TWI324861B

TWI324861B - Simple and robust digital code tracking loop for wireless communication systems

Info

Publication number: TWI324861B
Application number: TW095115510A
Authority: TW
Inventors: Li Bin
Original assignee: Interdigital Tech Corp
Priority date: 2002-04-29
Filing date: 2003-04-29
Publication date: 2010-05-11
Also published as: KR101005524B1; KR20050090089A; AR039487A1; JP2005524314A; CN1906860B; JP2007228638A; US20100215084A1; EP2544380A1; KR20090014316A; NO20044720L; TW200423567A; US20120269236A1; KR20100075651A; CN1906860A; US7715463B2; CA2483561A1; AU2003237126A8; US7372892B2; HK1095932A1; AR063487A2

Description

13-24861 九、發明說明：【發明所屬之技術領域】本發明係關於無線通信領域。尤其是關於一種改良的展頻 (spread spectrum)通信系統領域用之碼追跟系統及方法。【先前技術】分碼多重存取(CDMA)技術已廣泛地使用於移動細胞電話系統。CDMA技術的優點在於其於可能經驗多路徑衰退(multi-path fading)的情況中是很強韌的。一耙接收器，其常被使用於CDMA φ 接收，包括一排相關器(correlator)及一組合器。每一相關器，或耙手指，被用以分別偵測及解調變寬頻衰退頻道之最強的多路徑成份(手指)之一，而該組合器組合所有相關器的輸出以獲得來自這些最強的多路徑成份的組合能量。因為多路徑信號的數目及它們的位置因時間而變化，因此需要每一多路徑成份的時間追蹤。為了時間追縱的目的’通常使用一碼追縱迴路(code-tracking loop， CTL) ’也稱為延遲鎖定迴路(delay lock loop，DLL)。在之前的CTL 設計中，使用壓控振盪器(VCO)或數字控制振盪器(NCO)。CTL 可以是同調(coherent)或非同調(noncoherent)。同調及非同調與如何加總去擴資料(despread data)以產生一誤差信號(err〇r Signai)有 W 關。【發明内容】依據本發明，為在無線多路徑衰退頻道上傳輸之展頻信號之多路徑成份之時間追蹤而使用一種簡單及強韌的碼追^^路 (code-tracking loop，CTL)。該CTL包括使用一擬似雜訊咏响 nmse)序列對早及晚資料樣本去擴，藉由去擴輸出一誤差信號，調整複數料，早及晚樣本，以及決定做為誤差信號之資ϋ率之一分數部份之一控制信號的資料速率。該CTL具有實施的簡化結構。一聯合CTL也被揭示用以於二多路徑彼此非常接近^ 5 1324861 消除二多路徑之間的干擾。【實施方式】本發明將參照圖式而被詳細描述，其中相同的標號始終代表相同元件。圖一係無線通彳§鍵之圖式，其包括一或更多基地台11(為簡化，僅表示一個），以及一或更多無線傳輸及接收單元 (WTRUs)12(為簡化’僅表示一個）。該基地台包括一傳輸器(未示出）以及接收器13，而該WTRU 12包括一傳輸器(未示出）以及接^ 器14。至少一基地台11&WTRU 12具有傳輸功能，因此在基地台 11與WTRU 12之間建立一個通信鏈，如同由天線17，18所表示。熟悉本技藝之人士應該了解，本發明的CTL 21被實施於一接收器之内’例如接收器13或14。、 ° CTL使用早及晚信號(亦即樣本)以產生時間追蹤用的誤差作號。該早及晚樣本分別被定義為比準時的樣本早半個碼半° 期間)以及晚半碼片（半碼片期間）的樣本。-個「碼以。心、且

早及晚樣本。 ’ CTL21將使用去擴，解調變以及耙組合的一個「準時」的將追蹤此時間並選擇準時的樣本。為達成此目標早樣本擬似雜訊(PN)去擴 CTL 21包括一輸入樣本區段23，一 6 器25，一晚樣本PN去擴器26，一早_晚偵測器27 , 一集積及轉儲電路28 ’ 一符號計算器29以及一加總器3〇。輸入樣本選擇器23提供早及晚樣本給PN去擴器25,26 ’其接著提供信號給早-晚偵測器 27丄該早-晚偵測器27包括一晚乘方(p〇wer)計算器27a，一早乘方計算器27b以及一加總器27c。早_晚偵測器27的輸出係提供給集積亡#健，路28之一誤差信號。集積及轉儲電路Μ的輸出被傳送給符唬計算器29。符號計算器29輸出被輸入加總器3〇之+/_信號。該加總器30考慮先前的結果轉換該相對的時間控制信號(亦即， -1/+1)至一絕對時間控制信號。加總器3〇的輸出被傳送至輸入樣本選擇器23以形成迴路。〇由集積及轉儲電路28中之集積器所執行之集積功能累積信，功率並改善信號對雜訊比。在信號被集積一預先定義或預先決定之時間區間時，集積值被輸出。為集積下一時間間隔的信號，在集積器中的信號首先被清除。因此，集積器不連續地在不同時間區間之間集積信號的程序稱為「集積及轉儲」。該集積區間被選，為一引導符號區間。於一較佳實施例中，該引導符號區間係預定數目的碼片，其於例示之實施例中為256碼片。 CTL 21藉由首先由去擴早樣本及晚樣本而運作。該等早及晚樣本由接收器已知之PN序列去擴j皮去擴的資料被標示為早樣本之se(k)及晚樣本之Si⑻，其中Se(k)及Si(k)為複數(c〇mplex number) ’而k代表時域(time domain)中的第k個資料。早-B免偵測器27使用去擴的資料或資料符號以產生一誤差信號，其可使用程式⑴非同調地獲得：程式(1) 二對每N個誤差信號Er(k) ’其中(N>1) ’ 一控制信號c0將依據這些誤差信號Er(k)的總合而被產生，其可被表示為： Q^=signWEr{k) .k=\ 程式(2) 娜巧係用關整所有準時，早及晚樣本向前及向後 ^固樣本。通參⑷或職碼片，其通常是難馬片或1/8碼片。控制信號c0的資料速率因使比誤差信號聊之資料速率低N 倍0 β依…、、參照圖二’在某些情況中，傳輸資料可以被去除。如果疋這樣(亦即’傳輸的資料可以被消除），這是藉由先移除來自去擴的早信號及去擴的晚信號之調變信號而完成。這分別產生：程式(3) 程式(4)

Se(k)*a(k)* 以及 Si(k)*a(k)* 其中a(k)為傳輸的符號或傳輸信號之評估，而（)*代表共軛。因此’具有被移除資料之]^去擴的早及晚信號被同調加總以計算誤差信號Er(k) ’其可被表示為：

ErW = ise{k)a{kr k=\ 程式(5) 去擴資料Se(k)4S〗(k)包括一解調變符號a(k)，亦即BPSK調變的的{1，-1}或QPSK調變的{-1，+1，-〗，+』}。當去擴資料；5办)或81(幻被乘上如程式(3)及(4)中的a(k)的共軛，去擴資料s/j^s^k)中的 a(k)成份將被去除。誤差信號Er(k)的資料速率因此低於去擴的早或晚信號％倍，因為每一Ni去擴早及晚信號產生一誤差信號。對每一誤差信號Er(k)，其中N>1，一控制信號Q依據這些N誤差信號的總合的符號而產生，且此控制信號CQ之資料速率比誤差信號之資料速率低N】X N倍。在另一情況中，誤差信號Er(k)被產生。程式(1)使用一去擴資料符號以產生一誤差信號Er(k>程式(5)使用A去擴資料符號以產生一誤差信號Er(k)。因此，誤差信號Er(k)之資料速率以Νι倍不同。依據本發明之一實施例，同調及非同調方法皆被使用。同調偵測同調地增加信號(亦即，直接加總複數數字），例如程式5中的總合(或如之後將解釋的’程式7的内總合(inner sum))。非同調債測非同調地增加信號(亦即，複數的乘方數目），例如將參照程式 (6)所做的解釋的總合。一方法之間的不同在於同調彳貞測的性能比非^調偵測好。然而，為使用同調偵測以獲得較佳的性能，傳輸的k號必須為已知或如程式5所執行的評估。依據本發明使用低取樣速率輸入資料之第二實施例之CTL =表示於圖三此CTL 31包括-内插器33，一早樣本州去擴器充，一晚樣本PN去擴器36，一早-晚偵測器37，一集積及儲气計算微以及—加總⑽。_肋提供早及晚樣去擴器35,36 ’其接著提供信號至早_晚_器37。該早_ 力包括-晚功料算器373，—早功率計算器37b以及-一H 早·晚制器”的輸出係提供給集積及轉儲電路％之 39 一誤差城啡)。鎌及倾電賴的輸出被傳送給符號計算器符號計算器39輸出被輸入加總器4〇之+/_信 =前的結果轉換該相對—二=: # 路加總器4〇的輸出被傳送至内插器伽同圖二所為低取樣速率輸入資料，取樣速率物樣本，以及由被，' 控制仏號輸入產生或插入想要的樣本。圖二的CTL 21需要高速的類比數位轉換器(adc) ^圖三的 CTL 31使用低速’其成本較低’但CTL 31也需要額外的内插器以重新產生想要的樣本。以CTL 21，高資料速率被使用(例如’ 16樣本7碼片）且因此需要高速的ADC。以CTL3卜低資料速，(例如2樣本/竭片）被使用且因使需要低速度的。不同的資料速率對不同的應用而言是需要的。例如，在圖四，低速的ADC 是較好的，因為使用2樣本/碼片以及内插器53。 j對應UMTS FDD標準的實施例中，為向上鏈結(uplink)傳母一專用控制實體控制頻道之時槽包含個符號(包括引導，傳遞乘方(power)控制以及TFCI位元）。在 =收器所已知，但乘方控制及㈣位元對接收器不第让時槽内第j符號之去擴的早及晚信號。如 i、i母二訊框(frame)(每訊框有15時槽而每2訊框有3〇個時同調結合之集積及-電路38之輸出之控「 30 1〇 C c〇 = 5/Giv ΣΣΚ,·

SL 程式(6) 另-種情況是CTL31同調加總來 ^訊框被更新-:人’難集郁之輸出的㈣健q可以被表 k=l 7=1

kJ

Cn = SIGN < 30 Σ A=1 ΪΧ凡· y=i 程式(7) 控制t中ci=已知例槽之j樣本#的引導位^或評估的乘方 1324861 藉由實施以下項目的不同組合的其它實施例是可能的：1)使用一輸入樣本選擇器23(為圖二所示之高速ADC)或内插器33(為圖三所示之低速ADC);2)使用如程式1及6所示之非同調誤差信號或使用程式5及7所示之誤差信號之計算；以及3)使用如程式丨_5,6 及7所示之誤差信號乘方或使用如程式9所示之誤差信號絕對值。如以上所解釋，圖二使用輸入樣本選擇器，非同調誤差信號計算，以及誤差信號乘方(程式1)。圖四，如以下所解釋，使用内插器’非同調誤差信號計算以及誤差信號絕對值。如以上所解釋’程式(6)及(7)代表產生如以上所述之誤差信號 • Er®的二種不同方法。程式⑹使用非同調偵測並使用程式(1)之誤差k號產生’而程式(7)使用同調偵測並使用程式(5)中之誤差信號產，。此’’SIGN”係用以向前或向後調整時脈。當程式⑹或⑺的符號是正的，其將調整時脈向後；而當程式(6)或(7)是負的時候，其將調整時脈向前。、依據本發明之UMTS FDD之CTL之實施例表示於圖四。CTL 電，51包括一内插器53, 一延遲電路54,早及晚PN去擴器55,56，計算個別信號之絕對值的二大小計算電路57,58，以及一加總器 59二同樣^含的是一集積及轉儲電路63，一符號計算器料以及一 • 第一加總器65。内插器53提供一信號早/晚輸出至延遲電路54,豆提供一早产號至早PN去擴器55。内插器53之輸出直接被提供給。 PN去擴器56 ’而去擴器55,56之輸出被提供給個別的大小計算電路57,58 〇 ffl四電路使用由程式⑴及⑹所描述的第一誤差信號產生方法’因為早樣本及晚樣本被正好_個碼片區間所分離，而早樣本 =以藉由從，樣本延遲-樣本崎得^此外，在圖四，由早及晚信號乘方計算器37a及37b執行的平方計算被取代為絕對值計算以便簡化硬體複雜度。如果比較程式(9)與料⑴，可以看見的是集積ϋ及轉儲電路 ^4861 63執行如程式(6)所述之加總；而符號述的符號(+或·）。因為此符號產生—相解善如程式(6)所描 =?，對時脈與進人:=== 制==㈣，其被提供為至内插_位控誤差信號△以絕對值Ekj與Lkj之差異，其可被表示為：

AkJ = |Ekj.|-|Lk.| 程式⑼ 士十篡電路63提供誤差信號之大小且其輸出被符號 =异=4=_為+1或·卜依據被加總的誤差信號的符號而 f以調整所有準時，早及晚的樣本向前或向後1/8 以薪蚣入次\丨並且藉由控制内插相位而被實施。此内插相位藉由以新輸入-貝料(=1或_1}減除先前相位而被更新。内插器53使用四樣本(樣本間隔為半個碼片）以產生準時的及。樣本控制信號(亦即，内插器輸出），時脈偏移及内插 ’、示於表一。早樣本係由將先前產生的晚樣本延遲一個樣本 :被產生。如果準時的樣本在相位“〇，，，則晚樣本將在相位“2”。果準時的樣本在相位“χ”，則晚樣本將在相位“χ+2”。内插相位瑪片）係數1 係數2 係數3 係數4 -6 -0.7500 — 0.000 0.0000 0.0000 0.0000 -0.62500 ------ 0.0547 -0.2578 0.6016 0.6016 -4 -0.5000 ---- 0.0625 -0.3125 0.9375 0.3125 -3 j〇£750〇__^ 0.0391 -0.2109 1.0547 0.1172 12 13-24861 0 0.000 -0.0625 1 0.1250 -0.0547 2 0.2500 0.0000 3 0.3750 0.1172 4 0.5000 — 0.3125

0.8203 ----- 1.0000 ----- 0.2734 0.0000 -0.0391 0.0000 Κ507£ 0.9375 ------- 0^016 0.0000 -0.2109 -0.3125 0.0391 0.0625 ▲ f二ΐΓΓχΛ在敎追_式_每3。時槽被重設「it in細每1G個時槽纽—次。在初始， t」時脈位置。希望咖腦快速反應以 ^現正確的雜㈣(初錄人赋)_ctl 追蹤任何·暖(追蹤模式）。在手缝錄給沉51之後於第五訊框綱，（:TL 51碰設錄人模式巾，且從私訊框開始， CTL 51被假設在追蹤模式中。對拉入模式’ CTL 51每10個時槽被更新且所有1〇引導及資料符號每個專用實體控制頻道(dedicated physic^ C()ntn)1; ehannd DPCCH)時槽被使用。於此情況中累積器的輸出q可以表示為.

Q 10 10ΙΣΣα k^=> y=i kj 程式(10) 對穩定模式，CTL 51每30時槽(或二訊框)被更新，而所有1〇引導及資料符號每DPCCH時槽被使用。集積器及轉儲電路63之輸出可以表不為. 30 10 Q'= SIGN· ΣΣδ^ ^=1 j=\ 程式(11) CTL 51追蹤在一靜態模式期間的模擬結果被執行。此模擬參 13 丄乂4861 數如下： 1) 時間及頻率漂移為0.613 ppm ; 2) 頻道為AWGN頻道； 3) 目標 SNR = -24dB ; 4) CTL 51每二訊框(3〇秒)被更新一次； 5) 為每次CTL 51的更新，施加向前或向後的1/8碼片調整； 6) 計算最大時脈誤差； 7) 計算均方時脈誤差之平方根(RMSE); φ 8)考慮非同調及同調組合； 9) 對非同調組合，每時槽1〇符號被使用，且誤差信號計算同程式(6); 10) 對同調組合’每時槽只有10符號被使用，而誤差信號計算同程式(7)，Nl=3 ; U)模擬簡化的方法，其使用絕對值而不使用早及晚信號的乘方。圖五係表示在SNR = -24dB使用同調偵測之模擬的時脈追縱式。藉由使用程式(7) ’可以達成每時槽10引導符號之非同調。圖六係表示在SNR = -24dB使用非同調偵測之模擬的時脈 φ 追蹤的圖式。圖七表示依據本發明使用程式(11)之簡化的誤差信號計算之、、’σ a。因為非同調組合之程式(6)及同調組合之程式(7)二者中的誤差L號计舁需要計算複數的乘方，此乘方計算在硬體實施上非常複雜。為了降低硬體的複雜度，使用大小計算取代乘方計算。，果所有10引導及資料符號被用於每時槽之非同調組合，且 CTL每二訊框(3〇時槽赚更新，則累積器輸出可被表示為：程式(12) y=i 13-24861 如果只在每一時槽内的同調組合使用前三個引導符號，且 CTL每二訊框(30時槽)被更新’則累積器輸出可被表示為： Q = SIGN< 30 Σ 灰=1 7=1 Σκ 7=1 程式(13) 表二係不同CTL方法之RMSE之性能比較集合。於此表中，三個CTL方法被比較。一個是每時槽使用1〇符號之非同調組合；第二種是每時槽使用3引導符號之同調組合；第三種是每時槽使用10符號之簡化的非同調組合。對目標SNR = -24dB，三方法被鲁緊後地執行。當SNR為-34dB ’同調組合執行最差’因為使用較少的符破。間化的方法比非簡化的版本差。

表二不同CTL方法的RMSE SNR=-24dB 每時槽使用10符號之非同調組合每時槽使用3符號之同調组合每時槽使用10符號之簡化的非同調組合 1.63 1.51 1.52 SNR=-30dB 2.18 2.27 2.17 SNR=-34dB 3.07 5.15 4.03 • 每一CTL獨立追蹤一手指。當二多路徑(或手指)位於一個半碼片内時，二手指之二CTL互相干擾且因此降低CTL追蹤性能。依據本發明特定的形式，一聯合方法被用以降低來自互相的干擾。不需要一般性的損失，可以使用有二多路徑的方法。被接收信號r(t)可以被表示為： r(t) = h1(t)s(t) + h2(t)s(t-r) 程式(14) 其中s⑴為有用的信號，<0= 免r)，ak為資訊符號，灸=-〇〇而g(t)為信號波形。匕⑴為第一路徑之頻道增益，而h2(t)為第二路 15 L的頻道增益。2；是二手指之間的相對延遲。說明的是在程式⑽ 中並未考慮附加的白高斯雜訊。 ‘ 一相一手#曰之間的相對延遲小於1.5碼片時，二獨立的CTL 擾，如圖八所示。應說明的是三角形波形在實際上並不需要使用。由於干擾，：CTL的性能將衰退。，一手指的晚信號的樣本將包含來自第二手指的干擾 2g(i-T/2) ’而第二手指的早信號的樣本將包含來自第一手指的干擾hg(r-T/2)。第一手指的晚信號的樣本Siist(k)為： S/St(k) = r -T/2) 程式(15) 而第二手指之早信號的樣本Se2nd(k)為： S】2、) = MkM r _T/2)+h2(k)+g(T/2) 程式(16) 圖九是聯合CTL方法100之方塊圖。此等元件類似圖四，但具有一聯合誤差信號計算器102如同二CTL電路1〇3，1〇4般操作。 CTL電路1〇3包括一内插器^3，一延遲電路114，早及&pN 去擴器115,116 ’計算個別信號之絕對值的大小計算電路，以及位於該聯合誤差彳§號計算器1〇2内的加總器。同樣包括的是集積器 ^轉儲電路123，一符號計算器124以及一加總器125。内插器113 提供一信號早/晚輸出至延遲電路114 ’其提供一早信號至早°pN去擴器115。内插器in的輸出直接被提供給晚1>]^去擴器116，而去擴器115,116之輸出被提供給位於該聯合誤差信號計算器丨〇2内的個別的大小計算電路。CTL電路104包括一内插器133，一延遲電路13^，一早及&PN去擴器135,136，計算個別信號之絕對值的大小計算電路，以及位於該聯合誤差信號計算器1〇2内的加總器。同樣包括的是集積器及轉儲電路143，一符號計算器144以^一加總器145。内插器133提供一信號早/晚輸出至延遲電路134，其提供一早信號至早PN去擴器135。内插器133的輸出直接被提供給晚PN去擴器136’而去擴器135,136之輸出被提供給位於該聯差信號計算器102内的個別的大小計算電路。如所見，二手指間的相對延遲可以從，情況，圖九的電路使用由程式⑴及⑹所描產^方法’㈣早及晚樣本正好由—碼片間隔分離1該太 =由延遲-樣本從晚樣本獲得。使用絕對值計算以簡化硬體^ ^依據本發明特定的形式，以下二種方法對去消干擾而言是有的. 方法1 ·如果頻道增益hi(t)及h2(t)為已知，干擾藉由你古號中減去預而被着。該誤差健被產生為：動從有用k

Kst(k) = (^)|2 -\sjst(k) -h2(k)g(r -T/2)\2 程式(17) E2^ (k) = \S^ (k) - h, (k)g(r -T/2)\2- \sfnd (k)\2 程式⑽ 控制信號C〇使用程式(2)被計算。方法2 :如果不知道頻道增益h〗⑴及h2(t)，但二手指的乘方已知’其為頻道增益叫丨2及|h2|2，EM2及E|h2|2之平均。因為：‘、、、士 ΣΙΊ、,,1^/2) + ^^-772)程式〇9) 士 iid2=制 w-r/2)+剩 2g2(r/2)程式(2〇) 控制信號CG被計算如下，其干擾被移除。 C -^ΣΚ'^ί-Eh\2s\T~T/2)^ 程式(21) 13-24861 C〇2m，=^^Σ|^(^)|2 -^i；KW(^)|2-E\M2g2(T-T/2) > 程式(22) 本發明在細胞移動系統中是有用的。於一較佳實施例中，本發明被實施於由一射頻網路控制器或點B傳輸控制器之一基地台傳輸中。然而，應了解的是，本發明可使用於展頻通信傳輸之廣泛的變化。【圖式簡單說明】 φ 第一圖係無線通信鏈之圖式。第二圖係使用高取樣輸入資料之CTL之方塊圖。第三圖係使用低取樣速率輸入之CTL之方塊圖。第四圖係UMTS FDD系統之一種CTL設計之方塊圖。第五圖係表示在信號對雜訊&SNR = _24(13時的模擬時間追圖。第六圖係在SNR = -24dB時的模擬時間追縱圖。第七圖表示SNR = -24dB時的模擬時間追縱圖。第八圖係當二相鄰CTLs由少於一個半碼片（chip)所分離時位攀於其間的干擾圖。第九圖係聯合CTL之方塊圖。【主要元件符號說明】 11 基地台 12 無線傳輸/接收單元 13 ’ 14 接收器 17 ’ 18 天線 23 選擇器 25 ’ 35 ’ 55，115，135 早樣本PN去擴器 1324861 26，36，56，116，136 晚樣本PN去擴器 27 早-晚偵測器 27a 晚乘方計算器 27b 早乘方計算器 28，38，63，123，143 集積及轉儲電路 29，39，64，124，144 符號計算器 30，40，37c，59，119 加總器

31 > 51 CTL 33，53，113 内插器 37 早-晚偵測器 37a 晚功率計算器 37b 早功率計算器 54，114，134延遲電路 57，58，117，118，137，138 大小計算電路 65，125，139，145 第二加總器 102 聯合誤差信號計算器 103，104 CTL 電路

Claims

1324.861 、申請專利範圍： pm 一種數位碼追蹤迴路，包括樣本；去擴盗，其配置以使用一擬似雜訊序列去擴早與晚資料號 :一早-晚_11，其配置以自該去擴器之輸出產生誤差信一回饋迴路，其配置以提供複數即時、 S有並隔提供時脈調整，這些時低於====== 定時間間隔。卞以稭此疋義該固 2. 如申π專利範圍第1項所述之數位碼追縱迴路，其中： ^去擴器是配置以去擴包含+去擴#料樣本祕) ί 的資料樣本，其中各_與喻)是被提供Ϊ-複數且k代表一時域中的第k個資料；以及 _該早·晚伽❻是配置以根據下式而產生該等誤差信號為物=_丨、_2。 3. 如申晴專利範圍第1項所述之數位碼追蹤迴路，其中：該早-晚偵測器是配置以偵測早與晚樣本，其分別定值早半個碼片間隔與晚半個碼片間隔的值。 4. 如申請專利範圍第3項所述之數位碼追蹤迴路，其巾該瑪追縱 20 1324.861 等r每去擴、解 5. 如申請專利範圍第3項所述之數位石馬追縱迴路預定時槽訊框格式中所傳輸的無線通訊進行操作，苴中./、傳輸功率控制以及傳輸格式組合指示符（TFCI)UJ^= 該碼追蹤迴路是配置以提縣2個龍之更辦脈追縱。 6. 如工？專Ϊ範圍第1項所述之數位碼追蹤迴路’其中該碼追蹤迴路疋配置以於-無線多路徑衰退頻道提供譜信號的多路徑分量之時脈追縱。 7. -種無線電傳輸控㈣’ g&置崎行—數線電傳輸控制器包括：料樣:去擴電路’其配置以使用一擬似雜訊序列去擴早與晚資二早·晚偵測器電路，其配置以自縣擴電路之輸出產生誤 Ί& 5¾ 9 一電路，用以累積這些誤差信號；一電路，用以計算所累積的誤差信號之符號；一電路，其配置為根據所累積的誤差信號之符號而非苴大小而以-資料率產生具有—固定大小的控制信號，該資料以低於迫些誤差信號之資料率一整數因子；以及 _ 一電路，其配置以一固定時間間隔來調整複數即時、早與 Ϊ樣本之時脈追蹤，該固定時間間隔係由產生這些誤差信號i 貧料率所定義’從而使時脈調整對應於該固定大小的控制信Ί 2J 1324.861 8. 如申請專利範圍第7項所述之無線電傳輪控制器，並中. 擴資;二含複數’且k代表-時域中的第k個資料：以及 &供為- 號為=)·㈣湘料是配置以根據下⑪產生該等誤差信 Er (灸) = |ΚΑ：)| -Ά ⑷丨2。 9. 如申請專利翻第7項所述之無線電傳輸控，其中： =·晚j貞f11電路是配置以偵測早與晚樣本，其分別定義為比即時值早半個碼片間隔與晚半個碼片間隔的值。 10. 如申請專利範圍第9項所述之無線電傳輸控制器縱迴路是配置以選擇-即時樣本，其用於對個樣;3追解調與排序組合，其中N等於每一碼片的樣本數。、 11. 如申請專利範圍第9項所述之無線電傳輸控制器，其配置以與一預定時槽訊框格式中所傳輸的無線通訊進行操作，其中：該去擴電路是配置以去擴來自一專用實體控制頻道的複數時槽的資料樣本，各時槽包含1〇個符號，該1〇個符號提供導引、傳輸功率控制以及傳輸格式組合指示符（TFCI)位元；以及該碼追蹤迴路是配置以提供每2個訊框之更新時脈追蹤。 12. 如申請專利範圍第7項所述之無線電傳輸控制器，其中該碼追蹤迴路是配置以於一無線多路徑衰退頻道提供一直接序列展頻頻譜信號的多路徑分量之時脈追蹤。 13_如申請專利範圍第7項所述之無線電傳輸控制器，更包括一聯合誤差k號計算器電路，其作為該早_晚偵測器電路，配置以產生該碼追蹤迴路之該等誤差信號，進一步配置以產生一第二數 22 位碼追蹤迴路之誤差信號。 1之無線電傳輸控㈣，其中該聯多路徑分量之間的-相對延遲！之一指示。 .⑽ 之絲料輸議，其中該聯間的該相對延ϋτ，以作為信號干擾計算之一延遲指^。刀篁之 16.法一種Hit；數料追蹤㈣㈣輪展賴譜信號的方使用一擬似雜訊序列去擴早與晚資料樣本；自去擴所產生之輸出產生誤差信號；以及數因子。、伸低於所產生的誤差信號之資料率-整 17. 如申凊專利範圍第π項所述之太、土包含早去擴資料樣本娜晚去擴資料樣擴= 樣本 k^efT及概被提供為—複數，且k代表—時域中的第該等誤差信號是根據下式而提供為明）： £，(幻=|故)|2一_2。 18. =H彳範㈣16項所述之方法，其中謂早_描太a 191 ㈣值早半個別嘱魏疋 19. 如申4利靖18項所述之方法，其情於每則固樣本， 23 1324861 二合成樣本，用於去擴、解調與齡組合，該碼追蹤迴路選擇該即時樣本，其中N等於每一碼片的樣本數。 2〇·如申請專利範圍第18項所述式帽傳輸的無線通訊同時使用，其令;…預疋時職框格樣本該自個一符專，用實^ 率控制以及傳‘個二該(= 該碼追蹤迴路提縣2個魅之更騎脈追蹤。 21.如申請專利範圍第18項所述之方法，包括：之即時以，-碼片分率前送或後送量，產生即時樣本’且早，晚樣本偏移一時間泣如申請專利範圍第16項所述之方法，包括：時值半麵定義為比即立為用以傳輸-展頻码的:及-碼片間隔係建一碼片間_頻率係選擇為大約3 84MHZ/S。 16項之方法，其找調整於一益線多脈“ 4供一直接序列展頻頻譜信號的多路徑分ϊΐ時 24.如申請專利範圍第16項所述之 Μ驟是藉_合計算複數碼魏迴路之誤差信號而:信號之步 5·如申請翻範圍第24項所述之域提供一複數信號中兩個不同的多路“量:二 24 叫 4.861 遲τ之一指示。 26Ί申請專利範圍第25項所述之方法，其中兩個不同的多路徑刀篁之間的該相對延遲τ提供信號干擾計算之一延遲指示。 27無線電傳輸控制器’其執行一數位碼追縱魏，該I線電傳輪控制器包括：心，、踝电本嫉ίΪ去擴電路，各去擴電路是配置以使用一擬似雜訊序列去擴早與晚資料樣本；去配ΐ為自該複數去擴電路執行之去擴所產生的去擴樣本中產生誤差信號， -複數電路，其對應至該複數去擴電路，配置以根據所產生的誤差彳s號之付號而非其累積大小而產生控制信號，使得該$ 制信號的一資料率低於所產生的誤差信號之資料率一整數^ 子，以及 _ 一電路，其以一固定時間間隔來提供時脈調整，這些時脈調整係由這些控制信號所決定並用於提供複數即時、早&晚樣本之時脈追縱。 ^ 28·如申請專利範圍第27項所述之無線電傳輸控制器，其中：該複數去擴電路是配置以提供寬頻頻道的複數多路徑分量之間的一相對延遲τ之一指示，使得該複數多路徑分量之間的該相對延遲τ提供信號干擾計算之一延遲指示。 29.如申請專利範圍第27項所述之無線電傳輸控制器，其中·· 該複數去擴電路是配置以去擴包含早去擴資料樣本se(k)與晚去擴資料樣本S^k)的資料樣本，其中各兮㈣與s/k)是被提供為一複數，且k代表一時域中的第k個資料；以及、用於提供該等誤差信號的電路是配置以根據下式而產生該等誤差信號為Er(k): 25 ΕΓ(幻=丨物|2 一丨祕)丨2。圍第27項所述之無線電傳輸控制器，其中配置 =調等早隔的值^ 1丨⑽干牛個碼片獅與晚半個碼片間第3G項所述之無線電傳輸控㈣，其配置以與預疋時槽訊框格式中所傳輸的無線通訊進行操作，其中：數時ί疋^以去擴來自一專用實體控麵道的複莫弓丨值二，各時槽包含10個符號，該10個符號提供 2、傳輸功率控制以及傳輸格式組合指示符(TFCI)位;:、蹤該數位碼追蹤迴路是配置以提供每2個訊框之更新時脈追，包括一聯電路之該等誤差信號的電路作為配置以產生至少兩健等去擴 33 二ff’i範?第32項所述之無線電傳輸控制器，其中該聨徑2量之二的二 34範圍第33項所述之無線電傳輸控制器，盆中該聨 i相對“:算：二^ 26 1324861 1 今

ft °(T ry 圖式z 1/5 17

第ί圖

第2圖 27 311324861 ： » μ 〇ί 2/5

3 3 準時樣本晚樣本 2 樣本/51片內插器早樣本絕對時脈控制信號 35 40- 相對時脈控信號:-1/+1 53 I -符號計算器I_ 第3S PN去擴H F PN去擴器

51 輸入樣本選澤器 -> 準時樣本 56 內插器晚糜本

65 八早樣本延遲一樣本絕對時脈控制信號 64 相對時脈控信號:-ι/+丨符號計算器

I 28 1324861 ^ ^ \) Ιί 0

I>24861 七、指定代表圖：圖。 53内插器晚樣本PN去擴器加總器符號計算器 (一) 本案指定代表圖為：第（4 ) (二) 本代表圖之元件符號簡單說明 51 CTL 55 早樣本PN去擴器 56 57,58 大小計鼻電路 59 63 集積及轉儲電路 64 65 第二加總器八、本案若有化學式時，請揭示最能顯示發明特徵的化學式：