TWI301011B - Actuation circuit for a switch controlling the power consumption in a switch-mode converter - Google Patents

Description

1301011 九、發明說明： 發明所屬之技術領域 制器―能(功率因子控 先前技術 例如，於DE 197 25 842 A1中係說明具有該致動電路之 刀換楔式變換器。於此出版物中所說明之 被t作功率时修正電路(功率时控制請F)，也就2 用來以與《父流電壓成正比之汲取電流將交流電壓 直流電壓。 乂可切換控制功率因子控制器電路功率消耗之致動電路 例係為來自]jifineon Technologies AG，Munich 之 TDA4863 型整合晶片，其被說明於2003年5月之，，增壓控制器 TDA4683 ’咼功率及低丁HD之功率因子控制器IC”資料表， • νι·〇 ’ Infineon Technologies AG中。施加此整合晶片於功率 因子修正電路中係被說明於2003年1〇月之，，丁DA-技術說明 AN-PFC-TDA 4863-1”應用注釋，VI.2，Infineon Technologies 中。被用於功率因子控制器電路中之遞升變換器中之開關另 一致動電路係為來自Infineon Technologies AG，Munich之整 合晶片，其被說明於資料表TDA16888,2000-02-28，Infineon Technologies AG，Munich 中0

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I3010H 電路ίί輪人及輸人電流間之需求比例，功率因子体τ 正二：ΐ消==:入電壓方波型之後心於 載時’功率因子修正電路輸入處定負 切換模式變換哭鈐屮声夕m 尘弦力率泌耗係與 ::=rr，其係=== 無論直、、^^ 輪出麵中會增加漣波。 產生之直流電影二:,巧:為何’切換模式變換器所 與被負載—不二，^ 差異。所以為 才輸出錢及名目值之間係出現 換模式變換器可以^八匹配平均功率消耗至該汲取功率，切 率控制迴路，具有一。刀碎已知方式具有一電壓控制迴路或功 經由其被回授至致動^=路’輸出電壓出現值相關資訊可 輸出電墨相關變化事件中以:周整致動開關控制負载變化及 量值:==可產生測 器電路係被要^出之貞載變化時’功率因子控制 上述原因存在之輪出二:：率消耗必須儘快被修正，但因 為了降低控制變;有利地影響控制。 響，迴路通常包含具有；^^何： 1301011 放大器係提供誤差信號被整合之控制信號，所以誤差信號中 之週期復發變動對控制信號值之影響係可忽略。然而，^差 信號整合意㈣系統對錢貞載變化，也就是被連接至^出 之負載突然變化反應缓慢。從切換模式變換器損害風險:觀 點，當被負載汲取之功率增加時之輪出電壓突然下降可被視 為較當已知為負載分配之被負載汲取功率下降時之電壓突 然上升為不重要。 為了避免破壞負載分配事件中之功率因子控制哭電 測過電_關功率因子控彻電路之功翔子^制 器電路中之開關致動電路係為已知。因此，上述致動晶片 TDA16888中，當被施加至輸出之龍大於名目值〗收以上 時，線性限制切換模式變換器功率消耗之功能係被提供。若 ，施加至輸出之電壓大於名目值2Q%以上，則切換模式變換 器立即被關閉且直到輸出電壓下降至現在僅大於畜 10%之程度才再度被開啟。 、 b 44 22 G66 C1說明-種限制時脈電壓控制器輸 壓之電路裝置’其巾整合控繼功率隸之增加係 測負載突然變化時被評估為標示㈣電流上升來線艮制 切換模式變換器而不會延遲。 。。讥5,581,45〇及US 5,619,4〇5分別揭示其中控制放大 益、增盈提供視輸出電壓而^，視來自切換模式變換器之 電^異於名目值程度而假設第―或第二增益值，以便可對負 載突然變化快速反應之切換模式變換器。 、 9 US 5,5〇2,37〇及us 5,565,761分別說明其中被提供於 二回授迴財之運算跨導放AB(OTA)增益健有視來自 刀私模式變換器之輸出電流蚊之增益之切換模式變換写。 或料，uS 6,140,777基本揭示使用數位信號處理器(Dsp) 迴:Ϊ: I"以數位型式製造切換模式變換器中之電壓控制 發明内容 有讲ί發明目的係提供—種控制切換模式變換器，特別是具 動電路因^^功能之切換模式變換器功率消耗之開關致 ===換模式變換器輪出處突則載變化時，其 改善该切換模式變換器之響應。 成範圍第1項之致動電路來達 / l、U改進係被申請專利範圍子項涵蓋。 :有施加輸出電壓之輸入端 ΙΓ切換模式變換器功率消耗之發明性開_=二 第-輸入，可供應視輸出電壓而 --誤差信號產生電路…J里仏唬’ 及參考信絲產生縣錢，糾比μ電壓測量信號 號，一濾裝置，被供朗誤差錢且產生第—控制信 該第產其生Λ路’被供應該第一控制信號，並以 卫η口號為基礎提供致動信號。 1301011 徵： 依據本發明，此致動電路中之濾波器裝置係包含 以下特 _一第一濾波器，具有整合響應可以該誤差作 產生第一濾波信號， ' θ 一第一濾波器，可依據磁滯特性從該今吳差作 二爐波信號， 號為基礎 號產生第 -一組合邏輯電路，可從該第一 第一控制信號。 及第二濾波信號產生該

第二濾、波器可添加信號組成至來自整合渡波器— 慮波信號’以便改善反應突然負載變化時之切換模式 響應。此例中’第-濾波信號及第二濾波信號係被加ς或^ 法組合’而第-例中’回授迴路係較佳包含被向下游連接址 合邏輯電路且具有指數響應之第三濾波器。 此例中，第二濾波信號係較佳被提供無延遲之最小近 似，其於以下被理解意指誤差信號變化會影響該第二濾波信 號不超過〇.5ms延遲時間。

一第二濾波信號係藉由第二濾波器產生，較佳使該第二濾 波b號不景々響第一控制信號直到誤差信號大小超過預定門 植為止。此門播值可被選擇對誤差信號之正及負算數符號有 所不同。當此門檻被超過時，若第二濾波信號假設異於靜態 值之一位準，則即使當誤差信號大小後來再次變小，來自第 二濾波器之輸出信號均維持於已被達到之此位準。從已被達 到之此位準降低該第二濾波信號，係直到誤差信號大小低於 可視該被達到位準而^之預定第二門檻才會發生。 11 1301011 第一及第二濾波信號被加— 信號之靜態值係為*，而於第」、、且:之貫施例巾，第二濾波 組合之實施例中係為一。 及第二濾波信號彼此相乘被 致動電路第一實施例中，、叩 ^ 直接供應誤差信號。 濾波為及第二濾波器係被 反應輸出突然負載變化時 於第二實施例中，並中第二、禽著應進一步改進係被達成 中第一缝_供應包含·^I1被直接供餘差信號，其 含來自該第二濾、波器之加 ^當作第—信號組成且包 一信號。 别出k號當作第二信號組成之 為了產生控制功率消耗之開 功能之切賴（變換_巾 ㈣，射功率因子修正 視輸出電壓而定之第—控制^動信號產生電路不僅被供應 式變換器輸入電流而定之第_虎而較佳亦被供應視切換模 器輸入電壓而^之第三控制信制信號及視切換模式變換 •實施方式 第一圖顯示控制切換模式 動電路100第一麻飞又換盗功率消耗之開關SW致 式：：4二 了促進理解致動電路_作方 式，切換杈式變換器基本電路 中，這些被簡單解釋如下、、且件同樣第被顯示於第一圖 不切純^換係為財功率目子修正函數之設 2換器型式’且包含可施加例如藉由橋式整流器GL被產 生自父流電壓，如主交流電壓Vn之輸入電壓Vin之輸入端 12 1301011 ΚΙ ’ K2。正弦主電壓Vn例中，輸入電壓vin係具有正弦大 J、之波型。没立變換器係具有一電感儲存元件L，例如一儲 存電感杰，及一開關SW，該電感儲存元件L及該開關sw 係被連接一起，使得當開關sw被關閉時，該電感儲存元件 L I與,亥輸入端K1，K2並聯。被與開關並聯者，係有 包含!if流元件D，例如二極體，及―電容儲存元件C，例 ^電Μ之-串聯電路。此電路裝置中，當開關sw被關閉 日^邊電感儲存元件L係經由該輸人端K1，K2揪收功率， 而當開關SW被開啟時，經由該二極體〇輸出部分此功率至 =輸出電容H C或負載ζ(以虛_示），其可被連接至輸入 Κ4。輸出電壓Vout可被分接跨越該輸出電容器。 或該輸入端K3，K4之間。 為了致動開關SW ’致動電路i00係包含一致動信號產

Brj30 ’其可以第一控制信號S1為基礎產生開關SW之 氏衝見度調變致動信號PWM。此第一控制信號S1係可獲得 :回长迴路輸出處且視來自切換模式變換器之輸 Vout而定。 針對所示設立變換器，功率消耗愈高，開關sw被開啟 =致動週期長度愈長係為真。脈衝寬度難致動信號 係藉由致動信號產生電路3 〇產生，使得當第一控制信 唬S1標示輸出電壓Vom與名目值相較下太低時，脈衝寬度 调變致動信號PWM之脈種?寬度增加以增 之功率消耗，而當第-控制信號81標示輸出電壓v。^名。 目值相較下太高時，致動信號PWM之脈衝寬度減少以降低 13 1301011 平均功率消耗。此外，該致動係被執行使得切換模式變換器 之輸入電流Iin平均值與輸入電壓vin成正比。 滿足該功能之致動信號產生電路3〇係非常熟知，意指 不需在此詳述設計說明。功率因子控制器電路中之致動信號 產生電路30不僅考慮視輸出電壓v〇ut而定之第一控制信號 S1，亦考慮輸入電流Iin之目前值及輸入電壓vin之目前值， 以便經由適當致動開關SW來獲得與該輸入電流iin成正比 之平均輪入電流。輪入電流Iin目前值之相關資訊係以藉由 •電ml測里衣置MI產生之弟一控制信號S2型式被供應至實施 例中之致動信號產生電路30,而輸入電壓Vin目前值之相關 資訊係以第三控制信號S3型式經由非電抗性電阻R3被供應 至致動信號產生電路30。 例如，可從視輪出電壓而定之第一控制信號產生控制功 率因子修正電路功率消耗之開關脈衝寬度調變輸出信號之 :聽信號產—生電路，視輸人電流而定之—信號及視輸入電 壓而定之一第二信號，係被說明於被解釋於開始處之晶片 _ TDA16888資料表中。被解釋於開頭之us 5,619,4〇5或de 197 25 842 A1亦說明可從視輸出電壓而定之控制信號產生 -設立變換器中之開關脈衝寬度調變輪出信號之該致動信號 ^電路，視輸人電壓岐之—錢及視輸人電流而定之一 k號。開關開啟或關閉時間係被内部時脈信號產生器内定於 k些致動電路中，而開啟週期係視藉由輸入電壓信號及第一 控制信號相_形成之斜坡錢及門檻信號之間比較而定。 14 1301011 開關開啟或關閉時間亦可從儲存電感器L磁化狀態被 導出（不被更詳細描繪），例如此被說明於US 6，140,777中。 此外，應注意輸入電壓目前值相關之資訊不一定要藉由 測量輸入電壓來確認，而亦可以另一方式藉由開關SW被關 閉之後從輪入電流之斜坡狀波型來確認。視致動信號產生電 路30特定改進而定，亦不必絕對需要偵測輸入電流lin。 然而，致動信號產生電路30所有不同改進之共同特色 係其需視輪出電壓而定之第一控制信號S1來產生可控制功 鲁率消耗之脈衝寬度調變致動信號PWM。 以本發明為基礎之致動電路100中，視輸出電壓而定之 此控制信號S1係藉由包含一第一濾波器21及一第二濾波器 22之濾波器裝置20被產生自誤差信號S10，其濾波輸出信 號S21，S22係藉由組合邏輯電路23被邏輯組合來形成第一 控制信號S1。 實施例中，誤差信號S10係藉由誤差信號產生電路1〇 提供。此誤差信號產生電路10係具有一差分放大器11，其 # 一輸入係被供應與輸出電壓Vout成正比之電壓測量信號 VS，而另輸入係被供應藉由參考電壓源12產生之參考電壓 ， Vref。電壓測量信號VS可獲得於被連接於輸入端K3，K4 間之分壓器Rl，R2中央接頭處。本例中，當輸出電壓超過 名目值時，係假設誤差信號S10及第一控制信號si上升， 以便使用致動信號產生電路30來限制功率消耗，而當輸出 電壓低於名目值時，係假設誤差信號S10及第一控制信號 S1下降，以便使用致動信號產生電路3〇來提昇功率消耗。 15 1301011 不用說當控制户缺 為限制功率1下降時，致動信號產生電路亦可 須被對換來產生第此例中，差分放^器11之輪入必 考電塵Wef，而負^信號，也就是正輸入必須被供應參 特性亦被^，供劇量信號VS。此外，該 斤^ 乐—及四圖中，此例中各必須被旋轉180唐。 弟一濾波器21且女 波器21輸出之第―#、、^整合響應，其意指被施加至此據 號⑽規料卩信號S21 ^獅成於誤差信 ，、月之主數而定。較佳是，第一濾波器21 =二、，丄雨出信號幻1不僅具有此整合信號組成亦具有 人决si〇成正比之一信號組成之型式。 第一濾波态22係考慮磁滯特性從誤差信號sl〇產生 二濾波輸出信號S22，其參考第三及四圖舉例被解釋如下。 濾'波輸出信號S21，S22係被供應至組合邏輯單元23， 為第-圖示财之乘法器23型式，而其將第—濾波輪^信 唬S21乘上第二濾波輸出信號S22以產生第一控制信號Μ。 ^例中，誤差信號S1Q係被直接供應至第—濾波^及 第二滤波器22以產生濾波信號S2l，S22。 第二圖顯示發明性致動電路100之第二實施例， 授迴路係包含具有指數響應之第三渡波器25。具有電壓 迴路之㈣迴財減響應之·波 ^ 明於DE 197 25 842 A1中，其 ^ ，說 ==進一步註解。為了組合第—及第二 切，奶，此貫施例係包含—加法級合邏輯元件24，其^ 16 Ι3010Π 力/忒第及第二濾波信號S22且供應第三濾波器25,其 係提供附加信號S24給該第一控制信號si。 ， %彳（"吳差饴號s 10產生第二濾波輸出信號S22之第二渡、、皮 =22操作基本上與第一及二圖所示實施例相同。然而了苐 一圖中之第二濾波器靜態值必須與第二圖中之 ，隸不同。下文中，靜態值係標示第二濾波器22:= ^號值，其中該第二濾、波器22不影響第-控制信號^凌 —/慮波心唬S22。針對其中濾波信號值S21，S29 被心、應至指數满減哭，ς 义 2 一々、、由即^ Cl的Μ之珂彼此相加之第二圖實施例，塗 —濾波為22之靜態值係為零。 波器22運作方式可從第二濾波器22轉移特性弊 付較佳理解，其被顯 特㈣獲 俜被給制兔^> 丁万、罘二圖，其中第二濾波信號值S22 i丁、破，、，日衣為玦差信號Sl〇正 乂2 一濾波器21之外，妒—_ °^5#bS10函數。除了第 之影響係特別可預期’慮波益22對第一控制信號S1 係標示與名目值相較下=信號值⑽，因為正誤差信號值 變換器過度功率消耗，^之輪出電麗V°Ut’因而切換模式 壞切換模錢換H之風^力率㈣€必彡貞盡快被限伽避免破 參考第三圖，第二、'声、丄 止值S22〇，.具有S22 S22係於控制開始時假設靜 及S22〇=0施力口至第二 2至第圖所示第—渡波器22， 信號⑵之修正信號:圖所_示第二滤波器 1。作為第-遽波 磁滯特性而定。此第一濾波信號S22係視誤差信號S10 禾—濾波信號S22及靜止值S22〇間之差

I3010H 異直到誤差信號S10大於正門檻值A1才上升，而第二濾波 k號S22於經歷磁滯之後返回該靜止值;§22〇。 針對限制磁滯曲線高誤差信號值之曲線上升分支，以 為真： S22 - N1 · (S10-A1) ⑴ 針對限制磁滯曲線低誤差信號值之曲線下降分支，以下 為真： S22 = Ml · S10 (2) 鲁 從異於靜止值S22〇之第二濾波信號S22值下降，係直 到誤差信號S10下降超過低於已被達到大於門檻值之一值有 一差分值為止才發生於所示磁滯曲線上，此差異之後被稱為 磁滯。此係使用案例解釋如下： 假没誤差^號S10於控制方法進程中從值零上升至值 S10_1>A1，其產生以下為真之第一修正信號值: S22J = N1 · (S10J-A1) ⑶ 若誤呈信號S1G下降低於已於時間進程被達成之此最大 ⑩誤差信號值sioj，則第二濾、波信號S22停留於直到誤差信 號S10下降至誤差信號值S10_2為止才被達到之此位準 _ S22_l，其係位於磁滯曲線下降分支上，以下為真： S10_2 = S22J/M1 = N1 . (Sl〇j-A1)/M1 (4) 僅：此檻值被達到時，被(2)標示之第二濾波信號s22 才遌循誤差信號S10進—步下降時之磁滯曲線下降分支。該 例中之S10—1-S10—2差異係對應視被達到之位準S22 1而 定之磁滯。 一 18 1301011 S1。3當:初下差信號Sl°達到-目前最小值，例如值 下為真才下P牛为支上之修正信號S22係達到值S22—3，以 S22J ~ Ml · S10J (5) 虽士誤1信號SK)於時間進程上再次從目前最小值si〇 3 上物’則第二渡波信號S22係於誤差信號S10上升留 於此被達_綠小濾波信齡S22—3，糾上升誤差信= S10大於視此最小位準S22—3為止，以下為真： ϋ S10J - S22J/N1 +A1 = Ml · S10J/N1 + A1 ⑹ ;第三圖所示實施例中，磁致特性之上升分支及下降分支 係亡有線性外型。該特性特別適用於第二圖例，其中第一據 波L號S21及第一濾波信號S22係被彼此相加且被供應至指 數;is、波為25。不用説其亦可施加濾波信號之非線性輪廓 給上升或下降誤差信號S1G。上升輪叙下降輪#可被選擇 使磁滞大小於各例中均等。4匕可藉由各被選擇相同大小之上 升及下降曲線梯度Nl及纽來達成第三圖實施例。此例中， 磁滯標記誤差信號si〇必須從第二濾波信號S22被降低之前 已被達到之最大值下降，或誤差信號sl〇必須從第二濾波信 號S22被再次增加之前已被達到之最大值上升之值。 第四圖說明不僅考慮正誤差信號亦考慮負誤差信號S10 之第二濾波器22之磁滯影響轉移特性。該例中，此濾波器 之響應係對正誤差信號值及負誤差信號值不對稱。正誤差信 號S10處，當誤差信號si〇超過量小於第二門檻值A2量之 第一門檻值A1時，形成第一濾波信號S21修正信號之第二 19

I3〇l〇H =信號S22係上升至實際異於靜止冑S22。之值，此後修 正t戒S22係假設異於負誤差俨栌 " 外，正誤差信號值S1〇 2 f;#止值。此 值Sl〇夕仪^ k唬S22上升係較負誤差信號 樟示與a日彡广S22上升為陡。此考慮正誤差信號值S10 輪出如之輪出，其f快速反應來限制 和輪進一步上升之事實。修正信號奶因此對於第-門 ^ 之誤差錢值⑽係上升《。負誤差信號值 v〇t fT i目值相較τ過低而過度負載之輸出電壓 二it祕狀態中，該系統特別亦受振盪影響，並音指 A2之·信號值上升緩慢，而#誤差 =f:限制緩慢。正及負誤差信_^^ S2i 等於零，修正信號您係分別假設其靜止值 ㈣:ΓΓ中’ Γ了遽波益22之轉移特性係被選擇使正修正 广!纟正誤差信號值’而負修正信號被產生負誤差信號 值Γ為零。該例中之特性係具有正誤差^ 值S10之磁冰曲線。針對此曲線上升分支，以下為真： S22 = Ν1 · (S10-A1) ⑽ ” · 而針對下降分支，以下為真： 822 = M1 · 810 (7b) 此外，該特性係具有負誤差信號值sl〇之磁滯曲線 對此曲線下降分支，以下為真： ^ (8a) S22 = N2 · (S10-A2) 20 1301011 而針對上升分支’以下為真·· S22 - M2 · S10 (8b) 此情況中，較佳施加Nl>N2及Ml>M2。 正誤差«值梯度m可無限接近，結果當誤差信號训 超過限制值時’功率消耗立即被限制非常低值。 正誤差信號值磁滯係較佳大於負差信號值。此外，磁滞 曲線上升及下降分支亦可具有非限制麵。亦可 值SH)及各別限制值之間差異為基礎，也就是⑽^或 S10-A2大小為基礎來選擇這些曲線梯度。 第五圖顯示考慮第四圖所示磁滯 型或修正信細波型(產生自此波型):誤差付本 上具有漣波，其產生自（漣波)存在於功子 輸出電壓中之連波。參考開頭被解釋者，輸出電:：二 之此漣波係被獲得自功率因子控制器電路功 入電壓方形，而藉由被連接至輸出 ，、I循輸 固定負載處.同樣為固定之事實輸出之負载2所没取之功率於 穩定狀態中，輸出電壓vout於 ”差信號_於值零附近週期性振盪。正弦例 有穩定狀態中之正弦方波幹产^ 么’决差域係具 ==振巾田’係視功率消耗平均值而定且大於此功率消耗 載之示波型係於該系統處於具有相當小被連接負 ㈣疋狀恶之時間開始。此例中，修正信號s22假= 1301011 之π°二其視特定實施例而定為零或-。具有穩定狀態中 西廓之振幅及第二遽波器轉移特性之磁滞係彼此匹 k侍切換权式變換器最大功率消耗之穩定狀態中，正振 正修正信1^值轉移特性之磁滯，而修正信號負振幅 輪廓並ί轉移特性之磁滯，使誤差信號S10之"1期 ^ 1 ^别出電壓vout中之漣波而產生異於靜態值之修 正仏號值Sl〇〇 " ^图所示波型中’突然負載改變發生於時間tl並突然 出曰ί::杈式變換器之輸出K3，K4處之汲取功率，使得輸 魚二先下丄降。結果，誤差信號_朝向負信號值 + 吳差化5虎sl〇中之基本漣波被維持著。誤差值 =號下產生異於靜止值取之修正信號值S22。此修正 仏號值對$二@實施例為基礎之致動電路而言為負，以便向 下修正第-濾波信號S21並藉此降低第—控制信號si，致 動b虎產生電路S30中之此第—控制信號S1降低係致 關SW使功率消耗被增加。針對第一圖所示實施例，修 :虎係假設介於零及一之值，以便同樣可向下修正第一濾波‘ 號S21並產生較小第一控制信號…此例中，修正信號^ 直到誤差信號S1G首次再與零滅叉為止才再次假設其靜止 值S22。，其標示突然負載改敎部分被完錢之暫時操作。 誤呈信號S1G於時間進程上之振幅愈大係標示切換模式換 器所消耗功率與_處她下愈高。然而，如上述，此振巾5、 係太小而不能經由穩定狀態中之第二毅器22影 —= 制信號S1之值。 ％ ^ 22 1301011 例如’於發明性致動電路中產生修正信號S22之第二濾 波器22可被整合為數位濾波器。第六圖說明從誤差信號確 認修正信號之可能演算法。第六圖中，S10(i)標示誤差信號 sio之樣本，該樣本係被用於目前計算步驟。s22⑴標示產 生自此目前計算步驟之修正信號值，而S22(i-1)標示於先前 計异步驟期間被確認之修正信號值。

曰、第一方法步驟200中，檢查決定目前誤差信號值S10(i) 是否大於零。若是，貝,J另一方法步驟210檢查目前誤差信號 值sio⑴疋否大於正第一門檻值A1。若是，目前誤差信號值 Sl〇(i)係被用來確認正誤差信號值之轉移特性分支上升值及 將其分配至魏Z。若被分配至魏z之此值高於先前被確 認於方法步驟212中之修正信號值S22(i-1)，則目前修正信 號值S22(i)係於方法步驟213中被設定等於變數z之值。否 則，修正信號值保持不變，也就是目前修正信號值幻2⑴被 設定雜方法步驟214中之先前修正信號值您㈣。 若修正信號值SlG(i)^ A於第―門健A1，則方法步驟 ϋ t ’ t誤差信號值S1G之轉移特性分支下降上之值係被 石1、“、目刖决差信號值81〇(祖被分配至變數z〇若此變數 值低於被癌認於方法步驟216中之先前修正信號值，則修正 S22(1)被設定等於方法步驟217中之變數值。若變數 二號值’則方法步驟218檢查先前修正信 於零。若是’則目前修正信號值s卻) 係於方法步抑9顿奴轉零，侧，修 ^ 不變（步驟214)。 丨。I值保符 23 1301011 若目前誤差信號值sio(i)小於零，則方法步驟220被用 來確認誤差信號值S1 〇(i)是否低於負第二門檻A2。若是，則 位於負誤差信號值下降分支上之轉移特性值係被確認為此 誤差信號值S10(i)且被分配至變數Z。後續方法步驟222中， 若該變數變成小於先前修正信號值S22(i-1)，則目前修正信 號值S22(i)係被設定等於該變數值(步驟223)，否則，修正信 5虎值保持不變（方法步驟224 )。 Φ 若負誤差信號值S10(i)大於第二門檻A2，則轉移特性中 之負誤差信號值上升分支上之值係被確認為此誤 且被分配至變數Z。若被確認知該值大於先前修正值 S22(i-1)，則方法步驟227係被用來分配此變數z值至目前 修正信號值s22(i)。侧，不論先前修正信號值a:㈣是 否大於夺，纟均可被確認。若是，目前修正信號值奶⑴係 被設定等於零’否則修正信號健持不變（方法步驟224 )。 第七_示發雜軸f路另—實補，其巾第一滤波 器21係具有被上游連接至其之—加法器％，其—輸入係被 供應誤差信號SK)’而其另—輪入係被供應被加權因子上之 修正信號S22。因子k係較佳為被解釋之轉移特性梯度川， M1，N2’M2之-倒數大小階。此例中，因子k亦可以誤差 信號S10極性為基礎做改變。 藉二濾波器22輸出回授至第-濾波器21之輸 入，可達成虽切換模式變換器反應輪出K3，κ 載改變時之響應進-步改善。突㈣載改變事件中之^^ 號S1〇波S係被顯示於第八圖用於第七圖所示實施例。 24 1301011 圖式簡單說明 本發明使用實施例參考附圖被更詳細解釋如下。 第一圖顯示依據第一實施例具有控制功率消耗之開關 致動電路具設立變換器型式之切換模式變換器。 第二圖顯示依據本發明第二實施例具有致動電路之切 換模式變換器。 第三圖說明被提供於誤差信號值大於零之致動電路回 Φ 授迴路中之濾波器磁滯影響響應。 第四圖說明被提供於誤差信號值大於及小於零之致動 電路回授迴路中之濾波器磁滯影響響應。 第五圖說明視輸出電壓而定之誤差信號及最終第二遽 波信號波型當作第四圖所示轉移特性函數例。 第六圖說明從誤差信號值產生第二濾波信號值之演算 法。 第七圖顯示依據本發明另一實施例具有致動電路之切 ^ 換模式變換器。 第八圖說明使用誤差信號波型對第七圖所示切換模式 變換器突然負載變化反應例。 ' 圖中，除非另外陳述，相同參考符號係均標記具有相同 意義之相同電路組件及信號。 25 I30I011 元件符號說明 c 電容器，電容儲存元件 D 二極體，整流器元件 GL 橋式整流器

Tin 輸入電流 K 加權因子 K卜K2 輸入端 φ K3，K4 輸出端 L 儲存電感器，電感儲存元件 MI 電流測量裝置 PWM脈衝寬度調變致動信號 Rl，R2 分壓器 R3 電阻器 S1 第一控制信號，輸出電壓相依控制信號 S10 誤差信號 φ S2 第二控制信號，輸入電流相依控制信號 521 第一濾波信號 522 第二濾波信號，修正信號 S22’加權第二濾波信號，修正信號 S3 第三控制信號，輸入電壓相依控制信號 SW 開關

Vin 輸入電壓

Vn 主電壓

Vout輸出電壓 26 1301011

Vref 參考電壓 VS 電壓測量信號 z 負載 200-229方法步驟 10 誤差信號產生電路 11 差分放大器 12 參考電壓源 20 濾波器裝置 21 第一滤波器 22 第二濾波器 23 乘法組合邏輯電路 24 加法組合邏輯電路 25 第三濾波器 26 加法器 30 致動信號產生電路 100 致動電路 27

Claims (1)

1. Ι3〇ι〇ΐι __ 年月日修鑛妹換頁 οα AQ … -」 十、申請專利範圍： ^ 1 · 一種控制切換模式變換器中功率消耗之開關(s W)致動 電路，其具有可施加輸入電麼(Vin)之輸入端(K1，K2)及提供 輪出電壓之輸出端(Κ3，Κ4)，該致動電路(100)包含： "•一第一輸入(κιι)，可供應視該輸出電壓(v〇ut)而定之電 堡蜊量信號(VS)，

   誤差尨號產生電路(1 〇)，藉由比較該電壓測量信號(VS) 及一參考信號(Vref)來產生誤差信號(sl〇)， -一濾波裝置(20)，被供應該誤差信號(sl〇)且產生一第 一控制信號(S1)， -致動#號產生電路(30)，被供應該第一控制信號 ()並以u亥第控制佗號(S1)為基礎提供致動信號(pwm)认 該開關(SW)， 其中 該濾波器裝置(20)具有以下特徵：

   、·第一濾波器(21)，具有一整合響應，以該誤差信號(S1〇) 為基礎產生一第一濾波信號(S21)， _一第二濾波器(22)，依據一磁滞特性從該誤差信號(sl〇) 產生一第二濾波信號(S22) 。·-組合邏輯電路(23; 24，25)，觀第—及第二濾波信 號(S21，S22)產生該第一控制信號(S1)。 2·如申#專利範圍第1項之致動電路，其巾該組合邏輯電 路(23)為一乘法器。 (S ) 28 1301011 η 96. ^謗懈暴賈 3.如二請專利範圍第1項之致動電路，其中該組合邏輯電 路(24，25)具有以下特徵·· 二法為(24) ’被供應該第一及第二濾波信號⑻^，奶)， 二第三遽波||(25)，被下游連接該加法寧），具有可提 供该第一控制信號(Si)之指數響應。 4.如申請專利範圍第"至第3項中任—項之致動電路， J找第-器⑼係被供應視該誤聽號卿)及該第二 濾、波彳s就(S22)而定之一信號。 〃 5·如申請專利範圍第4項之致動電路’其中該第-減波器 係跟隨著加法組合邏輯電路(26)，討邏輯 _及與該第二濾、波信號成正比之—信號⑽），以 一滤波器之輸入信號。 6. 如申請專利範圍第！項至第3項中任 其中該第二驗ϋ係㈣敎得 ^路 -若該該誤差錢(啊的大小超過—規定門播值⑻； 八2)，則該第二濾波信號(S22)假設異於—靜止值(^22。)之丄 值，及 _若該該誤差信號(S1G)下降至低於相錢位準之钱 以下有-差分值’職第二舰信號阳)做異於該靜^值 之已被達到信號位準朝向該靜止值改變。 7. 如申請專利範圍第6項之致動電路，其中選擇該門權值 (A1 ; Λ2)，其異於正及負誤差信號值(sl〇)。 " 8·如申睛專利範圍第6項之致動電路，其中選擇該差分 值，其異於該誤差信號(S10)之正及負信號值。 29 3^. 1301011 年Λ頁 概 ι，αο— 9·如申請專利範圍第6項之致動電路，其中該差分值視已 被達到該第二濾波信號(S22)之信號位準而定。 10·如申請專利範圍第6項之致動電路，其中若該誤差庐 號(sio)之大小增加，則該第二濾波信號(S22)之信號位準及該 靜止值間之差異，視該誤差信號(S10)超過該規定 A2)之差娜〇_A1;A2_sl〇)而定。 值(A1，

   11. 如申請專利範圍第1〇項之致動電路，其中若該誤差作 號(S10)之大小降低，則該第二遽波信號阳)之信號位準及 靜止值間之差異降低是視該誤差信號(S10)之降低而定。Λ 12. 如申請專利範圍第6項之致動電路，其中若該誤 紐魏，職第二驗^22)被麵設定^ ，財紐純路係用 子彳彡正電路巾之設立賴ϋ巾之關(SW)。

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