TWI470915B - 升壓轉換器及功率因數控制器 - Google Patents

Description

升壓轉換器及功率因數控制器

本發明係與功率因數校正控制領域有關，特別是關於一種升壓轉換器與功率因數控制器。

該部分中的陳述僅僅提供與本發明有關的背景資訊，並且可能不構成現有技術。

負載對於電源來說可能表現為電阻性阻抗、電感性阻抗、電容性阻抗或者其組合。當流到負載的電流與加到負載的電壓同相時，功率因數接近1。

當功率因數小於1時，所傳輸的功率可能被浪費(由於電流和電壓之間的相位失配)和/或雜訊可能被引入電力線。為了降低雜訊並提高效率，電源通常使用功率因數校正(PFC)電路來相對於電壓波形的相位控制電流波形的相位。

現在參考圖1，傳統的升壓轉換器(boost converter)10包括整流器15，整流器15接收交流(AC)功率。輸入電流I_in在被加到負載70之前流經電感20並且部分輸入電流I_in流經二極體50(在其輸出端具有電容器/濾波器60)。

功率因數控制器30回應於AC電壓感測輸入12、DC輸出電壓72、第二電感線圈25感測的功率轉換電流以及經由節點34的回饋電流，通過導通和關斷開關40來控制流經電感20的電流。當開關40導通時，電流22通常流經電感20(由此在電感20中存儲一些能量) 並隨後流經開關40到達地。當開關40關斷時，電流52可以流經二極體50並且一些電荷可以聚集在電容器/濾波器60上。通常，當開關40關斷時，流經電感20的電流22被顯著減小或者甚至被阻斷。

現在參考圖2，示出了由升壓轉換器10接收的AC電壓V。輸入電壓V是AC波形輸入的經整流的半正弦波。然而，由於開關40的導通/關斷週期(由圖1中的功率因數控制器30控制)，圖2中的電流波形I具有鋸齒圖案。在鋸齒波形I經過低通濾波器(例如，圖1中的高頻旁路電容器/濾波器60)之後，輸入電流波形類似於整流器15的輸入端處的輸入AC電壓。

在多數情況下，尤其是在負載功率足夠高以允許可察覺的平均輸入電流連續流經電感20的那些情況下，用於轉換的PF(功率因數)接近1。這種模式被稱為升壓轉換器10的操作的“平均電流模式”或“連續模式”。

升壓轉換器的PFC一般具有兩個由規範定義的參數：(1)PF，以及(2)總諧波失真(即THD)。THD指的是通常由更高階諧波引起的失真。對於60赫茲(Hz)的AC信號，更高階諧波位於120Hz、180Hz或者其它n×60Hz的值處，其中，n是大於或等於2的整數。通常，THD越高，效率越低。諧波失真可以使升壓轉換器10中的電感20飽和。並且，如果THD足夠高，則雜訊可能被回饋到AC電力線12-14上，這是不希望的。

現在參考圖3A，示出了圖2的電壓和電流波形的低功率和/或低電壓部分120。電壓波形V是整流器15(見圖1)的輸出端的電壓。 電流波形I是流經電感20的輸入電流I_in。當圖1中的開關40在時間t ₀處被導通時，電流I以基本上為線性的方式增大，如斜坡122所示。開關40在由功率因數控制器30所確定的一段時間內導通。在這段時間的結束處(圖3A中的電流波形I的點124)，開關40關斷並且電流I以基本上為線性的方式減小。然後在也是由功率因數控制器30確定的一段時間t _s -t ₀之後，開關40再次被功率因數控制器30導通(見圖1)。

當電流I=0(即，圖3A中的“零電流時段”126期間的電流值I₀)，操作的平均電流模式或連續模式具有潛在的失真問題。由於沒有電流流經圖1的電感20，因此THD在波形部分120的零電流時段126期間不能被控制。

在開關40被導通和關斷達足以使零電流時段出現的時間長度的時間段期間，出現升壓轉換器10的操作的不連續模式。當電流波形I(見圖3A)為零或接近零(I₀)時，出現操作的臨界模式(critical mode)。希望將電感電流I_in高於零的時間量最大化(見圖1)，並將零電流時段最小化(例如，圖3A的零電流時段126)。

現在參考圖3B，理想情況下，t _s 會出現在電流I與I₀(“I=0”軸)交叉的時間點處，零電流時段126會具有盡可能接近於0個時間單位的持續時間，並且開關40(見圖1)在電流波形部分134與I₀交叉(見圖3B)之後基本上會立即被功率因數控制器30(見圖1)導通。當這種情況發生時，電流波形部分136在電流波形部分134與I₀交叉之後立即上升，並且電流基本上連續地流經電感20(見圖1)。開關40 不應被太早地(即，在圖3B中的電流波形部分134與I₀交叉之前)導通。當這種情況發生時，平均輸入電流可能以太高的速率增大，這可能導致輸入電流波形相位偏離輸入電壓波形相位。

一種傳統方法檢測流經圖1的電感20的輸入電流I_in。磁耦合到電感20的第二電感線圈25感測流經電感20的電流I_in。然而，這種方法在感測另一線圈中的電流時具有等待時間。這種等待時間在零電流時段126(見圖3A)中引入了某個正的時間長度，並且將雜訊引入回AC電力線12-14中。而且，第二電感線圈25增加了製造功率因數控制器30的一些花費，並且在功率因數控制器30上需要至少一個專用差分管腳來接收來自第二電感線圈25的資訊。

另一種方法試圖感測圖1中的節點34處的電流。然而，節點34處的電流和電壓值在操作的臨界模式中相對較低。結果，基於測量的誤差信號相對不夠精確。而且，確定節點34處的電流將要求功率因數控制器30在臨界模式中具有相對較高的取樣速率(即，每1/[t _s -t ₀]秒取遠大於1的採樣)，並且採樣解析度應當相對較高以避免太快或太慢地導通開關40。

一種升壓轉換器包括接收輸入信號的電感。開關控制由該電感提供給負載的電流。功率因數控制模組包括選擇升壓轉換器的操作模式的模式控制模組；以及以一切換頻率來切換開關的開關控制模組。該切換頻率在模式控制模組選擇連續模式時等於第一頻率，並且在模式控制模組選擇不連續模式時等於第二頻率。第一頻率大於第二頻率。

在其它特徵中，開關控制模組獨立於對通過電感的電流的測量來確定切換頻率。功率因數控制模組還包括：確定輸入信號的週期的相位檢測模組；感測輸入信號的峰值電壓的峰值電壓確定模組；以及提供開關的導通時間(on-time)的導通時間模組。功率因數控制模組還包括關斷時間(off-time)模組，該關斷時間模組基於週期、導通時間和峰值電壓來計算開關的關斷時間。關斷時間模組獨立於對流經電感的電流的測量來計算關斷時間。相位檢測模組包括零交叉(zero crossing)模組，該零交叉模組檢測輸入信號的電壓的零交叉。

在其它特徵中，當模式控制模組選擇連續模式時，升壓轉換器基於所述零交叉從不連續模式轉變到連續模式。當模式控制模組選擇不連續模式時，升壓轉換器基於所述零交叉從連續模式轉變到不連續模式。相位檢測模組還確定輸入信號的相位。第一頻率大於閥值頻率且第二頻率小於該閥值頻率。該閥值頻率是基於輸入信號的相位的。

在其它特徵中，閥值頻率是基於：f_c=0.25×(V_p ²)×(1-V_p×sin(θ)/V_o)/(P_o×L)其中，f_c是所述閥值頻率，θ是所述相位，Vp是所述輸入信號的峰值電壓，V_o是所述功率轉換器的輸出電壓，P_o是所述功率轉換器的輸出功率，並且L是所述電感的值。

在其它特徵中，閥值頻率是基於輸入信號的峰值、升壓轉換器的輸出功率和電感的值的。閥值頻率是最大閥值頻率和第一值的積。最大閥值頻率是基於輸入信號的峰值電壓、升壓轉換器的輸出功率和電感的第一電感值的。該第一值是基於輸入信號的峰值電壓和升壓轉換 器的輸出功率的。

一種功率因數控制器包括選擇功率轉換器的操作模式的模式控制模組以及開關控制模組，該開關控制模組以一切換頻率來切換開關以控制由電感提供給負載的電流。當模式控制模組選擇連續模式時切換頻率等於第一頻率。當模式控制模組選擇不連續模式時切換頻率等於第二頻率。第一頻率大於第二頻率。開關控制模組獨立於對通過電感的電流的測量來確定切換頻率。

在其它特徵中，相位檢測模組確定輸入信號的週期。峰值電壓確定模組感測輸入信號的峰值電壓。導通時間模組提供開關的導通時間。關斷時間模組基於週期、導通時間和峰值電壓來計算開關的關斷時間。相位檢測模組包括零交叉模組，該零交叉模組檢測輸入信號電壓的零交叉。

在其它特徵中，當模式控制模組選擇連續模式時，功率轉換器基於所述零交叉從不連續模式轉變到連續模式。當模式控制模組選擇不連續模式時，功率轉換器基於所述零交叉從連續模式轉變到不連續模式。

在其它特徵中，相位檢測模組確定輸入信號的相位。第一頻率大於閥值頻率且第二頻率小於該閥值頻率。該閥值頻率是基於輸入信號的相位的。

在其它特徵中，閥值頻率f_c是基於：f_c=0.25×(V_p ²)×(1-V_p×sin(θ)/V_o)/(P_o×L) 其中，f_c是所述閥值頻率，θ是所述相位，Vp是所述輸入信號的峰值電壓，V_o是所述功率轉換器的輸出電壓，P_o是所述功率轉換器的輸出功率，並且L是所述電感的值。

在其它特徵中，閥值頻率是基於輸入信號的峰值、功率轉換器的輸出功率和電感的值的。閥值頻率是基於最大閥值頻率和第一值的。該最大閥值頻率基於輸入信號的峰值電壓、功率轉換器的輸出功率和電感的第一電感值的。該第一值基於輸入信號的峰值電壓和功率轉換器的輸出功率。

一種用於操作升壓轉換器的方法包括：提供開關，該開關控制由電感提供給負載的電流；選擇升壓轉換器的操作模式；以一切換頻率來切換開關；以及當在連續模式中操作時將切換頻率設置為等於第一頻率，並且當在不連續模式中操作時將切換頻率設置為等於第二頻率。第一頻率大於第二頻率。

在其它特徵中，該方法還包括獨立於對通過電感的電流的測量來確定切換頻率。該方法還包括：確定輸入信號的週期；感測輸入信號的峰值電壓；以及提供開關的導通時間。

在其它特徵中，該方法包括基於週期、導通時間和峰值電壓來計算開關的關斷時間。關斷時間是獨立於對流經電感的電流的測量來計算的。該方法包括檢測輸入信號的電壓的零交叉。當選擇連續模式時，升壓轉換器基於該零交叉從不連續模式轉變到連續模式。當選擇不連續模式時，升壓轉換器基於該零交叉從連續模式轉變到不連續模式。

在其它特徵中，該方法包括檢測輸入信號的相位。第一頻率大於閥值頻率且第二頻率小於該閥值頻率。閥值頻率是基於輸入信號的相位的。該閥值頻率是基於：f_c=0.25×(V_p ²)×(1-V_p×sin(θ)/V_o)/(P_o×L)其中，f_c是所述閥值頻率，θ是所述相位，Vp是所述輸入信號的峰值電壓，V_o是所述功率轉換器的輸出電壓，P_o是所述功率轉換器的輸出功率，並且L是所述電感的值。

在其它特徵中，閥值頻率是基於輸入信號的峰值、升壓轉換器的輸出功率和電感的值的。閥值頻率是最大閥值頻率和第一值的積，其中，該最大閥值頻率是基於輸入信號的峰值電壓、升壓轉換器的輸出功率和電感的第一電感值的。該第一值是基於輸入信號的峰值電壓和升壓轉換器的輸出功率的。

一種用於操作功率因數控制器的方法包括：選擇功率轉換器的操作模式；以一切換頻率來切換開關以控制由電感提供給負載的電流；當模式控制模組選擇連續模式時將切換頻率設置為等於第一頻率；以及當模式控制模組選擇不連續模式時將切換頻率設置為等於第二頻率。第一頻率大於第二頻率。開關控制模組獨立於對通過電感的電流的測量來確定切換頻率。

在其它特徵中，該方法包括確定輸入信號的週期；感測輸入信號的峰值電壓；以及提供開關的導通時間。該方法還包括基於週期、導通時間和峰值電壓來計算開關的關斷時間。該方法包括檢測輸入信號 的電壓的零交叉。

在其它特徵中，當選擇連續模式時，功率轉換器基於該零交叉從不連續模式轉變到連續模式。當選擇不連續模式時，功率轉換器基於所述零交叉從連續模式轉變到不連續模式。在其它特徵中，該方法包括檢測輸入信號的相位。第一頻率大於閥值頻率且第二頻率小於該閥值頻率。該閥值頻率是基於輸入信號的相位的。該閥值頻率f_c是基於：f_c=0.25×(V_p ²)×(1-V_p×sin(θ)/V_o)/(P_o×L)其中，f_c是所述閥值頻率，θ是所述相位，Vp是所述輸入信號的峰值電壓，V_o是所述功率轉換器的輸出電壓，P_o是所述功率轉換器的輸出功率，並且L是所述電感的值。

在其它特徵中，閥值頻率是基於輸入信號的峰值、功率轉換器的輸出功率和電感的值的。閥值頻率是基於最大閥值頻率和第一值的。該最大閥值頻率是基於輸入信號的峰值電壓、功率轉換器的輸出功率和電感的第一電感值的。該第一值基於輸入信號的峰值電壓和功率轉換器的輸出功率。

一種升壓轉換器包括：電感裝置，用於提供電感並用於接收輸入信號；開關裝置，用於控制由電感提供給負載的電流；以及功率因數控制裝置，用於控制升壓轉換器的功率因數，該升壓轉換器包括模式控制裝置和開關控制裝置，其中模式控制裝置用於選擇升壓轉換器的操作模式，開關控制裝置用於在模式控制裝置選擇連續模式時將開關裝置的切換頻率設置為等於第一頻率，並在模式控制裝置選擇不連續 模式時將開關裝置的切換頻率設置為等於第二頻率。第一頻率大於第二頻率。

在其它特徵中，開關控制裝置獨立於對通過電感裝置的電流的測量來確定切換頻率。功率因數控制裝置還包括：用於確定輸入信號的週期的相位檢測裝置，用於感測輸入信號的峰值電壓的峰值電壓確定裝置，以及用於提供開關裝置的導通時間的導通時間裝置。

在其它特徵中，功率因數控制裝置還包括關斷時間裝置，該關斷時間裝置用於基於週期、導通時間和峰值電壓來計算開關裝置的關斷時間。關斷時間裝置獨立於對流經電感裝置的電流的測量來計算關斷時間。相位檢測裝置包括零交叉裝置，該零交叉裝置檢測輸入信號的電壓的零交叉。

在其它特徵中，當模式控制裝置選擇連續模式時，升壓轉換器基於所述零交叉從不連續模式轉變到連續模式。當模式控制裝置選擇不連續模式時，升壓轉換器基於所述零交叉從連續模式轉變到不連續模式。

在其它特徵中，相位檢測裝置還確定輸入信號的相位。第一頻率大於閥值頻率且第二頻率小於該閥值頻率。該閥值頻率是基於輸入信號的相位的。

在其它特徵中，閥值頻率是基於：f_c=0.25×(V_p ²)×(1-V_p×sin(θ)/V_o)/(P_o×L)其中，f_c是所述閥值頻率，θ是所述相位，Vp是所述輸入信號的峰值 電壓，V_o是所述功率轉換器的輸出電壓，P_o是所述功率轉換器的輸出功率，並且L是所述電感裝置的值。

在其它特徵中，閥值頻率是基於輸入信號的峰值、升壓轉換器的輸出功率和電感裝置的值的。閥值頻率是最大閥值頻率和第一值的積。最大閥值頻率是基於輸入信號的峰值電壓、升壓轉換器的輸出功率和電感裝置的第一電感值的。該第一值是基於輸入信號的峰值電壓和升壓轉換器的輸出功率的。

一種功率因數控制器包括：用於選擇功率轉換器的操作模式的模式控制裝置；以及開關控制裝置，該開關控制裝置以一切換頻率來切換開關以控制由電感提供給負載的電流。當模式控制裝置選擇連續模式時開關控制裝置將切換頻率設置為等於第一頻率，並且當模式控制裝置選擇不連續模式時開關控制裝置將切換頻率設置為等於第二頻率。第一頻率大於第二頻率。開關控制裝置獨立於對通過電感的電流的測量來確定切換頻率。

在其它特徵中，相位檢測裝置確定輸入信號的週期。峰值電壓確定裝置感測輸入信號的峰值電壓。導通時間裝置提供開關裝置的導通時間。關斷時間計算裝置基於週期、導通時間和峰值電壓來計算開關裝置的關斷時間。

在其它特徵中，相位檢測裝置包括零交叉裝置，該零交叉裝置用於檢測輸入信號的電壓的零交叉。當模式控制裝置選擇連續模式時，升壓轉換器基於所述零交叉從不連續模式轉變到連續模式。當模式控制裝置選擇不連續模式時，升壓轉換器基於所述零交叉從連續模式轉 變到不連續模式。相位檢測裝置確定輸入信號的相位。第一頻率大於閥值頻率且第二頻率小於該閥值頻率。該閥值頻率是基於輸入信號的相位的。

在其它特徵中，閥值頻率f_c是基於：f_c=0.25×(V_p ²)×(1-V_p×sin(θ)/V_o)/(P_o×L)其中，f_c是所述閥值頻率，θ是所述相位，Vp是所述輸入信號的峰值電壓，V_o是所述功率轉換器的輸出電壓，P_o是所述功率轉換器的輸出功率，並且L是所述電感的值。

在其它特徵中，閥值頻率是基於輸入信號的峰值、功率轉換器的輸出功率和電感的值的。閥值頻率是基於最大閥值頻率和第一值的。該最大閥值頻率基於輸入信號的峰值電壓、功率轉換器的輸出功率和電感的第一電感值的。該第一值是基於輸入信號的峰值電壓和功率轉換器的輸出功率的。

從這裡提供的描述可以清楚其它適用領域。應當瞭解，描述和具體示例僅僅是為了說明的目的而不意圖限定本發明的範圍。

現在將詳細參考本發明的優選實施例，其示例將在附圖中示出。雖然將結合優選實施例來描述本發明，但是將會瞭解，不意圖將本發明限制為這些實施例。相反，本發明意圖涵蓋可包含在如所附權利要求書限定的本發明的精神和範圍內的替換、修改和等同物。此外，在本發明的以下詳細描述中，給出了許多具體細節以提供對本發明的全面理解。然而，本領域技術人員將容易清楚，可以在沒有這些具體細 節的情況下實施本發明。在其他示例中，沒有詳細描述已知的方法、過程、部件和電路，以避免不必要地模糊本發明的各個方面。

下面的詳細描述的一些部分根據處理、過程、邏輯塊、功能塊、對電腦、處理器、控制器和/或記憶體中的資料位元、資料流程或波形進行操作的其它符號表示來呈現。這些描述和表示通常被資料處理領域的技術人員用來向本領域其他技術人員傳達他們工作的實質。處理、過程、邏輯塊、功能、操作等在此一般被認為是導向所希望和/或所預期的結果的步驟或指令的自洽序列。這些步驟通常包括對物理量的物理操縱。通常，雖然不是必要的，但是這些量採取能夠在電腦、資料處理系統或邏輯電路中被存儲、傳輸、組合、比較以及以其它方式操縱的電信號、磁信號、光信號或量子信號的形式。主要為了公用的目的，已經證明將這些信號指定為位元、波、波形、流、值、元、符號、字元、項、數等等有時是方便的。

然而，應當記住，所有這些以及類似術語是與適當的物理量相關聯的，並且僅僅是應用到這些量的方便標記。除非以別的方式特別說明和/或從下面的論述可以清楚，否則應當認識到在整個本申請中，利用諸如“處理”、“操作”、“計算”、“確定”、“操縱”、“變換”、“顯示”等術語進行的論述是指電腦、資料處理系統、邏輯電路或類似處理設備(例如，電、光或量子計算或處理設備)的動作和處理，這些設備對表示為物理(例如電子)量的資料進行操縱和變換。這些術語指處理設備的動作、操作和/或處理，這些處理設備對系統或體系結構的(一個或多個)部件(例如，寄存器、記憶體、其它這樣的資訊存儲、傳 輸或顯示裝置等)中的物理量進行操縱，或者將這些物理量變換為被類似地表示為相同或不同系統或體系結構的其它部件中的物理量的其它資料。

另外，為了方便和簡化，術語“資料”、“資料流程”、“波形”和“資訊”在這裡一般可被互換地使用，但是通常賦予他們識別出領域涵意。而且，為了方便和簡化，術語“連接到”、“與......耦合”、“耦合到”以及“與......通信”可以可互換地使用(這些術語還可以指被連接、被耦合和/或通信元件之間的直接和/或間接關係，除非術語的使用上下文明確指示了其它意思)，但這些術語通常也被賦予他們識別出領域的涵意。在此使用的術語“模組”、“電路”和/或“設備”指專用積體電路(ASIC)、電子電路、執行一個或多個軟體或固件程式的處理器(共用處理器、專用處理器或處理器組)和記憶體、組合邏輯電路和/或提供所述功能的其它適當的部件。在此使用的短語“A、B和C中的至少一個”應當被解釋為表示使用非排他邏輯“或”的邏輯(A或B或C)。

本發明涉及用於功率因數校正和/或控制的電路、系統、方法和軟體。本發明通常採取計算方法來使升壓轉換器操作的臨界模式中的零電流時段減小和/或最小化。一種發明的電路是功率因數控制器，包括(a)被配置來確定和/或識別(i)週期性功率信號的週期以及(ii)從電位被施加到功率轉換開關的週期的開始起的時間長度的電路；(b)被配置來至少確定週期性功率信號的峰值電壓的電壓計算器；以及(c)被配置來回應於(i)時間長度、(ii)功率信號週期和(iii)峰值電壓來計算打開開關的時間段的邏輯。該系統一般包括本發明的 功率因數控制器和其控制的開關，但是該系統的另一方面涉及包括這樣的系統和電感或其它裝置的功率轉換器，該電感或其它裝置用於存儲來自諸如AC功率信號之類的週期性功率信號的能量。

本發明的另一方面涉及一種校正和/或控制功率因數和/或控制功率轉換的方法。該方法一般包括(1)回應於向與功率轉換器電通信的開關施加電位，將來自週期性功率信號的能量存儲在功率轉換器中；(2)根據以下參數來計算打開開關的時間段：(i)初始時間長度，在此期間電位被施加到開關、(ii)週期性功率信號的週期以及(iii)週期性功率信號的峰值電壓；以及(3)在該時間段期間打開開關。軟體包括處理器可讀或可執行的一組指令，這組指令被配置來實現本發明的方法和/或體現在此所述的發明概念的任何處理或步驟序列。

下面將針對示例性實施例來更加詳細地描述本發明的各個方面。

示例性升壓轉換器

在一個方面中，本發明涉及功率轉換器，其包括本發明的功率因數控制器(下面將更加詳細地描述)、被配置來存儲來自週期性功率信號的能量的電感以及功率轉換開關，該功率轉換開關被配置來在電位被施加到該開關時對電感充電。通常，開關由本發明的功率因數控制器控制，並且週期性功率信號是交流(AC)功率信號或整流後的AC功率信號。在一種實現方式中，功率轉換器是一個AC-DC升壓轉換器。

在各個實施例中，功率轉換器還可以包括二極體、漣波濾波器(ripple filter)和/或整流器，其中二極體被配置來接收來自電感的輸 出並向負載提供輸出電壓，漣波濾波器耦合到二極體的輸出端，整流器被配置來對交流功率信號進行整流。在一個實施例中，週期性功率信號包括整流器的輸出(例如，其是整流後的AC功率信號)。

在其它實施例中，電感將週期性功率信號(例如AC信號)轉換為基本上恆定的功率信號(例如，DC信號)；並且/或者開關可以被配置來(i)當電壓施加到開關上時(例如當開關閉合時)向電感提供功率轉換電流，以及/或者(ii)當開關打開時減小、消除或阻斷流經電感的功率轉換電流。

參考示例性實施例可以最好地說明本發明的功率因數控制器和功率轉換器的操作。圖4示出了升壓轉換器200的第一示例性實施例，升壓轉換器200包括四路整流器(four-way rectifier)210、電感220、示例性功率因數控制器230以及開關240，四路整流器210從電力線212和214接收交流電源AC。升壓轉換器200還可以包括電流回饋電阻器235、二極體250以及電容器/濾波器260，連接到電容器/濾波器260的節點272還可以和負載270通信。類似於圖1的傳統功率因數控制器30，圖4的功率因數控制器230通過回應於AC電力線212、DC輸出電壓272以及回饋電流節點234來導通和關斷開關240，從而有效地控制流經電感220的電流。然而，本發明的功率因數控制器230計算開關240保持關斷的時間長度以使零電流時段減小或最小化，並且不需要第二電感來感測通過電感220的輸入電流何時為零。

例如，在圖4中，當開關240導通時，電流通常流經電感220，由此存儲一些能量在電感220中。當開關240關斷時，電流可以流經 二極體250並且一些電荷可以在電容器/濾波器260中聚集，但是通常，流經電感220的電流被嚴重減小或阻斷。二極體250因此被配置來(i)接收來自電感220的輸出以及(ii)讓來自電感的輸出的電流單向地通過，成為基本上恒定的輸出電壓(通常被施加到負載270)。

本發明的一個目的是運算或計算使得零電流通過電感220的、開關240關斷的時間長度(“t _off”)。如果可以運算或計算(“t _off”)，則可以以使零電流時段最小化的方式來確定何時將開關240轉換回導通狀態。本發明主要集中於被配置來進行這種計算的功率因數控制器。

圖5示出了圖4的升壓轉換器200在操作的臨界電流模式中的電流和電壓波形。開關240在時刻t ₀被導通，使得流經電感220的電流I以基本上線性的速率增大(例如，見圖5中的電流波形部分310)。開關240保持導通達預定時間長度t _on，其中預定時間長度可以被程式設計到功率因數控制器230(見圖4)的記憶體單元中，或者傳統地由功率因數控制器230響應於一個或多個傳統輸入(例如，來自AC電力線212的電流或電壓輸入、來自輸出電壓V_out節點272和/或回饋電流節點234的功率轉換回饋等等)進行計算、運算或確定。在t _on時間之後，功率因數控制器230關斷開關240，並且電流波形I以基本上線性的速率下降直到電流I=0為止(例如，見圖5中的電流波形部分320)。可以根據多個已知參數、使用相對簡單的三角測量技術來運算或計算開關240關斷以便電流I達到0的時間長度t _off，這多個已知參數包括t _on、AC電力線212上的AC輸入電壓和峰值AC輸入電壓V_p以及節點272處的輸出電壓V_out。設計和使用被配置來根據這些已 知參數運算或計算t _off的邏輯明顯在本領域技術人員的能力範圍內，本領域技術人員可以從以下論述清楚這點。

確定t _off的三角測量方法是相對直接的。參考圖5，上升電流波形部分310的斜率簡單地是節點216的電壓V_in除以電感220的電感L。類似地，下降電流波形部分320的斜率簡單地是輸出電壓V_out(節點272處)減去V_in(節點216)得到差值除以L。電流波形部分310和320各自形成了兩個直角三角形的斜邊，其橫坐標是在時間t _on通過電感220的電流I_in，並且其縱坐標分別是t _on和t _off。根據這些關係，可以計算t _off。數學上，斜率(310)=V_in/L [1]

斜率(320)=(V_out-V_in)/L [2]

t _off=t _on×V_in/(V_out-V_in) [3]輸出電壓V_out一般通過設計而預定和/或知道；例如，V_out具有指定的、基本上恒定的值(例如450V)，儘管由於小漣波而在實際值中存在一些微小的波動，小漣波的(一個或多個)源是本領域技術人員已知的，但是其作為V_out的百分比是微小的和/或可忽略的。因此，為了計算t _off，一般認為V_out是恒定值。不過，在一個實施例中，在開關240的每n個導通/關斷週期處確定V_out(例如，被測量或採樣)，其中n是整數，並且V_out值可以按計算t _off的需要或要求而在功率因數控制器230中被存儲和/或更新。在本發明的某些應用希望觀察V_out的值的情況中，可以利用相對低的解析度來相對精確地測量V_out(至少能與在臨界模式中在電感220處或回饋電流節點234處檢測的I_in和/或 V_in的典型值相比)。

而且，如上所述，t _on是用於計算t _off的已知和/或預定的值。然而，節點216處的電壓V_in在轉換器操作的臨界模式期間不必是在給定時間點處的已知、預定或固定值。而是可以使用已知的、(預先)確定的、固定的或可靠地可測量的和/或可檢測的參數值來計算V_in。節點216處的整流後的電壓仍然是半正弦波，與其它參數具有標準三角關係。因此，如果已知節點216處的峰值電壓V_p和半正弦波的週期，就可以計算V_in的值。數學上，V_in=V_p×sin(π t/T) [4]其中t=t_on加上從t₀到t_on的時間330，並且T是整流後的電壓半正弦波的週期(例如，對於60Hz AC功率信號，週期T是1/(2×60Hz)=8.3ms)。在一個實施例中，功率因數控制器230包括一個或多個計數器，這些計數器被配置來(i)對週期T的長度進行計數和/或指示週期T的結束，和/或(ii)確定時間t的長度(例如，回應於“週期T的結束”指示來初始化對已知時間增量的計數，並且當開關240被關斷時，在t_on的結束處終止計數)。

如上所述，一般不希望在臨界模式中過早地導通開關240。然而，當V_out波動(例如，由於小的漣波)時和/或當未確定t的值時，可以早點導通開關240。結果，現在參考圖6，可以將小的時間量△t加到t_off以提供一種緩衝，以防過早地導通開關240。因此，開關240在臨界模式中第二次導通的時間t_s可以等於t_on+t_off+△t。或者，從功率因數控制器230的角度(見圖4)，其中t_off是開關240在給定導通/ 關斷週期中處於關斷狀態的實際時間長度，t_off=[t_on×V_in/(V_out-V_in)]+△t [5]

在一個實施例中，操作的平均電流模式和臨界模式之間的轉變可以在數學上進行確定。現在參考圖7中的曲線圖，示出了兩個轉換時段，每個轉換時段在電壓半正弦波週期T的結束處的一側。圖7中示出的時間段τ有效地是升壓轉換器200處於臨界模式的半個週期時間。由於電壓半正弦波和電流波形I是關於時間=T軸對稱的，因此臨界模式時間有效地是2×τ。在從(T-τ)到(T+τ)的時間之外，升壓轉換器200處於平均電流模式。

當升壓轉換器200處於臨界模式時，電流波形I與I₀軸交叉。結果，t_s(其在這個實施例中是開關240的導通/關斷週期的時間；請見圖4)需要長於t_on+t_off(其中，t_off是當開關240關斷時，電流波形I達到I₀所花的時間)。數學上，再次參考圖6，當(t_on+t_off)<t_s時，則升壓轉換器200處於臨界模式中。相反，當(t_on+t_off)>t_s時，則升壓轉換器200處於平均電流模式中。

示例性功率因數控制器

本發明的主要方面涉及功率因數控制器，該功率因數控制器包括(a)一電路，該電路被配置來識別(i)週期性功率信號的週期，以及(ii)從電位被施加到功率轉換開關的週期的開始起的時間長度(例如，t_on)；(b)電壓計算器，該電壓計算器被配置來至少確定週期性功率信號的峰值電壓；以及(c)邏輯，該邏輯被配置來響應於(i)時間長度、(ii)功率信號週期以及(iii)峰值電壓而計算打開開關的 時間段。因此，本發明的功率因數控制器識別(i)功率信號週期以及(ii)功率轉換開關對功率轉換器充電的時間長度，確定週期性功率信號的峰值電壓，並且回應於(1)開關的“導通”時間、(2)功率信號週期以及(3)峰值電壓來計算功率轉換開關被關斷的時間段。在本發明的功率因數控制器的上下文中，術語“識別”可以指：為功率信號週期和/或時間長度t_on接收和/或提供預定值，根據一個或多個其它參數值計算或運算這些值，或者使用傳統的用於實現這樣的目的的技術(例如，從已知的初始點或開始點到已知的結束點或終止點，對預定或已知長度的時間增量進行計數)來確定這些值。通常，週期性功率信號包括交流功率信號或整流後的AC功率信號。

在各個實施例中，本發明的功率因素控制器還可以包括(a)電壓檢測器，被配置來確定功率轉換器的輸入處的零電壓；(b)一個或多個計數器，被配置來響應於來自電壓檢測器的指示零電壓的信號而發起對(i)功率信號週期和/或(ii)時間長度的計數；(c)比較器，被配置來比較功率信號電壓和第一參考電壓並向電壓計算器提供第一相對電壓值；(d)被配置來從功率轉換器的輸出(例如，從輸出電壓回饋信號)中減少或移除諧波雜訊的濾波器；以及/或者(e)被配置來從電流回饋信號中減少或移除雜訊的濾波器。

在其他實施例中，邏輯包括數位訊號處理器，並且/或者邏輯還被配置來計算包括開關的功率轉換器處於臨界模式時的(一個或多個)時間段，或者當包括開關的功率轉換器處於臨界模式時向開關施加電壓達預定時間段。因此，本發明的功率因數控制器可以處理一個或多 個數位信號(通常是多個這樣的信號，將參考圖8而更加詳細地說明)。結果，本發明的功率因數控制器還可以包括一個或多個(通常是多個)模數(A/D)轉換器，這些模數轉換器被配置來將輸入到功率因數控制器的類比信號轉換為要被功率因數控制器邏輯/數位訊號處理器處理的多位元數位信號。如在本領域中已知的，A/D轉換器中的位元數對應於其解析度；位元數越大，則解析度越高(並且晶片面積、所需的處理功率以及功率因數控制器的成本越大)。

圖8示出了根據本發明的示例性功率因數控制器400。功率因數控制器400一般包括比較器塊410、零電壓交叉定位器412、電壓計算器414、輸入A/D轉換器420和430、濾波器425和435、包括臨界模式控制器416的數位訊號處理器440、輸出數位類比(D/A)轉換器445以及輸出驅動器450，輸出驅動器450發送控制信號以打開或閉合功率轉換開關240(並且，如果要閉合開關240，則施加某個電位到開關240)。本發明主要集中於臨界模式控制器416及其輸入。

比較器塊410從AC電力線212接收週期性(AC)功率信號。在給出來自AC電力線212的信號和其經整流後的信號(例如，圖4中的整流後的AC功率信號216)之間的已知關係的情況下，本領域技術人員可以容易地根據AC電力線212執行上述計算，同時避免整流器210可能向功率轉換處理引入的任何等待時間。比較器塊410可以包括具有兩個或更多個比較器的比較器塊，其中，第一和第二個體比較器將AC電力線212上的電壓分別與第一和第二參考電壓進行比較，第一和第二參考電壓彼此不同。

在一種實現方式中，比較器塊410中的第一比較器將AC電力線212上的電壓與值為零伏(0V)的參考電壓相比較，隨後將比較輸出411提供給零電壓交叉定位器412，零電壓交叉定位器412回應於比較結果而向臨界模式控制器416發送適當的資訊和/或控制信號。第一比較器的輸出411可以是類比的或數位的，但是零電壓交叉定位器412的輸出413通常是數位的。設計和實現具有這些功能的邏輯明顯在本領域技術人員的能力範圍之內。例如，當輸出411是類比的時，零電壓交叉定位器412通常包括A/D轉換器並且輸出413是載有與AC電力線412上的電壓相對於0V的值有關的資訊的多位元數位信號。然而，當輸出411是數字的(即第一比較器識別了AC電壓212何時是0V或不是0V)時，零電壓交叉定位器412通常包括控制邏輯並且輸出413是單一或多位元數位信號，該數位信號被配置來指示臨界模式控制器416中的各個電路和/或邏輯響應於AC電壓212處於0V而執行(或停止執行)一個或多個功能。

在另一實現方式中，比較器塊410中的第二比較器是傳統的峰值檢測器，其被配置來逐週期地(例如AC功率信號週期或整流後的AC信號半週期)確定AC電力線212上的最大電壓，隨後向電壓計算器414提供輸出415，電壓計算器414回應於峰值檢測器輸出415而向臨界模式控制器416發送適當的資訊和/或控制信號。第二比較器的輸出415可以是類比的或數位的，但是電壓計算器414的輸出417通常是數位的。設計和實現具有這些功能的邏輯明顯在本領域技術人員的能力範圍之內。例如，當輸出415是類比的時，電壓計算器414通常 包括A/D轉換器並且輸出417是載有與AC電力線212上的峰值電壓的值有關的資訊的多位元數位信號。然而，當輸出415是數字的(即，第二比較器將AC電力線212的電壓和多個參考電壓進行比較，並提供識別峰值電壓所在的電壓範圍的多位元數位輸出)時，電壓計算器414通常包括控制邏輯並且輸出417是單一或多位元數位信號，該數位信號被配置來指示臨界模式控制器416中的各個電路和/或邏輯響應於AC電力線212上的峰值AC電壓的變化而調整、執行或停止執行一個或多個功能。

臨界模式控制器416被配置來運算或計算至少以下兩項：根據峰值電壓(V_p)以及開關240在臨界模式中導通的時間長度(t_on)來計算功率信號輸入電壓(例如V_in)；以及當包括電感220的功率轉換器(和/或以其他方式與開關240電通信)處於臨界模式時，根據V_in、V_out和t_on來計算開關240在其期間關斷的時間段(例如上述的t_off)。

因此，臨界模式控制器416一般被配置來根據以下各項來計算V_in：AC電力線212上的峰值AC電壓(由電壓計算器414的輸出417提供)、AC功率信號的半週期(等同於整流後的AC功率信號的週期並且等於當AC電力線212上的電壓=0V的點之間的時間差，並且是由零電壓交叉定位器412的輸出413所提供的資訊)、以及從AC電力線212上的AC電壓=0V時到t_on結束時的時間段。如上所述，t_on是預定的時間長度，其可以被程式設計到數位訊號處理器440(或者控制器440中的別處)中的記憶體單元中，或者傳統地可以由數位訊號處理器440響應於一個或多個適當的輸入(例如，來自AC電力線 212的電流或電壓輸入、來自節點272的輸出電壓V_out和/或回饋電流節點234處的功率轉換回饋，等等)來進行計算、運算或確定。

數位訊號處理器440還接收(1)對應於節點272處的功率轉換器輸出電壓回饋信號的、來自濾波器425的經濾波的多位元數位信號，以及(2)對應於回饋電流節點234的、來自濾波器435的經濾波的多位元數位信號。濾波器425可以是陷波濾波器。這些電路塊和信號是傳統的，並且通常執行其(一個或多個)傳統功能。然而，本發明的一個意料之外的優點在於A/D轉換器420和430(尤其是430)可以具有比傳統升壓轉換器中的相應A/D轉換器更低的解析度。這一般是因為本發明的使t_off最小化的計算方法不取決於來自直流輸出V_out或回饋電流節點234的、用於試圖精確測量零電流流經電感220的那些週期的高解析度資訊。同樣如上所述，可以將緩衝時段△t加到t_off，以部分地容納或允許測量某些參數時的小的潛在精度誤差，這些參數例如是V_p、V_out、t、T和/或(當需要或希望時)t_on。

數位訊號處理器440向D/A轉換器445輸出多位元數位信號，D/A轉換器445將該多位元數位信號轉換為指示輸出驅動器450打開或閉合開關240的類比信號。如果開關240要被閉合，則由驅動器450接收的類比信號通知驅動器450向開關240的柵極施加什麼電位。或者，輸出驅動器450可以包括多個並行的驅動器電路，每個驅動器電路接收數位訊號處理器440輸出的多位元數位信號的一位元，由此避免對D/A轉換器445的需求。

示例性方法

本發明還涉及控制功率轉換器的方法，該方法包括以下步驟：(a)響應于向與功率轉換器電通信的開關施加電位，將來自週期性功率信號的能量存儲在功率轉換器中；(b)根據以下參數計算打開開關的時間段(例如t_off)：(i)電位被施加到開關上的初始時間長度(例如t_on)、(ii)週期性功率信號的週期(例如T)以及(iii)週期性功率信號的峰值電壓(例如V_p)；以及(c)在該時間段期間打開開關。關於以上對硬體的描述，取決於設計選擇和/或考慮，週期性功率信號可以包括交流功率信號或整流後的AC功率信號。能量通常在來自整流後AC功率信號的電流流經電感時被存儲在電感中，並且電流一般在開關被閉合時流經電感。當開關打開時，能量通常不存儲在升壓轉換器(電感)中。

在各個實施例中，該方法還可以包括以下(一個或多個)步驟：(1)確定在功率轉換器的輸入處的零電壓；(2)回應於零電壓指示來對(i)功率信號週期和/或(ii)時間長度進行計時、識別或確定；(3)確定週期性功率信號的峰值電壓；(4)計算功率轉換器處於臨界模式時的時間段或者以其他方式識別功率轉換器何時處於臨界模式；(5)從功率轉換器的輸出中濾掉諧波雜訊；以及/或者(6)從電流回饋信號濾掉雜訊。這些額外步驟中的每個步驟一般是利用被配置來執行、實施或實現該步驟的相應硬體來如上所述地執行的。

在某些實施例中，確定峰值電壓的步驟可以包括：比較週期性功率信號的電壓與第一參考電壓，對比較步驟的輸出進行採樣以生成多個功率信號電壓採樣，以及確定最大功率信號電壓採樣值，其中峰值 電壓對應於該最大功率信號電壓採樣值。而且，本發明的方法一般還包括以下步驟：當功率轉換器處於臨界模式時，向開關施加電位達預定時間段。

示例性軟體

本發明還包括在設置有傳統的數位訊號處理器的通用電腦或工作站中可實現和/或可執行的演算法、(一個或多個)電腦程式和/或軟體，它們被配置來執行方法的一個或多個步驟和/或硬體一個或多個操作。因此，本發明的另一個方面涉及實現上述(一個或多個)方法的演算法和/或軟體。例如，本發明還可以涉及包含一組指令的電腦程式、電腦可讀介質或波形，這組指令在被適當的處理設備(例如，諸如微控制器、微處理器或DSP設備之類的信號處理設備)執行時被配置來執行上述方法和/或演算法。

例如，電腦程式可以在任何種類的可讀介質上，並且電腦可讀介質可以包括可以被處理設備讀取的任何介質，該處理設備被配置來讀取介質並執行存儲在其上或其中的代碼，所述介質例如是軟碟、CD-ROM、磁帶或硬碟驅動器。這種代碼可以包括目標代碼、原始程式碼和/或二進位碼。

所述波形通常被配置用於通過適當的介質傳輸，適當的介質例如是銅線、傳統的雙絞線線路、傳統的網路電纜、傳統的光學資料傳輸電纜或者甚至用於無線信號傳輸的空氣或真空(例如，外太空)。用於實現本發明的(一個或多個)方法的波形和/或代碼通常是數位的，並且通常被配置用於由傳統數位資料處理器(例如，微處理器、微控制 器或邏輯電路，諸如可程式設計閘陣列、可程式設計邏輯電路/器件或專用[集成]電路)進行處理。

在各個實施例中，電腦可讀介質或波形包括至少一條指令(或指令的子集)以便(a)回應於週期性功率信號上的零電壓的指示來對與(i)功率信號週期和/或(ii)時間長度相對應的預定時間單位元數目；(b)確定(例如，運算或計算)峰值電壓；和/或(c)確定和/或指示(例如，通過計算相應時間段)功率轉換器何時處於臨界模式。在一種實現方式中，確定峰值電壓的(一個或多個)指令包括用於進行以下操作的至少一個指令子集：(i)對週期性功率信號電壓和參考電壓的比較的輸出進行採樣，(ii)存儲多個功率信號電壓採樣，以及(iii)確定最大功率信號電壓採樣值，其中峰值電壓對應於該最大功率信號電壓採樣值。

因此，本發明提供一種用於控制功率轉換和/或校正和/或控制這樣的(一個或多個)轉換中的功率因數的電路、系統、方法和軟體。電路通常包括功率因數控制器，該功率因數控制器包括(a)一電路，被配置來確定和/或識別(i)週期性功率信號的週期以及(ii)從電位被施加到功率轉換開關的週期的開始時起的時間長度；(b)電壓計算器，該電壓計算器被配置來至少確定週期性功率信號的峰值電壓；以及(c)被配置來回應於(i)時間長度、(ii)功率信號週期以及(iii)峰值電壓而計算打開開關的時間段。系統通常包括該功率因數控制器和其控制的開關，但是本發明的系統方面還涉及包括該功率因數控制器、開關和電感的功率轉換器，該電感被配置來存儲來自週期性功率 信號的能量。

方法通常包括以下步驟：(1)響應于向與功率轉換器電通信的開關施加電位，將來自週期性功率信號的能量存儲在功率轉換器中；(2)根據以下參數來計算打開開關的時間段：(i)電位被施加到開關上的初始時間長度，(ii)週期性功率信號的週期，以及(iii)週期性功率信號的峰值電壓；以及(3)在該時間段期間打開開關。軟體通常包括適於執行該方法的一組指令。

本發明通常採用一種計算方法來使功率轉換操作的臨界模式中的零電流時段減小和/或最小化，並且有利地將臨界模式中的零電流時段減小到合理的和/或可容忍的最小值，由此使臨界模式中功率轉換器的功率因數最大化並且減小可能被注入回AC電力線的雜訊。本發明的功率因數控制器允許更大的設計靈活性、降低的設計複雜性，和/或降低的解析度和/或在某些參數測量或採樣中的更大的誤差容限。

現在參考圖9，一種替代的功率因數控制模組500切換升壓轉換器的模式。在一些實現方式中，功率因數控制模組500可以在電力線輸入信號的零交叉期間將模式從連續模式切換到不連續模式和/或從不連續模式切換到連續模式。

功率因數控制模組500包括相位檢測模組504，相位檢測模組504確定輸入信號的相位θ。相位檢測模組504可以包括檢測輸入信號電壓的零交叉的零交叉模組508。相位檢測模組504可以基於零交叉來確定輸入信號的相位θ。換言之，當發生零交叉時，輸入信號的相位θ可以是0°或180°。還可以基於輸入信號的峰值電壓來確定輸入信號的相位 θ，峰值電壓可以出現在90°和270°。

同樣地，輸入信號的週期T可以由相位檢測模組504來確定。換言之，輸入信號的週期T的一半可以等於兩個零交叉之間或兩個峰值電壓之間的時段。或者，如果週期T已知則可以將週期T設為恒定值。

功率因數控制模組500還可以包括峰值電壓確定模組512，峰值電壓確定模組512確定輸入信號的峰值電壓。峰值電壓確定模組512可以對輸入電壓進行採樣和保持以識別峰值電壓。換言之，採樣保持持續到採樣值相對於在前值有所下降為止。可以使用其它技術來識別峰值電壓的定時和/或幅度。峰值電壓確定模組512可以將峰值電壓V_p輸出到相位檢測模組504以說明估計輸入信號的相位θ。

功率因數控制模組500還可以包括開關控制模組516，開關控制模組516控制開關的狀態以及開關的切換頻率。相位檢測模組504可以將電力線輸入信號的週期T、相位θ和/或零交叉信號輸出到開關控制模組516。峰值電壓確定模組512可以將電力線輸入信號的諸如幅度之類的峰值電壓信號V_p和/或定時輸出到開關控制模組516。

開關控制模組516還可以包括模式控制模組520，模式控制模組520選擇升壓轉換器的模式。例如，模式可以被設置為連續模式、不連續模式或臨界模式。模式控制模組520還可以被佈置在開關控制模組516外部和/或與功率因數控制模組500的另一模組結合。

模式控制模組520可以基於所感測到的操作參數來選擇模式並確定是否切換模式。僅作為示例，模式控制模組520可以基於零交叉信號來確定何時將模式從連續模式切換到不連續模式或從不連續模式切 換到連續模式。僅作為示例，可以在電力線零交叉的預定時段內進行切換。然而，模式之間的切換也可以發生在電力線輸入信號的不同相位位置處(除了在電力線輸入信號電壓的零交叉處切換之外，或者代替在電力線輸入信號電壓的零交叉處切換)。在這些時間也可以進行從連續模式或不連續模式到臨界模式的切換。

模式控制模組520可以基於零交叉信號、相位和/或其它所感測到的操作參數，來生成用於將模式從連續模式切換到不連續模式或從不連續模式切換到連續模式的控制信號。基於所選擇的模式，開關控制模組516還選擇開關的頻率。

開關控制模組516可以包括導通時間模組524，導通時間模組524如這裡所述地為開關240設置導通時段t_on。導通時段t_on可以是恒定值或可調節的。開關控制模組516可以包括關斷時間模組528，關斷時間模組528如這裡所述地為開關240設置關斷時段t_off。

現在參考圖10A，一種用於調節升壓轉換器的切換頻率的方法550在步驟552開始。在步驟554中，控制判斷是否存在所請求的操作模式改變。如果步驟554的判斷結果為假，則控制返回步驟554。如果步驟554的判斷結果為真，則控制繼續步驟556並判斷是否已經選擇了連續模式。如果已經選擇了連續模式，則控制在步驟560中將切換頻率設置為大於臨界切換頻率f_c。

如果步驟556的判斷結果為假，則控制在步驟564中判斷不連續模式是否已經被選擇。如果步驟564的判斷結果為真，則控制在步驟568中將切換頻率設置為小於臨界切換頻率f_c。如果步驟564的判斷結 果為假，則在步驟572中控制預設為臨界模式並且將切換頻率設置為等於臨界切換頻率f_c。

可以理解，可以在任何時間執行模式之間的切換。在一些實現方式中，可以如圖10A所示的那樣設置切換頻率並且可以在功率輸入信號的週期期間的任何時間執行切換。在一些實現方式中，可以如圖10A所示的那樣設置切換頻率並且可以如圖10B所示地在電壓零交叉處執行切換。

現在參考圖10B，一種在電壓零交叉處切換升壓轉換器的模式的方法600在步驟602開始。在步驟606，模式控制模組可以基於諸如V_out、負載狀況和/或其它操作參數之類的操作條件來選擇模式(例如，連續模式、臨界模式或不連續模式)。在步驟608中，控制判斷模式控制模組520是否請求模式改變。例如，模式可以從連續模式、臨界模式或不連續模式中的一個改變為連續模式、臨界模式或不連續模式中的另一個。

在步驟610，模式控制模組520判斷零交叉模組508是否檢測到零交叉。如果步驟610的結果為假，則模式控制模組520等待，直到零交叉模組檢測到零交叉為止。如果步驟610的結果為真，則在步驟614中模式控制模組520將模式切換到所選擇的模式。

連續模式中的切換頻率可以大於不連續模式中的切換頻率。具體而言，連續模式中的切換頻率是基於包括以下各項的因素確定的：升壓轉換器的額定功率、所估計的負載以及部件(僅作為示例，電感220和電容器/濾波器260)的值。

僅作為示例，連續模式中的切換頻率可以在500KHz和2MHz之間。僅作為示例，連續模式中的切換頻率可以是1MHz。不連續模式中的切換頻率可以基於所估計的負載電流或者與所估計的負載電流成比例。

現在參考圖11，開關控制模組516可以基於電力線輸入信號的相位來設置切換頻率。具體而言，切換頻率在連續模式中可以大於臨界切換頻率(閥值頻率)f_c，而在不連續模式中可以小於臨界切換頻率f_c。臨界切換頻率f_c可以由下式給出：f_c=0.25×(V_p ²)×(1-V_p×sin(θ)/V_o)/(P_o×L)其中，V_p=1.44×V_RMS是電力線輸入信號的峰值電壓(例如，當V_RMS=110伏時V_p=144伏)，V_o是升壓轉換器的輸出電壓，P_o是升壓轉換器的輸出功率，L是電感值，並且θ是電力線輸入信號的相位。

臨界切換頻率f_c的最大值可以由下式給出：f_max=0.25×(V_p ²)/(P_o×L)因此，臨界切換頻率f_c可以表示為f_max和頻率比f_ratio的積，如下：f_c=f_max×f_ratio其中，f_ratio是切換頻率與臨界切換頻率最大值的比，並由下式給出：f_ratio=(1-V_p×sin(θ)/V_o)。

對本發明的具體實施例的上述描述是為了說明和描述的目的而給出的。這些描述不意圖是詳盡的或者將本發明限制為所公開的精確形式，而且顯然可以根據上述教導進行許多修改和變更。選擇和描述實施例是為了最好地說明本發明的原理及其實踐應用，由此使得本領域 的其他技術人員能夠最好地利用本發明以及各種實施例，這些實施例具有適合於所考慮的特定用途的各種修改。希望由在此所附的權利要求及其等同物來限定本發明的範圍。

10‧‧‧升壓轉換器

12‧‧‧AC電壓感測輸入

15‧‧‧整流器

20‧‧‧電感

22‧‧‧電流

25‧‧‧第二電感線圈

30‧‧‧功率因素控制器

34‧‧‧節點

40‧‧‧開關

50‧‧‧二極體

60‧‧‧電容器/濾波器

200‧‧‧升壓轉換器

210‧‧‧四路整流器

212‧‧‧電力線

214‧‧‧電力線

216‧‧‧節點

220‧‧‧電感

230‧‧‧功率因素控制器

234‧‧‧回饋電流節點

235‧‧‧電流回饋電阻器

240‧‧‧開關

250‧‧‧二極體

260‧‧‧電容器/濾波器

270‧‧‧負載

272‧‧‧節點

400‧‧‧功率因素控制器

410‧‧‧比較器塊

411‧‧‧輸出

412‧‧‧零電壓交叉定位器

413‧‧‧輸出

414‧‧‧電壓計算器

415‧‧‧輸出

416‧‧‧臨界模式控制器

417‧‧‧輸出

420‧‧‧A/D轉換器

425‧‧‧濾波器

430‧‧‧A/D轉換器

435‧‧‧濾波器

440‧‧‧數位訊號處理器

445‧‧‧D/A轉換器

450‧‧‧輸出驅動器

500‧‧‧功率因數控制模組

504‧‧‧相位檢測模組

508‧‧‧零交叉模組

512‧‧‧峰值電壓確定模組

516‧‧‧開關控制模組

520‧‧‧模式控制模組

524‧‧‧導通時間模組

528‧‧‧關斷時間模組

圖1為傳統升壓轉換器的示意圖。

圖2為圖1之傳統升壓轉換器中的特定節點處的電壓和電流波形的曲線圖。

圖3A-3B為圖2之波形的低電壓和低電流部分的曲線圖。

圖4是根據本發明之示例性升壓轉換器的示意圖。

圖5-6是用於說明圖4的示例性升壓轉換器的操作的低電壓和低電流波形的曲線圖。

圖7為對說明圖4的示例性升壓轉換器的操作有用的、針對電壓半正弦波的下降和上升值兩者的電壓和電流波形的曲線圖。

圖8是根據本發明的另一示例性功率因數控制器的示意圖。

圖9是根據本發明的替代示例性功率因數控制器的功能方塊圖。

圖10A為一種用於基於升壓轉換器的模式來控制切換頻率的方法流程圖。

圖10B為一種用於基於電壓零交叉來控制模式之間轉變的方法流程圖。

圖11為針對連續和不連續模式的作為AC線相位的函數的切換頻率比。

200‧‧‧升壓轉換器

210‧‧‧四路整流器

212‧‧‧電力線

214‧‧‧電力線

216‧‧‧節點

220‧‧‧電感

230‧‧‧功率因素控制器

234‧‧‧回饋電流節點

235‧‧‧電流回饋電阻器

240‧‧‧開關

250‧‧‧二極體

260‧‧‧電容器/濾波器

270‧‧‧負載

272‧‧‧節點

Claims (24)

1. 一種升壓轉換器，包括：一電感，該電感接收一輸入信號；一開關，該開關控制由該電感提供給負載的電流；以及一功率因數控制模組，包括：一模式控制模組，該模式控制模組選擇該升壓轉換器的操作模式；該模式控制模組之操作模式包括一連續模式、不連續模式及一臨界模式，其中當該電流等於0時發生該臨界模式；以及一開關控制模組，該開關控制模組(i)以一切換頻率切換該開關，(ii)在該模式控制模組選擇該連續模式時將該切換頻率設置為等於一第一頻率，並且(iii)在該模式控制模組選擇該不連續模式時將該切換頻率設置為等於一第二頻率，其中該第一頻率不同於該第二頻率，其中該開關控制模組對該不連續模式計算該開關之一關斷時段，其中在該關斷期間，藉由改變該第一頻率與該第二頻率間的該開關頻率，該開關控制模組自該臨界模式中的操作阻斷該升壓轉換器，以及其中該關斷期間(i)在該電流之一峰值處開始，且(ii)當該電流減少至零交叉點時結束。
2. 如請求項1所述的升壓轉換器，其中該第一頻率大於該第二頻率。
3. 如請求項1所述的升壓轉換器，其中該開關控制模組獨立於對通過該電感的電流的測量來確定該切換頻率。
4. 如請求項1所述的升壓轉換器，其中該功率因數控制模組更包括：一相位檢測模組，該相位檢測模組確定該輸入信號的一週期；一峰值電壓確定模組，該峰值電壓確定模組感測該輸入信號的一峰值電壓；以及一導通時間模組，該導通時間模組提供該開關的一導通時間。
5. 如請求項3所述的升壓轉換器，其中該功率因數控制模組更包括：一關斷時間模組，該關斷時間模組基於該輸入信號的該週期、該導通時間和該峰值電壓來計算該開關的該關斷時間。
6. 如請求項5所述的升壓轉換器，其中該關斷時間模組獨立於對流經該電感的電流測量來計算該關斷時間。
7. 如請求項4所述的升壓轉換器，其中：該相位檢測模組包括一零交叉模組，該零交叉模組檢測該輸入信號的電壓的一零交叉；以及該模式控制模組基於該零交叉控制該不連續模式與該連續模式之間的轉變。
8. 如請求項4所述的升壓轉換器，其中：該相位檢測模組還確定該輸入信號的一相位； 該第一頻率大於一閥值頻率且該第二頻率小於該閥值頻率；並且該閥值頻率是基於該輸入信號的該相位。
9. 如請求項8所述的升壓轉換器，其中該閥值頻率基於：f_c=0.25×(V_p ²)×(1-V_p×sin(θ)/V_o)/(P_o×L)其中，f_c是該閥值頻率，θ是該相位，V_p是該輸入信號的該峰值電壓，V_o是該升壓轉換器的輸出電壓，P_o是該升壓轉換器的輸出功率，並且L是該電感的值。
10. 如請求項8所述的升壓轉換器，其中該閥值頻率基於該輸入信號的該峰值電壓、該升壓轉換器的輸出功率和該電感的值。
11. 如請求項8所述的升壓轉換器，其中：該閥值頻率是一最大閥值頻率和一第一值的積；該最大閥值頻率基於該輸入信號的該峰值電壓、該升壓轉換器的輸出功率和該電感的一第一電感值；並且該第一值基於該輸入信號的該峰值電壓和該升壓轉換器的輸出功率。
12. 如請求項1所述的升壓轉換器，其中基於該第一頻率與第二頻率間之該開關頻率的改變，該開關控制模組降低該電感之零電流時段。
13. 如請求項1所述的升壓轉換器，其中當電流通過該電感為零時， 該開關控制模組改變該第一頻率與第二頻率間之該開關頻率。
14. 如請求項1所述的升壓轉換器，其中基於該開關的一導通時間、由該電感所接收的一功率信號的週期以及該功率信號的一峰值電壓，該開關控制模組計算該開關之關斷時段。
15. 如請求項1所述的升壓轉換器，其中當該開關被切換至一關斷狀態時開始該關斷時段，以及當該電流等於零時結束該關斷時段。
16. 一種功率因數控制器，包括：一模式控制模組，該模式控制模組選擇一功率轉換器的操作模式，該模式控制模組之操作模式包括一連續模式、不連續模式及一臨界模式，其中當該電流等於0時發生該臨界模式；以及一開關控制模組，該開關控制模組(i)以一切換頻率來切換一開關，用以控制由一電感提供給負載的電流，(ii)在該模式控制模組選擇該連續模式時，將該切換頻率設置為等於一第一頻率，並且(iii)在該模式控制模組選擇該不連續模式時，將該切換頻率設置為等於一第二頻率，其中該第一頻率不同於該第二頻率，其中該開關控制模組獨立於對通過該電感的電流測量來確定該切換頻率，其中該開關控制模組對該不連續模式計算該開關之一關斷時段， 其中在該關斷期間，藉由改變該第一頻率與該第二頻率間的該開關頻率，該開關控制模組自該臨界模式中的操作阻斷該升壓轉換器，以及其中該關斷期間(i)在該電流之一峰值處開始，且(ii)當該電流減少至零交叉點時結束。
17. 如請求項16所述的功率因數控制器，其中該第一頻率大於該第二頻率。
18. 如請求項16所述的功率因數控制器，更包括：一相位檢測模組，該相位檢測模組確定由該電感接收的一輸入信號的一週期；一峰值電壓確定模組，該峰值電壓確定模組感測該輸入信號的一峰值電壓；以及一導通時間模組，該導通時間模組提供該開關的一導通時間。
19. 如請求項18所述的功率因數控制器，更包括：一關斷時間模組，該關斷時間模組基於該輸入信號的該週期、該導通時間和該峰值電壓來計算該開關的關斷時間。
20. 如請求項18所述的功率因數控制器，其中：該相位檢測模組包括一零交叉模組，該零交叉模組檢測該輸入信號的電壓的一零交叉；該模式控制模組基於該零交叉控制該不連續模式與該連續模式 之間的轉變。
21. 如請求項18所述的功率因數控制器，其中：該第一頻率大於一閥值頻率且該第二頻率小於該閥值頻率，並且該閥值頻率是基於該輸入信號的該相位。
22. 如請求項21所述的功率因數控制器，其中該閥值頻率f_c基於：f_c=0.25×(V_p ²)×(1-V_p×sin(θ)/V_o)/(P_o×L)其中，f_c是該閥值頻率，θ是該相位，V_p是該輸入信號的該峰值電壓，V_o是該功率轉換器的輸出電壓，P_o是該功率轉換器的輸出功率，並且L是該電感的值。
23. 如請求項21所述的功率因數控制器，其中該閥值頻率基於該輸入信號的該峰值電壓、該功率轉換器的輸出功率和該電感的值。
24. 如請求項21所述的功率因數控制器，其中：該閥值頻率是基於一最大閥值頻率和一第一值；該最大閥值頻率基於該輸入信號的該峰值電壓、該功率轉換器的輸出功率和該電感的第一電感值；並且該第一值基於該輸入信號的該峰值電壓和該功率轉換器的輸出功率。