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TWI444991B - 用以利用補丁邊界對齊處理音訊信號之裝置與方法 - Google Patents

用以利用補丁邊界對齊處理音訊信號之裝置與方法 Download PDF

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TWI444991B
TWI444991B TW100107715A TW100107715A TWI444991B TW I444991 B TWI444991 B TW I444991B TW 100107715 A TW100107715 A TW 100107715A TW 100107715 A TW100107715 A TW 100107715A TW I444991 B TWI444991 B TW I444991B
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萊斯 維爾摩斯
皮爾 伊克斯坦得
薩斯洽 迪斯曲
費德瑞克 納吉爾
史蒂芬 維爾迪
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弗勞恩霍夫爾協會
杜比國際公司
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Description

用以利用補丁邊界對齊處理音訊信號之裝置與方法 發明領域
本發明係有關於音訊源編碼系統，其係利用高頻重建(HFR)之諧波轉調方法；及關於數位效應處理器，例如所謂之激勵器，此處諧波失真的產生對經處理之信號增加亮度；及關於時間拉伸器，此處一信號之持續時間延長同時維持該原先信號之頻譜內容。
 發明背景
於PCT WO 98/57436建立轉調構想作為從音訊信號之低頻帶再度形成高頻帶之方法。藉由使用此一構想於音訊編碼，可獲得位元率的實質上節省。於以HFR為基礎之音訊編碼系統中，藉核心波形編碼器處理低帶寬信號，使用轉調及在解碼器端描述目標頻譜形狀之具極低位元率之額外側邊資訊，再生較高頻。對低位元率而核心編碼信號之帶寬窄，重新形成具有構想上怡人特性之高頻帶的重要性日增。PCT WO 98/57436定義之諧波轉調在具有低交越頻率之情況下，用於複合音樂材料的表現極佳。諧波轉調原理為具頻率ω之正弦對映至具頻率Tω之正弦，此處T>1為定義轉調階次之整數。相反地，以單一邊帶調變(SSB)為基礎之HFR方法將具頻率ω之正弦對映至具頻率ω+Δω之正弦，此處Δω為固定頻率移位。給定具有低帶寬之核心信號，從SSB轉調可能導致不協調振鈴假影。
為了搜尋最佳可能的音訊品質，最先進技術高品質諧波HFR方法採用具高頻解析度之複合調變濾波器組，例如短時間富利葉變換(STFT)及高度過取樣來達成所要求的音訊品質。需要精細解析度以免因正弦和的非線性處理所導致非期望的調變間失真。具夠高頻解析度，亦即窄子帶，高品質方法針對在各個子帶具有一個正弦之最大值。需要時間上的高度過取樣來避免其它樣式的失真，需要頻率上某種程度的過取樣來防止暫態信號的前回聲。顯著缺點為運算複雜度可能變高。
以子帶區塊為基礎之諧波轉調為用來遏止調變間產物之另一種HFR方法，該種情況下，採用具較粗糙頻率解析度及較低度過取樣之濾波器組，例如多通道QMF濾波器組。此一方法中，複合子帶樣本之一時間區塊係藉共用相位調變器處理，而若干經修改樣本之疊置形成一輸出子帶樣本。如此具有遏止調變間產物之淨效應，否則當輸入子帶信號係由數個正弦組成時將出現調變間產物。基於以區塊為基礎之子帶處理的轉調比較高品質轉調器具有遠更高運算複雜度，且對許多信號達成幾乎相同品質。但複雜度比較一般基於SSB之HFR方法仍然遠更高，原因在於典型HFR應用用途要求多個分析濾波器組，各自處理具有不同轉調階次T之信號，來合成所要求的頻寬。此外，常用辦法係將輸入信號之取樣率調整配合具常數大小的分析濾波器組，儘管濾波器組處理具有不同轉調階次之信號亦如此。也常見應用帶通濾波器至輸入信號來獲得從不同轉調階次處理的且具有非重疊頻譜密度之輸出信號。
音訊信號之儲存或傳輸常受嚴格位元率限制。過去，當只有極低位元率可資利用時，編碼器被迫大減發射音訊帶寬。今日，現代音訊編解碼器已可藉由使用帶寬擴延(BWE)方法而編碼帶寬信號[1-12]。此等演繹法則係仰賴高頻內容(HF)之參數表示型態，其係利用轉調成HF頻譜區(「補丁」)及施加經參數驅動之後處理，而從已解碼信號之低頻部分(LF)產生。LF部分係以任一種音訊或語音編碼器編碼。舉例言之，[1-4]所述帶寬擴延方法仰賴單一邊帶調變(SSB)用來產生多HF補丁，也俗稱「拷貝」方法。
後來，提出採用相角聲碼器[15-17]之新穎演繹法則用來產生不同補丁[13](參考第20圖)。此種方法業已發展來避免當信號接受SSB帶寬擴延時所常見的音訊粗糙。儘管對許多調性信號為有利，但稱作「諧波帶寬擴延」(HBE)之此一方法容易發生含在音訊信號的暫態品質降級[14]，原因在於標準相角聲碼器演繹法則中，不保證可保有子帶間之垂直相干性，以及此外，在變換之時間區塊，或其它濾波器組之時間區塊必須進行相角重新計算。因此，對含有暫態之信號部分需要特殊處理。
但因BWE演繹法則係在編解碼器鏈的解碼器端執行，運算複雜度構成嚴重問題。最先進方法尤其以相角聲碼器為基礎之HBE，比較基於SSB之方法需犧牲運算複雜度大增。
如前文摘述，既有帶寬擴延方案一次只施加一種補丁方法在一給定信號區塊，無論該方案係屬基於SSB之補丁「1-4」抑或以HBE聲碼器為基礎之補丁[15-17]皆如此。此外，新進音訊編碼器[19-20]提供以時間區塊為基準，在不同補丁方案間通用地切換補丁方法之可能性。
SSB拷貝補丁將非期望的粗度導入音訊信號，但運算上簡單且保留暫態之時間波封。於採用HBE補丁之音訊編解碼器中，暫態重製品質經常並非最佳。此外，運算複雜度比較運算上極為簡單的SSB拷貝方法顯著增高。
當複雜度減低時，取樣率變成特別重要。原因在於高取樣率表示高複雜度，而低取樣率由於所要求的運算數目減少而表示低複雜度。但另一方面，帶寬擴延應用之情況尤為如此，核心解碼器輸出信號之取樣率典型地過低，使得此種取樣率用於全帶寬信號為過低。換言之，當解碼器輸出信號之取樣率例如為核心解碼器輸出信號之最大頻率的2倍或2.5倍時，則藉例如因數2之帶寬擴延表示要求增加取樣操作，使得帶寬擴延信號之取樣率相當高，因而取樣可「涵蓋」額外產生的高頻成分。
此外，濾波器組諸如分析濾波器組及合成濾波器組係負責相當大量之處理運算。因此，濾波器組的大小亦即濾波器組是否為32通道濾波器組、64通道濾波器組、或甚至具有更多個通道之濾波器組將顯著地影響音訊處理演繹法則之複雜度。概略言之，可謂大量濾波器組通道要求更大量處理運算，因此比較較少數濾波器組通道具有更高的複雜度。有鑑於此，於帶寬擴延應用及亦於其它音訊處理應用，此處不同取樣率構成問題，諸如於類似聲碼器之應用或任何其它音訊效果應用，在複雜度與取樣率或音訊帶寬間有特定交互相依性，表示增加取樣運算或子帶濾波運算可大為提升複雜度而當選用錯誤工具或額外管理資料量用於特定操作時不會特別影響良好音訊品質。
於帶寬擴延之脈絡，參數資料集合係用來執行頻譜波封調整，及對藉補丁操作所產生之一信號執行其它操縱，亦即利用自來源範圍取得若干資料之操作，亦即得自帶寬擴延信號(其可在帶寬擴延處理器之輸入信號取得)之低帶部分，及然後將此資料對映至高頻範圍。頻譜波封調整可在將低帶信號實際上對映至高頻範圍之前，或在來源範圍已經對映至高頻範圍之後進行。
典型地，參數資料集合被提供以某種頻率解析度，亦即參數資料係指高頻部分之頻帶。另一方面，從低帶至高帶的補丁，亦即使用來源範圍來獲得目標或高頻範圍為與解析度獨立無關的操作，其中參數資料集合係就頻率而給定。一方面，所發射之參數資料係與實際上用作為補丁演繹法則之參數資料獨立無關乃一項重要特徵，原因在於如此允許解碼器端有更高彈性，亦即進行帶寬擴延處理器之實現時。此處，可使用不同補丁演繹法則，但執行一個且徟一個頻譜波封調整。換言之，在帶寬擴延應用之高頻重建處理器或頻譜波封調整處理器無需具有所應用之補丁演繹法則資訊來執行頻譜波封調整。
但此一程序之缺點為可能出現頻帶間的未對齊，對其一方面提供參數資料集合，另一方面，提供補丁之頻譜邊界。特別在補丁邊界附近發生頻譜能強力改變之情況下，特別在此區可能出現假影而降級帶寬擴延信號之品質。
 發明概要
本發明之目的係提供允許良好音訊品質之改良式音訊處理構想。
此一目的係藉由如申請專利範圍第1項之用以處理音訊信號之裝置、如申請專利範圍第15項之用以處理音訊信號之方法，或如申請專利範圍第16項之電腦程式達成。
本發明之實施例係有關於一種用以處理一音訊信號而產生具有一高頻部分及一低頻部分之一帶寬擴延之信號之裝置，此處係運用該高頻部分之參數資料，及此處該參數資料係有關該高頻部分之頻帶。該裝置包含一補丁邊界計算器，其係用以計算一補丁邊界使得該補丁邊界係重合該等頻帶中之一頻帶邊界。該裝置又包含一補丁器，其係用以運用該音訊信號及該補丁邊界而產生一補丁信號。於一實施例中，該補丁邊界計算器係經組配來計算該補丁邊界成為在與該高頻部分相對應之一合成頻率範圍內之一頻率邊界。於此一脈絡，該補丁器係經組配來運用一轉調因數及該補丁邊界而擇定該低帶部分之一頻率部分。於又一實施例中，該補丁邊界計算器係經組配來運用未重合頻帶之頻帶邊界之一目標補丁邊界而計算該補丁邊界。然後，該補丁邊界計算器係經組配來設定與該目標補丁邊界相異的補丁邊界而獲得對齊。特別，在多個補丁運用不同轉調因數之脈絡中，該補丁邊界計算器係經組配來例如對三個不同轉調因數計算補丁邊界，使得各補丁邊界係重合該高頻部分之該等頻帶中之一頻帶邊界。然後，該補丁器係經組配來使用該等三個不同轉調因數而產生該補丁信號，使得兩相鄰補丁間之邊界係重合該參數資料相關聯之兩相鄰頻帶間之邊界。
本發明特別係可用來避免一方面來自於補丁邊界不匹配及另一方面參數資料之頻帶不匹配的假影(artifacts)。反而由於完美對齊，甚至強烈改變之信號或在補丁邊界區具有強烈改變部分之信號係接受良好品質的帶寬擴延。
此外，本發明之優點在於雖言如此其允許高度彈性，原因在於編碼器無需因應處理將施加在解碼器端之補丁演繹法則。維持一方面補丁及另一方面頻譜波封調整，亦即藉帶寬擴延編碼器所產生的參數資料間之不相關性；及允許應用不同補丁演繹法則或甚至不同補丁演繹法則之組合。此點為可能，原因在於補丁邊界對齊最終確保一方面補丁資料及另一方面參數資料集合，就頻帶(也稱作定標因數帶)而言為彼此匹配。
依據計算得之補丁邊界，該等補丁邊界例如係關目標範圍，亦即最終所得帶寬擴延信號之高頻部分，測定用以從該音訊信號之低帶部分而測定該補丁來源資料的相應來源範圍。轉而只要求該音訊信號之低帶部分之某個(小型)帶寬，原因在於若干實施例中施加諧波轉調。因此，為了從低帶音訊信號有效地抽取此一部分，使用仰賴串接(cascade)個別濾波器組之一特定分析濾波器組結構。
此等實施例仰賴分析濾波器組及/或合成濾波器組之特定串接設置來獲得低複雜度重複取樣而未犧牲音訊品質。於一實施例中，一種用以處理輸入音訊信號之裝置包含用以從該輸入音訊信號合成一音訊中間信號之一合成濾波器組，此處該輸入音訊信號係藉於處理方向，設置在該合成濾波器組前方之一分析濾波器組所產生的多個第一子帶信號表示，其中該合成濾波器組之濾波器組通道數目係小於該分析濾波器組之通道數目。該中間信號又係藉另一分析濾波器組處理，用以從該音訊中間信號產生多個第二子帶信號，其中該另一分析濾波器組具有與該合成濾波器組之通道數目不同的通道數目，使得該等多個子帶信號中之一子帶信號之取樣率係與藉該分析濾波器組所產生的該等多個第一子帶信號中之一第一子帶信號之取樣率相異。
合成濾波器組與隨後連結之另一分析濾波器組串接，提供取樣率變換，及額外地，已經輸入該合成濾波器組之原先音訊輸入信號之帶寬部分之調變給基地台。現在已經抽取自該原先輸入音訊信號(其可為例如帶寬擴延方案之一核心解碼器的輸出信號)之此一時間中間信號，現在較佳係表示為調變至基帶之臨界取樣信號；及業已發現此種表示型態，亦即重複取樣之輸出信號當藉另一分析濾波器組處理來獲得子帶表示型態時，允許額外處理操作之低複雜度處理，該等額外處理操作可能發生或可能不會發生，及其例如為帶寬擴延相關處理操作，諸如非線性子帶操作，接著為高頻重建操作，及接著為最終合成濾波器組內的子帶合併。
本案提出在帶寬擴延脈絡及在非關帶寬擴延之其它音訊應用脈絡，用於處理音訊信號之裝置、方法及電腦程式之不同構面。後文描述之及請求專利之個別構面的特徵結構可部分地或全部地組合，但也可彼此分開地使用，原因在於當在電腦系統或微處理器實現時，個別構面已經提供有關構想品質、運算複雜度及處理器/記憶體資源等方面之優勢。
實施例提出一種利用輸入至HFR濾波器組分析階段之信號之有效濾波及取樣率變換，而減低以子帶區塊為基礎之諧波HFR方法之運算複雜度之方法。又，施加至輸入信號之帶通濾波器在以子帶區塊為基礎之轉調器顯示為過時。
本實施例藉由在單一分析及合成濾波器組對架構中，有效地實施以子帶區塊為基礎之轉調的若干階次，而協助減低以子帶區塊為基礎之諧波轉調之運算複雜度。依據知覺品質相較於運算複雜度之折衷而定，唯有轉調之一適當階次子集或全部階次可在一濾波器組對內部聯合執行。此外，組合式轉調方案，此處只有某些轉調階次係直接計算，而其餘帶寬係藉複製可用的亦即前先經計算的轉調階次(例如第二階次)及/或核心編碼帶寬填補。此種情況下，補丁可使用可用來源複製範圍的每種可能組合進行。
此外，實施例提出一種利用HFR工具之頻譜對齊而改良高品質諧波HFR方法及以子帶區塊為基礎之諧波HFR方法二者之方法。更明確言之，藉由將HFR所產生之信號的頻譜邊界對齊波封調整頻率表之頻譜邊界而達成效能的增高。又，同理，限制器工具之頻譜邊界係對齊HFR所產生之信號的頻譜邊界。
額外實施例係經組配來改良暫態之知覺品質，及同時藉由例如，應用一補丁方案，該方案施加由諧波補丁與拷貝補丁所組成之混合型補丁而減低運算複雜度。
於特定實施例中，串接濾波器組結構之個別濾波器組為正交鏡像濾波器組(QMF)，其全然仰賴使用定義濾波器組通道之中心頻率的一調變頻率集合而調變之一低通原型濾波器或窗。較佳，全部窗功能或原型濾波器彼此之相依性使得具有不同大小(濾波器組通道)的濾波器組之濾波器組也彼此具有相依性。較佳，在串接濾波器組結構中最大型濾波器組，於實施例中，包含第一分析濾波器組、隨後連結之濾波器組、又一分析濾波器組，及在處理之略為後期狀態一最終合成濾波器組，該最大型濾波器組具有窗功能或原型濾波器響應，具有某個數目之窗功能或原型濾波係數。較小型濾波器組皆為此種窗功能之次-取樣版本，主示其它濾波器組之窗功能乃「大型」窗功能之次-取樣版本。舉例言之，若一濾波器組具有大型濾波器組之一半大小，則窗功能具有半數係數，而較小型濾波器組之係數係藉次-取樣而導算出。此種情況下，次-取樣表示例如對具有一半大小之小型濾波器組取樣每隔一個濾波係數。但當濾波器組大小間有其它關係，其為非整數值時，進行窗係數之某種內插，使得較小型濾波器組之窗再度成為大型濾波器組之組的次-取樣版本。
本發明之實施例特別可用在下述情況，此處只要求部分輸入音訊信號用於進一步處理，此種情況特別係出現在諧波帶寬擴延脈絡。於此一脈絡，以類似聲碼器處理操作為特佳。
實施例之優勢為實施例提出一種藉由有效時域及頻域操作獲得QMF轉調器之較低複雜度，及使用頻譜對齊獲得以QMF及DFT為基礎之諧波頻帶複製之改良式音訊品質。
實施例係有關於採用例如用於高頻重建(HFR)之以子帶區塊為基礎之諧波轉調方法之音訊源編碼系統；及關於數位效應處理器，例如所謂之激勵器，此處諧波失真之產生增加所處理信號之亮度；及關於時間拉伸器，此處信號持續時間延長同時維持原先信號之頻譜內容。實施例提出一種在HFR濾波器組分析階段之前，利用輸入信號之有效濾波及取樣率變換而減低以子帶區塊為基礎之諧波HFR方法之運算複雜度之方法。又，實施例顯示在以子帶區塊為基礎之HFR方法中，應用至輸入信號之習知帶通濾波器為過時。此外，實施例提出一種利用HFR工具之頻譜對齊而改良高品質諧波HFR方法及以子帶區塊為基礎之諧波HFR方法二者之方法。更明確言之，實施例教示如何藉由將HFR所產生之信號的頻譜邊界對齊波封調整頻率表之頻譜邊界而達成效能的增高。又，同理，限制器工具之頻譜邊界係對齊HFR所產生之信號的頻譜邊界。
圖式簡單說明
現在將藉例示說明之實例參考附圖描述本發明但非囿限本發明之範圍，附圖中：第1圖顯示在HFR加強式解碼器架構中，運用2、3及4轉調階次之以區塊為基礎之轉調器之操作；第2圖顯示第1圖之非線性子帶拉伸單元之操作；第3圖顯示第1圖之以區塊為基礎之轉調器之有效實現，此處在HFR分析濾波器組前方之重複取樣器及帶通濾波器係使用多率時域重複取樣器及基於QMF之帶通濾波器實現；第4圖顯示用以有效實現第3圖之多率時域重複取樣器之積木實例；第5a-5f圖顯示對藉第4圖之不同區塊用於2之轉調階次處理信號實例之影響；第6圖顯示第1圖之以區塊為基礎之轉調器之有效實現，此處在HFR分析濾波器組前方之重複取樣器及帶通濾波器係由在選自於32-帶之分析濾波器組中之子帶上操作之小型次取樣合成濾波器組所置換；第7圖顯示對藉第6圖之經次取樣之合成濾波器組用於2之轉調階次處理信號實例之影響；第8a-8e圖顯示因數2之有效多率時域縮減取樣器之實現區塊；第9a-9e圖顯示因數3/2之有效多率時域縮減取樣器之實現區塊；第10a-10c圖顯示在HFR加強式編碼器中，HFR轉調器信號之頻譜邊界對齊波封調整頻帶邊界；第11a-11c圖顯示一場景，此處因HFR轉調器信號未對齊的頻譜邊界而出現假影；第12a-12c圖顯示一場景，此處因HFR轉調器信號對齊的頻譜邊界結果而避免第11圖之假影；第13a-13c圖顯示限制器工具之頻譜邊界調整配合HFR轉調器信號之頻譜邊界；第14圖顯示以子帶區塊為基礎之諧波轉調之原理；第15圖顯示在一HFR加強式音訊編解碼器，運用若干階次轉調而應用以子帶區塊為基礎之轉調之場景實例；第16圖顯示以多階次子帶區塊為基礎之轉調，每一轉調階次施加一分開分析濾波器組之先前技術場景實例；第17圖顯示以多階次子帶區塊為基礎之轉調，施加單一64帶QMF分析濾波器組之本發明場景實例；第18圖顯示用以形成逐一子帶信號處理之另一實例；第19圖顯示單一邊帶調變(SSB)補丁；第20圖顯示諧波帶寬擴延(HBE)補丁；第21圖顯示混合型補丁，此處第一補丁係藉展頻產生及第二補丁係藉低頻部分之SSB拷貝產生；第22圖顯示利用第一HBE補丁用於SSB拷貝操作而產生第二補丁之另一種混合型補丁； 第23圖顯示依據一實施例一種用以運用頻帶對齊而處理音訊信號之裝置之綜論；第24a圖顯示第23圖之補丁邊界計算器之較佳實施例；第24b圖顯示藉本發明之實施例執行一系列步驟之另一綜論；第25a圖顯示一方塊圖，例示說明補丁邊界計算器之進一步細節及在補丁邊界對齊脈絡中頻譜波封調整之進一步細節；第25b圖顯示第24a圖指示之程序作為假碼之流程圖；第26圖顯示於帶寬擴延處理脈絡中之架構之綜論；及第27a及27b圖顯示由第23圖之額外分析濾波器組輸出之子帶信號處理之較佳實施例。
 較佳實施例之詳細說明
後文描述之實施例係僅供舉例說明之用，而藉由有效時域及頻域操作可提供QMF轉調器更低的複雜度，及藉頻譜對齊提供以QMF及DFT為基礎之頻帶複製(SBR)二者之改良式音訊品質。須瞭解此處所述配置及細節之修改及變更為熟諳技藝人士顯然易知。因此意圖只受隨附之申請專利範圍所限，而非受此處實施例之描述及解說所呈現的特定細節所限。
第23圖顯示一種利用高頻部分之參數資料，用以處理音訊信號2300來產生具有高頻部分及低頻部分之帶寬擴延信號之裝置之實施例，此處該參數資料係關高頻部分之頻帶。裝置包含較佳使用未重合該頻帶之頻帶邊界之目標補丁邊界2304，用以計算補丁邊界之一補丁邊界計算器2302。高頻部分之頻帶資訊2306例如可取自適用於帶寬擴延之編碼資料串流。於又一實施例，補丁邊界計算器不僅對單一補丁計算單一補丁邊界，同時也對屬於不同轉調因數之若干不同補丁計算若干補丁邊界，此處轉調因數資訊係提供給補丁邊界計算器2302，如於2308指示。補丁邊界計算器係經組配來計算補丁邊界，使得補丁邊界重合頻帶之頻帶邊界。較佳當補丁邊界計算器接收到目標補丁邊界之資訊2304時，補丁邊界計算器係經組配來設定補丁邊界與目標補丁邊界不同來獲得對齊。補丁邊界計算器在線2310輸出與目標補丁邊界不同的計算得之補丁邊界給補丁器2312。補丁器2312使用低帶音訊信號2300及在2310之補丁邊界，及於執行多次轉調之實施例使用於線2308之轉調因數，而在輸出信號2314產生一補丁信號或數個補丁信號。
第23圖之表例示說明顯示基本構想之一數值實例。舉例言之，假設低帶音訊信號具有自0拉伸至4千赫茲(kHz)之低頻部分(顯然來源範圍實際上並未始於0 Hz但接近0，諸如20 Hz)。此外用戶意圖執行4 kHz信號帶寬擴延至16 kHz帶寬擴延信號。此外，用戶指出用戶期望使用具有轉調因數2、3及4之三個諧波補丁而執行帶寬擴延。然後，補丁之目標補丁邊界可設定為自4 kHz擴延至8 kHz之第一補丁，自8 kHz擴延至12 kHz之第二補丁，及自12 kHz擴延至16 kHz之第三補丁。如此，當推定重合低頻帶信號之最大頻率或交越頻率的第一補丁邊界不變時，補丁邊界為8、12及16。但若有所需，變更第一補丁邊界也係落入於本發明之範圍。對轉調因數2目標補丁邊界係對應2至4 kHz之來源範圍，對轉調因數3係對應2.66至4 kHz之來源範圍，及對轉調因數4係對應3至4 kHz之來源範圍。更明確言之，來源範圍係經由目標邊界除以實際使用的轉調因數求出。
對第23圖之實例，假設邊界8、12、16並未重合參數輸入資料相關的頻帶之頻帶邊界。如此，補丁邊界計算器計算對齊的補丁邊界，且未即刻施加目標邊界。如此可能導致對第一補丁為7.7 kHz之上補丁邊界，對第二補丁為11.9 kHz之上補丁邊界，及對第三補丁為15.8 kHz之上補丁邊界。然後，再度使用轉調因數用於個別補丁，某些「已調整之」來源範圍係經計算且用於補丁，其舉例說明於第23圖。
雖然已經摘述來源範圍係連同目標範圍而改變，但用於其它實施例，可操控轉調因數，及維持來源範圍或目標邊界；或用於其它應用用途甚至可改變來源範圍及轉調因數來最終到達已調整之補丁邊界，其係重合描述原先信號之高帶部分的頻譜波封相關聯之參數帶寬擴延資料的該等頻帶之頻帶邊界。
第14圖顯示以子帶區塊為基礎之轉調原理。輸入時域信號係饋至分析濾波器組1401，其提供多個複合值子帶信號。此等子帶信號饋至子帶處理單元1402。多個複合值輸出子帶係饋至合成濾波器組1403，其又轉而轉出經修改之時域信號。子帶處理單元1402執行以非線性區塊為基礎之子帶處理操作，使得經修改之時域信號為與轉調階次T>1相應之輸入信號的已轉調版本。以區塊為基礎之子帶處理之表示法係定義為一次在多於一個子帶樣本區塊上包含非線性操作，此處隨後區塊係經開窗及重疊加法來產生輸出子帶信號。
濾波器組1401及1403可屬任一種複合指數調變型，諸如QMF或開窗DFT。其在調變中可偶或奇堆疊，且可從寬廣範圍之原型濾波器或窗定義。要緊地須知曉在實體單元量測的以下兩個濾波器組參數之商Δf S /Δf A 。
●　Δf A ：分析濾波器組1401之子帶頻率間隔；
●　Δf S ：合成濾波器組1403之子帶頻率間隔。
用於子帶處理1402之組態，需要找出來源子帶指數與目標子帶指數間之對應關係。觀察到實體頻率Ω之輸入正弦將導致主要貢獻係出現在具有指數n Ω/Δf A 之輸入子帶。饋進具有指數m T ‧Ω/Δf S 之合成子帶將導致期望經轉調的實體頻率T ‧Ω之輸出正弦。如此，須遵守對給定目標子帶指數m之子帶處理的適當來源子帶指數值
第15圖例示說明在HFR加強式音訊編解碼器中，使用若干階次轉調，施加以子帶區塊為基礎之轉調。所發射之位元串流係在核心解碼器1501接收，其提供於取樣頻率f S 之低帶寬解碼核心信號。低頻利用複合式調變32帶QMF分析濾波器組1502接著為64帶QMF合成濾波器組(反QMF)1505而重複取樣至輸出取樣頻率2f S 。二濾波器組1502及1505具有相同實體解析度參數Δf S =Δf A ，及HFR處理單元1504單純讓對應低帶寬核心信號之未經調變的低子帶通過。經由將以得自多轉調器單元1503之輸出帶饋至64帶QMF合成濾波器組1505之較高子帶，接受頻譜整形，及藉HFR處理單元1504進行修改而獲得輸出信號之高頻內容。多轉調器1503係以經解碼之核心信號作為輸入信號，及輸出表示數個已轉調信號成分之疊置或組合的64 QMF帶分析之多個子帶信號。目的係若HFR處理經分路，則各個成分係對應核心信號之一整數實體轉調，(T=2,3,...)。
第16圖例示說明每個轉調階次施加一分開分析濾波器組之多階次以子帶區塊為基礎之轉調的先前技術操作景況實例。此處，欲產生三個轉調階次T=2、3、4且在於輸出取樣率2f S 之64帶QMF操作域遞送。合併單元1604單純選擇及將來自各個轉調因數分支的相關子帶組合成單一多個QMF子帶欲饋進HFR處理單元。
首先考慮T=2之情況。更明確言之，目的為64帶QMF分析1602-2、子帶處理單元1603-2，及64帶QMF合成1505之處理鏈結果導致T=2之實體轉調。辨識第14圖中具有1401、1402及1403之此三區塊，發現Δf S /Δf A =2，使得(1)導致1603-2之規格中來源子帶n 與目標子帶m 間之對應關係以n =m 表示。
對T=3之情況，系統實例包括取樣率變換器1601-3，其將輸入取樣率從fs 以因數3/2向下變換成2fs /3。更明確言之，目的為64帶QMF分析1602-3、子帶處理單元1603-3，及64帶QMF合成1505之處理鏈結果導致T=3之實體轉調。辨識第14圖中具有1401、1402及1403之此三區塊，發現因重複取樣ΔfS/Δf A =3，使得(1)導致1603-3之規格中來源子帶n 與目標子帶m 間之對應關係再度係以n =m 表示。
對T=4之情況，系統實例包括取樣率變換器1601-4，其將輸入取樣率從fs 以因數2向下變換成fs /2。更明確言之，目的為64帶QMF分析1602-4、子帶處理單元1603-4，及64帶QMF合成1505之處理鏈結果導致T=4之實體轉調。辨識第14圖中具有1401、1402及1403之此三區塊，發現因重複取樣Δf S /Δf A =4，使得(1)導致1603-4之規格中來源子帶n 與目標子帶m 間之對應關係也係以n =m 表示。
第17圖例示說明施加單一64帶QMF分析濾波器組，用以有效操作多階次以子帶區塊為基礎之轉調之本發明之實例景況。確實，第16圖使用三個分開QMF分析濾波器組及兩個取樣率變換器，導致相當高的運算複雜度，以及因取樣率變換1601-3對以訊框為基礎之處理造成若干實施缺點。本實施例教示分別藉子帶處理1703-3及1703-4置換二分支1601-3→1602-3→1603-3及1601-4→1602-4→1603-4，而比較第16圖則分支1602-2→1603-2維持不變。全部三轉調階次現在將參考第14圖在濾波器組域執行，此處Δf S /Δf A =2。對T=3之情況，藉(1)給定1702-3之規格為來源子帶n 與目標子帶m 間之對應關係也係以n 2m/3 表示。對T=4之情況，藉(1)給定1702-4之規格為來源子帶n 與目標子帶m 間之對應關係也係以n 2m 表示。為了更進一步減低複雜度，藉由拷貝已經算出的轉調階次或核心解碼器之輸出信號，可產生某些轉調階次。
第1圖例示說明於HFR加強式解碼器架構，諸如SBR[ISO/IEC 14496-3:2009，「資訊技術-影音物件之編碼-第三部分：音訊」]，使用2、3及4之轉調階次，一種以子帶區塊為基礎之轉調器之操作。位元串流係藉核心解碼器101而解碼至時域，及送至HFR模組103，其從該基帶核心信號而產生高頻信號。於產生後，HFR所產生的信號利用所發射之邊帶資訊而動態調整來儘可能地匹配原先信號。此項調整係藉HFR處理器105對得自一個或數個分析QMF濾波器組之子帶信號進行。典型場景為核心解碼器係對在輸入信號及輸出信號之一半頻率所取樣之一時域信號操作，亦即HFR解碼器模組將有效地重複取樣核心信號來加倍取樣頻率。此種取樣率變換通道係藉第一步驟獲得，利用32-帶QMF濾波器組102濾波核心解碼器信號。低於所謂的交越頻率之子帶，亦即含有整個核心解碼器信號能之32子帶的較低子褓係與載有HFR所產生之信號集合組合。通常如此組合的子帶數目為64，在通過QMF合成濾波器組106濾波後，導致取樣率經變換之核心解碼器信號與來自HFR模組之輸出信號的組合。
於HFR模組103之以子帶區塊為基礎之轉調器，欲產生三個轉調階次T=2、3及4且係於在輸出取樣率2fs 操作的64帶QMF域遞送。輸入時域信號係在區塊103-12、103-13及103-14帶通濾波。如此進行之目的係為了讓藉不同轉調階次處理的輸出信號具有非重疊頻譜內容。信號進一步縮減取樣(103-23、103-24)來調適輸入信號之取樣率匹配常數大小(本例為64)之分析濾波器組。注意取樣率從fs 增至2fs 可藉下述事實說明，取樣率變換器使用T/2之縮減取樣因數而非T，其中後者將導致已轉調之子帶信號具有與輸入信號相等的取樣率。經縮減取樣之信號饋至分開HFR分析濾波器組(103-32、103-33及103-34)，各個轉調階次各一個，其提供多個複合值子帶信號。此等饋至非線性子帶拉伸單元(103-42、103-43及103-44)。多個複合值子帶信號連同來自於經次取樣之分析濾波器組102的輸出信號而饋至合併/組合模組104。合併/組合單元單純將得自核心分析濾波器組102之子帶及各個拉伸因數分支合併成欲饋至HFR處理單元105之單一多個QMF子帶。
當來自不同轉調階次之信號頻譜係設定為不重疊時，亦即第T個轉調階次信號之頻譜須始於來自T-1階次信號的頻譜結束之處，已轉調信號須具有帶通特性。因此第1圖之傳統帶通濾波器103-12至103-14。但透過藉合併/組合單元104之可用子帶間的單純排它性選擇，分開帶通濾波器為冗餘而可予避免。取而代之，藉QMF組所提供之固有帶通特性係藉將來自轉調器分支的不同貢獻在104獨立地饋至不同子帶通道而予探勘。只對在104組合的頻帶施加時間拉伸也是即足。
第2圖例示說明非線性子帶拉伸單元之操作。區塊抽取器201從複合值輸入信號取樣有限的樣本框。該框係藉輸入指標器位置定義。此框係在202進行非線性處理，及隨後在203藉有限長度窗開窗。結果所得之樣本在重疊及加法單元204加至先前輸出樣本，此處輸出框位置係藉輸出指標器位置定義。輸入指標器係藉固定量遞增，而輸出指標器係藉子帶拉伸因數乘以等量遞增。此一操作鏈的迭代重複將產生一輸出信號，其具有持續時間為子帶拉伸因數乘以輸入子帶信號持續時間，直至合成窗長度。
雖然SBR[ISO/IEC 14496-3:2009，「資訊技術-影音物件之編碼-第三部分：音訊」]採用的SSB轉調器典型地探勘整個基帶(第一子帶除外)來產生高帶信號，但諧波轉調器通常使用核心解碼器頻譜之較小部分。用量亦即所謂之來源範圍係取決於轉調階次、帶寬擴延因數，及對組合結果應用的法則，例如從不同轉調階次所產生之信號是否允許頻譜重疊與否。結果對一給定轉調階次，只有諧波轉調器輸出頻譜之有限部分實際上將由HFR處理模組105使用。
第18圖例示說明用以處理單一子帶信號之處理具體實施例之另一實施例。在藉第18圖未顯示的分析濾波器組濾波之前或之後，單一子帶信號已經接受任一種減退取樣(decimation)。因此單一子帶信號之時間長度係比形成減退取樣前之時間長度短。單一子帶信號輸入區塊抽取器1800，其可與區塊抽取器201相同，但也可以不同方式實現。第18圖之區塊抽取器1800使用例如稱作為e的樣本/區塊先行值操作。該樣本/區塊先行值為可變或可固定式地設定，於第18圖係以指向區塊抽取器框1800之箭頭指示。於區塊抽取器1800之輸出端，存在有多個抽取出的區塊。此等區塊為高度重疊，原因在於樣本/區塊先行值e係顯著小於區塊抽取器之區塊長度。一個實例為區塊抽取器抽取含12樣本之區塊。第一區塊包含樣本0至11，第二區塊包含樣本1至12，第三區塊包含樣本2至13，等等。此一實施例中，樣本/區塊先行值e係等於1，及有11倍重疊。
個別區塊係輸入一開窗器1802，用以使用開窗功能來對各區塊開窗。此外，設有一相角計算器1804，其計算各區塊之相角。相角計算器1804可在開窗前或在開窗後使用個別區塊。然後，求出相角調整值p x k及輸入相角調整器1806。該相角調整器施加調整值至該區塊之各個樣本。此外，因數k係等於帶寬擴延因數。例如當欲獲得因數2的帶寬擴延時，對藉區塊抽取器1800所抽取之一區塊計算得之相角p係乘以因數2，施加至相角調整器1806中各區塊樣本之調整值為p乘以2。此乃數值/法則實例。另外，用以合成之經校正相角為k*p，p+(k-1)*p。因此本實例中校正因數於相乘時為2，或於相加時為1*p。其它數值/法則也可應用來計算相角校正值。
於一實施例中，單一子帶信號為複合子帶信號，及一區塊之相角可藉多種不同方式計算。其中一種方式係在該區塊中央或環繞中央取樣，及計算此一複合樣本之相角。
雖然第18圖係以相角調整器係在開窗器之後操作而舉例說明，但此二區塊也可交換，使得對藉區塊抽取器進行抽取的區塊實施相角調整，及隨後執行開窗操作。因兩項操作亦即開窗及相角調整為實數值乘法或複數值乘法，此二操作可使用複合乘法因數而加總成為單一操作，該複合乘法因數本身為相角調整乘數與開窗因數之乘積。
相角經調整之區塊係輸入重疊/加法及幅值校正區塊1808，此處已開窗且已經相角調整之區塊係重疊-相加。但要緊地，區塊1808之樣本/區塊先行值係與用在區塊抽取器1800之值不同。特別，區塊1808之樣本/區塊先行值係大於用在區塊1800之值e，故獲得由區塊1808輸出信號之時間延伸。如此，由區塊1808所輸出之處理後之子帶信號之長度係比輸入區塊1800之子帶信號長度更長。當欲獲得二者之帶寬擴延時，使用樣本/區塊先行值，該值為區塊1800中對應值的兩倍。如此導致時間延伸達因數2。但當需要其它時間延伸因數時，可使用其它樣本/區塊先行值，使得區塊1808之輸出信號具有要求的時間長度。
為了解決重疊議題，較佳係實施幅值校正來解決在區塊1800及1808之不同重疊議題。但此一幅值校正也可導入開窗器/相角調整器乘法因數，但幅值校正也可在重疊/處理之後實施。
前述實例中，具有12之區塊長度及區塊抽取器內之樣本/區塊先行值為1，當施行帶寬擴延達因數2時，重疊/加法區塊1808之樣本/區塊先行值係等於2。如此將導致5區塊重疊。當欲進行達因數3之帶寬擴延時，區塊1808所使用的樣本/區塊先行值係等於3，而重疊係下降至3之重疊。當欲施行4倍帶寬擴延時，重疊/加法區塊1808將須使用4之樣本/區塊先行值，其將導致大於2區塊之重疊。
藉將輸入轉調器分支的輸入信號限於只含有來源範圍，可達成大為運算節省，此係在適合各轉調階次之取樣率。此種以子帶區塊為基礎之HFR產生器系統之基本區塊方案係舉例說明於第3圖。輸入核心解碼器信號係藉HFR分析濾波器組前方之專用縮減取樣器處理。
各個縮減取樣器之主要效果係過濾出來源範圍信號，及以最低可能取樣率遞送給分析濾波器組。此處，最低可能一詞係指仍然適合下游處理之最低取樣率，但並非必要為減退取樣後避免頻率混疊(aliasing)之最低取樣率。取樣率變換可以各種方式獲得。不欲限制本發明之範圍，提出兩個實例：第一例顯示藉多率時域處理執行重複取樣，及第二例顯示利用QMF子帶處理而達成重複取樣。
第4圖顯示對2之轉調階次，多率時域縮減取樣器中各區塊之實例。具有帶寬B Hz及取樣頻率fs 之輸入信號係藉複合指數(401)調變來將來源範圍之起點頻率移位至DC頻率為
輸入信號及調變後頻譜之實例係顯示於第5(a)及(b)圖。調變後之信號經內插(402)及使用通帶極限0及B/2 Hz藉複合值低通濾波(403)。個別步驟後之頻譜顯示於第5(c)及(d)圖。已濾波信號隨後經減退取樣(404)及信號之實數部分經運算(405)。此等步驟後所得結果顯示於第5(e)及(f)圖。於本特定實例中，當T=2，B=0.6(標稱標度上，亦即fs =2)時，P2 選擇為24來安全地涵蓋來源範圍。縮減取樣因數獲得
此處分數已藉一共通因數8縮小。如此，內插因數為3(如由第5(c)圖可知)及減退取樣因數為8。藉由使用高貴身分(Noble Identities)[「多率系統及濾波器組」，P.P. Vaidyanathan，1993年，普蘭堤斯山英格伍德崖]，減退取樣器可一路移至第4圖左，而內插器一路移至右。藉此方式，調變及濾波係在最低可能取樣率進行，及運算複雜度進一步減低。
另一辦法係使用源自於原已存在於SBR HFR方法之經次取樣之32-帶分析QMF組102之子帶輸出信號。涵蓋不同轉調器分支之來源範圍的子帶係藉HFR分析濾波器組前方的小型經次取樣之QMF組而合成至時域此型HFR系統係例示說明第6圖。小型QMF組係藉由次取樣原先64-帶QMF組獲得，此處藉原先原型濾波器之線性內插而找出原型濾波器係數。第6圖之標示後方，在第二階次轉調器分支前方之合成QMF組具有Q 2 =12帶(32-帶QMF中具有8至19之基於零指數之子帶)。為了防止合成過程中的混疊，第一帶(指數8)及末帶(指數19)係設定為零。所得頻譜輸出信號係顯示於第7圖。注意以區塊為基礎之轉調器分析濾波器組具有2Q 2 =24帶，亦即與以多率時域縮減取樣器為基礎的實例(第3圖)的頻帶數目相等。
第1圖摘述之系統可視為第3及4圖摘述之重複取樣之簡化特殊情況。為了簡化配置，刪除調變器。又，使用64-帶分析濾波器組獲得全部HFR分析濾波。因此，第3圖之P2 =P3 =P4 =64，對第二、第三及第四階次轉調器分支之縮減取樣因數分別為1、1.5及2。
因數2之縮減取樣器之方塊圖顯示於第8(a)圖。現在實數值低通濾波器可寫成H(z) =B(z)/A(z) ，此處B(z) 為非遞歸部分及A(z) 為遞歸部分。但為了有效實現，使用高貴身分來減低運算複雜度，較佳係設計一濾波器，此處全部極具有乘數2(雙極)為A(z 2 ) 。如此濾波器可因數化，如第8(b)圖所示。使用高貴身分1，遞歸部分可移動通過減退取樣器，如第8(c)圖所示。非遞歸濾波器B(z) 可使用標準2-成分多相角分解而實現為
如此，縮減取樣器之結構如第8(d)圖所示。於使用高貴身分1後，非遞歸部分係以最低可能取樣率運算，如第8(e)圖所示。自第8(e)圖易知非遞歸操作(延遲、減退取樣器及多相角成分)可視為使用二樣本之輸入跨幅的窗-加法操作。對二輸入樣本，將產生一個新穎輸出樣本，有效地獲得因數2之縮減取樣。
因數1.5=3/2縮減取樣器之方塊圖係顯示於第9(a)圖。實數值低通濾波器再度可寫成H(z) =B(z)/A(z) ，此處B(z) 為非遞歸部分及A(z) 為遞歸部分。如前述，為了有效實現，使用高貴身分來減低運算複雜度，較佳係設計一濾波器，此處全部極具有乘數2(雙極)或乘數3(參極)分別為A(z 2 ) 或A(z 3 ) 。此處，雙極選用作為低通濾波器更有效的設計演繹法則，但遞歸部分的實現比較參極辦法實際上更複雜1.5倍。因此濾波器可如第9(b)圖所示而因數化。使用高貴身分2，遞歸部分可在第9(c)圖內插器前方移動。非遞歸部分B(z) 可使用標準2*3=6成分多相角分解實現為
如此，縮減取樣器之結構如第9(d)圖所示。於使用高貴身分1及2後，非遞歸部分係以最低可能取樣率運算，如第9(e)圖所示。自第9(e)圖易知具有偶指數之輸出樣本係使用較低一組三個多相角濾波器(E 0 (z) 、E 2 (z) 、E 4 (z) )運算，而具有奇指數之輸出樣本係使用較高組(E 1 (z) 、E 3 (z) 、E 5 (z) )運算。各組操作(延遲、減退取樣器及多相角成分)可視為使用三樣本之輸入跨幅的窗-加法操作。用在較高組的窗係數為具有奇指數之係數，而較低組係使用得自原先濾波器B(z) 之偶指數係數。如此，對一組三個輸入樣本，將產生兩個新穎輸出樣本，有效地獲得因數1.5之縮減取樣。
來自核心解碼器(第1圖之101)之時域信號也可經由使用在核心解碼器的較小型次取樣合成變換而次取樣。使用較小型次取樣合成變換甚至提供運算複雜度更進一步減低。取決於交越頻率，亦即核心解碼器信號之帶寬，合成變換大小與標稱大小Q(Q<1)之比導致核心解碼器輸出信號具有取樣率Qfs 。為了在本案摘述之實例中處理經次取樣核心解碼器信號，第1圖之全部分析濾波器組(102、103-32、103-33及103-34)須藉因數Q 定標，以及第3圖之縮減取樣器(301-2、301-3及301-T)、第4圖之減退取樣器404，及第6圖之分析濾波器組601。顯然，Q 須選擇來使得全部濾波器組大小為整數。
第10圖例示說明HFR轉調器信號之頻帶邊界對齊HFR加強式解碼器內波封調整頻率表之頻帶邊界，諸如SBR[ISO/IEC 14496-3:2009，「資訊技術-影音物件之編碼-第三部分：音訊」]。第10(a)圖顯示包含波封調整表之頻帶，所謂定標因數帶涵蓋從交越頻率k x 至中止頻率k s 之頻率範圍之格式線圖。當調整再生高帶對頻率之能位準亦即能波封時，定標因數帶組成用在HFR加強式解碼器的頻率網格。為了調整波封，信號能係在藉定標因數帶邊界及所選時間邊界所侷限的時/頻區塊求取平均。
更明確言之，第10圖例示說明在上部劃分成頻帶100，從第10圖顯然易知頻帶隨頻率而增加，此處橫軸係對應頻率且具有第10圖之標示濾波器組通道k ，此處濾波器組可實現為QMF濾波器組，諸如64通道濾波器組，或可透過數位富利葉變換實現，此處k 係對應DFT應用之某個頻率倉。因此，DFT應用之頻率倉及QMF應用之濾波器組通道在本文描述脈絡中係有相同指示。如此，對頻率倉100或頻帶之高頻部分102給定參數資料。最終帶寬擴延信號之低頻部分指示於104。第10圖之中間例示說明顯示第一補丁1001、第二補丁1002及第三補丁1003之補丁範圍。各補丁係在二補丁邊界間延伸，此處第一補丁有下補丁邊界1001a及上補丁邊界1001b。1001b所指示的第一補丁之上邊界係相應1002a所指示的第二補丁之下邊界。如此元件符號1001b與1002a實際上係指一個且同一個頻率。再度，第二補丁之上補丁邊界1002b係相應第三補丁之下補丁邊界1003a，及第三補丁也具有高補丁邊界1003b。較佳二補丁間不存在有孔洞，但此非終極要求。第10圖可知補丁邊界1001b、1002b並未重合頻帶100之相應邊界，反而係在某個頻帶101內部。第10圖之底線顯示具有對齊邊界1001c的不同補丁，此處第一補丁之上邊界1001c的對齊自動地表示第二補丁之下邊界1002c的對齊，反之亦然。此外，第10圖之第一條線指示第二補丁之上邊界1002d現在對齊頻帶101之下頻帶邊界，因此，指示在1003c的第三補丁之下邊界也自動對齊。
第10圖之實施例中，顯示對齊的邊界係對齊匹配頻帶101之下頻帶邊界，但對齊也可在不同方向實施，亦即補丁邊界1001c、1002c係對齊頻帶101之上頻帶邊界而非對齊其下頻帶邊界。取決於實際實施例，可應用該等可能性中之一者，甚至對不同補丁可有兩種可能性之混合。
若由不同轉調階次所產生的信號係未對齊定標因數帶，如第10(b)圖例示說明，則在轉調頻帶邊界附近的頻譜能巨大改變時可能發生假影，原因在於波封調整處理程序將頻譜結構維持在一個定標因數帶內。因此，本發明將已轉調信號之頻帶邊界調整配合定標因數帶之邊界，如第10(c)圖所示。該圖中，藉2及3之轉調階次(T=2、3)所產生之信號上邊界比較第10(b)圖降低小量而來對齊轉調信號之頻帶邊界與既有定標因數帶之邊界。
實際狀況顯示使用未對齊的邊界時可能產生假影，係顯示於第11圖。第11(a)圖再度顯示定標因數帶之邊界。第11(b)圖顯示轉調階次T=2、3及4之未經調整的HFR所產生之信號連同經核心解碼之基帶信號。第11(c)圖顯示當推定平坦目標波封時波封經調整之信號。具有棋盤格狀區之方塊表示具有高帶內能變異之定標因數帶，其可能造成輸出信號的異常。
第12圖顯示第11圖之情況，但本次使用對齊的邊界。第12(a)圖顯示定標因數帶之邊界。第12(b)圖顯示轉調階次T=2、3及4之未經調整的HFR所產生之信號連同經核心解碼之基帶信號；而與第11(c)圖一致，第12(c)圖顯示當推定平坦目標波封時波封經調整之信號。由本圖可知，並無任何因轉調信號帶與定標因數帶間未對齊所造成的具有高帶內能變異之定標因數帶，因此消除可能產生的假影。
第25a圖例示說明依據較佳實施例補丁邊界計算器2302及補丁器及該等元件在帶寬擴延景況之實現綜論。更明確言之，提出輸入介面2500，其接收低帶資料2300及參數資料2302。參數資料可為例如從ISO/IEC 14496-3:2009為已知之帶寬擴延資料，全文以引用方式併入此處，特別有關帶寬擴延之章節4.6.18「SBR工具」。章節4.6.18中特別有關者為章節4.6.18.3.2「頻帶表」及特別為某些頻率表fmaster 、fTableHigh 、fTableLow 、fTableNoise 及fTableLim 之計算。更明確言之，該項標準之章節4.6.18.3.2.1定義主頻帶表之計算，及章節4.6.18.3.2.2定義從主頻帶表導算出之頻帶表之計算，及特別輸出信號fTableHigh 、fTableLow 及fTableNoise 如何計算。章節4.6.18.3.2.3定義限制器頻帶表之計算。
低解析度頻率表fTableLow 係用於低解析度參數資料，而高解析度頻率表fTableHigh 係用於高解析度參數資料。其在MPEG-4 SBR工具脈絡皆為可能，如所述標準中討論；而參數資料是否為低解析度參數資料或高解析度參數資料係依據編碼器實施例而定。輸入介面2500判定參數資料是否為低或高解析度資料，將此資料提供給頻率表計算器2501。然後，頻率表計算器計算主表，或通常導算高解析度表2502及低解析度表2503，且提供給補丁邊界計算器核心2504，其額外地包含或與限制器帶計算器2505協力合作。元件2504及2505產生對齊的合成補丁邊界2506及該合成範圍相關聯之相應限制器帶邊界。此項資訊2506提供給來源帶計算器2507，其對某個補丁計算低帶音訊信號之來源範圍，使得連同相應轉調因數，在使用例如諧波轉調器2508作為補丁器後獲得對齊的合成補丁邊界2506。
更明確言之，諧波轉調器2508可進行不同補丁演繹法則，諸如基於DFT之補丁演繹法則或基於QMF之補丁演繹法則。諧波轉調器2508可實現來執行類似聲碼器之處理，其係對以QMF為基礎之諧波轉調器實施例在第26及27圖之脈絡說明，但也可使用其它轉調器操作，諸如以DFT為基礎之諧波轉調器用來在類似聲碼器結構產生高頻部分。對以DFT為基礎之諧波轉調器，來源帶計算器計算低頻部分之頻率窗。對以QMF為基礎之實施例，來源帶計算器2507計算對各補丁所要求的來源範圍之QMF帶。來源範圍係藉低帶音訊資料2300定義，其典型地係以編碼形式提供，及藉輸入介面2500前傳給核心解碼器2509。核心解碼器2509將其輸出資料饋至分析濾波器組2510，其可為QMF實施例或DFT實施例。於QMF實施例中，分析濾波器組2510可具有32濾波器組通道，此等32濾波器組通道定義「最大」來源範圍，及然後諧波轉調器2508從此等32帶中選出組成如藉來源帶計算器2507所定義的經調整之來源範圍之實際帶，而例如滿足第23圖表中經調整之來源範圍資料，設第23圖表中之頻率值係變換成合成濾波器組子帶指數。對以DFT為基礎之諧波轉調器可進行類似程序，其對各個補丁接收低頻範圍之某個窗，然後此窗前傳至DFT區塊2510來依據藉區塊2504算出的經調整之或經對齊之合成補丁邊界而擇定來源範圍。
由諧波轉調器2508所輸出之已轉調信號2509前傳至波封調整器及增益限制器2510，其接收高解析度表2502及低解析度表2503、經調整之限制器帶2511及當然參數資料2302作為輸入信號。線2512上的波封經調整之高帶然後輸入合成濾波器組2514，其額外地接收典型地呈由核心解碼器2509輸出形式之低。兩項貢獻藉合成濾波器組2514合併而最終獲得線2515上高頻重建信號。
顯然高帶與低帶之合併可以差異方式進行，諸如藉由在時域而非頻域執行合併。此外，顯然可改變合併順序而與合併及波封調整之實施無關，亦即使得某個頻率範圍之波封調整可在合併之後，或另外在合併之前執行，此處後述情況係例示說明於第25a圖。進一步摘述波封調整甚至可在轉調器2508之轉調前執行，使得轉調器2508及波封調整器2510之順序也可與第25a圖舉例說明之實施例不同。
如前文於區塊2508之脈絡摘述，以DFT為基礎之諧波轉調器或以QMF為基礎之諧波轉調器可應用於實施例。兩項演繹法則係仰賴相角聲碼器展頻。核心解碼器時域信號係使用經修改之相角聲碼器結構而帶寬擴延。帶寬擴延係藉時間拉伸，接著為在一共用分析/合成轉調階段，使用若干轉調因數(t=2、3、4)而減退取樣，亦即轉調。轉調器之輸出信號將具有輸入信號之取樣率兩倍的取樣率，表示2之轉調因數，信號將經時間拉伸而未減退取樣，有效地產生與輸入信號具相等時間長度之信號，但有兩倍的取樣頻率。組合式系統可解譯為分別使用2、3及4之轉調因數的三個並聯轉調器，此處減退取樣因數為1、1.5及2。為了減低複雜度，因數3及4之轉調器(第三及第四階次轉調器)係利用內插而整合入因數2轉調器(第二階次轉調器)，容後文就第27圖之脈絡討論。
對各框，轉調器之標稱「完整大小」轉調大小係取決於單一適應性頻域過取樣，其可施加來改良暫態響應，或其可關斷。此值於第24圖指示為FFTSizeSyn。然後，變換已開窗輸入樣本區塊，此處對該區塊抽取，進行抽取遠更少數樣本的一區塊先行值或分析跨幅值來具有各區塊之顯著重疊。所抽取的區塊依據信號適應性頻域過取樣控制信號，利用DFT而變換成頻域。依據所使用之三個轉調因數，複合值DFT係數之相角係經修改。用於第二階次轉調，相角加倍；用於第三及第四階次轉調，相角為三倍、四倍或從二接續DFT係數內插。已修改之係數隨後利用DFT變換回時域、開窗、及使用與輸入跨幅不同的輸出跨幅而藉重疊-加法組合。然後，使用第24a圖例示說明之演繹法則，補丁邊界經求出及寫入陣列xOverBin。然後，補丁邊界用來計算時域變換窗用於DFT轉調器應用。對QMF轉調器來源範圍，通道數目係基於在合成範圍計算的補丁邊界計算。較佳此係實際上發生在轉調之前，原因在於需要此點作為用以產生轉調頻譜之控制資訊。
接著，關聯第25b圖例示說明補丁邊界計算器之一個較佳實施例之流程圖討論第24a圖之假碼。於步驟2520，基於輸入資料諸如高或低解析度表，計算頻率表。如此方塊2520係對應第25a圖方塊2501。然後於步驟2522，基於轉調因數測定目標合成補丁邊界。更明確言之，目標合成補丁邊界係對應第24a圖之補丁值與fTableLow (0)之乘法結果，此處fTableLow (0)指示帶寬擴延範圍之第一通道或倉，亦即高於交越頻率之第一帶，低於該帶則給定輸入音訊資料2300具有高解析度。於步驟2524，檢查目標合成補丁邊界是否匹配在對齊範圍以內在低解析度表之一分錄。更明確言之，3之對齊範圍為較佳，如第24a圖之2525指示。但其它範圍也有用，諸如小於或等於5之範圍。於步驟2524當判定該目標匹配低解析度表之一分錄時，取一匹配分錄係取作為盲的補丁邊界來替代目標補丁邊界。但當判定並無任何分錄存在於對齊範圍以內時，適用步驟2526，也如第24a圖之2527指示，其中以高解析度表進行相同檢驗。當於步驟2526判定確實存在有在對齊範圍以內之表分錄時，匹配分錄係取作為新補丁邊界來替代目標合成補丁邊界。但當於步驟2526判定即便在高解析度表，並無任何值係存在於對齊範圍，則適用步驟2528，其中使用不含任何對齊的目標合成補丁邊界。此點也指示在第24a圖之2529。因此，步驟2528可視為退路，無論如何帶寬擴延解碼器不會留在回路內，即便對頻率表及目標範圍有極為特別且成問題的選擇時，無論如何反而成為解決之道。
有關第24a圖之假碼，摘述於2531碼行執行某些前處理來確定全部變數皆係在有用範圍。此外，檢查目標是否匹配對齊範圍以內之低解析度表中之分錄係藉計算如下差值(行2525、2527)執行：藉第25b圖中指示接近方塊2522之積及指示行2525、2527所求出的目標合成補丁邊界與對行2525藉參數sfbL或對行2527參數sfbH(sfb=定標因數帶)所界定的實際表分錄間之差值。當然，也可實施其它檢查運算。
此外，對預定對齊範圍時，並非必要尋找對齊範圍內部匹配的情況。取而代之，可進行表搜尋來找出最佳匹配表分錄，亦即最接近目標頻率值之表分錄，而與二者間之差值小或大無關。
其它實施例係關表之搜尋，諸如最高邊界之fTableLow 或fTableHigh 不超過HFR對轉調因數T所產生之信號的(基本)帶寬極限。然後，然後所找到的此一邊界係用作為HFR對轉調因數T所產生之頻率極限。於本實施例，無需第25b圖中指示接近框2522之目標計算。
第13圖例示說明HFR限制器帶邊界之調整適應，敘述於例如對HFR加強式解碼器之諧波補丁之SBR[ISO/IEC 14496-3:2009，「資訊技術-影音物件之編碼-第三部分：音訊」]。限制器係對具有比定標因數帶遠更粗糙解析度之頻帶上操作，但操作原理極其相似。於限制器中，計算限制器帶各自的平均增益值。個別增益值，亦即對各個定標因數帶算出的波封增益值係不允許超過限制器平均增益值達多於某個乘法因數。限制器目的係為了遏止在各個限制器帶內部的定標因數帶增益有重大變化。雖然轉調器所產生之帶對定標因數帶調整適應，確保定標因數帶內部之帶內部能的變化小，但依據本發明限制器帶邊界對轉調器帶邊界的調整適應，處理經轉調器處理帶間之較大的定標能差。第13(a)圖顯示轉調階次T=2、3及4之HFR產生的信號之頻率極限。不同轉調信號之能階實質上不同。第13(b)圖顯示在對數頻率標度，限制器之頻帶典型地具有常數寬度。轉調器頻帶邊界相加為常數限制器邊界，其蜍限制器邊界重新計算來維持對數關係儘可能地接近，例如舉例說明於第13(c)圖。
額外實施例採用混合型補丁方案，顯示於第21圖，此處執行時間區塊內部之混合型補丁法。為了完整涵蓋HF頻譜之不同區，BWE包含數個補丁。於HBE，較高補丁要求在相角聲碼器內部之高轉調因數，其特別使得暫態知覺品質降級。
如此，實施例較佳係藉運算有效SSB拷貝補丁而產生較高階次之補丁其占用較高頻譜區；及較佳係藉HBE補丁而產生覆蓋中間頻譜區之較低階次補丁，對此期望保有諧波結構。補丁方法之個別混合隨著時間之經過可為靜態，或較佳係在位元串流傳訊。
用於拷貝操作，可使用低頻資訊，如第21圖所示。另外，可使用以HBE方法所產生之得自補丁資料，如第21圖所示。後者導致對較高補丁較不緊密調性結構。除了此二實例外，拷貝與HBE之每種組合皆可接受。
所提示之構想之優點為
●　改良式暫態知覺品質
●　減低運算複雜度
第26圖例示說明用於帶寬擴延目的之較佳處理鏈，此處不同處理操作可在方塊1020a、1020b指示的非線性子帶處理內部執行。於一實施例，經處理時域信號諸如帶寬擴延信號之帶選擇性地處理係在時域而非合成濾波器組2311之前所存在的子帶域執行。
第26圖例示說明依據又一實施例，一種從一低帶輸入信號1000用以產生一帶寬擴延音訊信號之裝置。該裝置包含一分析濾波器組1010、一逐一子帶非線性子帶處理器1020a、1020b、一接續連結之波封調整器1030或概略言之，對高頻重建參數例如作為參數行1040之輸入信號運算之一高頻重建處理器。波封調整器或概略言之，高頻重建處理器對各子帶通道處理個別子帶信號，及將各子帶通道之已處理子帶信號輸入一合成濾波器組1050。合成濾波器組1050在其較低通道接收低帶核心解碼器信號之子帶表示型態作為輸入信號。依據實施例而定，低帶也可從第26圖之分析濾波器組1010之輸出信號導算出。轉調子帶信號係饋至合成濾波器組之較高濾波器組通道用以實施高頻重建。
濾波器組1050最終輸出一轉調輸出信號，其包含藉轉調因數2、3及4之帶寬擴延，及方塊1050所輸出之信號不再帶寬受限於交越頻率，亦即不再受限於相應於SBR或HFR所產生的信號成分之最低頻率的核心解碼器信號之最高頻率。第26圖之分析濾波器組1010係對應第25a圖之分析濾波器組2510，及合成濾波器組1050可對應合成濾波器組2514。更明確言之，如第27圖之脈絡討論，第25a圖之方塊2507例示說明之來源帶計算係運用藉方塊2504及2505求出對齊的合成補丁邊界及限制器帶邊界，而在非線性子帶處理1020a、1020b內部實施。
有關限制器頻帶表，須瞭解限制器頻帶表可經組構而具有在整個重建範圍之一個限制器頻帶或每八重元組約1.2、2或3帶，藉如ISO/IEC 14496-3:2009，4.6.18.3.2.3定義之位元串流元件bs_limiter_bands傳訊。頻帶表可包含高頻產生器補丁相應的額外頻帶。該表可維持合成濾波器組子帶指數，此處元件數係等於帶數加1。當諧波轉調為致動時，確定限制器頻帶計算器導入與藉補丁邊界計算器2504所界定的補丁邊界重合之限制器頻帶邊界。此外，其餘限制器頻帶邊界係在對補丁邊界「固定式地」設定的限制器頻帶邊界間計算。
第26圖之實施例中，分析濾波器組執行兩次過取樣，且具有某個分析子帶間隔1060。合成濾波器組1050有一合成子帶間隔1070，其於本實施例中為導致轉調貢獻的分析子帶間隔兩倍大小，容後文於第27圖脈絡討論。
第27圖例示說明第26圖之非線性子帶處理器1020a之一較佳實施例之細節實現。第27圖例示說明之電路接收單一子帶信號1080作為輸入信號，其係以三「分支」處理：上分支110a係用於藉轉調因數2而轉調。第27圖中央分支指示在110b係用於藉轉調因數3而轉調，而第27圖下分支係用於藉轉調因數4而轉調且以元件符號110c指示。但藉第27圖之各個處理元件所得實際轉調對分支110a而言只有1(亦即無轉調)。第27圖例示說明藉處理元件所得實際轉調，對中分支110b等於1.5，及下分支110c實際轉調等於2。係藉第27圖左的括弧內數字指示，此處指示轉調因數T。1.5及2之轉調表示經由在分支110b、110c具有減退取樣操作所得第一轉調貢獻及藉重疊-加法處理器所得時間拉伸。第二貢獻亦即加倍轉調係藉合成濾波器組105獲得，其具有合成子帶間隔1070為分析濾波器組子帶間隔的兩倍。因此，因合成濾波器組具有兩倍合成子帶間隔，故於分支110a並未進行任何減退取樣功能。
但分支110b具有減退取樣功能來獲得1.5之轉調。由於實際上合成濾波器組具有分析濾波器組之實體子帶間隔，獲得3轉調因數，如第27圖在第二分支110b之區塊抽取器左方指示。
同理，第三分支具有對應2之轉調因數之減退取樣功能，在分析濾波器組及合成濾波器組之不同子帶間隔之最終貢獻，終於係對應第三分支110c之轉調因數4。
更明確言之，各分支具有區塊抽取器120a、120b、120c，及此等區塊抽取器各自可類似第18圖之區塊抽取器1800。此外，各分支具有相角計算器122a、122b及122c，及相角計算器可類似第18圖之相角計算器1804。又復，各分支具有一相角調整器124a、124b及124c，及該相角調整器可類似第18圖之相角調整器1806。此外，各分支具有一開窗器126a、126b及126c，此處各開窗器可類似第18圖之開窗器1802。雖言如此，開窗器126a、126b及126c也可經組配來施加矩形窗連同若干「零填補」。第11圖實施例中來自各分支110a、110b及110c之轉調信號或補丁信號係輸入加法器128，其將來自各分支的貢獻加至目前子帶信號而最終在加法器128之輸出端獲得所謂的轉調區塊。然後，執行重疊-加法器130之重疊-加法程序，重疊-加法器130可類似第18圖之重疊/加法區塊1808。重疊-加法器施加2*e之重疊-加法先行值，此處e為區塊抽取器120a、120b及120c之重疊-先行值或「跨幅值」，及重疊-加法器130輸出轉調信號，其於第27圖之實施例為通道k亦即目前觀察之子帶通道的單一子帶輸出信號。第27圖例示說明之處理係對各個分析子帶或對某群分析子帶實施；及如第26圖例示說明，於藉方塊103處理後，已轉調子帶信號輸入合成濾波器組105來最終獲得第26圖例示說明於方塊105之輸出信號的轉調輸出信號。
於一實施例，第一轉調器分支110a之區塊抽取器120a抽取10子帶樣本，及隨後執行此等10個QMF樣本變換成極性座標。然後，藉相角調整器124a所產生之此一輸出信號前傳至開窗器126a，其對該區塊之第一值及末值擴延輸出信號達零，此處此項操作係等於具長度10之矩形窗的(合成)開窗。分支110a之區塊抽取器120並未執行減退取樣。因此，藉區塊抽取器所抽取的樣本係以其被抽取時的相等樣本間隔而對映入一被抽取的區塊。
但此點對分支110b及110c不同。區塊抽取器120b偏好抽取一區塊8子帶樣本且以不同子帶樣本間隔分散此等8子帶樣本於所抽取的區塊。所抽取區塊之非整數子帶樣本分錄係藉內插獲得，及如此所得QMF樣本連同所內插的樣本係變換成極性座標，且係藉相角調整器處理。然後再度，於開窗器126b執行開窗，來對首二樣本及末二樣本藉相角調整器124b擴延區塊輸出信號達零，該項操作係相當於以長度8之矩形窗之(合成)開窗。
區塊抽取器120c係經組配來以6子帶樣本之時間長度抽取一區塊，及執行減退取樣因數2之減退取樣，執行QMF樣本轉成極性座標，及再度執行於相角調整器124b之操作，及輸出信號再度擴延達零，但現在係對首三個子帶樣本及對末三個子帶樣本。此項操作係相當於以長度6之矩形窗之(合成)開窗。
然後各分支的轉調輸出信號藉加法器128加總而形成組合型QMF輸出信號，及組合型QMF輸出信號最終在方塊130使用重疊-加法疊置，此處重疊-加法先行值或跨幅值為區塊抽取器120a、120b及120c跨幅值的兩倍，討論如前。
第27圖額外例示說明藉第25a圖之來源帶計算器2507所執行的功能，此時考慮元件符號108顯示可資利用於補丁之分析子帶信號，亦即由第26圖之分析濾波器組1010所輸出的第26圖於1080指示的信號。從分析子帶信號中選出正確子帶，或於其它實施例，係關DFT轉調器，正確分析頻率窗之施加係藉區塊抽取器120a、120b及120c執行。為了達成此項目的，對各補丁指示第一子帶信號、最末子及介於其間之子帶信號的補丁邊界係對各個轉調分支提供給區塊抽取器。最終導致T=2之轉調因數之第一分支以其區塊抽取器120a接收xOverQmf(0)至xOverQmf(1)間之全部子帶指數，然後區塊抽取器120a從如此選定之分析子帶抽取一區塊。須注意補丁邊界係給定作為以k指示的合成範圍之通道指標，及分析帶就其子帶通道而言係以n指示。因此，因n係以2k除以T計算，故如第26圖之脈絡討論的合成濾波器組之雙倍頻率間隔，分析帶n之通道數目係等於合成範圍之通道數目。對第一區塊抽取器120a或大致上對第一轉調器分支110a係指示於區塊120a上方。然後，對第二補丁分支110b，區塊抽取器接收xOverQmf(1)至xOverQmf(2)間之全部合成範圍通道指數。更明確言之，區塊抽取器須從其中抽取區塊用於進一步處理的來源範圍通道指數，係藉所測定之補丁邊界所給定的合成範圍通道指數將k乘以因數2/3求出。然後，此項計算之整數部分係取作為分析通道數目n，然後區塊抽取器從其中抽取區塊來藉元件124b、126b進一步處理。
對第三分支110c，區塊抽取器120c再度接收補丁邊界，及執行從由xOverQmf(2)至xOverQmf(3)間所界定的合成帶相應子帶之區塊抽取。分析數目n係藉2乘以k計算，此乃從合成通道數目計算分析通道數目之計算規則。於此脈絡，摘述xOverQmf對應第24a圖的xOverBin，但第24a圖對應基於DFT之補丁器，而xOverQmf對應基於QMF之補丁器。用以測定xOverQmf(i)之計算規則係以第24a圖例示說明之相同方式測定，但不需要因數fftSizeSyn/128來計算xOverQmf。
對第27圖之實施例用以測定補丁邊界來計算分析範圍之程序也例示說明於第24b圖。於第一步驟2600，補丁之補丁邊界係對應轉調因數2、3、4及選擇性地，甚至如第24a圖或第25a圖之脈絡討論而計算。然後，DFT補丁器之來源範圍頻域窗或QMF補丁器之來源範圍子帶係藉區塊抽取器120a、120b及120c脈絡討論的方程式計算，也顯示於方塊2602右側。然後進行補丁，補丁方式係藉由計算轉調信號，及藉由將已轉調信號對應高頻，如方塊2604指示，已轉調信號之計算特別係顯示於第27圖之程式，此處藉區塊重疊加法130所輸出的已轉調信號係對應藉第24b圖方塊2604之程序所產生的補丁結果。
一個實施例包含一種藉由運用以子帶區塊為基礎之諧波轉調而解碼一音訊信號之方法，包含經由M-帶分析濾波器組濾波經核心解碼信號來獲得一子帶信號集合；利用具有減少數目子帶之經次取樣合成濾波器組來合成該子帶信號之一子集而獲得經次取樣之來源範圍信號。
一個實施例係有關於一種對齊HFR所產生之信號的頻帶邊界與參數法所利用的頻帶邊界之方法。
一個實施例係有關於一種對齊HFR所產生之信號的頻帶邊界與波封調整頻率表的頻帶邊界之方法，包含：搜尋波封調整頻率表中之最高邊界而其不超過轉調因數T之HFR所產生之信號的基本帶寬極限；及使用所找到的最高邊界作為轉調因數T之HFR所產生之信號的頻率極限。
一個實施例係有關於一種對齊限制器工具之頻帶邊界與HFR所產生之信號的頻帶邊界之方法，包含：將HFR所產生之信號的頻帶邊界加至藉限制器工具所使用的頻帶邊界形成時所使用的邊界表；及迫使限制器使用已相加的頻帶邊界作為常數邊界，及據此而調整其餘邊界。
一個實施例係有關於音訊信號之組合型轉調，包含在低解析度濾波器組之若干整數轉調階次，此處轉調操作係在子帶信號之時間區塊執行。
又一個實施例係有關於組合型轉調，此處大於2的轉調階次係埋設在階次2的轉調環境。
又一個實施例係有關於組合型轉調，此處大於3的轉調階次係埋設在階次3的轉調環境，而小於4之轉調階次係分開進行。
又一個實施例係有關於組合型轉調，此處轉調階次(例如大於2的轉調階次)係藉複製包括核心解碼帶寬之先前計算得之轉調階次(亦即尤其為較低階次)而產生。可利用的轉調階次與核心帶寬之每種可察覺組合皆係屬可能而無限制。
一個實施例係有關於由於對轉調要求的分析濾波器組數目減少導致運算複雜度減低。
一個實施例係有關於一種用以從輸入音訊信號而產生一帶寬擴延信號之裝置，包含：用以補丁輸入音訊信號而獲得第一補丁信號及第二補丁信號之一補丁器，比較第一補丁信號，第二補丁信號具有不同補丁頻率，其中該第一補丁信號係使用第一補丁演繹法則產生，而該第二補丁信號係使用第二補丁演繹法則產生；及用以組合第一補丁信號及第二補丁信號而獲得帶寬擴延信號之一組合器。
又一個實施例係有關於一種對應裝置，其中該第一補丁演繹法則為諧波補丁演繹法則，及該第二補丁演繹法則為非諧波補丁演繹法則。
又一個實施例係有關於一種先前裝置，其中該第一補丁頻率係低於該第二補丁頻率，或反之亦然。
又一個實施例係有關於一種先前裝置，其中該包含補丁資訊；及其中該補丁器係經組配來藉抽取自該輸入信號之補丁資訊控制而依據該補丁資訊變更該第一補丁演繹法則或該第二補丁演繹法則。
又一個實施例係有關於一種先前裝置，其中該補丁器可操作來補丁隨後之音訊信號樣本區塊，及其中該補丁器係經組配來應用該第一補丁演繹法則及該第二補丁演繹法則至相同音詣樣本區塊。
又一個實施例係有關於一種先前裝置，其中該補丁器以任意順序，包含藉一帶寬擴延因數控制之一減退取樣器、一濾波器組，及用於濾波器組子帶信號之一拉伸器。
又一個實施例係有關於一種先前裝置，其中該拉伸器包含一區塊抽取器用以依據抽取先行值而抽取多個重疊區塊；一相角調整器或開窗器用以基於窗功能或相角校正而調整各區塊之子帶取樣值；及一重疊/加法器用以使用大於該抽取先行值之一重疊先行值而進行已開窗且已經相角調整區塊之重疊-加法-處理。
又一個實施例係有關於一種用以帶寬擴延一音訊信號之裝置，包含：用以濾波該音訊信號而獲得縮減取樣之子帶信號之一濾波器組；以不同方式處理不同子帶信號之多個不同子帶處理器，該等子帶處理器使用不同拉伸因數執行不同子帶信號之時間拉伸操作；及用以合併藉多個不同子帶處理器處理的子帶輸出信號來獲得一帶寬擴延音訊信號之一合併器。
又一個實施例係有關於一種用以縮減取樣一音訊信號之裝置，包含：一調變器；使用內插因數之一內插器；一複合型低通濾波器；及使用減退取樣因數之一減退取樣器，其中該減退取樣因數係大於該內插因數。
一個實施例係有關於一種用以縮減取樣一音訊信號之裝置，包含：用以從該音訊信號產生多個子帶信號之一第一濾波器組，其中該子帶信號之第一取樣率係小於該音訊信號之取樣率；至少一個合成濾波器組接著為一分析濾波器組用以執行樣本率變換，該合成濾波器組具有與分析濾波器組之通道數目不同的通道數目；用以處理該樣本率經變換之信號之一時間拉伸處理器；及用以組合該時間經拉伸之信號與一低帶信號或不同時間經拉伸之信號之一組合器。
又一個實施例係有關於一種用以藉非整數縮減取樣因數而縮減取樣一音訊信號之裝置，包含：一數位濾波器；具有內插因數之一內插器；具有偶及奇分接頭之一多相角元件；及具有減退取樣因數係大於該內插因數之一減退取樣器，該減退取樣因數及該內插因數係經選擇使得內插因數對減退取樣因數之比為非整數。
一個實施例係有關於一種用以處理一音訊信號之裝置，包含：一核心解碼器，其具有合成變換大小係以一因數而小於標稱變換大小，使得藉該核心解碼器所產生之輸出信號具有小於對應該標稱變換大小之標稱取樣率之一取樣率；及一後處理器，其具有一或多個濾波器組，一或多個時間拉伸器及一合併器，其中該等一或多個濾波器組之濾波器組通道數非係比藉標稱變換大小測定之數目減少。
又一個實施例係有關於一種用以處理一低帶信號之裝置，包含：用以使用該低帶音而產生多個補丁之一補丁產生器；一波封調整器其係用以使用給定具有定標因數帶邊界之相鄰定標因數帶之定標因數來調整該信號之波封，其中該補丁產生器係經組配來執行多個補丁，使得相鄰補丁邊界係重合頻率標度中的相鄰定標因數帶間之邊界。
一個實施例係有關於一種用以處理一低帶音訊信號之裝置，包含：用以使用該低帶音而產生多個補丁之一補丁產生器；及一波封調整限制器其係藉由限制相鄰限制器帶具有限制器帶邊界來限制一信號之波封調整值，其中該補丁產生器係經組配來執行多個補丁，使得相鄰補丁邊界係重合頻率標度中的相鄰定標因數帶間之邊界。
本發明處理可用來加強仰賴帶寬擴延方案之音訊編解碼器。特別，於給定的位元率時具最佳知覺品質高度重要且同時，處理功率乃有限資源時尤為如此。
最突出之應用為音訊解碼器，其常在掌上型裝置實現及因而係藉電池供電操作。
本發明之編碼音訊信號可儲存在一數位儲存媒體或可在傳輸媒體諸如無線傳輸媒體或有線傳輸媒體諸如網際網路上傳輸。
依據某些實現要求，本發明之實施例可在硬體或軟體實現。該項實現可使用數位儲存媒體執行，該等媒體例如為軟碟、DVD、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM、或快閃記憶體，其上儲存有可電子式讀取控制信號，該等信號與可程式規劃電腦系統協力合作(或可協力合作)來執行個別方法。
依據本發明之若干實施例包含一種具有可電子式讀取控制信號之資料載體，其可與可程式規劃電腦系統協力合作因而執行此處所述方法中之一者。
一般而言，本發明之實施例可實現為具有程式碼之一種電腦程式產品，該程式碼係可操作來當該電腦程式產品在一電腦上跑時執行該等方法中之一者。該程式碼例如可儲存在機器可讀取載體上。
其它實施例包含儲存在機器可讀取載體上用以執行此處所述方法中之一者之該電腦程式。
換言之，因此本發明方法之一實施例為一種具有一程式碼之電腦程式，當該電腦程式在一電腦上跑時該程式碼係用以執行此處所述方法中之一者。
本發明方法之又一實施例因而為一種資料載體(或數位儲存媒體，或電腦可讀取媒體)包含記錄於其上之用以執行此處所述方法中之一者的電腦程式。
因此本發明方法之又一實施例為一種表現用以執行此處所述方法中之一者的電腦程式之資料串流或一串列信號。該資料串流或串列信號例如可經組配來透過資料通訊連結，例如透過網際網路傳輸。
又一實施例包含一種組配來或適用於執行此處所述方法中之一者之處理裝置，例如電腦或可程式規劃邏輯裝置。
又一實施例包含一種電腦，其上安裝有用以執行此處所述方法中之一者之電腦程式。
於若干實施例中，可使用可程式規劃邏輯裝置(例如場可程式規劃閘陣列)來執行此處所述方法中之部分或全部功能。於若干實施例中，場可程式規劃閘陣列可與微處理器協力合作來執行此處所述方法中之一者。一般而言，該等方法較佳係藉任一種硬體裝置執行。
前述實施例僅供舉例說明本發明之原理。須瞭解此處所述配置及細節之修改及變異為熟諳技藝人士顯然易知。因此，本發明意圖僅受隨附之申請專利範圍之範圍所限，而非受此處藉由實施例之描述及解說所呈現的特定細節所限。
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100．．．頻帶、頻率倉
101．．．核心解碼器、頻帶
102．．．32-帶分析QMF組、核心分析濾波器組、高頻部分
103．．．HFR模組
103-12~103-14．．．傳統帶通濾波器
103-23、103-24．．．縮減取樣
103-32~103-34．．．HFR分析濾波器組
103-42~103-44．．．非線性子帶拉伸單元
104．．．合併/組合模組、合併/組合單元、最終帶寬擴延信號之低頻部分
105．．．HFR處理器、HFR處理單元
106．．．合成QMF組
201．．．區塊抽取器
202．．．非線性處理單元
203．．．開窗單元
204．．．重疊及加法單元
301-2~301-T．．．縮減取樣器
302-2~302-T．．．頻帶QMF單元
303-2~303-T．．．因數拉伸單元
401．．．藉複合指數調變
402．．．內插
403．．．複合值低通濾波器
404．．．減退取樣、減退取樣器
405．．．運算信號之實數部分
601．．．分析濾波器組
602-2~602-T．．．頻帶IQMF單元
603-2~603-T．．．頻帶QMF單元
604-2~604-T．．．因數拉伸單元
605．．．組合區塊
1001-1003．．．補丁
1001a-c、1002a-d、1003a-c．．．補丁邊界
1401．．．分析濾波器組
1402．．．子帶處理單元
1403．．．合成濾波器組
1501．．．核心解碼器
1502．．．32帶QMF分析濾波器組、濾波器組
1503．．．轉調器、轉調器單元
1504．．．HFR處理單元
1505．．．64帶QMF合成濾波器組、濾波器組
1601-3、1601-4．．．取樣率變換器
1602-2~-4．．．64帶QMF分析
1603．．．多階次以子帶區塊為基礎之轉調
1603-2~-4．．．子帶處理單元
1604．．．合併單元
1703-3、1703-4．．．子帶處理
1800．．．區塊抽取器
1802．．．開窗器
1804．．．相角計算器
1806．．．相角調整器
1808．．．重疊/加法及幅值校正區塊、重疊/加法區塊
2300．．．低帶資料、低帶音訊信號、音訊信號
2302．．．參數資料、補丁邊界計算器
2304．．．目標補丁邊界
2306．．．資訊、高頻部分頻帶資訊
2308．．．線、轉調因數、轉調因數資訊
2310．．．補丁邊界器、線
2312．．．補丁器
2314．．．輸出信號、輸出端
2500．．．輸入介面
2501．．．頻率表計算器
2502．．．高解析度表
2503．．．低解析度表
2504．．．補丁邊界計算器核心
2505．．．限制器帶計算器
2506．．．資訊、對齊的合成補丁邊界
2507‧‧‧來源帶計算器
2508‧‧‧諧波轉調器、轉調器
2509‧‧‧核心解碼器、已轉調信號
2510‧‧‧分析濾波器組、波封調整器及增益限制器
2511‧‧‧經調整之限制器帶
2512‧‧‧線、波封經調整之高帶
2514‧‧‧合成濾波器組
2515‧‧‧線、高頻重建信號
2520、2522、2524、2525、2526、2528‧‧‧步驟、方塊
2525、2527、2529、2531‧‧‧碼行、行
2600-2604‧‧‧步驟、方塊
1000‧‧‧低帶輸入信號
1010‧‧‧分析濾波器組
1020a、1020b‧‧‧非線性子帶處理器、非線性子帶處理
1030‧‧‧波封調整器
1040‧‧‧參數線
1050‧‧‧合成濾波器組
1060‧‧‧分析子帶間隔
1070‧‧‧合成子帶間隔
1080‧‧‧單一子帶信號
110a‧‧‧上分支
110b‧‧‧中分支
110c‧‧‧下分支
120a-c‧‧‧區塊抽取器
122a-c‧‧‧相角計算器
124a-c‧‧‧相角調整器
126a-c‧‧‧開窗器
128‧‧‧加法器
130‧‧‧重疊-加法器
第1圖顯示在HFR加強式解碼器架構中，運用2、3及4轉調階次之以區塊為基礎之轉調器之操作；
第2圖顯示第1圖之非線性子帶拉伸單元之操作；
第3圖顯示第1圖之以區塊為基礎之轉調器之有效實現，此處在HFR分析濾波器組前方之重複取樣器及帶通濾波器係使用多率時域重複取樣器及基於QMF之帶通濾波器實現；
第4圖顯示用以有效實現第3圖之多率時域重複取樣器之積木實例；
第5a-5f圖顯示對藉第4圖之不同區塊用於2之轉調階次處理信號實例之影響；
第6圖顯示第1圖之以區塊為基礎之轉調器之有效實現，此處在HFR分析濾波器組前方之重複取樣器及帶通濾波器係由在選自於32-帶之分析濾波器組中之子帶上操作之小型次取樣合成濾波器組所置換；
第7圖顯示對藉第6圖之經次取樣之合成濾波器組用於2之轉調階次處理信號實例之影響；
第8a-8e圖顯示因數2之有效多率時域縮減取樣器之實現區塊；
第9a-9e圖顯示因數3/2之有效多率時域縮減取樣器之實現區塊；
第10a-10c圖顯示在HFR加強式編碼器中，HFR轉調器信號之頻譜邊界對齊波封調整頻帶邊界；
第11a-11c圖顯示一場景，此處因HFR轉調器信號未對齊的頻譜邊界而出現假影；
第12a-12c圖顯示一場景，此處因HFR轉調器信號對齊的頻譜邊界結果而避免第11圖之假影；
第13a-13c圖顯示限制器工具之頻譜邊界調整配合HFR轉調器信號之頻譜邊界；
第14圖顯示以子帶區塊為基礎之諧波轉調之原理；
第15圖顯示在一HFR加強式音訊編解碼器，運用若干階次轉調而應用以子帶區塊為基礎之轉調之場景實例；
第16圖顯示以多階次子帶區塊為基礎之轉調，每一轉調階次施加一分開分析濾波器組之先前技術場景實例；
第17圖顯示以多階次子帶區塊為基礎之轉調，施加單一64帶QMF分析濾波器組之本發明場景實例；
第18圖顯示用以形成逐一子帶信號處理之另一實例；
第19圖顯示單一邊帶調變(SSB)補丁；
第20圖顯示諧波帶寬擴延(HBE)補丁；
第21圖顯示混合型補丁，此處第一補丁係藉展頻產生及第二補丁係藉低頻部分之SSB拷貝產生；
第22圖顯示利用第一HBE補丁用於SSB拷貝操作而產生第二補丁之另一種混合型補丁；
第23圖顯示依據一實施例一種用以運用頻帶對齊而處理音訊信號之裝置之綜論；
第24a圖顯示第23圖之補丁邊界計算器之較佳實施例；
第24b圖顯示藉本發明之實施例執行一系列步驟之另一綜論；
第25a圖顯示一方塊圖，例示說明補丁邊界計算器之進一步細節及在補丁邊界對齊脈絡中頻譜波封調整之進一步細節；
第25b圖顯示第24a圖指示之程序作為假碼之流程圖；
第26圖顯示於帶寬擴延處理脈絡中之架構之綜論；及
第27a及27b圖顯示由第23圖之額外分析濾波器組輸出之子帶信號處理之較佳實施例。
2300．．．低帶音訊信號
2302．．．補丁邊界計算器
2304．．．目標補丁邊界
2306．．．高頻部分之頻帶資訊
2308．．．轉調因數T
2310．．．線
2312．．．補丁器
2314．．．輸出信號

Claims (13)

  1. 一種用以運用一高頻部分之參數資料處理一音訊信號而產生具有該高頻部分及一低頻部分之一帶寬擴延之信號之裝置，該參數資料係有關該高頻部分之頻帶，該裝置包含：一補丁邊界計算器，其係用以計算一補丁邊界使得該補丁邊界係重合該等頻帶中之一頻帶邊界；及一補丁器，其係用以運用該音訊信號及該補丁邊界而產生一補丁信號；其中該補丁邊界計算器係經組配來：運用該參數資料或其它組態輸入資料而計算定義該高頻部分之頻帶之一頻率表；運用至少一個轉調因數而測定一目標合成補丁邊界；在該頻率表搜尋一匹配頻帶，該匹配頻帶具有在一預定匹配範圍以內重合目標頻率邊界之一匹配邊界；或搜尋具有一頻帶邊界係最接近該目標頻率邊界之頻帶；及擇定該匹配頻帶作為補丁邊界。
  2. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該補丁邊界計算器係經組配來對三個不同轉調因數計算補丁邊界，使得各補丁邊界係重合該高頻部分之該等頻帶中之一頻帶邊界，及其中該補丁器係經組配來使用該等三個不同轉調 因數而產生該補丁信號，使得相鄰補丁間之邊界係重合兩相鄰頻帶間之邊界。
  3. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該補丁邊界計算器係經組配來計算該補丁邊界成為在與該高頻部分相對應之一合成頻率範圍內之一頻率邊界，及其中該補丁器係經組配來運用一轉調因數及該補丁邊界而擇定該低帶部分之一頻率部分。
  4. 如申請專利範圍第1項之裝置，其進一步包含：用以運用該參數資料而調整該補丁信號之一高頻重建器，該高頻重建器係經組配來用以對一頻帶或一頻帶群組，計算欲用來加權該補丁信號之相應頻帶或頻帶群組之一增益因數。
  5. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該預定匹配範圍係設定為小於或等於該高頻部分之5正交鏡像濾波器組(QMF)頻帶或40頻率倉(bin)之值。
  6. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該參數資料包含一頻譜波封資料值，其中對各個頻帶係給定一分開頻譜波封資料值，其中該裝置進一步包含一高頻重建器，其係用以運用此一頻帶之該頻譜波封資料值而調整該補丁信號之各頻帶。
  7. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該補丁邊界計算器係經組配來在該頻率表搜尋最高邊界，該最高邊界係不超過用於一轉調因數之一高頻再生信號之帶寬極限，及使用所找到的最高邊界作為該補丁邊界。
  8. 如申請專利範圍第7項之裝置，其中該補丁邊界計算器係經組配來對多個不同轉調因數中之各個轉調因數，接收一不同目標補丁邊界。
  9. 如申請專利範圍第1項之裝置，其進一步包含用來計算限制器頻帶之一限制器工具，該等限制器頻帶係用在限制用以調整該等補丁信號之增益值，該裝置進一步包含一限制器頻帶計算器，其係經組配來設定一限制器邊界，使得藉該補丁邊界計算器所測定之一補丁邊界也被設定為一限制器邊界。
  10. 如申請專利範圍第9項之裝置，其中該限制器頻帶計算器係經組配來計算額外限制器邊界，使得該等額外限制器邊界重合該高頻部分之頻帶的頻帶邊界。
  11. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該補丁器係經組配來使用不同轉調因數用以產生多個補丁，其中該補丁邊界計算器係經組配來計算多個補丁中之各補丁的補丁邊界，使得該等補丁邊界重合該高頻部分之頻帶之不同頻帶邊界，其中該裝置進一步包含一波封調整器，其係用以在補丁後調整該高頻部分之一波封，或運用對定標因數頻帶所給定之該參數資料所含括的定標因數，而在補丁前調整該高頻部分。
  12. 一種用以運用一高頻部分之參數資料處理一音訊信號而產生具有該高頻部分及一低頻部分之一帶寬擴延之信號之方法，該參數資料係有關該高頻部分之頻帶，該 方法包含：計算一補丁邊界使得該補丁邊界係重合該等頻帶中之一頻帶邊界；及運用該音訊信號及該補丁邊界而產生一補丁信號，其中該計算一補丁邊界之步驟包含：運用該參數資料或其它組態輸入資料而計算定義該高頻部分之頻帶之一頻率表；運用至少一個轉調因數而測定一目標合成補丁邊界；在該頻率表搜尋一匹配頻帶，該匹配頻帶具有在一預定匹配範圍以內重合目標頻率邊界之一匹配邊界；或搜尋具有一頻帶邊界係最接近該目標頻率邊界之頻帶；及擇定該匹配頻帶作為補丁邊界。
  13. 一種具有程式碼之電腦程式，該電腦程式當在一電腦上跑時，該程式碼係用以執行如申請專利範圍第12項之方法。
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