TWI427980B - 估計通道脈衝響應之裝置及方法 - Google Patents

Description

估計通道脈衝響應之裝置及方法

本發明主要關於一種使用多載波調變之電磁信號接收器，特別係有關於通訊系統中之多載波調變的通道估計(channel estimation)。

在無線(wireless)通訊系統，信號可經由傳輸路徑中之既定頻率傳送。最近的發展已能夠於單一信號路徑同時傳輸多路信號。分頻多工(Frequency Division Multiplexing,FDM)為這些同時傳輸方法之一。在分頻多工中之架構中，傳輸路徑可區分成多個次通道(sub-channel)。資訊(如聲音、影像、音訊、文字及資料等)係經由基於不同次載波(sub-carrier)頻率之次通道而調變以及傳輸。

正交分頻多工(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,以下簡稱為OFDM)是一種特別類型的分頻多工。OFDM傳輸系統之次載波的數量通常為2的冪次方。然而，也可能會有(2N+1)個OFDM次載波，包括零頻率直流(DC)次載波，但此零頻率直流次載波通常因為頻率為零而無法用來傳送資料。OFDM系統的符元是由m個複數(Complex)正交調幅(Quadrature Amplitude Modulation,QAM)符元X_m 形成的，每次都以頻率f ^m =k/T ^u 對次載波進行調變，其中T ^u 是次載波的符元週期。每個OFDM次載波皆於頻域中顯示sin x=(sin x)/x的頻譜(spectrum)。第1圖係顯示正交分頻多工次載波之sinc頻譜圖。第2圖係顯示正交分頻多工之多載波的頻率頻譜圖。藉由將頻域中的2N+1個次載波以1/T ^u 之間隔分開，每個次載波之主要波峰(primary peak)會與每隔一個次載波的零點(null)重疊。因此，即使次載波的頻譜相重疊(overlap)，正交(orthogonal)卻存在每個次載波之間。OFDM技術的一個優點係為可克服多重路徑效應，另一優點是可傳送及接收大量的資訊。因為上述這些優點，許多的研究都致力於OFDM技術的改進和發展。

導頻次載波(pilot sub-carriers)提供通道估計之機制。導頻次載波(pilot tones)是一種頻率序列，其傳輸值已由接收器得知。因此，OFDM接收器可使用導頻值執行通道估計。通道脈衝響應之相關知識可用於改善窗函數(window)選擇與通道估計的品質。然而，於大部分的通訊系統，導頻僅對部分次載波是有效的。因此，自導頻獲取的通道資訊是有限的。

一些具有離散導頻(scattered pilots)之多載波通訊系統，插入離散導頻資訊至一個OFDM符元通常有助於通道脈衝響應之估計。離散導頻載波係遍佈於OFDM符元之導頻，以及其位置通常會隨著符元至符元間而改變。反快速傅立葉變換(Inverse-Fast-Fourier Transform，IFFT)模組可根據插入之導頻資訊來決定通道脈衝響應。由於反快速傅立葉變換的週期特性，無法確定通道脈衝響應所存在的位置。

有鑑於此，本發明揭露一種用在OFDM通訊系統中估計通道脈衝響應的裝置和方法。更明確地說，此方法可應用於地面數位視訊廣播系統。

根據一實施例揭露一種估計通道脈衝響應之裝置，包括快速傅立葉變換模組，接收第一定向時間符元並變換第一定向時間符元為正交分頻多工符元，其中正交分頻多工符元包括多個資料次載波與多個導頻次載波；導頻識別器，自正交分頻多工符元擷取導頻次載波；反快速傅立葉變換模組，變換藉由導頻識別器所識別之導頻次載波為一週期離散時間序列，其中週期離散時間序列包括通道脈衝響應資訊，及週期離散時間序列之週期為L；路徑處理器及接線選擇模組，自週期離散時間序列選出二接線並取得二接線之第一時間差Dt 及第二時間差Dt ’，其中第二時間差Dt ’等於週期離散時間序列之週期L減去第一時間差Dt 。

關聯模組，將具有時間係數k r(k)之第二定向時間符元關聯具有時間係數(k+Dt )r(k+Dt )之第三定向時間符元，以取得第一關聯結果C(Dt )及將具有時間係數k r(k)之第二定向時間符元關聯具有時間係數k+Dt ’ r(k+Dt ’)之第四定向時間符元，以取得第二關聯結果C(Dt ’)；以及決策模組，比較第一關聯結果及第二關聯結果，以及根據第一關聯結果與第二關聯結果輸出通道脈衝響應。

根據一實施例揭露一種估計通道脈衝響應方法，包括：接收第一定向時間符元及變換第一定向時間符元為正交分頻多工符元，其中正交分頻多工符元包括多個資料次載波和多個導頻次載波；自正交分頻多工符元擷取導頻次載波；將由導頻識別器識別之導頻次載波執行反傅立葉變換為週期離散時間序列，其中週期離散時間序列包括關於通道脈衝響應資訊，及週期離散時間序列之週期為L；自週期離散時間序列選出二接線並取得二接線之第一時間差Dt 及第二時間差Dt ’，其中第二時間差Dt ’等於週期離散時間序列之週期L減去第一時間差Dt ；將具有時間係數k r(k)之第二定向時間符元關聯具有時間係數(k+Dt )r(k+Dt )之第三定向時間符元，以取得第一關聯結果C(Dt )及將具有時間係數k r(k)之第二定向時間符元關聯具有時間係數(k+Dt ’)r(k+Dt ’)之第四定向時間符元，以取得第二關聯結C(Dt ’)；以及比較第一關聯結果及第二關聯結果，以及根據第一關聯結果與第二關聯結果輸出一通道脈衝響應。

本發明揭示的估計通道脈衝響應之裝置及方法不需影響資料的接收，便可解決通道脈衝響應的不確定性，因此，OFDM接收器的執行性能將獲得改善。

為使本發明之上述目的、特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉一較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：

實施例：

第3圖係顯示本發明一實施例之估計通道脈衝響應之裝置30的方塊示意圖。快速傅立葉變換(Fast-Fourier-Transform,FFT)模組302接收及變換定向時 間(time-directional)符元為OFDM符元(於頻域中)，OFDM符元其包括多個資料次載波(data tones)和導頻次載波(pilot tones)。定向時間符元之邊界(boundary)由快速傅立葉變換視窗選擇模組304所提供決定。OFDM符元將被傳送至導頻識別器(pilot identifier)306。導頻識別器306自OFDM符元擷取導頻次載波(pilot)並將接收之導頻值除上對應傳送之導頻值。將導頻識別器306之輸出傳送至反快速傅立葉變換模組308，以取得週期離散時間序列(periodic discrete-time series)[n ]。第4圖係顯示一典型(exemplary)週期離散時間序列。週期離散時間序列[n ]包括通道脈衝響應資訊h [n ]，然而，經由週期離散時間序列h [n ]去識別或驗證通道脈衝響應的真實位置是不容易的。第5A圖和第5B圖係顯示兩個可能的通道脈衝響應h _a [n ]和h _b [n ]。需注意的是這些通道脈衝響應間之差異因應於不同的接線(Tap)排序(permutation)。因此，確定第5A圖及第5B圖所示兩個可能通道脈衝響應中之一者更近似於真實通道脈衝響應h [n ]的問題，將轉變成確定哪一接線(如接線52或接線54)先發生之問題。路徑處理器及接線選擇模組310可由週期離散時間序列h [n ]中選出兩個接線。計算兩個可能的通道脈衝響應間之時間差，便可確認哪一接線先發生。於通道脈衝響應h _a [n ]間多個選擇接線之時間差可標註為Dt ，及於通道脈衝響應h _b [n ]間多個選擇接線之時間差可標註為Dt ’，其中Dt ’等同於L-Dt ，L是週期離散時間序列h [n ]的週期。較佳地，由路徑處理器及接線選擇模組310從多個接線中選出最大之接線是最好的方法。然而，本發明並非限制於此。首先，關聯模組312將具有時間係數k r(k)之OFDM符元關聯另一個具有時間係數k+Dt r(k+Dt )之OFDM符元，以取得第一關聯結果C(Dt )。關聯模組312同樣將具有時間係數k r(k)之OFDM符元關聯另一個具有時間係數k+Dt ’r(k+Dt ’)之OFDM符元。第6圖係顯示根據本發明一實施例之關聯模組312之方塊示意圖。記憶體控制單元602接收時間差Dt 及Dt ’。儲存單元接收時間係數r(k)及r(k+Dt ’)，以及運算單元計算時間係數r(k)與時間係數r*(k+Dt ’)之乘積。因為關聯模組312於一持續時間內關聯定向時間符元，故會保留乘積，以及儲存單元604接收時間係數r(k+1)及時間係數r(k+Dt +1)。運算單元606重複計算時間係數r(k+1)與時間係數r*(k+Dt +1)之乘積直到定向時間符元結束。第7A圖係顯示關聯之起始點及結束點。在其他實施例，起始點可啟動於定向時間符元之起始及結束於符元的保護間隔(guard interval)之結束點(如第7B圖所示)；或者，起始點可啟動於定向時間符元的保護間隔之起始及結束於定向時間符元之結束點。更多關於保護間隔之細節將於後續討論。第8圖係顯示本發明一實施例之決策模組的示意圖。第8圖中之決策模組314使用比較器608比較關聯結果C(Dt )與C(Dt ’)，以及使用選擇器609選擇較大關聯之時間差。例如，若關聯結果C(Dt )超出關聯結果C(Dt ’)，則兩個選擇接線之時間差可認定為Dt 。換言之，由裝置30驗證得出接線52係發生於接線54之前。如第3圖所示，估計的通道脈衝響應h [n ]可提供給等化器316。除了提供均等化機制，估計通道脈衝響應h [n ]更可調節快速傅立葉變換視窗選擇模組304的視窗尺寸與位置。

自週期離散時間序列中連續地選出其他接線可最終區別一個擷取的通道脈衝響應。例如，選擇第9A圖和第9B圖中所顯示之具有時間差Dt ”或時間差(L-Dt ”)之接線56和52，以及計算關聯結果C(Dt ”)及C(L-Dt ”)，以及比較關聯結果C(Dt ”)及C(L-Dt ”)可驗證接線56是否先於接線52。

較佳地，反快速傅立葉變換模組308有2的冪次方個點。當導頻次載波無法精確至2 ⁿ 個點時，反快速傅立葉變換模組308可選擇後續的2 ⁿ 個導頻次載波。然而，反快速傅立葉變換模組的選擇並不受限於本發明所揭露之內容並且也可任意選擇反快速傅立葉變換模組之點。

在本發明的一些實施例中，路徑處理器及接線選擇模組310也包括路徑處理函數。反快速傅立葉變換模組之尺寸(點)最大可為幾千點，而由於反快速傅立葉變換模組308之接線數量等同於反快速傅立葉變換模組308之尺寸，反快速傅立葉變換模組的分接點數量可大至使估計的通道脈衝響應失效。此外，具有太多接線之通道脈衝響應將使相關性之計算具有難度。採用路徑處理器則可縮短接線數量之長度。路徑處理器可有規則地取樣或結合一些接線。較佳地，路徑處理器每隔12至16個接線進行結合以縮短通道脈衝響應。

在本發明的一些發明實施例，第10圖係顯示包括路徑拓寬濾波器之關聯模組312的示意圖。路徑拓寬濾波器1002於關聯之前用有限長度濾波器對符元濾波。於本發明之一實施例，路徑拓寬濾波器1002為低通濾波器。於某些情形，時間差Dt 及時間差Dt ’間之時間差可趨近於Dt +Δ。因此，路徑寬度之微調(fine tuning)可取得更精確的關聯結果。

於具有離散導頻(scattered pilot)之系統，導頻識別器306更由其他OFDM符元插入(interpolate)導頻次載波，以取得較長的通道脈衝響應時間。導頻識別器306可由先前符元執行內插入(inner-interpolate)或由沿著先前的符元執行外插入(outer-interpolate)。第11圖係顯示離散導頻、載波及插入導頻之型樣。

較佳地，根據上述裝置更適合為地面數位視訊廣播(Digital Video Broadcasting Terrestrial,以下簡稱DVB-T)接收器所採用。第12圖係顯示一DVB-T的發射器與接收器之方塊示意圖。由通道編碼器(channel encoder)1202所編碼之動畫專家群視訊壓縮標準(Moving Picture Experts Group-2，以下簡稱MPEG-2)資料流用以提供健全的保護(robust protection)以抵抗通道干擾。通道編碼器1202包括李德所羅門(Reed-Solomon,RS)編碼器(未繪示)，外交錯器(outer interleaver)(未繪示)，迴旋編碼器(convolutional encoder)(未繪示)，和內交錯器(inner interleaver)(未繪示)。於通道編碼器1202中進行通道編碼及交錯之後，經由映射器1204將資料映射至信號調變分佈圖(signal constellation)中。映射之資料將與導頻次載波(pilot tone)共同變換為OFDM符元。導頻次載波具有二種形式：連續導頻次載波以及離散導頻次載波(scattered pilot carriers)。連續導頻次載波傳輸於每個OFDM符元中相同的位置，並具相同的相位及振幅。離散導頻次載波係完全分佈於OFDM符元之離散導頻次載波(scattered pilot carriers)，其位置可隨符元之改變而改變。在2K模式，每個OFDM符元於4.464千赫茲(KHz)的間隔上包括1705個次載波；在8K模式，OFDM符元於1.116千赫茲的間隔上包括6817個次載波。保留的載波傳送間隔插入於整體(ensemble)的同步及將傳輸參數信號(transmission-parameter-signaling)資訊。對係數k(範圍由0到67)之OFDM符元而言，係數k之次載波之係數m屬於以下的子集(subset)：

於2k模式，Mmin是0及Mmax是1704，而於8k模式，Mmax是6816。第13圖係顯示插入導頻於DVB-T規格中之型樣。接下來，反快速傅立葉變換模組1206可執行反快速傅立葉變換，以於基頻中調變資料次載波及導頻次載波。接下來，保護間隔插入器1208插入保護間隔。尤其是在多重路徑環境，保護間隔要優先於每個符元之有效內容，以預防符元碰撞。屬於有效符元長度為896-(8k)或224-μsec(2k)的1/4與1/32之間的保護間隔為可選擇。調變方法、碼率及保護間隔共同決定全部的位元率容量(bit-rate capacity)(範圍大約在5~32Mbps)。接下來，離散符元藉由數位類比轉換器1210轉換為類比信號(通常為低通濾波)，及接下來，於射頻電路1212上變頻(up-converted)類比信號為無線電頻率。接下來，信號透過通道1214傳輸以及藉由終端接收器來接收。

基本上，接收器可利用發射過程之反轉換機制，以取得發射資訊。射頻前端(RF front-end)電路1216降頻(down-converts)無線電頻率為中頻。類比數位轉換器1218取樣中頻信號以及轉換連續性信號為離散時間。保護間隔去除器1220去除保護間隔插入器1208所加入之保護間隔。快速傅立葉變換模組1222變換定向時間符元為OFDM符元。由解映射器1224解映像(de-mapper)出OFDM符元，並通過前向誤差糾正(Forward Error Correction,FEC)通道解碼器1226輸出，前向誤差糾正通道解碼器包括外解交錯器(outer-deinterleaver)(未繪示)、維特比解碼器(viterbi decoder)(未繪示)、內解交錯器(inner-deinterleaver)(未繪示)及李德所羅門改正碼器(未繪示)。前向誤差糾正通道解碼器之輸出為MPEG-2傳輸資料串流，傳輸資料串流可利用影像處理器來解壓縮及解碼。要提供OFDM符元精準的解映像，必需正確估計的通道脈衝響應。第3圖中所示的通道脈衝響應估計器(channel impulse response estimator)30可耦接快速傅立葉變換模組1222及解映射器1224，可提供所需要的通道脈衝響應。需注意的是此裝置可解釋為地面數位視訊廣播之標準形式，然而亦可應用於許多具有前置或後置保護間隔之分頻多工形式。

本實施例揭露一種通道脈衝響應的估計方法。第14圖係顯示根據本發明一實施例之通道估計方法的流程圖。首先，接收和變換定向時間符元為OFDM(步驟S1401)。快速傅立葉變換視窗選擇模組提供符元邊界。將自OFDM符元擷取之導頻值除上對應之傳送導頻值(步驟S1402)。擷取的導頻值經反快速傅立葉變換為週期離散時間序列[n ](近似於第4圖所示)(步驟S1403)。週期離散時間序列[n ]包括通道脈衝響應資訊。週期離散時間序列h [n ]的一個期間為真實的通道脈衝響應。然而，由週期離散時間序列所準確確定的前端點及末端點可能會不同。第5A圖和第5B圖顯示了二種可能的通道脈衝響應。可由週期離散時間序列中選出二個接線(步驟S1404)。確定二個如第5A圖及第5B圖所示兩個可能通道脈衝響應中之一者更近似於真實通道脈衝響應的問題，將轉變成確定哪一個接線(如接線52或接線54)先發生之問題。分別計算可能的通道脈衝響應的選擇接線之時間差(步驟S1405)。第5A圖所顯示選擇接線間之時間差標註為Dt ，以及第5B圖所顯示選擇接線間之時間差標註為Dt ’。將具有時間係數k r(k)之OFDM符元關聯具有時間係數k+Dt r(k+Dt )之OFDM符元(步驟S1406)。將具有時間係數k r(k)之OFDM符元同樣關聯具有時間係數k+Dt ’r(k+Dt ’)之OFDM符元。以上關聯可開始於定向時間符元的起始點及結束於定向時間符元的結束點；或可開始於定向時間符元的保護間隔之起始點，而至定向時間符元之結束點而結束。關聯結果C(Dt ,Ts ,Te )可顯示為：

其中Ts ,Te 為定向時間符元之起始點及結束點，以及關聯結果C(Dt ’,Ts ’,Te ’)為：

比較關聯結果C(Dt )及關聯結果C(Dt ’)(步驟S1407)。並且選擇出較大的關聯之時間差。例如，關聯結果C(Dt )大於關聯結果C(Dt ’)，則兩選擇接線間之時間差為Dt 。換言之，亦可確認接線52比接線54先發生。估計通道脈衝響應是被施加至等化器316(如第3圖所示)。

本發明雖以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明的範圍，任何熟習此項技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可做些許的更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

302．．．快速傅立葉變換模組

304．．．快速傅立葉變換視窗選擇模組

306．．．導頻識別器

308．．．反快速傅立葉變換模組

310．．．路徑處理器和接線選擇模組

312．．．關聯模組

314．．．決策模組

316．．．等化器

602．．．記憶體控制單元

604．．．儲存單元

606．．．運算單元

608．．．比較器

609．．．選擇器

1002．．．路徑拓寬濾波器

1202．．．通道編碼器

1204．．．映射器

1206．．．反快速傅立葉變換模組

1208．．．保護間隔插入器

1210．．．數位類比轉換器

1212．．．射頻電路

1214．．．通道

1216．．．射頻前端電路

1218．．．類比數位轉換器

1220．．．保護間隔去除器

1222．．．快速傅立葉變換模組

1224．．．解映射器

1226．．．前向誤差糾正通道解碼器

S1401至S1407．．．步驟

第1圖係顯示正交多頻分工次載波之sinc頻譜圖。

第2圖係顯示正交多頻分工多工次載波之頻率頻譜圖。

第3圖係顯示一實施例之估計通道脈衝響應之裝置的方塊示意圖。

第4圖係顯示一典型週期離散時間序列。

第5A圖和第5B圖係分別顯示兩個可能的通道脈衝響應h _a [n ]及h _b [n ]。

第6圖係顯示根據本發明一實施例之關聯模組區塊之流程圖。

第7A圖係顯示根據本發明不同實施例之關聯起始點與結束點。

第7B圖係顯示根據本發明不同實施例之關聯起始點與結束點。

第8圖係顯示本發明一實施例之決策模組的示意圖。

第9A圖和第9B圖係顯示具有時間差Dt ”或時間差(L-Dt ”)之接線的示意圖。

第10圖係顯示包括路徑拓寬濾波器之關聯模組的示意圖。

第11圖係顯示離散導頻，載波與插入導頻之型樣。

第12圖係顯示DVB-T的發射器與接收器之方塊示意圖。

第13圖係顯示插入導頻於DVB-T規格中之型樣。

第14圖係顯示根據本發明一實施例之通道估計方法之流程圖。

302．．．快速傅立葉變換模組

304．．．快速傅立葉變換視窗選擇模組

306．．．導頻識別器

308．．．反快速傅立葉變換模組

310．．．路徑處理器及接線選擇模組

312．．．關聯模組

314．．．決策模組

316．．．等化器

Claims (24)

1. 一種估計通道脈衝響應之裝置，包括：一快速傅立葉變換模組，接收一第一定向時間符元並變換該第一定向時間符元為一正交分頻多工符元，其中該正交分頻多工符元包括多個資料次載波與多個導頻次載波；一導頻識別器，自該正交分頻多工符元擷取該等導頻次載波；一反快速傅立葉變換模組，變換藉由該導頻識別器所識別之該等導頻次載波為一週期離散時間序列，其中該週期離散時間序列包括一通道脈衝響應資訊，及該週期離散時間序列之週期為L；一路徑處理器及接線選擇模組，自該週期離散時間序列選出二接線並取得該二接線之一第一時間差Dt 及一第二時間差Dt ’，其中該第二時間差Dt ’等於該週期離散時間序列之週期L減去該第一時間差Dt ；一關聯模組，將具有時間係數k r(k)之一第二定向時間符元關聯具有時間係數(k+Dt )r(k+Dt )之一第三定向時間符元，以取得一第一關聯結果C(Dt )及將具有時間係數k r(k)之該第二定向時間符元關聯具有時間係數k+Dt ’ r(k+Dt ’)之一第四定向時間符元，以取得一第二關聯結果C(Dt ’)；以及一決策模組，比較該第一關聯結果及該第二關聯結果，以及根據該第一關聯結果與該第二關聯結果輸出一通道脈衝響應。
2. 如申請專利範圍第1項所述之估計通道脈衝響應之裝置，更包括一快速傅立葉變換視窗選擇模組，用以決定該定向時間符元之邊界。
3. 如申請專利範圍第2項所述之估計通道脈衝響應之裝置，其中該通道脈衝響應用以調整該快速傅立葉變換視窗選擇模組之一視窗尺寸及位置。
4. 如申請專利範圍第1項所述之估計通道脈衝響應之裝置，其中該導頻識別器更將該導頻次載波之值除上對應之傳送導頻值。
5. 如申請專利範圍第1項所述之估計通道脈衝響應之裝置，其中該關聯模組包括：一記憶體控制單元，接收該第一時間差Dt 或該第二時間差Dt ’；一儲存單元，接收該第二定向時間符元r(k)、該第三定向時間符元r(k+Dt )及該第四定向時間符元r(k+Dt ’)；以及一運算單元，根據該第二定向時間符元r(k)及該第三定向時間符元r(k+Dt )計算出該第一關聯結果C(Dt )，以及根據該第二定向時間符元r(k)及該第三定向時間符元r(k+Dt ’)計算出該第二關聯結果C(Dt ’)。
6. 如申請專利範圍第5項所述之估計通道脈衝響應之裝置，其中該運算單元自該第一定向時間符元之起始點至結束點計算該第一關聯結果。
7. 如申請專利範圍第6項所述之估計通道脈衝響應之裝置，其中該第一定向時間符元更包括一保護間隔，以及該運算單元自該第一定向時間符元之起始點至該保護間隔之結束點計算該第一關聯結果。
8. 如申請專利範圍第5項所述之估計通道脈衝響應之裝置，更包括一路徑拓寬濾波器以一有限長度濾波器過濾該第一定向時間符元。
9. 如申請專利範圍第8項所述之估計通道脈衝響應之裝置，其中該路徑拓寬濾波器為一低通濾波器。
10. 如申請專利範圍第1項所述之估計通道脈衝響應之裝置，其中該決策模組比較該第一關聯結果C(Dt )及該第二關聯結果C(Dt ’)，並選擇具有一較大關聯之時間差，以得到該通道脈衝響應。
11. 如申請專利範圍第1項所述之估計通道脈衝響應之裝置，更包括一等化器及該通道脈衝響應是用於調整該等化器。
12. 如申請專利範圍第1項所述之估計通道脈衝響應之裝置，其中該反快速傅立葉變換模組為2 ⁿ 點之反快速傅立葉變換模組，以及當導頻次載波的數量超過2 ⁿ 點時，該反快速傅立葉變換選擇後續的2 ⁿ 點作為該反快速傅立葉變換模組的輸入。
13. 如申請專利範圍第1項所述之估計通道脈衝響應之裝置，更包括一路徑處理器耦接至該關聯模組與該反快速傅立葉變換模組，其中該路徑處理器用以減少接線之數量。
14. 如申請專利範圍第13項所述之估計通道脈衝響應之裝置，其中該路徑處理器有規則地消除多個接線以減少接線之數量。
15. 如申請專利範圍第13項所述之估計通道脈衝響應之裝置，其中該路徑處理器有規則地結合多個接線以減少接線數量。
16. 如申請專利範圍第13項所述之估計通道脈衝響應之裝置，其中該路徑處理器每隔12至16個接線進行結合以縮短通道脈衝響應，以減少接線數量。
17. 如申請專利範圍第1項所述之估計通道脈衝響應之裝置，其中該導頻識別器更由其他分頻多工符元插入導頻次載波，以及該反快速傅立葉變換模組將該等擷取之導頻次載波及所插入的該等導頻次載波變換至該週期離散時間序列。
18. 一種估計通道脈衝響應之方法，包括：接收一第一定向時間符元及變換該第一定向時間符元為一正交分頻多工符元，其中該正交分頻多工符元包括多個資料次載波和多個導頻次載波；自該正交分頻多工符元擷取該等導頻次載波；將由導頻識別器識別之該等導頻次載波執行反傅立葉變換為一週期離散時間序列，其中該週期離散時間序列包括關於一通道脈衝響應資訊，及該週期離散時間序列之週期為L；自該週期離散時間序列選出二接線並取得該二接線之一第一時間差Dt 及一第二時間差Dt ’，其中該第二時間差Dt ’等於該週期離散時間序列之週期L減去該第一時間差Dt ；將具有時間係數k r(k)之一第二定向時間符元關聯具有時間係數(k+Dt )r(k+Dt )之一第三定向時間符元，以取得一第一關聯結果C(Dt )及將具有時間係數k r(k)之該第二定向時間符元關聯具有時間係數(k+Dt ’)r(k+Dt ’)之一第四定向時間符元，以取得一第二關聯結C(Dt ’)；以及比較該第一關聯結果及該第二關聯結果，以及根據該第一關聯結果與該第二關聯結果輸出一通道脈衝響應。
19. 如申請專利範圍第18項所述之估計通道脈衝響應之方法，更包括將該等導頻次載波之值除以對應傳送導頻值。
20. 如申請專利範圍第18項所述之估計通道脈衝響應之方法，其中自該定向時間符元之起始點至該定向時間符元之結束點，以關聯出該第一關聯結果及該第二關聯結果。
21. 如申請專利範圍第18項所述之估計通道脈衝響應之方法，其中自該定向時間符元之起始點至該定向時間符元之一保護間隔之結束點，關聯出該第一關聯結果與該第二關聯結果，其中該保護間隔接續於該定向時間符元之結束點。
22. 如申請專利範圍第18項所述之估計通道脈衝響應之方法，其中由該定向時間符元之一保護間隔之起始點至該定向時間符元之結束點關聯出該第一關聯結果和該第二關聯結果，其中該保護間隔接續於該定向時間符元之起始點。
23. 如申請專利範圍第18項所述之估計通道脈衝響應之方法，更包括於取得該第一關聯和該第二關聯之前，用一有限長度濾波器過濾該第二定向時間符元r(k)、該第三定向時間符元r(k+Dt )及該第四定向時間符元r(k+Dt ’)。
24. 如申請專利範圍第18項所述之估計通道脈衝響應之方法，更包括比較該第一關聯結果C(Dt )及該第二關聯結果C(Dt ’)，其中選擇出具有較大關聯之時間差以取得該通道脈衝響應。