TWI398085B - Step-up and down-voltage conversion device and step-up and down conversion circuit - Google Patents
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Description
本發明是有關於一種升降壓轉換電路，特別是指一種可提供負電壓輸出的升降壓轉換電路。
負電壓電源在類比訊號或是通訊的應用是不可缺少的，例如：音訊放大器、訊號產生器或是資料傳輸介面等皆需要負電壓才能正常工作。
羅式轉換器(Luo Converter)、邱克轉換器(Cuk Converter)及習知升降壓轉換器(Buck-Boost Converter)為現今使用於提供負電壓輸出的轉換器，但是該等轉換器均有雙線性的特性，也就是在控制其中的功率開關時，會產生右半平面的零點(zero)，導致整個系統不穩定。因此，如何提供一個電路簡單且穩定性高的負電壓轉換器則為本案之發明重點。
因此，本發明之目的，即在提供一種電路簡單、穩定性高且可提供負電壓輸出的升降壓轉換電路。
於是，本發明升降壓轉換電路，用以對一電壓源所輸出的一輸入電壓進行電壓轉換以輸出一負電壓，該升降壓轉換電路包含：一第一開關、一第二開關、一第三開關、一第四開關、一第一儲能電容、一第二儲能電容、一第一二極體、一第二二極體、一儲能電感及一輸出電容。
第一開關與第二開關相互串聯後與電壓源並聯，且第一開關接收該輸入電壓；第一儲能電容其中一端耦接於該第一開關與該第二開關的串接點；第三開關其中一端耦接於電壓源且接收輸入電壓；第四開關耦接於第一儲能電容的另一端及第三開關的另一端之間；第一二極體的陽極耦接於第一儲能電容與第四開關的串接點，且第一二極體的陰極耦接於第二開關與電壓源的串接點；第二儲能電容、儲能電感及輸出電容相互串聯，且第二儲能電容耦接於第三開關的另一端，輸出電容耦接於第二開關與電壓源的串接點；第二二極體的陽極耦接於第二儲能電容與儲能電感的串接點，且第二二極體的陰極耦接於第二開關與電壓源的串接點。
當第一開關及第三開關為導通且第二開關及第四開關為非導通，電壓源對第一儲能電容及第二儲能電容儲能，當第一開關及第三開關為非導通且第二開關及第四開關為導通，第一儲能電容及第二儲能電容對儲能電感及輸出電容釋能而輸出負電壓。
較佳地，第二儲能電容的容值與升降壓轉換電路的輸出功率及第一開關的責任週期呈正比，且與第二儲能電容在儲能與釋能之間所產生的能量誤差、輸入電壓、輸出負電壓及第一開關的切換頻率呈反比。
較佳地，儲能電感的感值與輸出負電壓的平方呈正比，且與升降壓轉換電路的最小輸出功率、第一開關的切換頻率及第一開關的責任週期呈反比。
較佳地，輸出電容的容值與升降壓轉換電路的最小輸出功率呈正比，且與輸出負電壓及輸出負電壓的漣波電壓呈反比。
此外，本發明之另一目的，即在提供一種全數位化控制且可提供負電壓輸出的升降壓轉換裝置。
於是，本發明升降壓轉換裝置，包含一升降壓轉換電路及一控制電路。該升降壓轉換電路包括一第一開關、一第二開關、一第三開關、一第四開關、一第一儲能電容、一第二儲能電容、一第一二極體、一第二二極體、一儲能電感及一輸出電容。
第一開關與第二開關相互串聯後與電壓源並聯，且第一開關接收該輸入電壓；第一儲能電容其中一端耦接於該第一開關與該第二開關的串接點；第三開關其中一端耦接於電壓源且接收輸入電壓；第四開關耦接於第一儲能電容的另一端及第三開關的另一端之間；第一二極體的陽極耦接於第一儲能電容與第四開關的串接點，且第一二極體的陰極耦接於第二開關與電壓源的串接點；第二儲能電容、儲能電感及輸出電容相互串聯，且第二儲能電容耦接於第三開關的另一端，輸出電容耦接於第二開關與電壓源的串接點；第二二極體的陽極耦接於第二儲能電容與儲能電感的串接點，且第二二極體的陰極耦接於第二開關與電壓源的串接點。
當第一開關及第三開關為導通且第二開關及第四開關為非導通，電壓源對第一儲能電容及第二儲能電容儲能，當第一開關及第三開關為非導通且第二開關及第四開關為導通，第一儲能電容及第二儲能電容對儲能電感及輸出電容釋能而輸出負電壓。而控制電路用以根據負電壓對應控制第一開關、第二開關、第三開關及第四開關的切換。
較佳地，第二儲能電容的容值與升降壓轉換電路的輸出功率及第一開關的責任週期呈正比，且與第二儲能電容在儲能與釋能之間所產生的能量誤差、輸入電壓、輸出負電壓及第一開關的切換頻率呈反比。
較佳地，儲能電感的感值與輸出負電壓的平方呈正比，且與升降壓轉換電路的最小輸出功率、第一開關的切換頻率及第一開關的責任週期呈反比。
較佳地，輸出電容的容值與升降壓轉換電路的最小輸出功率呈正比，且與輸出負電壓及輸出負電壓的漣波電壓呈反比。
本發明之功效在於，可以提供一個電路簡單且在控制上不會產生右半平面的零點的負電壓電源。
有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之一個較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。
參閱圖1，為本發明升降壓轉換裝置100之較佳實施例，該升降壓轉換裝置100包含一升降壓轉換電路1及一控制電路2，藉由控制電路2的控制，使得升降壓轉換電路1提供一負電壓V o
輸出至一負載R o
。
升降壓轉換電路1包括一第一開關S1、一第二開關
S2、一第三開關S3、一第四開關S4、一第一儲能電容C b
1
、一第二儲能電容C b
2
、一第一二極體D b
1
、一第二二極體D b
2
、一儲能電感L o
及一輸出電容C o
。
第一開關S1具有一耦接於一電壓源10且接收電壓源10所輸出的一輸入電壓V i
的第一端101及一第二端102；第二開關S2具有一耦接於第一開關S1之第二端102的第一端103及一第二端104；第一儲能電容C b
1
具有一耦接於第一開關S1之第二端102的第一端105及一第二端106；第三開關S3具有一耦接於電壓源10且接收輸入電壓V i
的第一端107及一第二端108；第四開關S4具有一耦接於第三開關S3之第二端108的第一端109及一耦接於第一儲能電容C b
1
之第二端106的第二端110；第一二極體D b
1
的陽極111耦接於第一儲能電容C b
1
之第二端106，且第一二極體D b
1
的陰極112耦接於第二開關S2之第二端104；第二儲能電容C b
2
具有一耦接於第三開關S3之第二端108的第一端113及一第二端114；第二二極體D b
2
的陽極115耦接於第二儲能電容C b
2
之第二端114，且第二二極體D b
2
的陰極116耦接於第二開關S2之第二端104；儲能電感L o
具有一耦接於第二儲能電容C b
2
之第二端114的第一端117及一第二端118；輸出電容C o
具有一耦接於儲能電感L o
之第二端118的第一端119及一耦接於第二開關S2之第二端104的第二端120，而負載R o
則並聯於輸出電容C o
。
在本實施例中，第二開關S2之第二端104、第一二極體D b
1
的陰極112、第二二極體D b
2
的陰極116及輸出電容C o
的
第二端120皆接地，且輸出電容C o
的第一端119為升降壓轉換電路1的輸出端。此外，第一開關S1、第二開關S2、第三開關S3及第四開關S4可為N型金氧半場效電晶體(N-MOS)、P型金氧半場效電晶體(P-MOS)、傳輸閘(transmission gate)等開關元件，而本實施例則是採用N型金氧半場效電晶體。
升降壓轉換電路1可操作於連續導通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)、不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)及邊界導通模式(Boundary Conduction Mode，BCM)其中之一，以下將以升降壓轉換電路1操作於連續導通模式，詳細說明其中各個元件的作動及如何輸出負電壓V o
。此外，為了方便分析及說明，以下將進行三點假設：(1)第一開關S1、第二開關S2、第三開關S3、第四開關S4、第一二極體D b
1
及第二二極體D b
2
均是為理想元件，且四個開關S1~S4的切換時間、導通電組、順向導通壓降，及兩個二極體D b
1
、D b
2
的反向恢復時間均忽略不計；(2)第一開關S1、第二開關S2、第三開關S3及第四開關S4之間切換時產生的空白時間忽略不計；及(3)第一儲能電容C b
1
及第二儲能電容C b
2
的電容值皆很大而視為一定電壓源。
配合參閱圖2，當第一開關S1及第三開關S3為導通狀態且第二開關S2及第四開關S4為非導通狀態時，電壓源
10、第一開關S1、第一儲能電容C b
1
及第一二極體D b
1
相互串聯而形成一第一迴路I，電壓源10以輸入電壓V i
對第一儲能電容C b
1
進行儲能，此時，第一二極體D b
1
的陽極111電壓會大於第一二極體D b
1
的陰極112電壓，使得第一二極體D b
1
為導通狀態。
同時，電壓源10、第三開關S3、第二儲能電容C b
2
及第二二極體D b
2
相互串聯而形成一第二迴路II，電壓源10同樣以輸入電壓V i
對第二儲能電容C b
2
進行儲能，第二二極體D b
2
會因其陽極115電壓會大於其陰極116電壓而為導通狀態。
輸出電容C o
、儲能電感L o
及第二二極體D b
2
串聯形成一第三迴路III，輸出電容C o
及儲能電感L o
皆透過第二二極體D b
2
對地釋能。三個迴路I、II及III的儲/釋能方向如圖2之虛線方向所示，且符合以下方程式(1)：
其中，i i
為輸入電壓V i
所輸出的電流，i o
為通過儲能電感L o
的電流，i b
1
為流經第一儲能電容C b
1
的電流，i b
2
為流經第二儲能電容C b
2
的電流，V o
為升降壓轉換電路1的輸出電壓。
特別說明的是，在本實施例中，電壓源10同時對第一儲能電容C b
1
及第二儲能電容C b
2
進行儲能，並將兩者儲能至與輸入電壓V i
相同的電壓，且同時儲能電感L o
為去磁狀態，其跨壓為負電壓V o
，如方程式(1)所示。
配合參閱圖3，當第一開關S1及第三開關S3為非導通
狀態且第二開關S2及第四開關S4為導通狀態時，第二開關S2、第一儲能電容C b
1
、第四開關S4、第二儲能電容C b
2
、儲能電感L o
及輸出電容C o
相互串聯而形成一第四迴路IV，第一儲能電容C b
1
及第二儲能電容C b
2
同時對輸出電容C o
及儲能電感L o
釋能，並在負載R o
上產生負電壓V o
。
由於第一儲能電容C b
1
及第二儲能電容C b
2
所儲能的電壓為輸入電壓V i
，因此在此狀態下，第一儲能電容C b
1
及第二儲能電容C b
2
視為兩個可輸出輸入電壓V i
的電壓源(即上述假設(3))同時對輸出電容C o
及儲能電感L o
進行充電，故儲能電感L o
為激磁狀態，且第一儲能電容C b
1
及第二儲能電容C b
2
會將能量傳送至負載R o
，以產生負電壓V o
。而第四迴路IV會符合以下方程式(2)：
其中，V i
為第一儲能電容C b
1
及第二儲能電容C b
2
的跨電壓。
因此，整體而言，當第一開關S1及第三開關S3為導通狀態且第二開關S2及第四開關S4為非導通狀態時，升降壓轉換電路1利用輸出電容C o
所儲存的能量供應負電壓V o
輸出；當第一開關S1及第三開關S3為非導通狀態且第二開關S2及第四開關S4為導通狀態時，升降壓轉換電路1則是藉由第一儲能電容C b
1
及第二儲能電容C b
2
所儲存的能量供應負電壓V o
輸出。此外，透過四個開關S1~S4相互切換，
即可調整升降壓轉換電路1所輸出之負電壓V o
的大小，且根據伏秒平衡(Volt-Second Balance)原理，上述方程式(1)及(2)可得出升降壓轉換電路1的電壓轉換比為
其中，D
為第一開關S1的責任週期(duty cyclc)，由於第三開關S3與第一開關S1同步，而第二開關S2、第四開關S4則與第一開關S1之作動相反，即第一開關S1開啟時，第二開關S2及第四開關S4關閉；第一開關S1關閉時，第二開關S2及第四開關S4開啟，故上述電壓轉換比僅以第一開關S1的責任週期表示之。
在本實施例中，升降壓轉換裝置100可接受的輸入電壓V i
的範圍為10~16伏特，透過升降壓轉換電路1的轉換後可得輸出電壓V o
為-12伏特。換言之，若輸入電壓V i
小於12伏特，升降壓轉換電路1則為升壓轉換；若輸入電壓V i
大於12伏特，升降壓轉換電路1則為降壓轉換。而升降壓轉換電路1的規格如下：(1)輸入電壓V i
為10~16V；(2)輸出電壓V o
為12V(取絕對值)；(3)輸出電流I o
為2A；(4)四個開關S1~S4的切換頻率為195kHz；(5)升降壓轉換電路1操作在連續導通模式下的輸出功率P o-rated
為12W；(6)升降壓轉換電路1操作在連續導通模式下的最小輸出功率P o-
min
為3.6W；及
(7)輸出漣波(ripple)電壓△V o-
max
為60mV。(以上單位V：伏特，A：安培，W：瓦特)
接著，配合上述規格，針對第一儲能電容C b
1
、第二儲能電容C b
2
、儲能電感L o
及輸出電容C o
進行設計。
首先，針對第一儲能電容C b
1
及第二儲能電容C b
2
進行以下三點假設：(i)第一儲能電容C b
1
的容值與第二儲能電容C b
2
的容值相同；(ii)當第一開關S1及第三開關S3為非導通狀態且第二開關S2及第四開關S4為導通狀態時，第一儲能電容C b
1
及第二儲能電容C b
2
皆能充電至輸入電壓V i
；及(iii)第二儲能電容C b
2
在充電及放電之間所產生的能量誤差ε為0.05%。
如此，根據上述假設，第一儲能電容C b
1
及第二儲能電容C b
2
的容值為以下方程式(3)：
因此，帶入所有規格參數的數值，可得第一儲能電容C b
1
及第二儲能電容C b
2
為461μF。換言之，兩者的數值只要大於461μF即可，而本實施例是設計為470μF，但不以此為限。
同樣的，儲能電感L o
及輸出電容C o
的設計可分別表示為以下方程式(4)及(5)：
帶入所有規格參數的數值可得儲能電感L o
及輸出電容C o
的最小值分別為41μH及650μF。因此，本實施例之儲能電感L o
及輸出電容C o
分別設計為45μF及1000μF。
再參閱圖1，本實施例之控制電路2包含一分壓器(voltage divider)21、一比較器(comparator)22、一比例積分微分(Proportional Integral Deruvative，PID)控制器23及二閘極驅動器(gate driver)24。
分壓器21耦接於升降壓轉換電路1的輸出端(即輸出電容C o
的第一端119)，用以接收輸出電壓V o
，並且根據一分壓比例將其進行分壓，此外，為了使邏輯電路正常運作，分壓器21還會將輸出電壓V o
轉換成正電壓輸出。比較器22耦接於分壓器21，用以接收分壓器21的輸出電壓，並與一參考電壓相互比較而輸出一數位邏輯訊號，即邏輯1及邏輯0所組成之資料流(data stream)。
在本實施例中，比例積分微分控制器23係應用於場效可規劃邏輯閘陣列(Field Programmable Gate Array，FPGA)，且耦接於比較器22，用以根據數位邏輯訊號輸出一控制訊號，以分別決定第一開關S1、第二開關S2、第三開關S3及第四開關S4的責任週期。閘極驅動器24其中之一耦接於比例積分微分控制器23與第一開關S1、第三開關S3之間，而閘極驅動器24其中另一耦接於比例積分微分控制器23與第二開關S2、第四開關S4之間，該等閘極驅動器24用以將控制訊號轉換成足以驅動第一開關S1、第二開關S2、第三開關S3及第四開關S4啟閉的驅動訊號。
也就是說，分壓器21接收升降壓轉換電路1的輸出電壓V o
，透過比較器22比較後傳送至比例積分微分控制器23，比例積分微分控制器23根據輸出電壓V o
產生下一週期的四個開關S1~S4的責任週期，以維持輸出電壓V o
為-12伏特。值得一提的是，本實施例之比較器22利用輸出電壓V o
與參考電壓進行多次比較，而產生串列式的控制訊號(即資料流)，以取代類比數位轉換器(ADC)。
參閱圖4，為控制第二開關S2啟閉的驅動訊號M 1
、升降壓轉換裝置100的輸出電壓V o
及流經儲能電感L o
的電流i L
的波形圖，其中，輸入電壓V i
係設定為10伏特且輸出電流設定為0.5安培。由圖4可知，升降壓轉換裝置100透過控制電路2的控制，適當地調整四個開關S1~S4的責任週期，使得輸出電壓V o
維持一個固定的負12伏特電壓輸出。
參閱圖5，為控制第二開關S2啟閉的驅動訊號M 1
、第一儲能電容C b 1
的跨壓V b 1
及第二儲能電容C b 2
的跨壓V b 2
的波形圖，其中，輸入電壓V i
係設定為10伏特且輸出電流設定為0.5安培。由圖5可知，第一儲能電容C b 1
及第二儲能電容C b 2
中所儲存的電壓分別為10伏特及8伏特。
參閱圖6，為控制第二開關S2啟閉的驅動訊號M 1
、升降壓轉換裝置100的輸出電壓V o
及流經儲能電感L o
的電流i L
的波形圖，其中，輸入電壓V i
係設定為10伏特且輸出電流設定為1安培。同樣地，升降壓轉換裝置100透過控制電路2的控制將輸出電壓V o
維持一個固定的負12伏特電壓輸出。
參閱圖7，為控制第二開關S2啟閉的驅動訊號M 1
、第一儲能電容C b 1
的跨壓V b 1
及第二儲能電容C b 2
的跨壓V b 2
的波形圖，其中，輸入電壓V i
係設定為10伏特且輸出電流設定為1安培。由圖7可知，第一儲能電容C b 1
及第二儲能電容C b 2
中所儲存的電壓分別為9.8伏特及7.8伏特。
參閱圖8，為控制第二開關S2啟閉的驅動訊號M 1
、升降壓轉換裝置100的輸出電壓V o
及流經儲能電感L o
的電流i L
的波形圖，其中，輸入電壓V i
係設定為16伏特且輸出電流設定為0.5安培。同樣地，升降壓轉換裝置100透過控制電路2的控制將輸出電壓V o
維持一個固定的負12伏特電壓輸出。
參閱圖9，為控制第二開關S2啟閉的驅動訊號M 1
、第一儲能電容C b 1
的跨壓V b 1
及第二儲能電容C b 2
的跨壓V b 2
的波形圖，其中，輸入電壓V i
係設定為16伏特且輸出電流設定為0.5安培。由圖9可知，第一儲能電容C b 1
及第二儲能電容C b 2
中所儲存的電壓皆為16伏特。
參閱圖10，為控制第二開關S2啟閉的驅動訊號M 1
、升降壓轉換裝置100的輸出電壓V o
及流經儲能電感L o
的電流i L
的波形圖，其中，輸入電壓V i
係設定為16伏特且輸出電流設定為1安培。同樣地，升降壓轉換裝置100透過控制電路2的控制將輸出電壓V o
維持一個固定的負12伏特電壓輸出。
參閱圖11，為控制第二開關S2啟閉的驅動訊號M 1
、第一儲能電容C b 1
的跨壓V b 1
及第二儲能電容C b 2
的跨壓V b 2
的波形圖，其中，輸入電壓V i
係設定為16伏特且輸出電流設定為1安培。由圖11可知，第一儲能電容C b 1
及第二儲能電容C b 2
中所儲存的電壓皆為16伏特。
綜上所述，本發明升降壓轉換裝置100藉由升降壓轉換電路1及控制電路2的配合而產生一固定的負電壓輸出，且整個控制電路2皆是利用數位的方式實現，不僅電路簡單，亦可改善輸出電壓V o
隨著溫度變化或是控制電路2中元件的老化等因素所產生的誤差。此外，本發明之控制電路2對於升降壓轉換裝置100不會產生右半平面的零點(zero)，在控制上也較為穩定。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
100．．．升降壓轉換裝置
1．．．升降壓轉換電路
10．．．電壓源
101．．．第一開關的第一端
102．．．第一開關的第二端
103．．．第二開關的第一端
104．．．第二開關的第二端
105．．．第一儲能電容的第一端
106．．．第一儲能電容的第二端
107．．．第三開關的第一端
108．．．第三開關的第二端
109．．．第四開關的第一端
110．．．第四開關的第二端
111．．．第一二極體的陽極
112．．．第一二極體的陰極
113．．．第二儲能電容的第一端
114．．．第二儲能電容的第二端
115．．．第二二極體的陽極
116．．．第二二極體的陰極
117．．．儲能電感的第一端
118．．．儲能電感的第二端
119．．．輸出電容的第一端
120．．．輸出電容的第二端
2．．．控制電路
21．．．分壓器
22．．．比較器
23．．．比例積分微分控制器
24．．．閘極驅動器
圖1是一電路圖，說明本發明升降壓轉換裝置之較佳實施例；
圖2是一充放電路徑圖，說明當第一開關S1及第三開關S3為導通狀態且第二開關S2及第四開關S4為非導通狀態時，升降壓轉換電路的充放電狀態；
圖3是一充放電路徑圖，說明當第一開關S1及第三開關S3為非導通狀態且第二開關S2及第四開關S4為導通狀態時，升降壓轉換電路的充放電狀態；
圖4是一波形圖，說明控制第二開關S2啟閉的驅動訊號M 1
、升降壓轉換裝置的輸出電壓V o
及流經儲能電感L
的電流i L
的波形，其中，輸入電壓V i
為10伏特且輸出電流為0.5安培；
圖5是一波形圖，說明控制第二開關S2啟閉的驅動訊號M 1
、第一儲能電容C b 1
的跨壓V b 1
及第二儲能電容C b 2
的跨壓V b 2
的波形，其中，輸入電壓V i
為10伏特且輸出電流為0.5安培；
圖6是一波形圖，說明控制第二開關S2啟閉的驅動訊號M 1
、升降壓轉換裝置的輸出電壓V o
及流經儲能電感L
的電流i L
的波形，其中，輸入電壓V i
為10伏特且輸出電流為1安培；
圖7是一波形圖，說明控制第二開關S2啟閉的驅動訊號M 1
、第一儲能電容C b 1
的跨壓V b 1
及第二儲能電容C b 2
的跨壓V b 2
的波形，其中，輸入電壓V i
為10伏特且輸出電流為1安培；
圖8是一波形圖，說明控制第二開關S2啟閉的驅動訊號M 1
、升降壓轉換裝置的輸出電壓V o
及流經儲能電感L
的電流i L
的波形，其中，輸入電壓V i
為16伏特且輸出電流為0.5安培；
圖9是一波形圖，說明控制第二開關S2啟閉的驅動訊號M 1
、第一儲能電容C b 1
的跨壓V b 1
及第二儲能電容C b 2
的跨壓V b 2
的波形，其中，輸入電壓V i
為16伏特且輸出電流為0.5安培；
圖10是一波形圖，說明控制第二開關S2啟閉的驅動訊號M 1
、升降壓轉換裝置的輸出電壓V o
及流經儲能電感L
的電流i L
的波形，其中，輸入電壓V i
為16伏特且輸出電流為1安培；及
圖11是一波形圖，說明控制第二開關S2啟閉的驅動訊號M 1
、第一儲能電容C b 1
的跨壓V b 1
及第二儲能電容C b 2
的跨壓V b 2
的波形，其中，輸入電壓V i
為16伏特且輸出電流為1安培。
100．．．升降壓轉換裝置
1．．．升降壓轉換電路
10．．．電壓源
101．．．第一開關的第一端
102．．．第一開關的第二端
103．．．第二開關的第一端
104．．．第二開關的第二端
105．．．第一儲能電容的第一端
106．．．第一儲能電容的第二端
107．．．第三開關的第一端
108．．．第三開關的第二端
109．．．第四開關的第一端
110．．．第四開關的第二端
111．．．第一二極體的陽極
112．．．第一二極體的陰極
113．．．第二儲能電容的第一端
114．．．第二儲能電容的第二端
115．．．第二二極體的陽極
116．．．第二二極體的陰極
117．．．儲能電感的第一端
118．．．儲能電感的第二端
119．．．輸出電容的第一端
120．．．輸出電容的第二端
2．．．控制電路
21．．．分壓器
22．．．比較器
23．．．比例積分微分控制器
24．．．閘極驅動器
Claims (11)
- 一種升降壓轉換電路，用以對一電壓源所輸出的一輸入電壓進行電壓轉換以輸出一負電壓，該升降壓轉換電路包含：一第一開關；一第二開關，該第一開關與該第二開關相互串聯後與該電壓源並聯，該第一開關接收該輸入電壓；一第一儲能電容，其中一端耦接於該第一開關與該第二開關的串接點；一第三開關，其中一端耦接於該電壓源且接收該輸入電壓；一第四開關，耦接於該第一儲能電容的另一端及該第三開關的另一端之間；一第一二極體，該第一二極體的陽極耦接於該第一儲能電容與該第四開關的串接點，且該第一二極體的陰極耦接於該第二開關與該電壓源的串接點；一第二儲能電容；一儲能電感；一輸出電容，該第二儲能電容、該儲能電感及該輸出電容相互串聯，且該第二儲能電容耦接於該第三開關的另一端，該輸出電容耦接於該第二開關與該電壓源的串接點；及一第二二極體，該第二二極體的陽極耦接於該第二儲能電容與該儲能電感的串接點，且該第二二極體的陰極耦接於該第二開關與該電壓源的串接點，當該第一開關及該第三開關為導通且該第二開關及該第四開關為非導通，該電壓源對該第一儲能電容及該第二儲能電容儲能，當該第一開關及該第三開關為非導通且該第二開關及該第四開關為導通，該第一儲能電容及該第二儲能電容對該儲能電感及該輸出電容釋能而輸出該負電壓。
- 依據申請專利範圍第1項所述之升降壓轉換電路，其中，該第二儲能電容的容值與該升降壓轉換電路的輸出功率及該第一開關的責任週期呈正比，且與該第二儲能電容在儲能與釋能之間所產生的能量誤差、該輸入電壓、該輸出負電壓及該第一開關的切換頻率呈反比。
- 依據申請專利範圍第1項所述之升降壓轉換電路，其中，該儲能電感的感值與該輸出負電壓的平方呈正比，且與該升降壓轉換電路的最小輸出功率、該第一開關的切換頻率及該第一開關的責任週期呈反比。
- 依據申請專利範圍第1項所述之升降壓轉換電路，其中，該輸出電容的容值與該升降壓轉換電路的最小輸出功率呈正比，且與該輸出負電壓及該輸出負電壓的漣波電壓呈反比。
- 一種升降壓轉換裝置，包含：一升降壓轉換電路，包括一第一開關，一第二開關，該第一開關與該第二開關相互串聯後與該電壓源並聯，該第一開關接收該輸入電壓，一第一儲能電容，其中一端耦接於該第一開關與該第二開關的串接點，一第三開關，其中一端耦接於該電壓源且接收該輸入電壓，一第四開關，耦接於該第一儲能電容的另一端及該第三開關的另一端之間，一第一二極體，該第一二極體的陽極耦接於該第一儲能電容與該第四開關的串接點，且該第一二極體的陰極耦接於該第二開關與該電壓源的串接點，一第二儲能電容，一儲能電感，一輸出電容，該第二儲能電容、該儲能電感及該輸出電容相互串聯，且該第二儲能電容耦接於該第三開關的另一端，該輸出電容耦接於該第二開關與該電壓源的串接點，及一第二二極體，該第二二極體的陽極耦接於該第二儲能電容與該儲能電感的串接點，且該第二二極體的陰極耦接於該第二開關與該電壓源的串接點，當該第一開關及該第三開關為導通且該第二開關及該第四開關為非導通，該電壓源對該第一儲能電容及該第二儲能電容儲能，當該第一開關及該第三開關為非導通且該第二開關及該第四開關為導通，該第一儲能電容及該第二儲能電容對該儲能電感及該輸出電容釋能而輸出該負電壓；及一控制電路，根據該負電壓對應控制該第一開關、該第二開關、該第三開關及該第四開關的切換。
- 依據申請專利範圍第5項所述之升降壓轉換裝置，其中，該第二儲能電容的容值與該升降壓轉換電路的輸出功率及該第一開關的責任週期呈正比，且與該第二儲能電容在儲能與釋能之間所產生的能量誤差、該輸入電壓、該輸出負電壓及該第一開關的切換頻率呈反比。
- 依據申請專利範圍第5項所述之升降壓轉換裝置，其中，該儲能電感的感值與該輸出負電壓的平方呈正比，且與該升降壓轉換電路的最小輸出功率、該第一開關的切換頻率及該第一開關的責任週期呈反比。
- 依據申請專利範圍第5項所述之升降壓轉換裝置，其中，該輸出電容的容值與該升降壓轉換電路的最小輸出功率呈正比，且與該輸出負電壓及該輸出負電壓的漣波電壓呈反比。
- 依據申請專利範圍第5項所述之升降壓轉換裝置，其中，該控制電路包括一比較器及一比例積分微分控制器，該比較器比較該輸出電容的電壓與一參考電壓，並輸出一數位邏輯訊號，該比例積分微分控制器根據該數位邏輯訊號產生一控制該第一開關、該第二開關、該第三開關及該第四開關切換的控制訊號。
- 依據申請專利範圍第9項所述之升降壓轉換裝置，其中，該控制電路還包括一耦接於該升降壓轉換電路與該比較器之間的分壓器，用以根據一分壓比例將該升降壓轉換電路所輸出的負電壓進行分壓。
- 依據申請專利範圍第9或10項所述之升降壓轉換裝置，其中，該控制電路還包括二閘極驅動器，該等閘極驅動器其中之一耦接於該比例積分微分控制器與該第一開關、該第三開關之間，該等閘極驅動器其中另一耦接於該比例積分微分控制器與該第二開關、該第四開關之間，該等閘極驅動器用以將該控制訊號轉換成足以驅動該第一開關、該第二開關、該第三開關及該第四開關切換的驅動訊號。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| TW99102804A TWI398085B (zh) | 2010-02-01 | 2010-02-01 | Step-up and down-voltage conversion device and step-up and down conversion circuit |
Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
| TW99102804A TWI398085B (zh) | 2010-02-01 | 2010-02-01 | Step-up and down-voltage conversion device and step-up and down conversion circuit |
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Family Applications (1)
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| US7268525B2 (en) * | 2005-09-30 | 2007-09-11 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Buck-boost converter |
| TW200910745A (en) * | 2005-06-03 | 2009-03-01 | Maxim Integrated Products | Step-up/step-down (buck/boost) switching regulator control methods |
| TW200929818A (en) * | 2007-12-19 | 2009-07-01 | Univ Nat Taipei Technology | A buck-boost converter |
| TW200928659A (en) * | 2007-12-18 | 2009-07-01 | Univ Nat Taipei Technology | Power converting device and method with boosted outputs |
-
2010
- 2010-02-01 TW TW99102804A patent/TWI398085B/zh not_active IP Right Cessation
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TW200910745A (en) * | 2005-06-03 | 2009-03-01 | Maxim Integrated Products | Step-up/step-down (buck/boost) switching regulator control methods |
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| TW200928659A (en) * | 2007-12-18 | 2009-07-01 | Univ Nat Taipei Technology | Power converting device and method with boosted outputs |
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|---|---|---|---|
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