺服馬達中流通較大電流，則因伺服馬達的參數(電樞繞線電阻R、電樞繞線自感L)，而導致伺服馬達振動。

緣是，本發明之目的在於提供一種可提升電流控制迴路的響應性，且能防止伺服馬達振動的伺服馬達之控制裝置及方法。

為解決上述問題，申請專利範圍第1項所記載發明，係具有對在伺服馬達中流通的電流施以回饋控制之電流控制迴路的伺服馬達之控制裝置；其具備有：電流檢測手段與電流迴路增益切換手段；該電流檢測手段檢測藉由上述電流控制迴路而回饋的伺服馬達之輸出電流值；該電流迴路增益切換手段在所檢測到的上述輸出電流值較小於預設的臨限值時，增加上述電流控制迴路的增益，反之，在所檢測到的上述輸出電流值較大於上述預設的臨限值時，則縮小上述電流控制迴路的增益。

申請專利範圍第2項所記載發明，在申請專利範圍第1項所記載伺服馬達之控制裝置中，上述伺服馬達之控制裝置的電流回饋控制藉由使用d－q座標的PI控制而實施，而電流迴路增益切換手段在所檢測到的上述輸出電流值較小於上述預設的臨限值時，在預設大小的二個交叉角頻率中使用較大的交叉角頻率，計算出上述電流控制迴路的增益而增加上述電流控制迴路的增益，反之，在所檢測到的上述輸出電流值較大於上述預設的臨限值時，則使用較小的交叉角頻率計算出上述電流控制迴路的增益而縮小上述電流控制迴路的增益。

申請專利範圍第3項所記載的發明，在申請專利範圍第1或2項所記載伺服馬達之控制裝置中，上述臨限值係伺服馬達的額定電流值。

申請專利範圍第4項所記載的發明，在申請專利範圍第1至3項中任一項所記載伺服馬達之控制裝置中，上述伺服馬達之控制裝置在上述電流控制迴路的外側設有回饋控制伺服馬達之速度的速度控制迴路，且在上述速度控制迴路的外側設有回饋控制伺服馬達之位置的位置控制迴路。

申請專利範圍第5項所記載的發明，係具有對在伺服馬達中流通的電流施以回饋控制之電流控制迴路的伺服馬達之控制方法，包括有電流檢測步驟與電流迴路增益切換步驟；該電流檢測步驟檢測藉由上述電流控制迴路而回饋的伺服馬達之輸出電流值；該電流迴路增益切換步驟，在所檢測到的上述輸出電流值較小於預設臨限值時，增加上述電流控制迴路的增益，反之，在所檢測到的上述輸出電流值較大於預設的上述臨限值時，則縮小上述電流控制迴路的增益。

根據申請專利範圍第1項所記載發明，可提升電流控制迴路的響應性，且能防止伺服馬達振動。

根據申請專利範圍第2項所記載的發明，因為使用大小不同的二個交叉角頻率計算出增益，因而可使電流控制迴路的增益切換程式較為容易。

根據申請專利範圍第3項所記載的發明，可在伺服馬達中流通達額定之電流前增加增益，且當流通有大於額定電流之電流時則縮小增益。因而，可提升電流控制迴路的響應性，且能確實地防止伺服馬達之振動。

根據申請專利範圍第4項所記載的發明，因為可提升電流控制迴路的響應性，因而亦可提升成為其上位迴路的速度控制迴路與位置控制迴路之響應性。

根據申請專利範圍第5項所記載的發明，可提升電流控制迴路的響應性，且能防止伺服馬達之振動。

根據以下所附圖式，針對本發明的實施形態進行詳細說明。本實施形態如圖1所示，使用可動線圈式永久磁鐵同步線性馬達作為伺服馬達5。該可動線圈式永久磁鐵同步線性馬達在定子之1側交錯配置有N極與S極的永久磁鐵2，並在可動子3側捲繞有U、V、W相的線圈4。藉由在線圈4中流通三相電樞電流，而產生直線式移動的移動場磁鐵，使可動子3相對於定子1而直線移動。

即便對於場磁鐵直線移動的可動線圈式永久磁鐵同步線性馬達，亦與磁場旋轉的旋轉場磁鐵式同步馬達相同，使用旋轉的d－q座標系而控制d、q軸的電樞電流。將馬達中固定的部分與旋轉的部分均轉換為旋轉的正交座標，即為d－q轉換，而其座標系即為d－q座標系。q軸位於相對d軸呈前進π/2的相位。在永久磁鐵同步馬達的情況，一般以場磁鐵所產生的磁束方向作為d軸。

圖2所示係使用d－q座標系而控制伺服馬達5之整體構造。基本構造包括有：伺服馬達5、與對其供應電力的電壓式PWM反向器等電力轉換器6、決定電力轉換器6對伺服馬達5所施加之電壓或流通之電流相位的直線比例尺(linear scale)等磁極位置檢測器7、以及供執行電流控制的電流控制器12、13。在執行速度控制時，附加有執行該項控制的速度控制器8及速度檢測器9，在執行位置控制時，則附加為執行該項控制的位置控制器10及位置檢測器11。速度檢測器9與位置檢測器11共用磁極位置檢測器7。控制系統由位置控制迴路、速度控制迴路、電流控制迴路等三者構成。位置控制迴路為主迴路，且以速度控制迴路、電流控制迴路的順序而構成次迴路。

位置控制器10根據從上位控制裝置所輸出的位置指令值θ^＊ _rm 與來自位置檢測器11的位置回饋值θ_rm 間之偏差，運算速度指令ω^＊ _rm 。速度控制器8根據速度指令值ω^＊ _rm 與來自速度檢測器9的速度回饋值ω_rm 間之偏差，運算推力指令，進而運算q軸電流指令i^＊ _q 。d軸電流控制器12運算作為與d軸相同方向之電流成分的d軸電流指令i^＊ _d 。永久磁鐵同步馬達藉由磁鐵而確立d軸之磁束，因而通常將d軸電流指令i^＊ _d 控制為0。就提昇馬達力率及降低視在功率(apparent power)考量，亦可能使d軸電流朝d軸的反方向流動。

向量旋轉器．3相2相轉換器14將來自電流檢測器15的三相回饋電流值iu、iv、iw，根據來自相位檢測器的相位檢測器16之電角信號θ_re ，轉換成d軸電流i_d 與q軸電流i_q 。d軸電流控制器12擷取d軸電流指令i^＊ _d 與d軸電流i_d 的偏差，而運算d軸電壓的指令值v^＊ _d 。q軸電流控制器13擷取q軸電流指令i^＊ _q 與q軸電流i_q 的偏差，而運算q軸電壓的指令值v^＊ _q 。向量旋轉器．2相3相轉換器17根據該等電壓指令v^＊ _d 、v^＊ _q 及電角信號θ_re ，輸出三相電壓指令v^＊ _u 、v^＊ _v 、v^＊ _w 。電力轉換器6根據該等電壓指令而對輸出電壓施行PWM控制，最後控制伺服馬達5中所流通的電流。上述，藉由對伺服馬達5的永久磁鐵同步馬達供應交流電流，使伺服馬達5產生推力。

因為伺服馬達5需要高速轉矩響應的控制，因而電流的回饋控制不可或缺。圖3所示係附加有電流控制器12、13的永久磁鐵同步馬達之方塊圖。該方塊圖中，d軸電流i_d 、q軸電流i_q 採用理論上較容易控制的非干涉控制法。在永久磁鐵同步馬達中具有因d、q軸間相互干涉所生的速率電動勢(speed electromotive force)。該等將對i_d 、i_q 造成影響，但是無法直接控制之。求取該速率電動勢而將其抵銷之控制，即為非干涉控制法。採行非干涉化控制，i_d 、i_q 便可藉由v’_d 、v’_q 而單純控制。其中，v’_d 、v’_q 係指d、q軸上電樞繞線阻抗所施加之電壓，可由以增益函數G_id (s)、G_iq (s)表示的i_d 、i_q 電流控制器之輸出的形式而獲得。此外，在該方塊圖中，i_d 、i_q 係指d、q軸之電樞電流，Φ_f 係指電樞繞線交鏈磁束數，R係指電樞繞線電阻，L係指電樞繞線的自感(self inductance)，P(＝d/dt)係指微分算子，T_e 係指馬達推力，T_L 係指馬達的負荷推力，J係指馬達的慣性矩，ω_rm 係指同步馬達的輸出軸旋轉角速度(機械角)，ω_re 係指磁場的角速度(電角)。同步馬達的輸出軸旋轉角速度(機械角)ω_rm 在將極對數設定為p時，便為ω_re /p。

電流控制採取比例積分(PI)控制。此情況下，i_d 、i_q 電流控制器的輸出v’_d 、v’_q 如下式：[數式1]v’_d ＝K_id (1＋1/T_id s)(i^＊ _d －i_d ) v’_q ＝K_iq (1＋1/T_iq s)(i^＊ _q －i_q )

此時，i_d 、i_q 控制系統的開迴路增益函數G^o _id (s)、G^o _iq (s)在將式子簡化而選擇T_id ＝T_iq ＝L/R(電氣時間常數)時，便成為下式：[數式2]G^o _id (s)＝1/(Ls/K_id ) G^o _iq (s)＝1/(Ls/K_iq )，成為單純的積分要素。

其中，K_id 、K_iq 及T_id 、T_iq 係指i_d 、i_q 控制器的增益及積分時間，K_id ＝K_iq 、T_id ＝T_iq 。

圖4所示係從該開迴路增益函數所獲得的波德圖(Bode diagram)，交叉角頻率ω_c 為下式：[數式3]ω_c ＝K_i /L (K_i ＝K_id ＝K_iq )

當滿足數式2時，i_d 、i_q 控制系統的閉迴路增益函數G^c _id (s)、G^c _iq (s)便如下式：[數式4]G^c _id (s)＝1/(Ls/K_id ＋1) G^c _iq (s)＝1/(Ls/K_iq ＋1)

圖5所示係從閉迴路增益函數所獲得的波德圖。可知s＝0時的增益並無關於K_id 、K_iq ，而為0dB，穩定偏差為0。

當電流控制採取PI控制時，如上述，積分時間T_id 、T_iq 配合電氣時間常數(L/R)。且，在為提升反應性考量，[數式3]所示從交叉角頻率ω_c 求得之增益(K_id 、K_iq )最好儘可能地提高。藉由將次迴路的交叉角頻率設定為較高於其他迴路的交叉角頻率，可提升外側迴路的響應性與安定性。但是，若將電流控制迴路的增益設定為較高值而在馬達中流通較大電流，便可能導致馬達之振動。所以，本實施形態中，對藉由電流控制迴路而回饋的伺服馬達輸出之電流值設定有臨限值，而切換電流控制迴路之增益。

圖6所示係藉由伺服馬達之控制裝置的處理器所執行的電流控制程式流程圖。在該電流控制程式中，控制裝置的處理器(相當於申請專利範圍第1項所記載的電流迴路增益切換手段)，首先判斷由電流控制迴路所回饋的伺服馬達之輸出電流值是否達預設臨限值以上(S1)。其中，臨限值設定為伺服馬達的額定電流值，即產生額定推力的電流值。將臨限值數據預先記憶於控制裝置的記憶體中。此外，所謂「伺服馬達的輸出電流值」係指從圖2所示向量旋轉器．3相2相轉換器14回饋的q軸電流i_q 值。所以，申請專利範圍第1項所記載的電流檢測手段，便由向量旋轉器．3相2相轉換器14、電流檢測器15、及相位檢測器16構成。

其次，控制裝置的處理器在所檢測到的輸出電流值較小於預設臨限值時，從預設的大小二個交叉角頻率ω_c1 、ω_c2 中選用較大的交叉角頻率ω_c1 ，並計算出電流控制迴路的增益，以增加電流控制迴路的增益(S2)。反之，在所檢測到的輸出電流值較大於預設臨限值時，則選用較小的交叉角頻率ω_c2 ，並計算出電流控制迴路的增益，而縮小電流控制迴路的增益(S3)。

較大的交叉角頻率ω_c1 (例如2000rad/s)設定成在伺服馬達中流通額定電流時，不會使伺服馬達振動之範圍內的最大值。較小的交叉角頻率ω_c2 (例如1000rad/s)則設定為在伺服馬達中流通超過額定電流的最大電流時，不會使伺服馬達振動之範圍內的最大值。在控制裝置的記憶體中記憶有大小二個交叉角頻率ω_c1 、ω_c2 。根據該等大小二個交叉角頻率ω_c1 、ω_c2 ，使用[數式3]計算增益K_i 。

其次，控制裝置的處理器根據增益K_id 、K_iq 、積分時間T_id 、T_iq 、d軸電流指令i^* _d 、q軸電流指令i^* _q 、及所回饋的d軸電流i_d 、q軸電流i_q 之偏差，使用[數式1]計算出v’_d (=d軸電壓的指令值v^* _d )、及v’_q (q軸電壓的指令值v^* _q )(S4)。

另外，控制裝置的處理器在執行電流控制迴路之處理時，亦同時執行速度控制迴路及位置控制迴路的處理。速度控制系統與電流控制系統相同，將偏差設定為0而使用PI控制。若將電流控制系統的交叉角頻率ω_c 設定為較速度控制系統的交叉角頻率ω_sc 高出數倍以上，在角頻率ω_sc 附近，便可將電流控制系統的閉迴路增益函數視為「1」，可忽視電流控制系統的特性對速度控制系統所造成的影響。位置控制系統中，為防止位置的步階響應(step response)產生超越量(overshoot)而使用P控制。若將速度控制系統的交叉角頻率ω_sc 設定為較位置控制系統的交叉角頻率ω_p 高出數倍以上，在角頻率為ω_p 的附近，便可將速度控制系統的閉迴路增益函數視為「1」，可忽視速度控制系統特性對位置控制系統所造成的影響。

依照以上所記載的電流控制法，可切換而在截至達額定電流之前增加增益，且在超過額定電流時縮小增益。圖7所示係增益切換的概念圖。該圖7中，伺服馬達的輸出電流值隨時間之經過而成比例上升。圖中虛線係指振動的電流值(例如額定電流值)。當伺服馬達的輸出電流值較小於振動電流值(例如額定電流值)時，因為伺服馬達並無振動之虞，因而使用較大之交叉角頻率ω_c1 (例如2000rad/s)計算出增益，以可提升電流控制迴路的響應性。反之，當伺服馬達的輸出電流值超過振動之電流值時，若繼續設定為增加增益，則伺服馬達的電流振幅便隨之增加，導致伺服馬達振動。所以，修正改為使用較小的交叉角頻率ω_c2 (例如1000rad/s)計算出增益，並將增益切換為較小值，俾防止伺服馬達之振動。依照上述，可兼顧電流控制迴路響應性的提升，以及伺服馬達之振動的防止。

另外，本發明並不僅侷限於上述實施形態，在不變更本發明主旨的範疇內可作各種變更。例如上述實施形態中，使用可動線圈式永久磁鐵同步線性馬達為例說明伺服馬達，但是本發明的伺服馬達之控制裝置亦可適用於旋轉型永久磁鐵同步馬達、感應馬達。

本說明書以2006年4月28日所提出申請的日本專利特願2006－124954為基礎。其內容全部均涵蓋於本案中。

1．．．定子

2．．．永久磁鐵

3．．．可動子

4．．．線圈

5．．．伺服馬達

6、42．．．電力轉換器

7、43．．．檢測器

8、45．．．速度控制器

9．．．速度檢測器

10、46．．．位置控制器

11．．．位置檢測器

12．．．電流控制器(d軸電流控制器)

13．．．電流控制器(q軸電流控制器)

14．．．向量旋轉器．3相2相轉換器

15．．．電流檢測器

16．．．相位檢測器

17．．．向量旋轉器．2相3相轉換器

41．．．永久磁鐵同步馬達

44．．．電流控制器

圖1為可動線圈式永久磁鐵同步線性馬達的立體示意圖。

圖2為使用d－q座標系的永久磁鐵同步馬達控制之整體構造圖。

圖3為附加電流控制器的永久磁鐵同步馬達方塊圖。

圖4為從開迴路增益函數所獲得的波德圖。

圖5為從閉迴路增益函數所獲得的波德圖。

圖6為電流控制程式的流程圖。

圖7為增益切換的概念圖。

圖8為永久磁鐵同步馬達的系統構造圖。

Claims (3)

1. 一種伺服馬達之控制裝置，係具有對在伺服馬達中流通的電流施以回饋控制之電流控制迴路的伺服馬達之控制裝置；其特徵為其具備有：電流檢測手段，其檢測藉由上述電流控制迴路而回饋的伺服馬達之輸出電流值；以及電流迴路增益切換手段，其當所檢測到的上述輸出電流值較小於預設的臨限值即伺服馬達的額定電流值時，切換成在所預設之大小二個交叉角頻率中使用較大的交叉角頻率而所計算出之較大的電流控制迴路增益，另一方面，當所檢測到的上述輸出電流值較大於預設的上述臨限值時，則切換成使用較小的交叉角頻率而所計算出之較小的電流控制迴路增益。
2. 如申請專利範圍第1項之伺服馬達之控制裝置，其中，上述伺服馬達之控制裝置在上述電流控制迴路的外側設有回饋控制伺服馬達之速度的速度控制迴路，且在上述速度控制迴路的外側設有回饋控制伺服馬達之位置的位置控制迴路。
3. 一種伺服馬達之控制方法，係具有對在伺服馬達中流通的電流施行回饋控制之電流控制迴路的伺服馬達之控制方法，其特徵為其包括有：電流檢測步驟，其檢測藉由上述電流控制迴路而回饋的伺服馬達之輸出電流值；以及電流迴路增益切換步驟，其當所檢測到的上述輸出電流 值較小於預設的臨限值即伺服馬達的額定電流值時，切換成在所預設之大小二個交叉角頻率中使用較大的交叉角頻率而所計算出之較大的電流控制迴路增益，另一方面，當所檢測到的上述輸出電流值較大於預設的上述臨限值時，則切換成使用較小的交叉角頻率而所計算出之較小的電流控制迴路增益。