TWI403079B - 抗雜訊切換式轉換電路及其控制器 - Google Patents

Description

抗雜訊切換式轉換電路及其控制器

本發明係關於一種切換式轉換電路及其控制器，尤指具有抗雜訊能力之切換式轉換電路及其控制器。

切換式轉換電路是現今電源供應器中的主流，其具有轉換效率高、電路體積小及空載時耗電小之優點，然而缺點是電路較複雜，且漣波比較大、電磁干擾也比較大。目前市面上常見的切換式轉換電路之控制方法主要有兩種，其一是脈波寬度調變(PWM，Pulse Width Modulated)，另一是脈波頻率調變(PFM，Pulse Frequency Modulated)。脈波寬度調變技術由於是定頻操作，故電磁波干擾比較容易濾除且抗雜訊之能力較強，但缺點是於輕載時電路轉換效率低，暫態響應慢。相對上，脈波頻率調變技術具有轉換效率高，暫態響應快之優點，但造成的電磁波干擾較不易濾除且抗雜訊之能力較弱。

請參見第一圖，為習知應用脈波頻率調變技術之直流轉直流降壓轉換電路之電路示意圖。直流轉直流降壓轉換電路包含一開關SW、一同步二極體D、一電感L、一輸出電容C、由電阻R1、R2組成的一電壓偵測電路以及一控制器10。電壓偵測電路偵測直流轉直流降壓轉換電路之一輸出電壓VOUT並據此產生一電壓迴授訊號VFB。控制器10包含一比較器12、一固定脈寬控制器22以及一驅動器32。比較器12接收電壓迴授訊號VFB及一參考訊號Vref，並於偵測到電壓迴授訊號VFB之準位低於參考訊號Vref之準位時觸發固定脈寬控制器22產生一固定脈寬之脈波訊號至驅動器32。驅動器32根據固定脈寬控制器22之脈波訊號而產生控制訊號Sc以切換開關SW，進而控制由一輸入電壓VIN傳送至輸出端之電力大小，使輸出電壓VOUT穩定在一電壓附近。

接著請參見第二圖，為第一圖所示之直流轉直流降壓轉換電路之之訊號時序圖。當電壓迴授訊號VFB下降至參考訊號Vref之準位時，控制器10產生固定脈寬之控制訊號Sc，使開關SW導通以傳遞電力至輸出端，使輸出電壓VOUT回升。由於電路雜訊之干擾，電壓迴授訊號VFB有漣波，而使控制器10有誤判而影響輸出電壓VOUT之穩定度。如圖所示，虛線圓圈Q所圈出之部分因雜訊之干擾，使控制器10誤動作而提早輸出控制訊號Sc，使虛線圓圈S所圈出之輸出電壓VOUT之最高值明顯高於其他週期。

為濾除雜訊之干擾，立錡科技於美國專利號7023253中揭露一種改善切換系統雜訊敏感度的裝置及方法。請參考第三圖，為上述專利中所揭露的切換系統之電路示意圖，其中控制器10’包含兩放大器14、15、一低通濾波器16、一加法器18、一比較器24及一固定工作時間電路31。放大器14將電壓迴授訊號VFB放大K倍後輸出一放大訊號FBF，放大器15將電壓迴授訊號VFB放大N倍後輸出後並經低通濾波器16濾波成一放大濾波訊號FBS。加法器18將放大訊號FBF及放大濾波訊號FBS疊加後成一輸出訊號FBX。比較器24比較輸出訊號FBX及參考訊號Vref，於輸出訊號FBX低於參考訊號Vref時觸發固定工作時間電路31產生控制訊號S1、S2以控制一第一開關SW1及一第二開關SW2之切換。請參考第四圖，為第三圖所示之切換系統之之訊號時序圖。由於放大訊號FBF之準位被提高，使位於波谷、易造成之雜訊之準位相對遠離波谷而達到濾除雜訊之作用。

然而，由於上述專利為濾除雜訊而使用之低通濾波器16需使用大電容來達到濾波之功能，因此晶片(DIE)需增加面積以設置此濾波電容，或者以外接濾波電容方式設置時需額外增加晶片(Chip)之腳位數而增加成本，而且對於較高震幅之雜訊仍可能造成電路誤動作，使輸出電壓的穩定上仍會受影響。

鑑於先前技術中的濾除雜訊之干擾使用低通濾波器所造成電路成本增加及無法完全濾出高震幅雜訊之問題，本發明利用時間判斷之方式，不僅可避免電路成本大幅之增加，且亦可濾除高震幅雜訊，同時可經適當之設置濾除參數而避免影響電路之暫態響應。

為達上述目的，本發明提供了一種抗雜訊切換式轉換電路之控制器，包含一濾雜訊單元、一導通時間單元以及一驅動單元。濾雜訊單元根據一預定時間長度及切換式轉換電路之一輸出電壓低於一預定輸出電壓之狀況進行判斷，並根據判斷結果決定是否輸出一脈波訊號。導通時間單元根據脈波訊號輸出一固定脈寬訊號。驅動單元根據固定脈寬訊號控制切換式轉換電路，使輸出電壓穩定於預定輸出電壓。

本發明同時也提供了一種抗雜訊切換式轉換電路，包含一轉換電路以及一控制器。轉換電路根據至少一控制訊號將一直流輸入電源之電力傳送到一輸出端，以提供一直流輸出電壓用以驅動一負載。控制器根據一預定時間長度及切換式轉換電路之該直流輸出電壓低於一預定輸出電壓之狀況進行判斷，並根據判斷結果決定是否輸出至少一控制訊號，其中至少一控制訊號之脈寬為一固定寬度。

本發明也提供了另一種抗雜訊切換式轉換電路之控制器，包含一濾雜訊單元、一導通時間單元以及一驅動單元。濾雜訊單元根據一預定時間長度及切換式轉換電路提供至一負載之一負載電流低於一預定輸出電流之狀態進行判斷，並根據判斷結果決定是否輸出一脈波訊號。導通時間單元根據脈波訊號輸出一固定脈寬訊號。驅動單元根據固定脈寬訊號控制切換式轉換電路，使該負載電壓穩定於預定輸出電流。

本發明同時也提供了另一種抗雜訊切換式轉換電路，包含一轉換電路以及一控制器。轉換電路根據至少一控制訊號將一直流輸入電源之電力傳送到一輸出端，以提供一直流輸出電壓用以驅動一負載。控制器根據一預定時間長度及切換式轉換電路提供至一負載之一負載電流低於一預定輸出電流之狀態進行判斷，並根據判斷結果決定是否輸出一脈波訊號，其中至少一控制訊號之脈寬為一固定寬度。

以上的概述與接下來的詳細說明皆為示範性質，是為了進一步說明本發明的申請專利範圍。而有關本發明的其他目的與優點，將在後續的說明與圖示加以闡述。

請參考第五圖，為根據本發明之一第一較佳實施例之切換式轉換電路控制器之電路示意圖。切換式轉換電路控制器包含一濾雜訊單元110、一導通時間單元135以及一驅動單元150。濾雜訊單元110包含一比較單位112及一延遲單位120。比較單位112接收代表切換式轉換電路之負載狀態(例如：負載之跨壓、負載之電流等)之一迴授訊號FB以及一參考訊號Vre1，於迴授訊號FB低於參考訊號Vre1時產生一比較訊號至延遲單位120。延遲單位120接收比較訊號並判斷比較訊號是否持續一預定時間長度或者於每一週期中判斷比較訊號之累積時間是否超過預定時間長度，若是則輸出一脈波訊號PWM。導通時間單元135於接受到脈波訊號PWM後，產生一固定脈寬訊號Ton。驅動單元150根據固定脈寬訊號Ton以產生至少一控制訊號Gate以控制切換式轉換電路之運作。

因此，當雜訊造成迴授訊號FB之準位瞬間但短暫低於參考訊號Vre1之準位時，雖比較單位112短暫輸出比較訊號至延遲單位120，然其輸出時間短於預定時間長度，而不致於使延遲單位120輸出脈波訊號PWM。如此，可確保雜訊不影響切換式轉換電路之操作穩定度。而當切換式轉換電路之輸出電壓低於預定輸出電壓時，將導致迴授訊號FB持續低於參考訊號Vre1，此時延遲單位120將輸出脈波訊號PWM，使導通時間單元135產生一固定脈寬訊號Ton。驅動單元150也將根據固定脈寬訊號Ton以產生至少一控制訊號Gate使切換式轉換電路傳送電力至輸出端，使迴授訊號FB之準位回升。而且，透過適當設定預定時間長度，不僅可濾除雜訊之影響，也可同時保有切換式轉換電路較佳的暫態響應能力。

請參考第六圖，為根據本發明之一第二較佳實施例之直流轉直流降壓轉換電路之電路示意圖。直流轉直流降壓轉換電路包含一濾雜訊單元210、一上緣觸發單元230、一導通時間單元235、一最短截止時間單元245、一驅動單元250、一第一開關M1、一第二開關M2、一電感L、一輸出電容C以及由電阻R1、R2構成之電壓偵測電路，用以驅動一負載260。電壓偵測電路偵測直流轉直流降壓轉換電路所產生之一輸出電壓VOUT，以產生代表輸出電壓VOUT大小之一迴授訊號FB。

濾雜訊單元210包含一比較單位212、一反向器214、一電流源221、一第一切換開關222、一第二切換開關224、一電容226以及一比較器228。第一切換開關222及第二切換開關224分別控制電容226之充電過程及放電過程，第一切換開關222及第二切換開關224之導通時序之較佳設定為彼此錯開。比較單位212接收迴授訊號FB以及一參考訊號Vre1，於迴授訊號FB低於參考訊號Vre1時產生高準位之一比較訊號213，使第一切換開關222導通。第一切換開關222耦接電流源221及電容226，於導通時以電流源221之電流對電容226充電。此時，反向器214反相比較訊號213，以輸出一低準位訊號使第二切換開關224截止，因此電容226之一電容跨壓225逐漸上升。當迴授訊號FB高於參考訊號Vre1時，比較單位212產生低準位之比較訊號213使第一切換開關222截止，以停止對電容226充電。此時，反向器214反相比較訊號213，以輸出一高準位訊號使第二切換開關224導通使電容226放電，因此電容跨壓225下降至零。比較器228比較電容跨壓225及一參考電壓Vb，於電容跨壓225高於參考電壓Vb時輸出一脈波訊號PWM。

上緣觸發單元230耦接濾雜訊單元210，於偵測到脈波訊號PWM之上緣時，產生一上緣偵測訊號以觸發導通時間單元235產生一固定脈寬訊號Ton。驅動單元250根據固定脈寬訊號Ton以產生一第一控制訊號UG控制第一開關M1之切換，並根據代表流經第二開關M2電流大小之一電流偵測訊號CS及第一控制訊號UG產生一第二控制訊號LG控制第二開關M2之切換，使第一開關M1截止時，電感L之電感電流IL可經第二開關M2續流。固定脈寬訊號Ton同時也傳送至最短截止時間單元245，最短截止時間單元245於偵測到固定脈寬訊號Ton之下緣時，產生具有固定脈寬之一最短截止時間訊號Toff至上緣觸發單元230。上緣觸發單元230於接收到最短截止時間訊號Toff之期間，停止偵測脈波訊號PWM之上緣，以確保儲存在電感L之能量能有釋能之時間。

接下來請參考第七圖，為第六圖所示之直流轉直流降壓轉換電路之之訊號時序圖。請同時參考第六圖，當迴授訊號FB之準位低於參考訊號Vre1之準位時，比較訊號213轉為高準位而反相訊號215轉為低準位，使第一切換開關222導通而第二切換開關224截止。此時，電流源221開始對電容226充電，使電容跨壓225由零開始逐漸上升。當電容跨壓225上升高於參考電壓Vb時，比較器228輸出高準位之脈波訊號PWM，使上緣觸發單元230觸發導通時間單元235產生固定時間長度之固定脈寬訊號Ton。此時，驅動單元250根據固定脈寬訊號Ton產生第一控制訊號UG以導通第一開關M1，使輸入電壓VIN開始傳送電力至直流轉直流降壓轉換電路，此時電感電流IL開始上升。當固定脈寬訊號Ton經固定時間長度後轉為低準位時，最短截止時間單元245產生具有固定脈寬(時間長度為dt)之最短截止時間訊號Toff。此時，驅動單元250輸出低準位之第一控制訊號UG使第一開關M1截止，並輸出高準位之第二控制訊號LG使第二開關M2導通，電感電流IL透過第二開關M續流。當續流之電感電流IL逐漸下降至零時，驅動單元250輸出低準位之第二控制訊號LG(此時第一控制訊號UG仍維持低準位)，使第二開關M2截止。

如第七圖所示，於第一週期T1及第四週期T4時，雜訊並未影響比較單位212之判斷，但於第二週期T2、及第三週期T3及第五週期T5時，由於此時迴授訊號FB之準位與參考訊號Vre1之準位接近，使比較單位212有誤判之情況。然而，由於雜訊影響之時間短暫，電容跨壓225並未上升至高於參考電壓Vb，因此不造成影響。其中，電容跨壓225充電至等於參考電壓Vb之時間參數為TR=Cf*Vb/I1，其中Cf為電容226之電容值，I1為電流源221之電流值。適當之設定時間參數TR，可調整電路之濾雜訊強弱及暫態響應能力。

請參考第八圖，為根據本發明之一第三較佳實施例之直流轉直流升壓轉換電路之電路示意圖。直流轉直流降壓轉換電路包含一濾雜訊單元310、一上緣觸發單元330、一導通時間單元335、一最短截止時間單元340、一驅動單元350、一電晶體開關M3、一電感L、一輸出電容C以及一電流偵測電路R，用以驅動一負載360。電流偵測電路偵測流經負載360的一負載電流Iload，以產生代表負載電流Iload大小之一迴授訊號FB。

濾雜訊單元310包含一比較單位312、一反向器314、一第一電流源321、一第一切換開關322、一第二電流源323、一第二切換開關324、一電容326以及一比較器328。第一切換開關322及第二切換開關324分別控制電容326之充電過程及放電過程。請同時參考第九圖，為第八圖所示之直流轉直流升壓轉換電路之之訊號時序圖。比較單位312接收迴授訊號FB以及一參考訊號Vre1，於迴授訊號FB低於參考訊號Vre1時產生高準位之一比較訊號313，使第一切換開關322導通。第一切換開關322耦接第一電流源321及電容326，於導通時以第一電流源321之電流對電容326充電。此時，反向器314反相比較訊號313，以輸出一低準位之反向訊號315使第二切換開關324截止，因此電容326之一電容跨壓325逐漸上升。當迴授訊號FB高於參考訊號Vre1時，比較單位312產生低準位之比較訊號313使第一切換開關322截止，以停止對電容326充電。此時，反向器314反相比較訊號313，以輸出一高準位訊號使第二切換開關324導通。第二切換開關324耦接第二電流源323及電容326，於導通時以第二電流源323之電流對電容326放電，因此電容跨壓325開始下降。為確保於每一週期結束時，電容跨壓325均回到零，較佳的設定為第二電流源323之電流大於第一電流源321之電流。比較器328比較電容跨壓325及一參考電壓Vb，於電容跨壓325高於參考電壓Vb時輸出一脈波訊號PWM。

上緣觸發單元330於偵測到脈波訊號PWM之上緣時，產生一上緣偵測訊號以觸發導通時間單元335產生一固定脈寬訊號Ton。驅動單元350根據固定脈寬訊號Ton以產生一控制訊號Gate導通電晶體開關M3。固定脈寬訊號Ton同時也傳送至最短截止時間單元340，最短截止時間單元340於偵測到固定脈寬訊號Ton之下緣時，產生具有固定脈寬之一最短截止時間訊號Toff至上緣觸發單元330。上緣觸發單元330於接收到最短截止時間訊號Toff之期間，停止偵測脈波訊號PWM之上緣，以確保儲存在電感L之能量能有釋能之時間。

請注意圖中虛線圓圈A及B，其分別代表輸出電壓於上升及下降過程受雜訊干擾之情況。由於此時的電容跨壓325在相對高準位及相對低準位，因此高頻雜訊的短時間干擾不足以影響比較器328之輸出結果。

請參考第十圖，為根據本發明之一第四較佳實施例之直流轉直流升壓轉換電路之控制器之電路示意圖。直流轉直流降壓轉換電路包含一濾雜訊單元410、一上緣觸發單元430、一導通時間單元435、一最短截止時間單元440及一驅動單元450。濾雜訊單元410包含一比較單位412、一反向器414、一及閘416、一電流源421、一第一切換開關422、一第二切換開關424、一電容426以及一比較器428。第一切換開關422及第二切換開關424分別控制電容426之充電過程及放電過程。相較於第六圖所示的直流轉直流升壓轉換電路之控制器，本實施例的差異在於：電容426的放電係根據導通時間單元435所產生的固定脈寬訊號Ton來控制。為確保第一切換開關422及第二切換開關424之導通時序之較佳為彼此錯開，及閘416接收固定脈寬訊號Ton及經反向器414反向的比較訊號413，以輸出訊號控制第二切換開關424的導通。因此，當電容426累積足夠的電荷，使電壓高於參考電壓Vb時，導通時間單元435將產生固定脈寬訊號Ton。此時，電容426累積的電荷才可能被釋放。換句話說，濾雜訊單元410係於每一週期判斷直流輸出電壓低於預定輸出電壓之累積時間是否超過預定時間長度，若是則輸出脈波訊號PWM。其中，在本實施例中每一週期的起(終)點為最短截止時間訊號Toff的產生時點。

同理，第八圖所示之直流轉直流升壓轉換電路中亦可透過增加一及閘接收反向器314所輸出之反向訊號315及固定脈寬訊號Ton以控制第二切換開關324，達到以累積時間是否超過預定時間長度來判斷是否輸出脈波訊號PWM。

根據上述說明，本發明利用時間判斷之方式，可濾除高頻之雜訊，避免雜訊造成控制器誤判而影響輸出電壓或輸出電流之穩定。而且相較於以低通濾波器需使用大電容來達到濾波之方法，不僅不需大幅增加成本，而且對於較高震幅之雜訊亦有濾除之能力。同時，本發明之電路可經適當之設置參數，在達到濾除雜訊功能之同時，也能避免影響電路之暫態響應。

如上所述，本發明完全符合專利三要件：新穎性、進步性和產業上的利用性。本發明在上文中已以較佳實施例揭露，然熟習本項技術者應理解的是，該實施例僅用於描繪本發明，而不應解讀為限制本發明之範圍。應注意的是，舉凡與該實施例等效之變化與置換，均應設為涵蓋於本發明之範疇內。因此，本發明之保護範圍當以下文之申請專利範圍所界定者為準。

先前技術：

10、10’．．．控制器

12．．．比較器

14、15．．．放大器

16．．．低通濾波器

18．．．加法器

22．．．固定脈寬控制器

24．．．比較器

32．．．驅動器

31．．．固定工作時間電路

SW．．．開關

D．．．同步二極體

L．．．電感

C．．．輸出電容

R1、R2．．．電阻

VOUT．．．輸出電壓

VFB．．．電壓迴授訊號

Vref．．．參考訊號

Sc．．．控制訊號

VIN．．．輸入電壓

FBS．．．放大濾波訊號

FBX．．．輸出訊號

FBX．．．輸出訊號

本發明：

110、210、310、410．．．濾雜訊單元

112、212、312、412．．．比較單位

120．．．延遲單位

135、235、335、435．．．導通時間單元

150、250、350、450．．．驅動單元

FB．．．迴授訊號

Vre1．．．參考訊號

PWM．．．脈波訊號

Ton．．．固定脈寬訊號

Gate．．．控制訊號

213、313、413．．．比較訊號

214、314、414．．．反向器

221、421．．．電流源

222、322、422．．．第一切換開關

224、324、424．．．第二切換開關

225、325、425．．．電容跨壓

226、326、426．．．電容

228、328、428．．．比較器

230、330、430．．．上緣觸發單元

245、340、440．．．最短截止時間單元

416．．．及閘

M1．．．第一開關

M2．．．第二開關

L．．．電感

C．．．輸出電容

R1、R2．．．電阻

260、360．．．負載

321‧‧‧第一電流源

323‧‧‧第二電流源

VOUT‧‧‧輸出電壓

FB‧‧‧迴授訊號

Vre1‧‧‧參考訊號

Vb‧‧‧參考電壓

PWM‧‧‧脈波訊號

Ton‧‧‧固定脈寬訊號

UG‧‧‧第一控制訊號

CS‧‧‧電流偵測訊號

LG‧‧‧第二控制訊號

IL‧‧‧電感電流

Toff‧‧‧最短截止時間訊號

T1‧‧‧第一週期

T2‧‧‧第二週期

T3‧‧‧第三週期

T4‧‧‧第四週期

T5‧‧‧第五週期

M3‧‧‧電晶體開關

R‧‧‧電流偵測電路

I load‧‧‧負載電流

第一圖為習知應用脈波頻率調變技術之直流轉直流降壓轉換電路之電路示意圖。

第二圖為第一圖所示之直流轉直流降壓轉換電路之之訊號時序圖。

第三圖為習知改善切換系統雜訊敏感度的切換系統之電路示意圖。

第四圖為第三圖所示之切換系統之之訊號時序圖。

第五圖為根據本發明之一第一較佳實施例之切換式轉換電路控制器之電路示意圖。

第六圖為根據本發明之一第二較佳實施例之直流轉直流降壓轉換電路之電路示意圖。

第七圖為第六圖所示之直流轉直流降壓轉換電路之之訊號時序圖。

第八圖為根據本發明之一第三較佳實施例之直流轉直流升壓轉換電路之電路示意圖。

第九圖為第八圖所示之直流轉直流升壓轉換電路之之訊號時序圖。

第十圖為根據本發明之一第四較佳實施例之直流轉直流升壓轉換電路之控制器之電路示意圖。

110．．．濾雜訊單元

112．．．比較單位

120．．．延遲單位

135．．．導通時間單元

150．．．驅動單元

FB．．．迴授訊號

Vre1．．．參考訊號

PWM．．．脈波訊號

Ton．．．固定脈寬訊號

Gate．．．控制訊號

Claims (10)

1. 一種抗雜訊切換式轉換電路之控制器，包含：一濾雜訊單元，根據一預定時間長度及該切換式轉換電路之一輸出電壓低於一預定輸出電壓之狀況進行判斷，並根據判斷結果決定是否輸出一脈波訊號；一導通時間單元，根據該脈波訊號輸出一固定脈寬訊號；以及一驅動單元，根據該固定脈寬訊號控制該切換式轉換電路，使該輸出電壓穩定於該預定輸出電壓；其中，該濾雜訊單元包含一比較單位及一延遲單位，該比較單位於該輸出電壓低於該預定輸出電壓時輸出一比較訊號，該延遲單位於該比較訊號持續該預定時間長度時輸出該脈波訊號。
2. 如申請專利範圍第1項所述之抗雜訊切換式轉換電路之控制器，其中該濾雜訊單元於該輸出電壓持續低於該預定輸出電壓該預定時間長度時輸出該脈波訊號。
3. 如申請專利範圍第1項所述之抗雜訊切換式轉換電路之控制器，其中該濾雜訊單元於每一週期判斷該輸出電壓低於該預定輸出電壓之累積時間是否超過該預定時間長度，若是則輸出該脈波訊號。
4. 如申請專利範圍第3項所述之抗雜訊切換式轉換電路之控制器，其中該濾雜訊單元包含一比較單位及一累積延遲單位，該比較單位判斷該輸出電壓是否低於該預定輸出電壓，若是則輸出一比較訊號，該累積延遲單位判斷產生該比較訊號累積之時間長度是否持續該預定時間長度，若是則輸出該脈波訊號。
5. 一種抗雜訊切換式轉換電路，包含：一轉換電路，根據至少一控制訊號將一直流輸入電源之電力傳送到一輸出端，以提供一直流輸出電壓用以驅動一負載；以及一控制器，根據一預定時間長度及該轉換電路之該直流輸出電壓低於一預定輸出電壓之狀況進行判斷，並根據判斷結果決定是否輸出該至少一控制訊號，其中該至少一控制訊號之脈寬為一固定寬度；其中，該控制器包含一比較單位及一延遲單位，該比較單位判於該直流輸出電壓低於該預定輸出電壓時輸出一比較訊號，該延遲單位於每一週期中該比較訊號之累積時間長度到達該預定時間長度時輸出該至少一控制訊號。
6. 如申請專利範圍第5項所述之抗雜訊切換式轉換電路，其中該控制器於該直流輸出電壓持續低於該預定輸出電壓該預定時間長度時輸出該至少一控制訊號。
7. 一種抗雜訊切換式轉換電路之控制器，包含：一濾雜訊單元，根據一預定時間長度及該切換式轉換電路提供至一負載之一負載電流低於一預定輸出電流之狀態進行判斷，並根據判斷結果決定是否輸出一脈波訊號；一導通時間單元，根據該脈波訊號輸出一固定脈寬訊號；以及一驅動單元，根據該固定脈寬訊號控制該切換式轉換電路，使該負載電流穩定於該預定輸出電流；其中，該濾雜訊單元包含一比較單位及一延遲單位，該比較單位判斷該負載電流是否低於該預定輸出電流，若是則輸出一比較訊號，該延遲單位判斷該比較訊號是否持續該預定時間長度，若是則輸出該脈波訊號。
8. 如申請專利範圍第7項所述之抗雜訊切換式轉換電路之控制器，其中該濾雜訊單元於該負載電流持續低於該預定輸出電流該預定時間長度時輸出該脈波訊號。
9. 一種抗雜訊切換式轉換電路，包含：一轉換電路，根據至少一控制訊號將一直流輸入電源之電力傳送到一輸出端，以提供一直流輸出電壓用以驅動一負載；以及一控制器，根據一預定時間長度及該切換式轉換電路提供至一負載之一負載電流低於一預定輸出電流之狀態進行判斷，並根 據判斷結果決定是否輸出一脈波訊號，其中該至少一控制訊號之脈寬為一固定寬度；其中，該控制器包含一比較單位及一延遲單位，比較單位於該負載電流低於該預定輸出電流時輸出一比較訊號，該延遲單位於每一週期中判斷該比較訊號之累積時間長度持續該預定時間長度時輸出該至少一控制訊號。
10. 如申請專利範圍第9項所述之抗雜訊切換式轉換電路，其中該控制器於該負載電流持續低於該預定輸出電流該預定時間長度時輸出該至少一控制訊號。