TWI396371B

TWI396371B - 功率轉換器、功率轉換器之輸出電流控制器及其控制方法

Info

Publication number: TWI396371B
Application number: TW098114782A
Authority: TW
Inventors: Laszlo Lipcsei
Original assignee: O2Micro Int Ltd
Priority date: 2008-05-05
Filing date: 2009-05-05
Publication date: 2013-05-11
Also published as: US8339114B2; US20120194158A1; US20090273326A1; TW201004116A; US8179105B2; CN101582634B; CN101582634A

Description

功率轉換器、功率轉換器之輸出電流控制器及其控制方法

本發明係關於一種控制電路，特別是一種控制功率轉換器輸出電流之控制系統及其控制方法。

傳統的充電器(例如，開關模式電池充電器)係透過監控流經一電流感應器的一電流控制一充電電流。充電器包括耦接至電流感應器的一輸入電流放大器，其用於監控充電電流。當感應元件上的電壓降相對較大時(例如，大於50mV)，這種感應方法可能較為準確。然而，當充電器需要控制相對較小之充電電流時(例如，在喚醒(wake-up)充電過程中、涓流(trickle)充電過程中，或者充電結束時)，可能會出現問題。

其中一點是因為輸入電流放大器的偏移量可能在2mV到3mV之間的範圍內。在這種情況下，當充電電流相對較小時，其感應誤差可能高達100%。

本發明要解決的技術問題在於提供一功率轉換器、功率轉換器輸出電流的控制器以及功率轉換器輸出電流的控制方法，可以相對較準確地將供應電流/充電電流調整至相對較低的位準。

為解決上述技術問題，本發明提供了一種功率轉換器，其包括一高側開關，耦接至一供電端且透過一導通路徑選擇性地耦接至地，其中，在一導通狀態期間，該高側開關被致能(enabled)且該導通路徑被失能(disabled)，在一截止狀態期間，該高側開關被失能且該導通路徑被致能，在一略過狀態期間，該高側開關和該導通路徑均被失能；以及一控制器，耦接至該高側開關，用於根據一電流參考值控制該導通狀態期間和該略過狀態期間，並根據該導通狀態期間和該略過狀態期間產生一第一控制信號，以控制該高側開關和該導通路徑，並根據該第一控制信號將該功率轉換器之一輸出電流調整至該電流參考值。

本發明還提供了一種功率轉換器輸出電流的控制方法，包括在一導通狀態期間，致能(enabled)一高側開關；在該導通狀態期間，失能(disabled)耦接至該高側開關的一導通路徑；在一截止狀態期間，致能該導通路徑；在該截止狀態期間，失能該高側開關；在一略過狀態期間，失能該高側開關和該導通路徑；根據一電流參考值控制該導通狀態期間的時間長度和該略過狀態期間的時間長度；根據該導通狀態期間的時間長度和該略過狀態期間的時間長度產生一第一控制信號，以控制該高側開關和該導通路徑；以及根據該第一控制信號將該輸出電流調整至該電流參考值。

本發明還提供了一種用於將功率轉換器的輸出電流調整至電流參考值的控制器。包括：一信號產生器，用於根據一導通狀態期間的時間長度、一截止狀態期間的時間長度和一略過狀態期間的時間長度產生一第一控制信號，以控制一高側開關和一導通路徑，其中，在該導通狀態期間，該高側開關被致能(enabled)且該導通路徑被失能(disabled)，在該截止狀態期間，該高側開關被失能且該導通路徑被致能，在該略過狀態期間，該高側開關和該導通路徑均被失能；以及一延時電路，耦接至該信號產生器，用於根據該電流參考值來控制該略過狀態期間的時間長度。

以下將對本發明的實施例給出詳細的說明。雖然本發明將結合實施例進行闡述，但應理解這並非意指將本發明限定於這些實施例。相反，本發明意在涵蓋由後附申請專利範圍所界定的本發明精神和範圍內所定義的各種變化、修改和均等物。

此外，在以下對本發明的詳細描述中，為了提供一個針對本發明的完全的理解，闡明了大量的具體細節。然而，本領域技術人員將理解，沒有這些具體細節，本發明同樣可以實施。在另外的一些實例中，對於大家熟知的方案、流程、元件和電路未作詳細描述，以便於凸顯本發明之主旨。

在一實施例中，本發明提供了一種功率轉換器，用於將輸入功率轉換為一不同位準的輸出功率。功率轉換器的輸出電壓/電流可對一電池充電或者對一負載供電。功率轉換器包括一高側(high-side)開關和耦接至高側開關的一導通路徑(或者一低側開關)。高側開關耦接至一提供輸入電能之電源，並且透過導通路徑選擇性地與地耦接。在導通狀態(on-state)期間，高側開關被致能(導通)，而導通路徑被失能(截止)。在截止狀態(off-state)期間，高側開關被截止，而導通路徑被導通。在略過狀態(skip-state)期間，高側開關與導通路徑均截止。

有利之處在於，功率轉換器可根據其輸出電流的位準以不同方式控制輸出電流。當輸出電流相對較大時(例如，大於一臨界值時)，或當輸出電流被調整至一相對較大的電流參考值時，功率轉換器可利用一放大器感應此輸出電流，然後比較感應而得之輸出電流與電流參考值，以調整輸出電流。當輸出電流相對較小時(例如，小於一臨界值時)，或被調整至相對較小的電流參考值時，功率轉換器根據電流參考值控制導通狀態的時間長度和略過狀態的時間長度，以調整輸出電流。舉例說明，一控制器根據電流參考值計算或調整導通狀態的時間長度和略過狀態的時間長度，並且產生相應控制信號以控制高側開關和導通路徑。結果，相對比較準確地將所述輸出電流調整至所述電流參考值。

圖1所示為根據本發明一實施例功率轉換器100的方塊示意圖。在一實施例中，功率轉換器100係為一直流/直流轉換器。然而，本發明並不以此為限。本發明也適用於其他種類轉換器。如圖1所示，直流/直流轉換器100接收端點110上的一輸入電壓V_IN 並在端點112上產生一輸出電壓V_OUT 。直流/直流轉換器100包括一控制器102、一驅動器104、一對開關106(包括高側開關Q1和低側開關Q2)，以及一低通濾波器108。低通濾波器108包括一電感L和一電容C。端點112上的輸出電壓V_OUT 可用於對一負載供電或者對一電池充電。

在一實施例中，高側開關Q1係耦接至一供電端110，並且經由低側開關Q2選擇性地耦接至地。在導通狀態期間T_ON ，高側開關Q1被導通，而低側開關Q2被截止。在截止狀態T_OFF 期間，高側開關Q1被截止，而低側開關Q2被導通。在略過狀態T_SKIP 期間，高側開關Q1和低側開關Q2均被截止。透過一驅動器104耦接至高側開關Q1的一控制器102根據一電流參考值I_REF 控制T_ON 、T_OFF 和T_SKIP 之時間長度。控制器1O2也可根據T_ON 、T_OFF 和T_SKIP 之時間長度產生一第一控制信號(例如，從控制器102之PWM端輸出的脈寬調變(pulse width modulation，PWM)信號)，以控制高側開關Q1和低側開關Q2。此外，控制器102也可根據T_ON 、T_OFF 和T_SKIP 之時間長度產生一第二控制信號(例如，從控制器102的LDR_EN端輸出的低側開關致能(LDR_EN)信號)，以控制低側開關Q2。因此，控制器102可根據PWM控制信號和LDR_EN信號將功率轉換器100的輸出電流I_OUT 調整至電流參考值I_REF 。

具體地說，若LDR_EN信號為一邏輯高電位，PWM控制信號的狀態可控制開關Q1和Q2。舉例說明，如果PWM控制信號為邏輯高電位，開關Q1被導通而開關Q2被截止。如果PWM控制信號為邏輯低電位，開關Q1被截止而開關Q2被導通。此外，如果LDR_EN信號為邏輯低電位，且PWM控制信號為邏輯高電位，開關Q1被導通而開關Q2被截止。然而，在此例中，如果PWM控制信號為邏輯低電位，則開關Q1和Q2均被截止。

換言之，在一實施例中，在導通狀態T_ON 期間，PWM控制信號為邏輯高電位，而LDR_EN信號可為邏輯高電位或者邏輯低電位。在截止狀態T_OFF 期間，PWM控制信號為邏輯低電位，而LDR_EN信號為邏輯高電位。在略過狀態T_SKIP 期間，PWM控制信號和LDR_EN信號均為邏輯低電位。

在一實施例中，電感L耦接至高側開關Q1和低側開關Q2，因此，電感L之一端可根據高側開關Q1和低側開關Q2的狀態交替地與供電端110和地耦接。

更具體而言，在導通狀態T_ON 期間，電感L耦接至供電端110。如果忽略感應電阻R1上的電壓(其中，電阻R1的阻值相對較小)，電感L兩端的壓差約等於供電端110上之輸入電壓V_IN 減去輸出端112上之輸出電壓V_OUT 。在一實施例中，輸入電壓V_IN 大於輸出電壓V_OUT ，所以電感L上的跨壓為一正向電壓。因此，電感電流I_L 可根據下列方程式(1)而增加：

di/dt=(V_IN -V_OUT )/L=ΔI₁ /T_ON ---------------------(1)

其中，ΔI₁ 為導通狀態T_ON 期間之電感電流I_L 變化量。此外，在截止狀態T_OFF 期間，電感L耦接至地，且電感L上的跨壓等於一負向電壓-V_OUT 。因此，電感電流I_L 可根據下列方程式(2)而減少：

di/dt=V_OUT /L=ΔI₂ /T_OFF --------------------------(2)

其中，ΔI₂ 為截止狀態T_OFF 期間之電感電流I_L 變化量。除此之外，在略過狀態T_SKIP 期間，由於開關Q1和Q2皆被截止，電阻L與開關Q1和Q2耦接的一端懸空。因此，電感電流I_L 趨近於零。當開關Q1和Q2皆被截止時，只要流經電感L之一漏電流(leakage current)相對較小或可被忽略，則電感電流I_L 不等於零亦指趨近於零。

在一實施例中，控制器102可根據導通狀態的時間長度T_ON 、輸入電壓V_IN 以及輸出電壓V_OUT 調整電感電流I_L 的限值(例如，電流峰值I_PK )。舉例說明，根據方程式(1)，在導通狀態T_ON 期間，電流變化量ΔI₁ 由以下方程式得出：

ΔI₁ =T_ON *(V_IN -V_OUT )/L---------------------------(3)

假設電流變化量ΔI₁ 的值為電流峰值I_PK ，那麼電流峰值I_PK 由以下方程式給出：

I_PK =T_ON *(V_IN -V_OUT )/L----------------------------(4)

在一實施例中，在導通狀態T_ON 期間，電感電流I_L 從零增加至電流峰值I_PK 。如果輸入電壓V_IN 和輸出電壓V_OUT 已確定，則電流峰值I_PK 隨導通狀態的時間長度T_ON 增加而增加，且隨導通狀態的時間長度T_ON 減少而減少。

類似的，根據方程式(2)，在截止狀態T_OFF 期間，電流變化量ΔI₂ 由以下方程式得出：

ΔI₂ =T_OFF *V_OUT /L-------------------------------(5)

有利之處在於，控制器102根據導通狀態之時間長短T_ON 、輸入電壓V_IN 和輸出電壓V_OUT 控制截止狀態的時間長度T_OFF ，使得在截止狀態T_OFF 期間，電感電流I_L 由電流峰值I_PK 減少至零。那麼，在一實施例中，根據方程式(5)，電流峰值I_PK 也可由以下方程式給出：

I_PK =T_OFF *V_OUT /L--------------------------------(6)

根據方程式(4)和(6)，得以下方程式：

T_OFF =T_ON *(V_IN -V_OUT )/V_OUT --------------------------(7)

換言之，根據方程式(7)，控制器102控制截止狀態的時間長度T_OFF 正比於導通狀態的時間長度T_ON 成。

圖2所示為根據本發明一實施例電感電壓V_L 、電感電流I_L 和電感電流I_L 的等效電感電流I_{L_EQV} 的波形示意圖。圖2將結合圖1進行描述。

在一實施例中，曲線202、204和206分別顯示了在本實施例中，電感電壓V_L 、電感電流I_L 和等效電感電流I_{L_EQV} 的波形圖。具體地說，在導通狀態期間T_ON ，電感電壓V_L 等於V_IN -V_OUT ，且電感電流I_L 增加。在截止狀態期間T_OFF ，電感電壓V_L 等於-V_OUT ，且電感電流I_L 減少。電感電流I_L 具有一電流限值，例如，電流峰值I_PK ，且係由導通狀態的時間長度T_ON 、輸入電壓V_IN 和輸出電壓V_OUT 決定之。在略過狀態期間T_SKIP ，電感電流I_L 和電感電壓V_L 約為零。

根據電感電流I_L 的曲線204，電感電流I_L 的等效電感電流I_{L_EQV} 由以下方程式給出：

I_{L_EQV} =(I_PK /2)*(T_ON +T_OFF )/(T_ON +T_OFF +T_SRIP )--------------(8)

當方程式(4)和(7)被代入方程式(8)時，得到以下方程式：

I_{L_EQV} =[(V_IN -V_OUT )/(2*L)]*T_ON /[1+(V_OUT /V_IN )*(T_SKIP /T_ON )]=K₁ *T_ON /[1+K₂ *(T_SKIP /T_ON )]---------------------------(9)

其中，K₁ 為等於(V_IN -V_OUT )/(2*L)的一參數，而K₂ 為等於V_OUT /V_IN 的參數。因此，透過調整導通狀態的時間長度T_ON 和/或略過狀態的時間長度T_SKIP ，可控制等效電感電流I_{L_EQV} 。

返回圖1所示之實施例中，若略過狀態的時間長度T_SKIP 已確定或固定，控制器102可透過增加導通狀態的時間長度T_ON 增加等效電感電流I_{L_EQV} ，也可透過減少導通狀態的時間長度T_ON 減少等效電感電流I_{L_EQV} 。如果導通狀態的時間長度T_ON 已確定或固定，等效電感電流I_{L_EQV} 可隨著略過狀態的時間長度T_SKIP 增加而減少，也可隨著略過狀態的時間長度T_SKIP 減少而增加。換言之，根據方程式(9)，將等效電感電流I_{L_EQV} 設為電流參考值I_REF ，那麼控制器102或一處理器(圖1中未示)可計算出導通狀態的時間長度T_ON 和/或截止狀態的時間長度T_OFF 。因此，控制器102可根據T_ON 和T_SKIP 控制PWM控制信號和LDR_EN信號，以將等效電感電流I_{L_EQV} 調整至電流參考值I_REF 。

在一實施例中，控制器102透過改變導通狀態的時間長度T_ON 改變電流峰值I_PK 。在另一實施例中，控制器102係為一定漣波電流(constant-ripple-current，CRC)控制器，其控制功率轉換器100產生一具有定電流峰值I_PK 的電流I_L 。具體而言，控制器102控制導通狀態的時間長度T_ON ，使之與輸入電壓V_IN 減去輸出電壓V_OUT 所得的差值成反比。例如，導通狀態的時間長度T_ON 由以下方程式給出：

T_ON =K/(V_IN -V_OUT )-----------------------------(10a)

其中，K為一可編程之常數參數。控制器102也可以控制截止狀態的時間長度T_OFF ，使之與輸出電壓V_OUT 成反比。例如，截止狀態的時間長度T_OFF 由以下方程式給出：

T_OFF =K/V_OUT ---------------------------------(10b)

因此，根據方程式(4)或方程式(6)，可得以下方程式：

I_PK =K/L-----------------------------------(11)

結果，電感電流I_L 具有一恆定之電流峰值I_PK 。

當方程式(10a)、(10b)和(11)被代入方程式(8)時，可得以下方程式：

I_{L_EQV} =K₂ *V_IN /[2*L*(K*V_IN +T_SKIP *V_OUT *(V_IN -V_OUT ))]----(12)

在此實施例中，如果輸入電壓V_IN 以及輸出電壓V_OUT 已確定(例如，輸入電壓V_IN 和輸出電壓V_OUT 分別透過控制器102的VIN端和VFB端獲得)，控制器102可透過控制略過狀態的時間長度T_SKIP 調整等效電感電流I_{L_EQV} 。

此外，控制器102可有一目標輸入端SLEW用於設定滿足要求的輸出電壓V_OUT 。在一實施例中，耦接至SLEW端的轉換電容C_SLEW 根據電阻分壓器R₂ /R₃ 中的電阻值以及控制器102的VREF端上的參考電壓進行充電。亦可利用各種不同的方法對電容C_SLEW 進行充電，並且在SLEW端上產生一目標電壓V_TARGET 。此外，控制器102的VFB端可接收指示輸出電壓V_OUT 的一回授信號。控制器102可包括一比較器，用於比較輸出電壓V_OUT 與目標電壓V_TARGET ，以調整輸出電壓V_OUT 至目標電壓V_TARGET 。除此之外，一可選之電阻R₁ 或一電感直流電阻(Direct Current Resistance,DCR)電流感應電路(圖1未示)可用於提供回授電壓給控制器102的CSN端和CSP端，以指示電感電流I_L 。舉例說明，CSN端和CSP端之間的電位差正比於電感電流I_L 。

在一實施例中，輸出端112與一負載耦接，以對負載供電。在另一實施例中，輸出端112與一電池耦接，以對電池充電；在此實施例中，輸出電流I_OUT 例如等效電感電流I_{L_EQV} 係用於對電池充電。在一實施例中，功率轉換器100以不同的充電模式(例如，正常電流充電模式和小電流充電模式)對電池充電。

正常電流充電模式下，用於對電池充電的輸出電流I_OUT 係大於一預設臨界值(例如，感應電阻R₁ 上的電壓降大於一預設臨界值(例如，50mV))。在圖1所示之實施例中，感應電阻R₁ 耦接於電感L和電容C之間，以提供一指示電感電流I_L 的回授電流。在另一實施例中，感應電阻R₁ 耦接於電容C與輸出端112之間，以提供指示輸出電流I_OUT 的一回授電流。控制器102利用控制器102中的一放大器並透過CSN端和CSP端感應電感電流I_L 或輸出電流I_OUT ，並將感應而得之電流與一電流參考值I’_REF 進行比較。電流參考值I’_REF 可大於電流參考值I_REF 。根據電流比較結果，控制開關Q1及Q2之PWM控制信號的責任週期可被調整，以將輸出電流I_OUT 調整至電流參考值I’_REF 。此外，控制器102將VFB端上的一回授電壓V_FB 與SLEW端上的目標電壓V_TARGET 進行比較。根據電壓比較結果，PWM控制信號的責任週期可被調整，以將輸出電流V_OUT 調整至目標電壓V_TARGET 。

在小電流充電模式下(例如，在喚醒充電過程中、涓流充電過程中，或者充電結束時)，對電池充電的輸出電流I_OUT 相對較小(例如，小於預設臨界值)。有利之處在於，無需透過感應電阻R1感應電流，而是根據電流參考值I_REF 計算或調整T_ON 、T_OFF 和T_SKIP 。因此，控制器102調整輸出電流I_OUT 至電流參考值I_REF 。舉例說明，根據方程式(9)，如果導通狀態的時間長度T_ON 已確定，透過控制略過狀態的時間長度T_SKIP 至一特定值(例如，透過控制控制器102的SKIP端上的一輸入信號，或由控制器102中的延時電路計算/調整略過狀態的時間長度T_SKIP )，將輸出電流I_OUT 調整至電流參考值I_REF 。

圖3所示為根據本發明另一實施例功率轉換器300的方塊示意圖。圖3與圖1中標記相同的元件具有相似的功能。如圖3所示，高側開關Q1經由一導通路徑耦接至地。導通路徑包括一二極體D₁ ，二極體D₁ 的P極耦接至高側開關Q1，且N極耦接至地。在此實施例中，圖1中的低側開關Q2可被省略。

在圖3所示的實施例中，在導通狀態T_ON 期間，PWM控制信號為邏輯高電位以導通高側開關Q1並截止二極體D₁ 。同時，電感電流I_L 從零增加至電流峰值I_PK 。在截止狀態T_OFF 期間，PWM控制信號為邏輯低電位以截止高側開關Q1，且二極體D₁ 導通，且電感電流I_L 可經由二極體D₁ 從地流向電感L。同時，電感電流I_L 可從電流峰值I_PK 減少至零。在略過狀態T_SKIP 期間，PWM控制信號仍維持邏輯低電位。因此，高側開關Q1和二極體D₁ 均被截止，且電感電流I_L 約為零。同理，根據方程式(9)，透過控制導通狀態的時間長度T_ON 和截止狀態的時間長度T_SKIP ，輸出電流I_OUT 可被適當地調整。

圖4所示為根據本發明一實施例功率轉換器100/300中控制器102的部分方塊示意圖。圖4將結合圖1和圖3進行描述。如圖4所示，控制器102提供一PWM控制信號和LDR_EN信號給驅動器104(示於圖1)，以控制高側開關Q1和低側開關Q2。在一實施例中，控制器102可以計算時間區段，並且據此提供適當的PWM控制信號和LDR_EN信號。

例如，控制器102包括一單擊電路402及404、一比較器406、一延時電路408以及一反或閘410。單擊電路402提供PWM控制信號，而單擊電路404提供LDR_EN信號。單擊電路402和404可由其輸入信號的負緣(falling edge)觸發。舉例說明，當單擊電路402的TRIG端的輸入信號由邏輯高電位變為邏輯低電位，則單擊電路402輸出邏輯高電位的PWM控制信號且維持一段時間(例如，一導通狀態的時間長度T_ON )不變。當T_ON 逾時，PWM控制信號變為邏輯低電位。與此類似，當單擊電路404的TRIG端的輸入信號由邏輯高電位變為邏輯低電位，單擊電路404輸出邏輯高電位的LDR_EN信號且維持一段時間(例如，一截止狀態的時間長度T_OFF )不變。當T_OFF 結束時，LDR_EN信號變為邏輯低電位。

延時電路408是一種用於再觸發單擊電路402的間隔電路(blanking circuit)。延時電路408接收來自單擊電路402的PWM控制信號，且被PWM控制信號的負緣重設。當PWM控制信號由邏輯高電位變為邏輯低電位，延時電路408的計時器開始啟動。當一段時間(例如，一截止狀態的時間長度T_OFF 加上一略過狀態的時間長度T_SKIP ，即T_OFF +T_SKIP )結束時，延時電路408輸出邏輯高電位給反或閘410。因此，反或閘410輸出邏輯低電位以觸發單擊電路402。除此之外，單擊電路404的TRIG端接收來自單擊電路402的PWM控制信號。因此，當PWM控制信號由邏輯高電位變為邏輯低電位，單擊電路404被觸發。

比較器406將控制器102的VFB端上的回授電壓V_FB 與控制器102的SLEW端上的目標電壓V_TARGET 進行比較，以產生一輸出信號給反或閘410。在一實施例中，如果回授電壓V_FB 不小於目標電壓V_TARGET ，其輸出信號為邏輯低電位。如果回授電壓V_FB 小於目標電壓V_TARGET ，其輸出信號為邏輯高電位，那麼反或閘410輸出邏輯低電位以觸發單擊電路402。此刻，PWM控制信號為邏輯高電位以導通高側開關Q1，使得輸出電壓V_OUT 增加。因此，在一實施例中，控制器102可以將輸出電壓V_OUT 調整至目標電壓V_TARGET 。

在一實施例中，當處於正常電流充電模式下時，控制器102致能比較器406以將輸出電壓V_OUT 調整至目標電壓V_TARGET 。當處於小電流充電模式下時，控制器102失能比較器406，並透過控制T_ON 、T_OFF 和T_SKIP 調整輸出電流I_OUT 。

在一實施例中，圖4中所示之控制器102可應用在圖1所示之功率轉換器100中，以控制高側開關Q1和低側開關Q2。在另一實施例中，圖4中所示之控制器102也可應用在圖3所示之功率轉換器300中，以控制高側開關Q1和二極體D₁ ；在此實施例中，單擊電路404的輸出端Q被懸空。

圖5所示為根據本發明一實施例第一控制信號(PWM控制信號)、第二控制信號(LDR_EN信號)和電感電流IL之波形示意圖。圖5將結合圖4進行描述。

如圖5所示，曲線502和504分別顯示了PWM控制信號和LDR_EN信號的波形圖。當單擊電路402被觸發時，PWM控制信號為邏輯高電位並且維持了T_ON 的時間。在T_ON 期間，電感電流I_L 增加。當PWM控制信號由邏輯高電位變為邏輯低電位時，單擊電路404被觸發，且延時電路408被重設。例如，LDR_EN信號由邏輯低電位變為邏輯高電位，且維持了T_OFF 的時間，然後在T_OFF 時間結束時變為邏輯低電位。在此T_OFF 期間，電感電流I_L 減少。延時電路408則被重設，以開始計算時間。當所計時間到達T_OFF +T_SKIP 時，延時電路408輸出邏輯高電位以觸發單擊電路402，進而使PWM控制信號變為邏輯高電位。在T_SKIP 期間，電感電流I_L 約為零。

圖6所示為根據本發明一實施例功率轉換器100/300操作方法流程600。圖6將結合圖1、圖2和圖3進行描述。

在步驟602和604中，控制器102在導通狀態T_ON 期間將高側開關Q1導通，並將耦接至高側開關Q1的導通路徑(例如，低側開關Q2或二極體D₁ )截止。在步驟606和608中，控制器102在截止狀態T_OFF 期間將導通路徑(低側開關Q2或二極體D1)導通，並將高側開關Q1截止。在步驟610中，控制器102在略過狀態T_SKIP 期間將高側開關Q1和導通路徑(低側開關Q2或二極體D₁ )截止。

在步驟612中，控制器102根據電流參考值I_REF 控制導通狀態的時間長度T_ON 和截止狀態的時間長度T_SKIP 。例如，根據方程式(9)，控制器102根據電流參考值I_REF 計算導通狀態的時間長度T_ON 以及/或者截止狀態的時間長度T_SKIP 。

在步驟614中，控制器102根據導通狀態的時間長度T_ON 和截止狀態的時間長度T_SKIP 來產生一第一控制信號(例如，PWM控制信號)以控制高側開關Q1和導通路徑Q2/D₁ 。因此，如步驟616中描述，控制器102根據第一控制信號將功率轉換器100/300的輸出電流I_OUT (例如，等效電感電流I_{L_EQV} )調整至電流參考值I_REF 。

綜上所述，本發明提供了一種功率轉換器，其根據功率轉換器的輸出電流的位準以不同的模式調整輸出電流。功率轉換器可有多種應用，例如，電池充電系統和電源供應系統等等。舉例說明，功率轉換器可以提供一供應電流給一負載，或者提供一充電電流給一電池。有利之處在於，功率轉換器可相對較準確地將供應電流/充電電流調整至相對較低的位準。

上文具體實施方式和附圖僅為本發明之常用實施例。顯然，在不脫離後附申請專利範圍所界定的本發明精神和保護範圍的前提下可以有各種增補、修改和替換。本技術領域中具有通常知識者應該理解，本發明在實際應用中可根據具體的環境和工作要求在不背離發明準則的前提下在形式、結構、佈局、比例、材料、元素、元件及其它方面有所變化。因此，在此披露之實施例僅用於說明而非限制，本發明之範圍由後附申請專利範圍及其合法均等物界定，而不限於此前之描述。

100‧‧‧功率轉換器/DC/DC轉換器

102‧‧‧控制器

104‧‧‧驅動器

106‧‧‧開關

108‧‧‧低通濾波器

110‧‧‧端點/供電端

112‧‧‧端點/輸出端

202、204、206‧‧‧曲線

300‧‧‧功率轉換器

402、404‧‧‧單擊電路

406‧‧‧比較器

408‧‧‧延時電路

410‧‧‧反或閘

502、504‧‧‧曲線

600‧‧‧流程

602~616‧‧‧步驟

以下結合附圖和具體實施例對本發明的技術方法進行詳細的描述，以使本發明的特徵和優點更為明顯。其中：

圖1所示為根據本發明一實施例功率轉換器的方塊示意圖。

圖2所示為根據本發明一實施例電感電壓V_L 、電感電流I_L 和電感電流I_L 的等效電感電流I_{L_EQV} 的波形示意圖。。

圖3所示為根據本發明另一實施例功率轉換器的方塊示意圖。

圖4所示為根據本發明一實施例功率轉換器中之控制器部分方塊示意圖。

圖5所示為根據本發明一實施例第一控制信號(PWM控制信號)、第二控制信號(LDR_EN信號)和電感電流IL之波形示意圖。

圖6所示為根據本發明一實施例功率轉換器操作方法流程。

100．．．功率轉換器/DC/DC轉換器

102．．．控制器

104．．．驅動器

106．．．開關

108．．．低通濾波器

110．．．端點/供電端

112．．．端點/輸出端

Claims

一種功率轉換器，包括：一高側開關，耦接一供電端且透過一導通路徑選擇性地耦接至地，其中，在一導通狀態期間，該高側開關被致能且該導通路徑被失能、在一截止狀態期間，該高側開關被失能且該導通路徑被致能，且在一略過狀態期間，該高側開關和該導通路徑均被失能；以及一控制器，耦接該高側開關，根據一預設電流參考值及一方程式計算該略過狀態期間、根據該導通狀態期間和該略過狀態期間產生一第一控制信號，以控制該高側開關和該導通路徑，且利用該第一控制信號透過控制該高側開關及該導通路徑，以將該功率轉換器之一輸出電流調整至該預設電流參考值。
如申請專利範圍第1項的功率轉換器，其中，在該導通狀態期間，該第一控制信號處於一第一狀態，且在該截止狀態及該略過狀態期間，該第一控制信號處於一第二狀態。
如申請專利範圍第1項的功率轉換器，其中，該導通路徑包括一低側開關，受控於來自該控制器之一第二控制信號，其中，在該導通狀態期間及該略過狀態期間，該第二控制信號處於一第一狀態，在該截止狀態期間，該第二控制信號處於一第二狀態。
如申請專利範圍第1項的功率轉換器，其中，該導通路徑包括一二極體，該二極體的一P極耦接該高側開關，且該二極體的一N極耦接至地。
如申請專利範圍第1項的功率轉換器，進一步包括：一電感，耦接該高側開關和該導通路徑，其中，流經該電感的一電感電流於該導通狀態期間增加、該電感電流在該截止狀態期間減少，且該電感電流在該略過狀態期間約等於零。
如申請專利範圍第1項的功率轉換器，其中，該控制器透過控制該導通狀態期間的時間長度反比於該功率轉換器的一輸入電壓減去該功率轉換器的一輸出電壓，以控制該電感電流具有一恆定峰值電流位準。
如申請專利範圍第1項的功率轉換器，其中，該控制器透過控制該導通狀態期間的時間長度反比於該功率轉換器的一輸出電壓，以控制該電感電流具有一恆定峰值電流位準。
如申請專利範圍第1項的功率轉換器，其中，該輸出電流隨著該略過狀態期間的時間長度增加而減少。
如申請專利範圍第1項的功率轉換器，其中，該方程式為： I_{L_EQV} =[(V_IN -V_OUT )/(2*L)]*T_ON /[1+(V_OUT /V_IN )*(T_SKIP /T_ON )]，其中，I_{L_EQV} 表示該預設電流參考值之一位準；V_IN 表示該功率轉換器之該輸入電壓；V_OUT 表示該功率轉換器之該輸出電壓；L表示耦接該高側開關和該導通路徑之一電感之一電感值；T_ON 表示該導通狀態期間；T_SKIP 表示該略過狀態期間。
一種功率轉換器之一輸出電流的控制方法，包括：在一導通狀態期間，致能一高側開關；在該導通狀態期間，失能耦接該高側開關的一導通路徑；在一截止狀態期間，致能該導通路徑；在該截止狀態期間，失能該高側開關；在一略過狀態期間，失能該高側開關和該導通路徑；根據一預設電流參考值及一方程式計算該略過狀態期間的時間長度；根據該導通狀態期間的時間長度和該略過狀態期間的時間長度產生一第一控制信號，以控制該高側開關和該導通路徑；以及利用該第一控制信號透過控制該高側開關及該導通路徑，以將該輸出電流調整至該預設電流參考值。
如申請專利範圍第10項的方法，其中，該導通路徑包括受控於一第二控制信號的一低側開關。
如申請專利範圍第10項的方法，進一步包括：控制該導通狀態期間的時間長度反比於該功率轉換器的一輸入電壓減去該功率轉換器的一輸出電壓。
如申請專利範圍第10項的方法，進一步包括：控制該截止狀態期間的時間長度反比於該功率轉換器的一輸出電壓。
如申請專利範圍第10項的方法，其中，該方程式為：I_{L_EQV} =[(V_IN -V_OUT )/(2*L)]*T_ON /[1+(V_OUT /V_IN )*(T_SKIP /T_ON )]，其中，I_{L_EQV} 表示該預設電流參考值之一位準；V_IN 表示該功率轉換器之該輸入電壓；V_OUT 表示該功率轉換器之該輸出電壓；L表示耦接該高側開關和該導通路徑的一電感之一電感值；T_ON 表示該導通狀態期間；T_SKIP 表示該略過狀態期間。
一種控制器，包括：一信號產生器，產生一第一控制信號控制一高側開關和耦接該高側開關的一導通路徑，以將一功率轉換器之一輸出電流調整至一預設電流參考值，且根據一導通狀態期間的時間長度、一截止狀態期間的時間長度和一略過狀態期間的時間長度產生該第一控制信號，其中，在該導通狀態期間，該高側開關被致能且該導通路徑被失能、在該截止狀態期間，該高側開關被失能且該導通路徑被致能，且在該略過狀態期間，該高側開關和該導通路徑均被失能；以及一延時電路，耦接該信號產生器，根據該預設電流參考值及一方程式計算該略過狀態期間的時間長度。
如申請專利範圍第15項的控制器，其中，該控制器根據該導通狀態期間的時間長度、該截止狀態期間的時間長度和該略過狀態期間的時間長度控制流經耦接該高側開關和該導通路徑之一電感的一電感電流。
如申請專利範圍第16項的控制器，其中，在該導通狀態期間，該電感電流增加、在該截止狀態期間，該電感電流減少，且在該略過狀態期間，該電感電流約等於零。
如申請專利範圍第16項的控制器，其中，該輸出電流等於該電感電流的一等效電流。
如申請專利範圍第15項的控制器，其中，該導通路徑包括受控於來自該控制器的一第二控制信號之一低側開關。
如申請專利範圍第15項的控制器，其中，該控制器控制該截止狀態期間的時間長度反比於該功率轉換器的一輸出電壓。
如申請專利範圍第15項的控制器，其中，該控制器控制該導通狀態期間的時間長度反比於該功率轉換器的一輸入電壓減去該功率轉換器的一輸出電壓。
如申請專利範圍第15項的控制器，其中，該輸出電流隨著該略過狀態期間的時間長度增加而減少。
如申請專利範圍第15項的控制器，其中，該方程式為：I_{L_EQV} =[(V_IN -V_OUT )/(2*L)]*T_ON /[1+(V_OUT /V_IN )*(T_SKIP /T_ON )]，其中，I_{L_EQV} 表示該預設電流參考值之一位準；V_IN 表示該功率轉換器之一輸入電壓；V_OUT 表示該功率轉換器之一輸出電壓；L表示耦接該高側開關和該導通路徑之一電感之一電感值；T_ON 表示該導通狀態期間；T_SKIP 表示該略過狀態期間。