TWI440996B - 馬達控制裝置 - Google Patents

Description

馬達控制裝置

本發明係關於控制馬達的速度或位置之馬達控制裝置。

控制馬達的速度或位置之馬達控制裝置，一般係進行使用速度PI(比例積分)控制及濾波器(filter)等來構成回授迴路(feedback loop)之控制，但在決定該速度PI控制及濾波器等的特性之控制常數方面，必須依據所要驅動的機械系統的特性來進行設定，故而期望能夠以儘可能簡單的設定及調整來實現高速高精度的控制。

針對如此的期望，在例如專利文獻1中揭示了關於下述的馬達控制裝置之技術，亦即，具備有進行PI控制之速度控制部、及通常係廣泛使用低通濾波器(low-pass filter)之轉矩濾波器(torque filter)部等，且根據從外部輸入之一個參數而利用特定的關係式來設定各種控制常數(此等控制常數用來設定該速度控制部、及轉矩濾波器部等的特性)之馬達控制裝置。

另一方面，當使用如上所述之低通濾波器時，則在所驅動的機械系統為低剛性且慣性比馬達大之情況，會有不易做到穩定地控制之問題。為了改善此問題，專利文獻2中揭示了將機械系統假想為負荷很大的二慣性系(two-inertia system)之技術。

根據專利文獻2之技術，使用具有：以設定的第一濾波器頻率及第二濾波器頻率為界，在低頻域及高頻域則頻率響應增益(gain)維持一定，在中間頻域則會發生相位的延遲而且頻率響應增益會相對於頻率之增大而降低這樣的特性之相位延遲濾波器，而可穩定地使速度控制手段的比例增益(速度增益)增大。以下，在不會產生混淆之情況將「頻率響應增益」簡單記為「增益」。此外，專利文獻2還揭示了具備有參數設定手段，來自動設定上述的第一濾波器頻率及第二濾波器頻率之技術。而且，在設定的方法上，揭示了：根據速度控制手段的比例增益(速度增益)及機械系統全體的慣性值與馬達單體的慣性值，來將基於機械系統全體的慣性進行考量而得到的第一交叉頻率ωC1、及只基於馬達的慣性進行考量而得到的第二交叉頻率ωC2設定作為基準之方法；或者，將機械系統的反共振頻率及共振頻率設定作為基準之方法。

(先前技術文獻) (專利文獻)

專利文獻1：日本特開2002-027772號公報

專利文獻2：國際公開第2005/064781號

(非專利文獻)

非專利文獻1：小田井、堀著「非整数次制御系 非線形要素強制御器設計法」電気学会論文誌D、2000年、第120巻、第1号、pp. 11-18

然而，當使用如專利文獻1之技術中所用的通常的低通濾波器時，會發生起因於該低通濾波器之相位延遲。在所驅動的機械系統的慣性相對於馬達而言非常大之情況，會有控制對象的頻率響應增益在高頻變大，控制系統因而變得不穩定之問題。而且，在具有複數個機械共振之類的複雜的特性之機械系統的情況，也有容易產生振盪，而難以進行穩定的控制之問題。

此外，就專利文獻2而言，雖構成為使用相位延遲濾波器，來穩定地控制低剛性的機械系統之構成，但其設定方法係為只將控制對象想成是二慣性系，然後將上述的第一交叉頻率ωC1及第二交叉頻率ωC2設定作為基準之方法，其中之第一濾波器頻率及第二濾波器頻率的關係只依據所驅動的機械系統的慣性與馬達的慣性之比率來決定。結果，在負荷的慣性並不大之情況就會因為第一交叉頻率ωC1與第二交叉頻率ωC2的差很小而使得利用濾波器來降低高頻的增益之效果很小。而且，實際的機械系統在多數的情況並非上述的理想的二慣性系，而是具有包含複數個共振之複雜的特性，而且回授迴路中包含有無感時間(dead time)等之要素，但專利文獻2中之參數設定手段並未將這些因素列入考慮，所以依情況而定，有時會有並無法使速度控制器的速度增益充分增大，而難以實現高精度的控制之問題。

本發明係鑑於上述課題而完成者，其目的在獲得一種可對於儘可能廣的特性的機械系統實現高速高精度的控制之馬達控制裝置。

為了解決上述課題，達成本發明之目的，本發明係為對於控制對象所具備的馬達進行驅動之馬達控制裝置，具備有：檢測出前述馬達的動作速度，並將檢測速度予以輸出之速度檢測部；演算出讓前述檢測速度依循速度指令之對於前述馬達的驅動力指令之控制演算部；在前述控制演算部的內部進行將從前述檢測速度到前述驅動力指令之轉移函數之回授轉移函數乘以速度增益Kv之演算之放大補償部；具有在濾波器截止頻率以下的頻率時，頻率響應增益係為大約1，從前述濾波器截止頻率到比前述濾波器截止頻率大之濾波器上限頻率為止時，頻率響應增益係相對於頻率之增大而降低，在前述濾波器上限頻率以上的頻率時，頻率響應增益係大致一定之濾波器特性，且在前述控制演算部的內部進行使前述濾波器特性作用於前述回授轉移函數之演算之回授濾波器；根據來自外部之輸入而設定前述速度增益Kv、以及前述濾波器截止頻率與前述濾波器上限頻率的至少一方之控制常數設定部；以及以讓前述馬達的驅動力與前述驅動力指令一致之方式驅動前述馬達之驅動力控制部，前述控制常數設定部係將前述速度增益Kv、以及前述濾波器截止頻率與前述濾波器上限頻率的至少一方設定成讓前述濾波器上限頻率之相對於前述濾波器截止頻率的比相對於前述速度增益Kv之增大而變小。

根據本發明，就可對應於速度增益Kv之增大而使回授濾波器的相位會延遲之頻率範圍變窄，同時使高頻的增益降低，因此會產生可對於具有儘可能廣泛的特性的機械系統實現高速高精度的控制之效果。

以下，根據圖式來詳細說明本發明之馬達控制裝置的實施形態。惟，本發明並不受此實施形態所限定。

實施形態1

第1圖係表示本發明實施形態1之馬達控制裝置的全體構成之方塊圖。馬達控制裝置101係根據從外部輸進來之動作指令(在本實施形態中為速度指令vr)、利用編碼器(encoder)等動作檢測器(未圖示)而檢測出之馬達1的動作(速度) vm、及由來自外部之輸入所設定之響應參數Pr，而使馬達1產生能讓馬達1的動作依循動作指令之轉矩(驅動力)τm。馬達1產生轉矩τm，因而驅動由馬達1及連結至馬達1之機械負荷2所構成之機械系統3。以下，雖然將馬達1設定為旋轉式的馬達而使用轉矩等之旋轉系統的用語，但馬達1並不特別限定於旋轉式的，亦可為產生推力(驅動力)之線性馬達(linear motor)。

馬達控制裝置101具備有：轉矩控制部(驅動力控制部)4、速度檢測部5、控制演算部102、及控制常數設定部105。

速度檢測部5根據檢測出的馬達1的動作vm來演算出馬達1所做動作的速度，並以之作為檢測速度vb而加以輸出。控制演算部102係由進行補償放大演算之放大補償部103及進行濾波演算之回授濾波器104所構成，且係根據動作指令(速度指令vr)及上述的檢測速度vb，來進行讓檢測速度vb依循速度指令vr之回授控制的演算，並將演算出的轉矩指令τr予以輸出。轉矩控制部4係藉由控制馬達1的電流，來將馬達1所要產生的轉矩τm控制成與轉矩指令τr一致。

控制常數設定部105係根據從外部輸入而設定的響應參數Pr，來如後述地設定出包含放大補償部103及回授濾波器104之控制演算部102的演算動作的特性，亦即設定出演算中使用的常數。

[控制演算部102的演算]

接著，說明由放大補償部103及回授濾波器104所構成之控制演算部102的演算處理內容。

控制演算部102係以速度指令vr及檢測速度vb作為其輸入。在控制演算部102的內部，放大補償部103根據速度指令vr及檢測速度vb而進行通常的比例積分控制之演算，以使得檢測速度vb依循速度指令vr。亦即，進行包含將速度指令vr與檢測速度vb的偏差(速度偏差)乘以速度增益Kv之比例補償、及以積分時間常數的倒數作為ωi之積分補償在內之下式的演算，然後輸出本質為控制演算部102中的中間變數之補償轉矩τc。在下式及以下的說明中，s表示拉普拉斯演算子，1/s則為積分的意思。

τc=Kv‧{1+(ωi/s)}(vr-vb)　(式1)

回授濾波器104係以放大補償部103所輸出的補償轉矩τc作為其輸入，進行：在比預定的濾波器截止頻率ωfL高的頻率使頻率響應增益相對地減低這樣的轉移函數F(s)之演算，而將演算出的轉矩指令τr予以輸出。回授濾波器104係具有：其頻率響應特性，在比上述的濾波器截止頻率ωfL低之低頻域，增益係為大約1，在從濾波器截止頻率ωfL到濾波器上限頻率ωfH(比濾波器截止頻率ωfL高之頻率)之中間頻域，增益係相對於頻率之增大而降低，在比上述濾波器上限頻率ωfH高之高頻域，增益係大致一定之濾波器特性者。關於回授濾波器104的演算處理內容，將在稍後進行詳細說明。

在上述的說明中雖未提及回授濾波器104的相位特性，但使用於回授控制之濾波器，實用的都是在稱為最小相位偏移系統(minimum phase shift system)之範疇內者，所以只要決定了頻率響應增益之特性，相位的特性就唯一決定。具體而言，使回授濾波器104具有如上述之增益特性，其相位特性就必然會為在中間頻域具有相對的延遲特性者。

藉由如上述之演算，控制演算部102進行：從檢測速度vb到轉矩指令τr之轉移函數(以下將此轉移函數記為回授轉移函數)成為下式2之演算。亦即，進行：藉由放大補償部103之演算將回授轉移函數乘以速度增益Kv、及藉由回授濾波器104之演算使上述的濾波器特性作用於回授轉移函數這樣的演算。

τr/vb=-F(s)‧Kv{(s+Kpi)/s}　(式2)

[控制對象之特性]

接著，說明本發明之馬達控制裝置101所要驅動的機械系統3、以及轉矩控制部4及速度檢測部5的一般的特性。此處，根據檢測速度vb而進行轉矩指令τr的演算之控制演算部102，係依據所要驅動的機械系統3的特性來設定其演算特性，轉矩控制部4及速度檢測部5的特性，則通常係構成為不與機械系統3的特性相依之一定的特性。因此，將從轉矩指令τr到檢測速度vb之特性，亦即將轉矩控制部4及機械系統3及速度檢測部5三者合併起來的部份稱為控制對象。

首先，說明將機械系統3假設為理想的剛體之情況的特性。在此情況，從馬達1所要產生的轉矩τm到機械系統3，亦即到馬達1的實際的動作速度之轉移函數，係為純粹的積分特性。亦即，其頻率響應係為：增益會相對於頻率之增大而以-20[dB/dec]的斜率減少，相位則在-90[deg]維持一定之特性。另一方面，轉矩控制部4的特性，亦即馬達1所要產生的轉矩τm相對於轉矩指令τr之轉移特性中係包含有延遲。速度檢測部5則如上所述，藉由例如檢測出馬達1的動作之編碼器的輸出之差分演算而進行檢測速度vb之演算，但因為訊號之傳送及演算處理都需花時間，所以與馬達1實際動作的速度相比，檢測速度vb會成為延遲之訊號。

第2圖中顯示：轉矩控制部4及機械系統3及速度檢測部5所構成的控制對象的頻率響應，亦即從轉矩指令τr到檢測速度vb之特性的頻率響應。第2圖中之實線表示機械系統3為上述的理想的剛體之情況的特性。控制對象的增益與機械系統3一樣，相對於頻率之增大而以大約-20[dB/dec]的斜率減少。至於相位，則如上述在轉矩控制部4及速度檢測部5中包含有近似於無感時間之延遲，所以係為相位延遲會隨著頻率之變高而增大之特性。

此處，將在轉矩控制部4及速度檢測部5產生之相位延遲的總和達到-90[deg]之頻率稱為相位基準頻率ωq。如第2圖所示，上述的控制對象的相位特性在相位基準頻率ωq係為-180[deg]。

該相位基準頻率ωq，係只由轉矩控制部4及速度檢測部5的相位延遲特性所決定，所以在馬達控制裝置101只驅動馬達1之狀態，藉由測定從轉矩指令τr到檢測速度vb之頻率響應就可測定出相位基準頻率ωq。或者，在同樣只驅動馬達1之狀態，可假設控制演算部102的特性為單純的速度比例控制的特性然後將在使其控制增益變大之際產生的振盪的頻率當作是相位基準頻率ωq而加以測定出來。亦即，相位基準頻率ωq係為不用實際將機械負荷2連接至馬達1並驅動該機械負荷2就可事前決定者。本實施形態中揭示的是相位基準頻率為10000[rad/s]之例。

接著，說明機械系統3的特性為並非理想的剛體之現實的特性之情況。由於連接馬達與機械負荷2之聯結器(coupling)及轉軸(shaft)(未圖示)的低剛性、或機械負荷2本體的低剛性，機械系統3一般都具有複數個機械共振。而且，在多數的產業用途的馬達中，馬達1與編碼器等之動作檢測器(未圖示)係為做成一體之構成，驅動力產生部與動作檢測部十分接近之稱為並置(collocation)的條件會成立。在此情況，從馬達1所產生的轉矩到馬達1的實際的速度之轉移函數，理論上已知會有反共振及共振隨著頻率之增大而交互地出現，且相位不會延遲超過-90[deg]。亦即，與機械系統3為理想的剛體之情況相比較，在所有的頻率，相位延遲都不會變大。

第2圖中之虛線表示機械系統3並非理想的剛體之情況，亦即剛性低而有機械共振之情況之從轉矩指令τr到檢測速度vb之頻率響應的一例。如圖所示，隨著頻率之變大，成為增益的凹谷(notch)特性之反共振、及成為尖峰(peak)特性之共振會交互地出現。此外，還具有在反共振頻率與共振頻率之間，增益會隨著頻率之增大而增大之特性。結果，與以實線表示之機械系統3為理想的剛體之情況相比，呈現出：隨著頻率之變高，增益整體性地增大之特性。此在高頻之增益增大，一般而言，與機械系統3整體的慣性相比馬達1的慣性較小者較會變大。另一方面，相位特性雖然會隨著頻率之增大而在反共振頻率附近，相位朝向超前180[deg]之方向變化，在共振頻率附近，相位朝向延遲180[deg]之方向變化，但與機械系統3為理想的剛體之情況相比相位並不會延遲。結果，在比上述之相位基準頻率ω q低之頻率相位並不會延遲超過-180[deg]。

[回授濾波器104之詳細內容]

接著，說明本實施形態1中之回授濾波器104的構成的詳細內容。回授濾波器104係具有分母及分子都為預定的相同次數n(n為1以上之整數)之轉移函數特性者。亦即，回授濾波器104係使用分別以n次的s的多項式表示之分母多項式Df(s)及分子多項式Nf(s)而進行以下式之轉移函數表示之演算。

F(s)=Nf(s)/Df(s) (式3)

詳言之，本實施形態中之回授濾波器104，其上述的分母多項式Df(s)及分子多項式Nf(s)係分別使用n個極點(pole)的頻率(以下簡單記為極點)ω p_i[rad/s]及n個零點的頻率(以下簡單記為零點)ω z_i[rad/s]，而如下式進行以n個多項式的積表示之演算。其中，加註之_i中的i為1至n之整數。

Df(s)={(1/ω p_1)s+1}…{(1/ω p_n)s+1} (式4)

Nf(s)={(1/ω z_1)s+1}…{(1/ω z_n)s+1} (式5)

(式4)及(式5)中，n個極點ω p_i係以遞升之順序加註i值而表示，同樣地，n個零點ω z_i亦以遞升之順序加註i值而表示。而且，使第一個，亦即最小的極點ω p_1對應於上述之濾波器截止頻率ω fL，使第n個，亦即最大的零點ω z_n對應於濾波器上限頻率ω fH，以及將第一至第n個極點ω p_i及零點ω z_i設定成極點與零點以其絕對值遞升之方式交互穿插。亦即，各個極點ω p_i及零點ω z_i係 設定成如下式之關係。

ω fL=ω p_1<ω z_1<…<ω p_n<ω z_n=ω fH (式6)

經上述之設定，使得以(式3)至(式5)表示之回授濾波器F(s)的頻率響應特性，具有如後面才要詳細說明之第3圖所示的：在比濾波器截止頻率ω fL，亦即最小的極點ω p_1低之低頻域，增益係為大約1，在從濾波器截止頻率ω fL到濾波器上限頻率ω fH之中間頻域，增益係相對於頻率之增大而降低，在比濾波器上限頻率ω fH，亦即最大的零點ω z_n高之高頻域，增益係大致為一定且收斂至下式7之Gh之特性。

Gh=(ω z_1…ω z_n)/(ω p_1…ω p_n) (式7)

以及，使得上述之回授濾波器104的轉移函數F(s)的相位特性具有：在濾波器截止頻率ω fL與濾波器上限頻率ω fH之間之中間頻域，相位在-90[deg]與0[deg]之間，在比濾波器截止頻率ω fL低之低頻域，相位隨著頻率之變低而越來越接近0，在比濾波器上限頻率高之高頻域，相位隨著頻率之變高而越來越接近0之特性。因此回授濾波器F(s)係具有在所有的頻率，相位都比-90[deg]大之特性。

[控制常數設定部之動作]

接著，說明控制常數設定部105的動作的概略。控制常數設定部105係從外部輸入有響應參數Pr。此響應參數Pr，係用來設定以讓檢測速度vb與速度指令vr一致之方式進行動作之馬達控制裝置101的響應速度之參數，可為表示響應速度之頻率或頻率的倒數之稱為時間常數之連續的數值、或是稱為大/中/小之階段性的參數之任一者。此響應參數Pr係依據要將馬達控制裝置101用於何種用途及所要驅動的機械系統3的特性，並考慮控制系統的穩定性及所希望的響應速度而決定者。可將速度增益Kv本身當作是響應參數Pr而將之輸入至控制常數設定部105。

要將馬達控制裝置101的響應速度設定得較快之情況，控制常數設定部105係依據響應參數Pr之輸入而將控制演算部102的放大補償部103所做的演算(式1)的速度增益Kv設定得較大。以及，以將速度增益Kv除以機械系統3的慣性值(inertia value)J所得到之增益交叉頻率ωc為基準，將積分時間常數的倒數ωi設定為該增益交叉頻率ωc的0.1至0.5倍的大小。控制常數設定部105係在如此進行放大補償部103的設定之同時，以如下所述之方式設定回授濾波器104的特性。此處，慣性值J可為從外部輸入之設定值，或者為根據轉矩指令τr及檢測速度vb所做的推估而決定者。

此外，控制常數設定部105係以增益交叉頻率ωc為基準，來將濾波器截止頻率ωfL設定為從與該增益交叉頻率ωc相同程度到略大之值，通常為ωc的1至5倍程度的值。以及，將濾波器上限頻率ωfH設定為比上述的相位基準頻率ωq略小之值，通常為ωq的0.2至1倍程度的值。為了說明之簡化，以下針對增益交叉頻率ωc比相位基準頻率ωq小很多之情況來進行說明，在此情況下，如上述之設定會將濾波器截止頻率ωfL設定為比濾波器上限頻率ωfH小。

此處，在驅動某一機械系統3之情況，當使速度增益Kv增大，則增益交叉頻率ωc會與速度增益Kv成比例而增大。另一方面，相位基準頻率ωq則為與速度增益Kv不相依之值。因此在控制常數設定部105依據響應參數Pr之輸入而將速度增益Kv設定得較大之情況，濾波器上限頻率ωfH之相對於濾波器截止頻率ωfL的比率就會以變小的方式設定。結果，相對於速度增益Kv之增大，上述所說明的中間頻域，亦即回授濾波器104的相位延遲很大之頻率範圍在對數軸上的範圍就會變窄。

控制常數設定部105如上述地進行動作，回授濾波器104就具有：不會使在增益交叉頻率ωc附近的相位延遲過大，且在比增益交叉頻率ωc高某一程度的頻率會使增益減低，而且在相位基準頻率ωq附近亦會使相位延遲減小之頻率響應特性。

[回授濾波器設定之詳細內容]

接著，說明與在上面說明過其概略動作之控制常數設定部105所做的回授濾波器104的設定有關之詳細內容。控制常數設定部105係計算出將上述的相位基準頻率ωq乘以預定的常數rH而得到之上側基準頻率ωH。其中，常數rH係為在大約0.2至1之範圍內的常數。而且，因為相位基準頻率ωq及常數rH都可預先設定，所以上側基準頻率ωH本身也可預先設定。再者，控制常數設定部105係將依據輸入的響應參數Pr而決定的增益交叉頻率ωc乘以預定的常數rL來計算出下側基準頻率ω L。其中，常數rL係在大約1至5之範圍內。亦即係利用以下的式子來計算出上側基準頻率ω H及下側基準頻率ω L。

ω H=rH．ω q (式8)

ω L=rL．ω c (式9)

另外，在控制常數設定部105中，預先設定有滿足下式10的關係之對應於與上述之回授濾波器104的次數n相同個數的濾波器的極點ω p_i之n個常數α p_i、及對應於n個零點ω z_i之n個常數α z_i(i為1至n之整數)。

0≦α p_1<α z_1<…<α p_n<α z_n≦1 (式10)

此外，控制常數設定部105還使用上述之上側基準頻率ω H、下側基準頻率ω L、及上述之預先設定的皆為n個之常數α p_i,α z_i，而利用下式來計算而設定出回授濾波器104中之各為n個之極點ω p_i及零點ω z_i。

ω p_i={ω L^(1-α p_i)}．ω H^(α p_i) (式11)

ω z_i={ω L^(1-α z_i)}．ω H^(α z_i) (式12)

如上式地進行設定，就將第i個極點ω p_i設定成：在將頻率以對數表示之軸上，將上側基準頻率ω H及下側基準頻率ω L做α p_i：(1-α p_i)之分割而得到的頻率。同樣地，將第i個零點ω z_i設定成：在對數軸上，將ω H及ω L做α z_i：(1-α z_i)之分割而得到的頻率。而且如上述，ω p_1係為濾波器截止頻率ω fL，ω z_n係為濾波器上限頻率ω fH，所以如(式10)地設定常數α p_i,α z_i，就將回授濾波器104的極點及零點設定成滿足(式6)。

此處，在上述(式11)及(式12)的計算中，進行使用常數α p_i,α z_i之指數為0以上1以下之不限於整數的有理數之計算，在實現這樣的計算之際，可在滿足(式10)的情況下，以將(1/2)乘預定的整數a次所得到的值與預定的整數b之乘積來表示各為n個之常數α p_i,α z_i，以此方式來選出各常數α p_i,α z_i。將(1/2)乘a次之該a值，係按照i的值而取為不同的值，或在α p_i及α z_i取為不同的值。整數b也同樣，按照i的值而取為不同的值，或在α p_i及α z_i取為不同的值。如此設定，就可用例如對於ω H之a次的平方根演算及b次的乘法演算來執行在(式11)及(式12)中應該以不為整數之α p_i及α z_i為指數之乘法演算，即使不是高價的演算裝置也可用可安裝之演算來實現。

在此，補充說明與上述的控制常數設定部105所做的回授濾波器104的設定有關之理論背景。此處為了簡化理論上的說明，假設ω fL<<ω fH，且假設回授濾波器104的次數n為非常大的整數。在回授濾波器104的極點ω p_i及零點ω z_i方面，可考慮使之具有上述(式6)的大小關係，而且具有與非專利文獻1的第5章中記載之非整數次積分的近似實現方法一樣的關係。

因此，將各為n個之α p_i及α z_i設定為一個與一個間的間隔為Δ α之等差數列，並且將之設定為α z_i與α p_i的差為Δ α的k倍(惟0<k<1)。在此情況，使回授濾波器104的轉移函數F(s)在ω fL與ω fH之間的頻率近似於下 式所示之非整數次積分的特性。下式中的常數k係為0<k<1之有理數。

F(s)=1/(s^k) (式13)

上式13所表示之k次的非整數次積分的相位，係為-90k[deg]之定值。因此，如本實施形態構成控制常數設定部105及回授濾波器104，並以將根據上述的理論背景之非整數的次數k設定為期望的值之方式來設定ω p_i及ω z_i，則即使在從ω fL到ω fH之頻率範圍很寬之情況，也可在該頻率範圍將相位設定為在-90[deg]至0[deg]之間之希望的大小。

[具體例]

接著，利用數值來具體地說明本實施形態之馬達控制裝置101所進行的控制。第3圖顯示本實施形態中之回授濾波器104的轉移函數F(s)的頻率響應。本具體例中將回授濾波器104的次數n設定為2。圖中顯示：在將某一機械負荷2連接至馬達1的狀態下，藉由以響應參數Pr的變更為根據之控制常數設定部105的動作，將放大補償部103中的速度增益Kv設定為不同的值之三種情況。以實線表示速度增益Kv小之情況，以鏈線表示速度增益Kv為中等程度之情況，以虛線表示速度增益Kv大之情況。圖中的上段顯示的是增益，下段顯示的是相位，而且重疊於各條件的增益線圖、相位線圖，並以三角點來描繪回授濾波器104的極點ω p_i，以圓點來描繪零點ω z_i。如上述，最小的極點ω z_i為濾波器截止頻率ω fL，最大的零點ω z_2為 濾波器上限頻率ω fH。

第3圖中顯示的回授濾波器104的極點ω p_i及零點ω z_i，係藉由上述之控制常數設定部105的動作而以如下之方式定出。首先，如第2圖所示，本具體例中，轉矩控制部4及速度檢測部5中產生的相位延遲會為-90[deg]之頻率，亦即相位基準頻率ω q係為10000[rad/s]，且利用將預定的常數rH設定為0.5之(式8)之計算來決定出上側基準頻率ω H。然後控制常數設定部105根據來自外部之響應參數Pr之輸入而決定出放大補償部103中的速度增益Kv，並求出將速度增益Kv除以機械系統3的慣性值J之值，亦即求出增益交叉頻率ω c。再根據該增益交叉頻率ω c而利用將預定的常數rL設定為2.0之(式9)之計算來決定出下側基準頻率ω L。接著，控制常數設定部105使用滿足下式的關係之預定的常數α p_i及α z_i(i=1,2)，依照(式11)及(式12)而設定出回授濾波器104的極點ω p_i及零點ω z_1。

0=α p_1<α z_1<α p_2<α z_2<1 (式14)

本具體例中，因為如上式將α p_1設定為0，所以ω p_1，亦即濾波器截止頻率ω fL係定為與將增益交叉頻率ω c乘以定數倍而得到的下側基準頻率ω L相同。

控制常數設定部105如上述地設定回授濾波器104的特性，就如第3圖中之增益線圖所示，回授濾波器104的轉移函數F(s)會具有：其增益在比濾波器截止頻率ω fL高之頻率會減低，在比濾波器截止頻率ω fL低之低頻域，增 益會為大約1，在濾波器截止頻率ω fL與濾波器上限頻率ω fH之間之中間頻域，增益會相對於頻率之增大而降低，在比濾波器上限頻率ω fH高之高頻域，增益會大致一定之頻率響應特性。而且，控制常數設定部105會根據響應參數Pr，而將濾波器上限頻率ω fH之相對於濾波器截止頻率ω fL的比率設定為相對於速度增益Kv之增大而變小。

又，如第3圖中之相位線圖所示，回授濾波器104的相位特性，會構成為在整個頻率域都比-90[deg]大，尤其，在速度增益Kv小之情況，藉由如上述之將回授濾波器104的極點ω p_i及零點ω z_i交互配置的效果，會具有：在濾波器截止頻率ω fL與濾波器上限頻率ω fH之間的寬頻率範圍，相位係為比-90[deg]大大約30[deg]之值且保持幾近一定之相位特性，而具有將回授濾波器104的次數n設定為1之情況所無法實現的特徵。此外，如上述，相對於速度增益Kv之增大，濾波器上限頻率ω fH之相對於濾波器截止頻率ω fL的比率會變小，所以具有在該兩頻率中間之相位會延遲之頻率範圍會在對數軸上變窄之特性。

接著，為了說明可在本實施形態中得到的效果，而在第4圖中顯示：在本具體例中假設機械系統3為理想的剛體之情況之控制系統的開迴路轉移函數的頻率響應。

第4圖中顯示：與第3圖一樣，藉由從外部輸入之響應參數Pr的變更，而由控制常數設定部105將放大補償部103中的速度增益Kv設定為三種不同的值之情況。控制常數設定部105將積分時間常數的倒數ω i設定成增益交叉頻率ωc的0.3倍。與第3圖一樣，以實線表示速度增益Kv小之情況，以鏈線表示速度增益Kv為中等程度之情況，以虛線表示速度增益Kv大之情況。從第4圖可知：即使變更速度增益Kv，開迴路轉移函數的相位為-180[deg]之相位交叉頻率也幾乎不變，且與第3圖所示之10000[rad/s]的相位基準頻率ωq相比，僅略為變小。而且為：不論是哪種情況，在增益交叉頻率ωc處之相位餘裕都有45[deg]以上之充分的大小，在比增益交叉頻率ωc高之頻率，則一直到比上述的相位交叉頻率略低之頻率，都相對於-180[deg]而保有約30[deg]以上的餘裕之特性。尤其，在速度增益Kv小之情況，具有：在很寬的頻率範圍，相位係為比-180[deg]大大約30[deg]之值且保持幾近一定之相位特性，而具有將回授濾波器104的次數n設定為1之情況所無法實現的特徵。

此處，第4圖中顯示的是機械系統3為理想的剛體之情況的開迴路轉移函數的頻率響應，但如上述，機械系統3並非理想的剛體之情況的增益特性，會出現共振尖峰(peak)，或產生隨著頻率之變高而增益變得更大之與機械系統3為理想剛體時不同的情形。另一方面，相位特性則是：與第4圖所示之機械系統3為理想的剛體之情況相比，相位延遲並未變大。因此即使開迴路轉移函數的增益在比第4圖所示的相位交叉頻率低的頻率因為機械共振等原因而變得比0[dB]大，也不會有在比相位交叉頻率高的頻率若未超過0[dB]的話就會變得不穩定之情形。因而，只要將相位交叉頻率保持得高些，就不會有在比相位交叉頻率低的頻率的機械共振會變得不穩定之情形，而可儘量提高穩定性。

如上述之本實施形態，係構成為：一邊如第3圖所示，藉由回授濾波器104來減低開迴路轉移函數中的高頻的增益，一邊如第4圖所示，以儘量不使相位交叉頻率變得比相位基準頻率ωq小之方式，使得相位延遲會因為速度增益Kv之增大而變大之頻率範圍在對數軸上變窄之構成。因此即使在機械系統3並非剛體，而例如有很多機械共振之情況，也係利用並置(collocation)會成立之機械系統的特性，依據速度增益Kv的設定而以儘量使不穩定化不會發生的方式進行回授濾波器104的設定。因此，利用依據響應參數Pr的輸入來慢慢地使速度增益Kv增大這樣的簡單的調整，就可穩健地實現高速高精度的控制系統。

第5圖顯示：使用上述之本實施形態的馬達控制裝置之情況、與將回授濾波器104變更為與本實施形態不同的回授濾波器之情況之開迴路轉移函數頻率響應的比較。實線表示使用本實施形態的馬達控制裝置之情況之開迴路轉移函數頻率響應。鏈線表示的是作為比較對象之使本實施形態中之回授濾波器104的部份成為不進行濾波動作的直通狀態之情況，虛線表示的亦為作為比較對象者，係使回授濾波器104的部份變更為一次低通濾波器來儘量減低高頻域的增益之情況。圖中，以圓點表示各情況之相位交叉頻率，以兩頭的箭號表示一般用來作為穩健性的指標之增益餘裕。從第5圖可知：本實施形態之相位交叉頻率，與沒有濾波之情況相比僅略微降低，並不像低通濾波器的情況般大幅降低。還可知：本實施形態之增益餘裕為約60[dB]、沒有濾波的情況之增益餘裕為約40[dB]、低通濾波器的情況之增益餘裕為約35[dB]，本實施形態的情況之增益餘裕與其他的情況相比大20[dB]以上。亦即，可知：即使機械系統3並非剛體而具有相當於本實施形態的多出的餘裕份的機械共振之情況、或高頻域的增益因為馬達的低慣性而變大相當於本實施形態的多出的餘裕份之情況，都能保持穩定。而且只藉由響應參數Pr之輸入就可簡單地實現如此之穩定的控制特性。

在上述說明中，係舉根據將速度增益Kv除以機械系統3的慣性值而得到之增益交叉頻率ωc來進行控制常數設定部105中之回授濾波器104的設定動作之例進行說明，但在機械系統3的想定的慣性值的範圍很窄之情況，不使用正確的慣性值J也可透過概算而得到同樣的效果。以及，舉根據事前測定的相位基準頻率ωq來進行控制常數設定部105中之回授濾波器104的設定動作之例進行說明，但即使未於事前進行測定而正確地求出相位基準頻率ωq，也可藉由將之設定為例如經驗值而得到同樣的效果。亦即，只要控制常數設定部105以：相對於速度增益Kv之增大，使濾波器截止頻率ωfL之相對於濾波器上限頻率ωfH的比率在1以下的範圍內變大之方式，換言之使濾波器上限頻率ωfH之相對於濾波器截止頻率ωfL的比率變小之方式，來設定回授濾波器104的特性，就可得到同樣的效果。

又，上述的說明中之控制演算部102的構成，係形成為先在放大補償器103中根據速度指令vr與檢測速度vb的偏差來進行演算，再使該演算出的結果作用於回授濾波器104之順序的構成，但此順序並沒有特別的限制。亦即，亦可形成為：控制演算部102係先使以(式3)表示的轉移函數之回授濾波器104作用於速度指令vr與檢測速度vb的偏差，然後對於回授濾波器104的輸出進行依據與(式1)一樣的輸出輸入關係而進行的比例積分控制的演算，以此方式進行從檢測速度vb到轉矩指令τr之轉移函數(回授轉移函數)係與(式2)完全相同的演算之構成。

又，在上述的說明中，揭示的雖是將馬達控制裝置101設定為使檢測速度vb追隨速度指令vr之速度控制系統的例子，但毋庸說，亦可將馬達控制裝置101構成為將上述的速度控制系當作是次迴路(minor loop)而包含在其中之位置控制系統。

又，在上述的說明中，係舉放大補償器103進行比例積分演算之例進行說明，但只要是進行將從檢測速度vb到轉矩指令τr之回授轉移函數乘以速度增益Kv這樣的演算即可，而且毋庸說，在容許固定偏差之情況及用作為位置控制系統的次迴路之情況等，若無必要亦可不進行積分補償。另外，在放大補償器103中追加用來將比濾波器上限頻率ωfH高很多的高頻成分予以去除掉之低通特性，毋庸說，亦不致使得本發明實施形態1的特徵完全喪失。

如上所述，根據本發明實施形態1，構成為：控制演算部102係具備有：進行將回授轉移函數乘以速度增益Kv之演算之放大補償部103；以及具有在比濾波器截止頻率低的頻率側，增益係為大約1，從濾波器截止頻率ωfL到比濾波器截止頻率ωfL大之濾波器上限頻率ωfH，增益係相對於頻率之增大而降低，在比濾波器上限頻率ωfH高的頻率側，增益係大致一定之濾波器特性，且進行使得回授轉移函數的頻率響應增益在比濾波器截止頻率ωfL高之頻率減低之演算之回授濾波器104，以及，控制常數設定部105係將速度增益Kv、以及濾波器截止頻率ωfL及濾波器上限頻率ωfH設定成讓濾波器上限頻率ωfH之相對於濾波器截止頻率ωfL的比相對於速度增益Kv之增大而變小之構成，所以可對應於速度增益Kv之增大而使回授濾波器104的相位會延遲之頻率範圍變窄，而可在不使相位交叉頻率降低的情況下，依據速度增益Kv的大小而儘量使開迴路轉移函數的高頻的增益減低。如此，就可在不管是機械負荷2的慣性相對於馬達1而言很大之情況、或是並不很大之情況、還是有複數個機械共振之情況，都可得到依據速度增益Kv而儘量使穩定性提高之效果，而可儘量將速度增益Kv設定得高些，所以可對於儘可能廣的特性的機械系統實現高速高精度的控制。此外，因為根據速度增益Kv來設定濾波器截止頻率ωfL及濾波器上限頻率ωfH，所以在設定所需的可變參數方面只要輸入用來決定速度增益Kv之響應參數Pr即可，因而用簡單的設定就可實現高速高精度的控制。

實施形態2

實施形態1中，係將回授濾波器104形成為二次之構成，但即使更簡單地形成為一次之構成，也可實現能得到類似的效果之馬達控制裝置。第6圖係實施形態2之馬達控制裝置的構成圖。實施形態2之馬達控制裝置201的構成，除了控制常數設定部205及控制演算部202之外都與實施形態1一樣。與實施形態1一樣之構成要素都標以相同的符號而省略其說明。

控制演算部202具備有放大補償部103及回授濾波器204。回授濾波器204係將實施形態1中之二次的回授濾波器104變更為一次的濾波器而構成者。控制常數設定部205係隨著回授濾波器204之與實施形態1不同，而使其特性設定方法與實施形態1之控制常數設定部105不同者。

[回授濾波器204]

接著，說明回授濾波器204的演算處理內容。回授濾波器204係以與實施形態1一樣之放大補償器103所輸出的補償轉矩τc作為其輸入。然後使用在控制常數設定部205中設定出之濾波器截止頻率ωfL及濾波器上限頻率ωfH，進行以下式表示之一次濾波器的演算F(s)來相對地減低比濾波器截止頻率ωfL高之頻率的增益，並以演算的結果作為轉矩指令τr而加以輸出。亦即，回授濾波器204係為以濾波器截止頻率ωfL作為級，以濾波器上限頻率ωfH作為零點之一次濾波器。

F(s)={(s/ωfH)+1}/{(s/ωfL)+1}　(式15)

上述的濾波器上限頻率ωfH係設定為大於濾波器截止頻率ωfL之大小。回授濾波器204係具有：在比濾波器截止頻率ωfL低之低頻域，增益係為大約1，在從濾波器截止頻率ωfL到濾波器上限頻率ωfH之間之中間頻域，增益係相對於頻率之增大而降低，在比濾波器上限頻率ωfH高之高頻，增益係為比上述之低頻域小值且大致為一定之值之特性。

上述之回授濾波器204的轉移函數F(s)的相位特性，係具有：若濾波器上限頻率ωfH與濾波器截止頻率ωfL之比率在某一程度的範圍內，則在濾波器截止頻率ωfL與濾波器上限頻率ωfH之間之中間頻域，相位在-90[deg]與0[deg]之間，在比濾波器截止頻率ωfL低之頻率，相位隨著頻率之變低而越來越接近0，在比濾波器上限頻率高之頻率，相位隨著頻率之變高而越來越接近0之特性。不過，與實施形態1中之回授濾波器104不同的是具有：若濾波器上限頻率ωfH之相對於濾波器截止頻率ωfL的比變得極端地大，則在中間頻域之中心，相位趨近於-90[deg]之特性。

[控制常數設定部205]

接著，說明控制常數設定部205的動作。控制常數設定部205與實施形態1一樣，在根據從外部輸進來之響應參數Pr，而要將馬達控制裝置201的響應速度設定得更快之情況，將控制演算部202的放大補償部103中的速度增益Kv設定得更大。並與實施形態1一樣地設定放大補償部103中的積分時間常數的倒數ωi。與此同時，伴隨著速度增益Kv之增大而以如下之方式設定上述的回授濾波器204的濾波器截止頻率ωfL及濾波器上限頻率ωfH。

控制常數設定部205與實施形態1一樣，計算出將相位基準頻率ωq乘以常數rH而得到之上側基準頻率ωH。其中，常數rH係為在大約0.2至1之範圍內的常數，且上側基準頻率ωH本身可預先設定。再者，控制常數設定部205係將依據輸入的響應參數Pr而決定的速度增益Kv除以機械系統3的慣性值J而求出增益交叉頻率ωc，然後將增益交叉頻率ωc乘以預定的常數rL而計算出下側基準頻率ωL。其中，常數rL係在大約1至5之範圍內。亦即係與實施形態1一樣利用(式8)及(式9)來計算出上側基準頻率ωH及下側基準頻率ωL。

此處，假設濾波器截止頻率ωfL恆與下側基準頻率ωL一致，濾波器上限頻率ωfH恆與上側基準頻率ωH一致，則在速度增益Kv小，增益交叉頻率ωc與相位基準頻率ωq相差很大之情況，如上述，在中間頻域的中心，回授濾波器204的相位會接近-90[deg]，控制系統的開迴路轉移函數的相位會在-180[deg]附近，所以若在該中心附近的頻率有機械負荷2的機械共振存在，就有發生振盪之可能性。因此，預先設定濾波器上限頻率ωfH與濾波器截止頻率ωfL的比率的上限值Rmax，並以如下之方式決定出濾波器截止頻率ωfL及濾波器上限頻率ωfH。

ωfL=ωL　(式16)

ωfH=min(Rmax‧ωL,ωH)　(式17)

或者，以如下之方式來決定。

ωfH=ωH　(式18)

ωfL=max(ωH/Rmax,ωL)　(式19)

此處，在上述的式子中使用的符號min(a,b)係表示選擇a與b中的較小的一方的值，max(a,b)係表示選擇a與b中的較大的一方的值。

[具體例]

第7圖顯示根據本實施形態由控制常數設定部205採用上述的(式16)、(式17)來設定回授濾波器204的特性之情況之回授濾波器204的轉移函數F(s)的頻率響應。本具體例中，除了回授濾波器204的特性以外，所用的條件都與實施形態1的第3圖所示的情況一樣。以實線表示放大補償部103中的速度增益Kv小之情況，以鏈線表示速度增益Kv為中等程度之情況，以虛線表示速度增益Kv大之情況。圖中的上段顯示的是增益，下段顯示的是相位，而且重疊於各條件的增益線圖、相位線圖，以三角點來描繪回授濾波器204的濾波器截止頻率ωfL，亦即極，以圓點來描繪濾波器上限頻率ωfH，亦即零點。

如第7圖所示，當比較速度增益Kv小之情況之實線、與速度增益Kv為中等程度之情況之鏈線時，就這兩種情況選擇上述的(式17)所示之使用到上限值Rmax之設定方式，結果得到：以圓點表示之濾波器上限頻率ωfH與以三角點表示之濾波器截止頻率ωfL的比率並不變化之結果。因而，在圖中所示的對數軸上，上述的中間頻域之寬度並不變化，在相位會延遲之頻域的寬度上並無變化。另一方面，比較速度增益Kv為中等程度之情況之鏈線、與速度增益Kv大之情況之虛線，則得到：隨著速度增益Kv之增大，濾波器上限頻率ωfH之相對於濾波器截止頻率ωfL之比率變小之結果。因而，隨著速度增益Kv之增大，在圖中所示的對數軸上，相位延遲大之中間頻域會縮小。

第8圖與第4圖一樣，顯示：在本實施形態2中機械系統3為理想的剛體之情況之控制系統的開迴路轉移函數的頻率響應。與第7圖一樣，以實線表示放大補償部103中的速度增益Kv小之情況，以鏈線表示速度增益Kv為中等程度之情況，以虛線表示速度增益Kv大之情況。

如第8圖所示，開迴路轉移函數的相位為-180[deg]之相位交叉頻率，係與實施形態1一樣，即使變更了速度增益Kv也不會大為變動。而且不管是哪一種情況都為：在比增益交叉頻率ωc高之頻率，一直到比上述之相位交叉頻率略低之頻率，相位都相對於-180[deg]保有約25[deg]以上的餘裕之特性。

在此，將本實施形態2之第8圖與實施形態1中之第4圖做比較，則在特別是速度增益Kv小之實線的情況，相位會產生大的變動。而且在同樣是實線的情況之高頻域中的增益，係變得比第4圖所示之實施形態1大。由此等可知：本實施形態2與實施形態1相比，速度增益Kv小之情況的高頻增益減低效果較小。此係因為回授濾波器204為一次，與實施形態1中之回授濾波器104為二次之情況相比，要使之在很寬的頻域具有希望的特性很困難之緣故。

不過，如在實施形態1中說明過的第5圖所示，不使回授濾波器204進行濾波動作而成為直通狀態之情況、或單純地將之置換為低通濾波器之情況相比，與實施形態1一樣可確保充分大的增益餘裕。由此可知：即使在機械系統3並非理想的剛體而具有機械共振之情況，或高頻增益因馬達的低慣性而變大之情況，也可保有比其他方式大之穩定性。而且只藉由從外部輸入之響應參數Pr的設定就可簡單地實現如此之穩定的控制特性。

再者，在上述本實施形態2之說明中，係考慮到簡單地進行計算，而在式16及式18的計算中，假設濾波器截止頻率ωfL及濾波器上限頻率ωfH係與下側基準頻率ωL或上側基準頻率ωH相同而進行計算。不過，上述之計算亦可使在實施形態1中說明過之回授濾波器104的說明中之次數n為1，並以式10之關係來設定出不為0或1之常數αp_1,αz_1，然後使用式11或式12來計算出濾波器截止頻率ωfL及濾波器上限頻率ωfH。如此計算，雖然計算會變複雜，但可使相位之變動比上述說明過的第8圖的特性更平滑，即使在回授濾波器204的次數為1之情況，也可進行若干之改善以趨近如在實施形態1中說明過之特性。

因此，根據本實施形態2，即使回授濾波器204的次數為1，控制常數設定部205也將速度增益Kv、濾波器截止頻率ωfL及濾波器上限頻率ωfH設定成讓濾波器上限頻率ωfH之相對於濾波器截止頻率ωfL的比相對於速度增益Kv之增大而變小，所以與實施形態1一樣，可對於儘可能廣的特性的機械系統實現高速高精度的控制。以及，在設定所需的可變參數方面只要輸入用來決定速度增益Kv之響應參數Pr即可，因而用簡單的設定就可實現高速高精度的控制。

實施形態3

第9圖係顯示本發明實施形態3之馬達控制裝置的構成之方塊圖。實施形態3之馬達控制裝置301的構成，除了控制常數設定部305及控制演算部302之外都與實施形態1一樣。與實施形態1一樣之構成要素都標以相同的符號而省略其說明。

相對於實施形態1中之控制演算部102的回授濾波器104係為以放大補償部103的輸出作為其輸入而輸出轉矩指令τr者，本實施形態3中，控制演算部302的回授濾波器304係為以檢測速度vb作為其輸入而輸出濾波器速度vbf來作為控制演算部302中的中間變數者。

控制演算部302具備有放大補償部303及回授濾波器304。回授濾波器304係以速度檢測部5所輸出之檢測速度vb作為其輸入，進行與實施形態1中之回授濾波器104完全相同之轉移函數的演算，然後將濾波器速度vbf予以輸出。亦即進行下式之演算。

vbf=F(s)‧vb　(式20)

放大補償部303，係根據速度指令vr及濾波器速度vbf而進行與實施形態1中說明過的比例積分控制一樣或類似的演算，以使得濾波器速度vbf依循速度指令vr，並將演算的結果當作是轉矩指令τr而予以輸出。

其中，放大補償部303中的演算，可進行除了輸出輸入不同之外都與實施形態1中的放大補償部103完全相同之比例積分演算，但在本實施形態的說明中，放大補償部303係進行稱為I-P控制之演算者。亦即，根據速度指令vr及濾波器速度vbf而藉由下式21的計算來進行轉矩指令τr的計算。

τr=Kv‧{(ωi/s)(vr-vbf)-vbf}　(式21)

進行如此之稱為I-P控制的構成之演算，可得到使相對於速度指令vr之檢測速度vb或濾波器速度vbf的響應特性中的過衝(overshoot)減低之效果。另一方面，在相對於作用在機械系統3的外部干擾之響應特性方面，則與進行PI控制之情況完全相同。

本實施形態係構成為如上述之構成，與實施形態1有構成上的不同之處，其從檢測速度vb到轉矩指令τr之轉移函數，亦即回授轉移函數，係為從(式20)及(式21)推導出之下式。

τr/vb=-Kv{(s+Kpi)/s}‧F(s)　(式22)

亦即，進行：依據與實施形態1中的(式2)完全相同的轉移函數而進行的回授控制，且控制演算部302中的放大補償部303係依據(式22)的演算而進行將回授轉移函數乘以速度增益Kv之演算，回授濾波器304係依據(式22)所示之演算，而與實施形態1一樣，進行使回授轉移函數的增益在比濾波器截止頻率ωfL高之頻率減低之演算。

因此，控制常數設定部305進行與實施形態1之控制常數設定部105完全一樣的動作，就可依據響應參數Pr而與實施形態1完全一樣設定出相對於作用在機械系統3的外部干擾之響應特性。

毋庸說，分別將回授濾波器304及控制常數設定部305形成為與實施形態2中之回授濾波器204及控制常數設定部205一樣之構成，本實施形態3就可得到與實施形態2一樣之效果。

如此，根據本實施形態3，即使在放大補償部303的前段設置回授濾波器304，也可和實施形態1一樣對於儘可能廣的特性的機械系統實現高速高精度的控制。以及，在設定所需的可變參數方面只要輸入用來決定速度增益Kv之響應參數Pr即可，因而用簡單的設定就可實現高速高精度的控制。

(產業上之可利用性)

如以上所述，本發明之馬達控制裝置，很適合用於控制馬達的速度或位置之馬達控制裝置。

1．．．馬達

2．．．機械負荷

3．．．機械系統

4．．．轉矩(驅動力)控制部

5．．．速度檢測部

101,201,301．．．馬達控制裝置

102,202,302．．．控制演算部

103,303．．．放大補償部

104,204,304．．．回授濾波器

105,205,305．．．控制常數設定部

Kv．．．速度增益

Pr．．．響應參數

vb．．．檢測速度

vbf．．．濾波器速度

vm．．．動作(速度)

vr．．．速度指令

τc．．．補償轉矩

τm．．．轉矩

τr．．．轉矩指令

第1圖係顯示實施形態1之馬達控制裝置之方塊圖。

第2圖係顯示馬達控制裝置的控制對象的頻率響應之圖。

第3圖係顯示實施形態1中之回授濾波器的頻率響應之圖。

第4圖係顯示實施形態1中之開迴路頻率響應之圖。

第5圖係利用開迴路頻率響應之比較來顯示實施形態1的效果之圖。

第6圖係顯示實施形態2之馬達控制裝置之方塊圖。

第7圖係顯示實施形態2中之回授濾波器的頻率響應之圖。

第8圖係顯示實施形態2中之開迴路頻率響應之圖。

第9圖係顯示實施形態3之馬達控制裝置之方塊圖。

1．．．馬達

2．．．機械負荷

3．．．機械系統

4．．．轉矩(驅動力)控制部

5．．．速度檢測部

101．．．馬達控制裝置

102．．．控制演算部

103．．．放大補償部

104．．．回授濾波器

105．．．控制常數設定部

Pr．．．響應參數

vb．．．檢測速度

vm．．．動作(速度)

vr．．．速度指令

τc．．．補償轉矩

τm．．．轉矩

τr．．．轉矩指令

Claims (7)

1. 一種馬達控制裝置，係為對於控制對象所具備的馬達進行驅動者，具備有：速度檢測部，檢測出前述馬達的動作速度，並將檢測速度予以輸出；控制演算部，演算出讓前述檢測速度依循速度指令之對於前述馬達的驅動力指令；放大補償部，在前述控制演算部的內部進行將從前述檢測速度到前述驅動力指令之轉移函數之回授轉移函數乘以速度增益Kv之演算；回授濾波器，具有在濾波器截止頻率以下的頻率時，頻率響應增益係為大約1，從前述濾波器截止頻率到比前述濾波器截止頻率大之濾波器上限頻率為止時，頻率響應增益係相對於頻率之增大而降低，在前述濾波器上限頻率以上的頻率時，頻率響應增益係大致一定之濾波器特性，且在前述控制演算部的內部進行使前述濾波器特性作用於前述回授轉移函數之演算；控制常數設定部，根據來自外部之輸入而設定前述速度增益Kv、以及前述濾波器截止頻率與前述濾波器上限頻率的至少一方；以及驅動力控制部，以讓前述馬達的驅動力與前述驅動力指令一致之方式驅動前述馬達，前述控制常數設定部係將前述速度增益Kv、以及 前述濾波器截止頻率與前述濾波器上限頻率的至少一方設定成讓前述濾波器上限頻率之相對於前述濾波器截止頻率的比相對於前述速度增益Kv之增大而變小。
2. 如申請專利範圍第1項所述之馬達控制裝置，其中，前述控制常數設定部係根據與將前述速度增益Kv除以前述控制對象的慣性值而得到的值對應之增益交叉頻率ω c來設定前述濾波器截止頻率。
3. 如申請專利範圍第2項所述之馬達控制裝置，其中，前述控制常數設定部係根據在前述驅動力控制部與前述速度檢測部之間產生的相位延遲為大約90[deg]之相位基準頻率ω q來設定前述濾波器上限頻率。
4. 如申請專利範圍第1項所述之馬達控制裝置，其中，前述回授濾波器具備有n個(n≧1)極點及與前述極點相同數目之零點，前述控制常數設定部係以讓前述濾波器截止頻率為絕對值最小的極點成為讓前述濾波器上限頻率為絕對值最大的零點之方式，來設定前述回授濾波器所具備的各為n個之極點及零點。
5. 如申請專利範圍第4項所述之馬達控制裝置，其中，n為2以上之值，前述控制常數設定部係以讓極點及零點從絕對值小的一方依序交互穿插而成之方式設定前述回授濾波器所具備的極點及零點。
6. 如申請專利範圍第4或5項所述之馬達控制裝置，其 中，前述控制常數設定部係使用下側基準頻率ω L、值大於前述下側基準頻率ω L之上側基準頻率ω H、以及滿足下式0≦α p_1<α z_1<…<α p_n<α z_n≦1之預先定義的各為n個的常數α p,α z，而依照下兩式ω p_i={ω L^(1-α p_i)}．ω H^(α p_i) ω z_i={ω L^(1-α z_i)}．ω H^(α z_i)來算出從絕對值小的一方算起第i個之極點ω p_i以及從絕對值小的一方算起第i個之零點ω z_i。
7. 如申請專利範圍第6項所述之馬達控制裝置，其中，α p_i,α z_i分別為將預定的整數乘以1/2的0次方或1次方以上而得到之值。