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TWI393337B - 雙級交換式電源轉換電路 - Google Patents

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TWI393337B
TWI393337B TW098125997A TW98125997A TWI393337B TW I393337 B TWI393337 B TW I393337B TW 098125997 A TW098125997 A TW 098125997A TW 98125997 A TW98125997 A TW 98125997A TW I393337 B TWI393337 B TW I393337B
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Ping Cheng Wang
Cheng Yi Lo
Chang Chieh Yu
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Delta Electronics Inc
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Description

雙級交換式電源轉換電路
本案係關於一種電源轉換電路，尤指一種雙級交換式電源轉換電路。
近年來隨著科技的進步，具有各式各樣不同功能的電子產品已逐漸被研發出來，這些具有各式各樣不同功能的電子產品不但滿足了人們的各種不同需求，更融入每個人的日常生活，使得人們生活更為便利。
這些各式各樣不同功能的電子產品係由各種電子元件所組成，而每一個電子元件所需的電源電壓不盡相同，由於，現今的供電系統提供的交流電源並不適合直接提供給電子產品使用。為了提供適當的電壓給每一個電子元件，使其正常運作，這些電子產品需要藉由電源轉換電路將交流電源，例如一般的市電，轉換為適當的電壓給每一個電子元件使用。
電源轉換電路依其電路架構的不同，約可粗略地區分為線性式和交換式電源轉換電路兩種，簡單的線性式電源轉換電路是由變壓器、二極體整流器和電容濾波器所組成，其優點是電路簡單且成本低，但是因使用較大的變壓器且轉換效率低，所以無法使用在體積較小或長時間使用的電子產品中。相較於線性式電源轉換電路，交換式電源轉換電路具有較高的轉換效率及較小的體積，因此，長時間使用或小型化的電子產品大多會使用交換式電源轉換電路。
傳統雙級交換式電源轉換電路係由第一級電源電路產生固定電壓值的匯流排電壓，再由第二級電源電路接收匯流排電壓而產生額定電壓值的輸出電壓，以提供額定電壓值的輸出電壓給電子產品使用。當輸入之交流電源中斷或發生異常時，傳統雙級交換式電源轉換電路之輸出電壓會受影響而中斷或發生異常，無法維持為額定值，同時，輸出電壓更會隨著電子產品的耗電量變化。當電子產品的耗電量較大，而輸入之交流電源中斷或發生異常時，輸出電壓之電壓值與額定電壓值之間電壓差值相對較大且會隨著時間的增加而迅速下降，而電子產品的耗電量越大，輸出電壓之電壓值下降速度越快。此外，傳統雙級交換式電源轉換電路之第二級電源電路係依據額定輸出電量設計第二級電源電路之運作模式，例如PWM模式或諧振模式等，傳統雙級交換式電源轉換電路之第二級電源電路在不同的輸出電量，即不論電子產品的耗電量有不同的情況下，運作模式不發生變化。而在第二級電源電路之運作模式固定不變的狀況下，第二級電源電路的效率無法維持在高運作效率值。一般說來，電子產品需要在特定耗電量例如在額定的耗電量時，第二級電源電路才會具有高運作效率。
因此，如何發展一種可改善上述習知技術缺失之雙級交換式電源轉換電路，實為相關技術領域者目前所迫切需要解決之問題。
本案之目的在於提供一種雙級交換式電源轉換電路，使雙級交換式電源轉換電路於輸入電壓中斷或發生異常時，雙級交換式電源轉換電路的維持時間不會隨著電子產品之耗電量而改變，且於輸入電壓短暫地中斷或發生異常時，輸出電壓可以維持額定值，不會受到輸入電壓影響而立即中斷或發生異常。此外，雙級交換式電源轉換電路不但在電子產品較高的耗電量時具有高的運作效率，在電子產品較低的耗電量時同樣具有高的運作效率。
為達上述目的，本案之一較廣義實施態樣為提供一種雙級交換式電源轉換電路，用以接收輸入電壓而產生輸出電壓或輸出電流，雙級交換式電源轉換電路包括：第一級電源電路，其係包含第一開關電路，且第一級電源電路連接於電源匯流排，用以接收輸入電壓且藉由第一開關電路導通或截止產生匯流排電壓；匯流排電容，連接於電源匯流排與第一共參考端之間，用以儲存電能；第二級電源電路，其係包含第二開關電路，且第二級電源電路連接於電源匯流排，用以接收匯流排電壓且藉由第二開關電路導通與截止產生輸出電壓或輸出電流至負載電路；以及電源控制單元，連接於第一級電源電路之第一開關電路、第二級電源電路之第二開關電路之控制端以及電源匯流排，用以分別控制第一開關電路與第二開關電路運作，且控制該匯流排電壓的電壓值隨著負載電路的耗電量大小而動態地變化，同時控制第二級電源電路因應負載電路的耗電量大小選擇性地改變第二開關電路之運作模式。
體現本案特徵與優點的一些典型實施例將在後段的說明中詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案的範圍，且其中的說明及圖示在本質上係當作說明之用，而非用以限制本案。
請參閱第一圖，其係為本案較佳實施例之雙級交換式電源轉換電路之電路方塊示意圖。本案之雙級交換式電源轉換電路1係用以接收輸入電壓Vin 的電能而產生額定的輸出電壓Vo 或輸出電流Io 至電子產品的負載電路2，該雙級交換式電源轉換電路1包括：第一級電源電路11、第二級電源電路12、電源控制單元13以及匯流排電容Cbus 。其中，第一級電源電路11包含第一開關電路111，且第一開關電路111的控制端連接於電源控制單元13的第一級控制電路131，而第一級電源電路11分別連接於電源匯流排B1 與電源控制單元13的第一級控制電路131，用以接收輸入電壓Vin 的電能且藉由第一開關電路111的導通與截止產生匯流排電壓Vbus 。
第二級電源電路12包含第二開關電路121，且第二開關電路121的控制端連接於電源控制單元13的第二級控制電路133，而第二級電源電路12分別連接於電源匯流排B1 、負載電路2以及電源控制單元13的第二級控制電路133，用以接收匯流排電壓Vbus 的電能且藉由第二開關電路121的導通與截止產生額定的輸出電壓Vo 或輸出電流Io 提供至負載電路2。匯流排電容Cbus 的一端連接於電源匯流排B1 、第一級電源電路11的電源輸出端與第二級電源電路12的電源輸入端，而匯流排電容Cbus 的另一端連接於第一共參考端COM1，用以儲存電能。
電源控制單元13包含第一級控制電路131、迴授電路132以及第二級控制電路133，其中第一級控制電路131連接於第一開關電路111之控制端與電源匯流排B1 ，其接收第一級電源電路11的匯流排電壓Vbus 用以產生至少一第一功率因數校正訊號VPFC1 控制第一開關電路111運作，使匯流排電壓Vbus 的電壓值隨著負載電路2的耗電量Po 即第二級電源電路負載的大小而線性變化或階段變化。迴授電路132連接於第二級電源電路12的電源輸出端，用以因應第二級電源電路12的輸出電壓Vo 或輸出電流Io 產生對應的迴授訊號Vf 。第二級控制電路133連接於第二開關電路121之控制端與迴授電路132，除了因應迴授訊號Vf 產生至少一第一控制訊號VD1 控制第二開關電路121運作外，更會因應輸出至負載電路2的耗電量Po 調整第一控制訊號VD1 改變第二開關電路121的運作模式。
請參閱第二圖並配合第一圖，第二圖為本案較佳實施例之負載電路之耗電狀態與耗電量大小對應關係圖。如第二圖所示，當負載電路2的耗電量Po 低於第一耗電量P1 時，例如10瓦特(W)，電源控制單元13會判定負載電路2為低耗電量狀態S1 ，電源控制單元13的第二級控制電路133會控制第二開關電路121以脈衝寬度調變(pulse width modulation)模式運作，藉由調整第二開關電路121導通時間與截止時間之責任週期(duty cycle)，使第二級電源電路12接收匯流排電壓Vbus 的電能而產生額定的輸出電壓Vo 或輸出電流Io 。當負載電路2的耗電量Po 高於第一耗電量P1 時，電源控制單元13會判定負載電路2為非低耗電量狀態S2 ，電源控制單元13的第二級控制電路133會控制第二級電源電路12之第二開關電路121以諧振(resonant)模式運作，此時第二開關電路121之導通時間與截止時間之責任週期設定為固定值，例如0.5，再藉由調整第二開關電路121的運作頻率，使第二級電源電路12接收匯流排電壓Vbus 的電能，產生諧振而輸出額定的輸出電壓Vo 或輸出電流Io 。
請參閱第三圖並配合第一圖與第二圖，第三圖為本案另一較佳實施例之負載電路之耗電狀態與耗電量大小對應關係圖。第三圖與第二圖不同之處在於第三圖具有遲滯現象(Hysteresis)，如第三圖所示，當負載電路2為低耗電量狀態S1 ，負載電路2的耗電量Po 上升而高於第一耗電量P1 且小於第二耗電量P2 時，電源控制單元13會判定負載電路2為低耗電量狀態S1 ，直到負載電路2的耗電量Po 持續上升而高於第二耗電量P2 時，電源控制單元13才會判定負載電路2改變為非低耗電量狀態S2 。相反地，當負載電路2為非低耗電量狀態S2 ，負載電路2的耗電量Po 下降而低於第二耗電量P2 且大於第一耗電量P1 時，電源控制單元13會判定負載電路2為非低耗電量狀態S2 ，直到負載電路2的耗電量Po 持續下降而低於第一耗電量P1 時，電源控制單元13才會判定負載電路2改變為低耗電量狀態S1 。換言之，當負載電路2的耗電量Po 在第一耗電量P1 或第二耗電量P2 變化，且變化量小於第一耗電量P1 與第二耗電量P2 之差值時，遲滯現象可以防止第二級電源電路12之運作模式過於頻繁變換，俾使本案之雙級交換式電源轉換電路1更穩定地運作。其中，第一耗電量P1 等於第二耗電量P2 可以適時地設定，當第一耗電量P1 等於第二耗電量P2 時，第三圖會相等於第二圖，沒有遲滯現象。
請參閱第四圖並配合第一圖，第四圖為本案較佳實施例之雙級交換式電源轉換電路之匯流排電壓與耗電量大小對應關係圖。如第四圖所示，匯流排電壓Vbus 的電壓值會隨著負載電路2的耗電量Po 大小而線性變化，當負載電路2的耗電量Po 增加時，第一級控制電路131會控制第一開關電路111之導通時間與截止時間之責任週期，使匯流排電壓Vbus 的電壓值隨著負載電路2的耗電量Po 增加，於本實施例中，匯流排電壓Vbus 的電壓值與負載電路2的耗電量Po 之間實質上為一固定比例值，於一些實施例中可以為別的函數關係例如線性關係或階梯關係等等，可以參見別的實施例。相反地，當負載電路2的耗電量Po 減少時，匯流排電壓Vbus 的電壓值亦會隨著負載電路2的耗電量Po 減少，於本實施中匯流排電壓Vbus 的電壓值與負載電路2的耗電量Po 之間成正比。
請參閱第五圖並配合第一圖，第五圖為本案較佳實施例之雙級交換式電源轉換電路之匯流排電壓與耗電量大小對應關係圖。如第五圖所示，匯流排電壓Vbus 的電壓值會隨著負載電路2的耗電量Po 大小而階段變化，當負載電路2的耗電量Po 小於第三耗電量P3 時，第一級控制電路131會藉由調整第一開關電路111之導通時間與截止時間之責任週期，使匯流排電壓Vbus 為第一電壓值V1 。當負載電路2的耗電量Po 大於第三耗電量P3 且小於第四耗電量P4 時，第一級控制電路131會藉由調整第一開關電路111之導通時間與截止時間之責任週期，使匯流排電壓Vbus 為第二電壓值V2 。當負載電路2的耗電量Po 大於第四耗電量P4 且小於第五耗電量P5 時，第一級控制電路131會藉由調整第一開關電路111之導通時間與截止時間之責任週期，使匯流排電壓Vbus 為第三電壓值V3 。當負載電路2的耗電量Po 大於第五耗電量P5 時，第一級控制電路131會藉由調整第一開關電路111之導通時間與截止時間之責任週期，使匯流排電壓Vbus 為第四電壓值V4 。
整體而言，匯流排電壓Vbus 的電壓值會隨著負載電路2的耗電量Po 增加而增加，於本實施例中，電源控制單元13依據雙級交換式電源轉換電路1之額定輸出功率Pa 區分為複數個耗電量區間，此複數個耗電量區間分別為小於第三耗電量P3 之第一耗電量區間、大於第三耗電量P3 且小於第四耗電量P4 之第二耗電量區間、大於第四耗電量P4 且小於第五耗電量P5 之第三耗電量區間以及大於第五耗電量P5 之第四耗電量區間，再依據負載電路2目前的耗電量Po 對應複數個耗電量區間其中一個耗電量區間，使匯流排電壓Vbus 為該耗電量區間設定之電壓值。
其中，雙級交換式電源轉換電路1之額定輸出功率Pa 、第三耗電量P3 、第四耗電量P4 以及第五耗電量P5 之間大小關係，由大至小依序為雙級交換式電源轉換電路1之額定輸出功率Pa 、第三耗電量P3 、第四耗電量P4 以及第五耗電量P5 ，其關係式為
P a >P 5 >P 4 >P 3 。
例如，第三耗電量P3 為雙級交換式電源轉換電路1之額定輸出功率Pa 之四分之一，其關係式為
第四耗電量P4 為雙級交換式電源轉換電路1之額定輸出功率Pa 之四分之二，其關係式為
第五耗電量P5 為雙級交換式電源轉換電路1之額定輸出功率Pa 之四分之三，其關係式為
相似地，匯流排電壓Vbus 的電壓值亦會隨著負載電路2的耗電量Po 增加而增加。
請參閱第六圖並配合第一圖，第六圖為本案較佳實施例之雙級交換式電源轉換電路之細部電路示意圖。如第六圖所示，雙級交換式電源轉換電路1一樣包括：第一級電源電路11、第二級電源電路12以及電源控制單元13，於本實施例中，第一級電源電路11除了包含第一開關電路111外，更包含第一輸入整流電路112、第一電流檢測電路113、第一升壓電感L1 以及第一二極體D1 (diode)，且第一開關電路111包含了第一開關Q1 ，第一電流檢測電路113可以是但不限定為第一電流檢測電阻Rs1 。
其中，第一輸入整流電路112的輸出端連接於第一升壓電感L1 的一端與第一級控制電路131，用以將輸入電壓Vin 整流而產生第一整流輸入電壓Va1 ，於本實施例中，第一整流輸入電壓Va1 為輸入電壓Vin 全波整流後之波形。第一升壓電感L1 的另一端連接於第一二極體D1 的陽極端(Anode)與第一開關Q1 的第一端Q1a ，第一二極體D1 的陰極端(Cathode)連接於電源匯流排B1 與匯流排電容Cbus ，第一開關Q1 的第二端Q1b 與第一電流檢測電阻Rs1 之一端連接，第一電流檢測電阻Rs1 之另一端則與第一共參考端COM1連接，第一開關Q1 的控制端與第一級控制電路131連接。
第一級控制電路131會依據相似於輸入電壓Vin 之波形之第一整流輸入電壓Va1 ，例如整流後之正弦波形，以及負載電路2的耗電量Po 等信號產生第一功率因數校正訊號VPFC1 (Power Factor Correction,PFC)，再利用第一功率因數校正訊號VPFC1 控制第一開關Q1 導通與截止，使輸入電流Iin 之電流分佈與包絡曲線(envelope curve)相似於輸入電壓Vin 之波形，俾使本案之雙級交換式電源轉換電路1具有較佳的功率因數。此外，第一級控制電路131更會同時依據負載電路2的耗電量Po 調整第一開關Q1 之導通時間與截止時間之責任週期，使匯流排電壓Vbus 的電壓值隨著負載電路2的耗電量Po 大小而線性變化或階段變化。
當第一功率因數校正訊號VPFC1 為致能狀態(enable)時，例如高電位，第一開關Q1 會因應致能狀態之第一功率因數校正訊號VPFC1 導通，使第一整流輸入電壓Va1 對第一升壓電感L1 充電，第一升壓電感L1 之第一電流I1 會對應上升，且充電電流會流過第一開關Q1 與第一電流檢測電阻Rs1 。流經第一電流檢測電阻Rs1 之充電電流會使第一電流檢測電路113產生第一電流檢測訊號Vs1 ，此第一電流檢測訊號Vs1 與匯流排電壓Vbus 的乘積反映了負載電路2的耗電量Po ，隨著耗電量Po 增加而增加。
相反地，當第一功率因數校正訊號VPFC1 為禁能狀態(disable)時，例如低電位，第一開關Q1 會依據禁能狀態之第一功率因數校正訊號VPFC1 截止，使第一升壓電感L1 經由第一二極體D1 對匯流排電容Cbus 放電，第一升壓電感L1 之第一電流I1 會對應下降。
於本實施例中，第一級控制電路131係利用第一電流檢測訊號Vs1 與匯流排電壓Vbus 的乘積判定負載電路2的耗電量Po 所處的狀態(當匯流排電壓Vbus 為一恆定值時，第一電流檢測訊號Vs1 即反映了負載電路2的耗電量Po )，再依據負載電路2的耗電量Po 所處的狀態與第一整流輸入電壓Va1 之波形等信號而調整第一開關Q1 之導通時間與截止時間之責任週期，使匯流排電壓Vbus 的電壓值隨著負載電路2的耗電量Po 大小而線性變化或階段變化。至於，匯流排電壓Vbus 的電壓值對應負載電路2的耗電量Po 之關係如上所述，在此不再贅述。
第六圖之第二級電源電路12除了包含第二開關電路121外，更包含諧振電路122、隔離變壓器Tr 、輸出整流電路123以及輸出濾波電路124。於本實施例中，第二開關電路121包含第三開關Q3 與第四開關Q4 ，其中第三開關Q3 的第一端Q3a 連接於電源匯流排B1 與匯流排電容Cbus ，第三開關Q3 的第二端Q3b 連接於第四開關Q4 的第一端Q4a 與諧振電路122，第四開關Q4 的第二端Q4b 與第一共參考端COM1連接，而第三開關Q3 與第四開關Q4 的控制端分別連接於第二級控制電路133，且第三開關Q3 與第四開關Q4 會分別因應第二級控制電路133產生之第一控制訊號VD1 與第二控制訊號VD2 導通與截止，使匯流排電壓Vbus 之能量選擇性地經由第三開關Q3 或第四開關Q4 傳送至諧振電路122與隔離變壓器Tr 的初級線圈Np (primary winding)，俾使隔離變壓器Tr 之初級線圈Np 兩端產生電壓變化，而隔離變壓器Tr 的次級線圈Ns (secondary winding)會因應隔離變壓器Tr 之初級線圈Np 兩端之電壓變化產生感應電壓。
諧振電路122包含諧振電感Lr 與諧振電容Cr ，且諧振電感Lr 與諧振電容Cr 在第二開關電路121與隔離變壓器Tr之初級線圈Np 之間串聯連接，第二級控制電路133會藉由調整第二開關電路121的運作模式，使諧振電路122與隔離變壓器Tr 的初級線圈Np 因應第二開關電路121的運作模式選擇性地構成諧振關係(即在諧振的運作模式下在某些運作頻率下，諧振電路122與隔離變壓器Tr 的初級線圈Np 構成諧振例如LLC諧振，而在某些運作頻率下，僅諧振電路122自己諧振，隔離變壓器Tr 的初級線圈Np 不參與諧振，如LC諧振等；而在脈衝寬度調變運作模式下，諧振電路122與隔離變壓器Tr 的初級線圈Np 也不構成諧振)，俾使隔離變壓器Tr 之初級線圈Np 兩端之電壓值產生電壓變化。相同地，隔離變壓器Tr 的次級線圈Ns 會因應隔離變壓器Tr 之初級線圈Np 兩端之電壓變化產生感應電壓。
當第二級控制電路133依據負載電路2的耗電量Po 調整第一控制訊號VD1 與第二控制訊號VD2 改變第二開關電路121以脈衝寬度調變模式運作時，諧振電路122與隔離變壓器Tr 的初級線圈Np 不會構成諧振關係。此時，第二級控制電路133固定第二開關電路121之運作頻率，再藉由調整第二開關電路121導通時間與截止時間之責任週期，使第二級電源電路12接收匯流排電壓Vbus 的電能而產生輸出電壓Vo 或輸出電流Io 。
當第二級控制電路133依據負載電路2的耗電量Po 調整第一控制訊號VD1 與第二控制訊號VD2 改變第二開關電路121以諧振模式運作時，諧振電路122與隔離變壓器Tr 的初級線圈Np 會構成諧振關係。此時，第二級控制電路133會設定第二開關電路121之導通時間與截止時間之責任週期為固定值，例如0.5，再藉由調整第二開關電路121的運作頻率，使第二級電源電路12接收匯流排電壓Vbus 的電能產生諧振反應，諧振電路122會依據第二開關電路121的運作頻率對應使第二級電源電路12輸出輸出電壓Vo 或輸出電流Io 。
於本實施例中，輸出整流電路123可以是但不限定為同步整流電路，包含第一整流開關Qa 與第二整流開關Qb ，其中第一整流開關Qa 連接於隔離變壓器Tr 的次級線圈Ns 之一端與第二共參考端COM2之間，第二整流開關Qb 連接於隔離變壓器Tr 的次級線圈Ns 之另一端與第二共參考端COM2之間，第一整流開關Qa 與第二整流開關Qb 的控制端分別連接於第二級控制電路133。第一整流開關Qa 與第二整流開關Qb 會因應第二級控制電路133產生之第一整流訊號Vk1 與第二整流訊號Vk2 導通與截止，將隔離變壓器Tr 之次級線圈Ns 之感應電壓整流。
於本實施例中，輸出濾波電路124包含第一輸出電容Co1 ，第一輸出電容Co1 的一端連接於第二共參考端COM2與輸出整流電路123，第一輸出電容Co1 的另一端連接於隔離變壓器Tr 之次級線圈Ns 之中心抽頭(center-tapped)，用以將輸出整流電路123整流後之電壓濾波，而產生額定的輸出電壓Vo 或輸出電流Io 至負載電路2。
於本實施例中，諧振電感Lr 之感應線圈Nr 會因應諧振電感Lr 之諧振電流Ir 感應產生諧振電流檢測訊號Vr ，而第二級控制電路133係利用諧振電流檢測訊號Vr 判定第二級電源電路12是否處於過流(OCP)的狀態，從而保護電路正常工作。當第二級控制電路133透過迴授電路132取得迴授訊號Vf 後，此迴授訊號Vf 會與內部一參考電壓透過比較器作比較。當輕載時，此時迴授訊號Vf 若超過參考電壓，則判定為PWM模式。當訊號小餘參考電壓時，則判定為變頻模式。負載電路2的耗電量Po 與對應之耗電狀態，再依據負載電路2的耗電量Po 或對應之耗電狀態調整第一控制訊號VD1 與第二控制訊號VD2 ，使第二開關電路121選擇性地以脈衝寬度調變模式或諧振模式運作。至於，負載電路2之耗電量Po 、耗電狀態與第二開關電路121運作模式之對應關係如上所述，在此不再贅述。
請參閱第七圖並配合第六圖與第一圖，第七圖為本案另一較佳實施例之雙級交換式電源轉換電路之細部電路示意圖。第七圖與第六圖之雙級交換式電源轉換電路1之電路架構與運作相似，不同之處在於第七圖之第一級電源電路11更包含第二輸入整流電路114、第三開關電路115、第二電流檢測電路116、第二升壓電感L2 以及第二二極體D2 ，於本實施例中，第三開關電路115由第二開關Q2 構成，第二電流檢測電路116可以是但不限定為第二電流檢測電阻Rs2 ，而第二輸入整流電路114包含第三二極體D3 與第四二極體D4 。
其中，第三二極體D3 的陽極端連接於第一輸入整流電路112之輸入側之一端，第三二極體D3 的陰極端連接於第四二極體D4 的陰極端與第一級控制電路131，第四二極體D4 的陽極端連接於第一輸入整流電路112之輸入側之另一端，第四二極體D4 的陰極端連接於第三二極體D3 的陰極端與第一級控制電路131，藉由第三二極體D3 與第四二極體D4 將輸入電壓Vin 整流而產生第二整流輸入電壓Va2 。於本實施例中，第二整流輸入電壓Va2 為輸入電壓Vin 全波整流後之波形。
至於，第三開關電路115之第二開關Q2 、第二電流檢測電路116之第二電流檢測電阻Rs2 、第二升壓電感L2 以及第二二極體D2 之間連接關係與運作相似於第一開關電路111之第一開關Q1 、第一電流檢測電路113之第一電流檢測電阻Rs1 、第一升壓電感L1 以及第一二極體D1 。第二升壓電感L2 的一端連接於第一輸入整流電路112的輸出端與第一升壓電感L1 的一端，第二升壓電感L2 的另一端連接於第二二極體D2 的陽極端與第二開關Q2 的第一端Q2a 。第二二極體D2 的陰極端連接於電源匯流排B1 、匯流排電容Cbus 與第一二極體D1 的陰極端，第二開關Q2 的第二端Q2b 與第二電流檢測電阻Rs2 之一端連接，第二電流檢測電阻Rs2 之另一端則與第一共參考端COM1連接，第二開關Q2 的控制端與第一級控制電路131連接。
本實施例中，第一級控制電路131相較於第六圖之第一級控制電路131不同之處在於第七圖之第一級控制電路131係連接於第二輸入整流電路114之輸出端，且不是依據第一整流輸入電壓Va1 以及負載電路2的耗電量Po 產生第一功率因數校正訊號VPFC1 ，而是依據相似於輸入電壓Vin 之波形之第二整流輸入電壓Va2 以及負載電路2的耗電量Po 等信號產生第一功率因數校正訊號VPFC1 與第二功率因數校正訊號VPFC2 。第一功率因數校正訊號VPFC1 與第二功率因數校正訊號VPFC2 會使第一開關Q1 與第二開關Q2 接續或交錯導通(例如第一開關Q1 與第二開關Q2 交錯某一角度如180度導通等)，且輸入電流Iin 之電流分佈與包絡曲線相似於輸入電壓Vin 之波形，俾使本案之雙級交換式電源轉換電路1具有較佳的功率因數。同樣地，第一級控制電路131更會同時依據負載電路2的耗電量Po 調整第一開關Q1 與第二開關Q2 之導通時間與截止時間之責任週期，使匯流排電壓Vbus 的電壓值隨著負載電路2的耗電量Po 大小而線性變化或階段變化。由於第二整流輸入電壓Va2 同樣相似於輸入電壓Vin 之波形，因此第一級控制電路131依據第二整流輸入電壓Va2 或依據第一整流輸入電壓Va1 會具有基本相同的效果。
第一功率因數校正訊號VPFC1 與第二功率因數校正訊號VPFC2 會接續或交錯為致能狀態，對應使第一開關Q1 與第二開關Q2 接續或交錯導通。當第一功率因數校正訊號VPFC1 為致能狀態時，第二功率因數校正訊號VPFC2 會對應為禁能狀態，第一開關Q1 會因應致能狀態之第一功率因數校正訊號VPFC1 導通，使第一整流輸入電壓Va1 對第一升壓電感L1 充電，第一升壓電感L1 之第一電流I1 會對應上升，且充電電流會流過第一開關Q1 與第一電流檢測電阻Rs1 。流經第一電流檢測電阻Rs1 之充電電流會使第一電流檢測電路113產生第一電流檢測訊號Vs1 ，此第一電流檢測訊號Vs1 大小與負載電路2的耗電量Po 會成正比，隨著耗電量Po 增加而增加。相反地，此時第二開關Q2 會依據禁能狀態之第二功率因數校正訊號VPFC2 截止，使第二升壓電感L2 經由第二二極體D2 對匯流排電容Cbus 放電，第二升壓電感L2 之第二電流I2 會對應下降。
相似地，當第二功率因數校正訊號VPFC2 為致能狀態時，第一功率因數校正訊號VPFC1 會對應為禁能狀態，第二開關Q2 會因應致能狀態之第二功率因數校正訊號VPFC2 導通，使第一整流輸入電壓Va1 對第二升壓電感L2 充電，第二升壓電感L2 之第二電流I2 會對應上升，且充電電流會流過第二開關Q2 與第二電流檢測電阻Rs2 。流經第二電流檢測電阻Rs2 之充電電流會使第二電流檢測電路116產生第二電流檢測訊號Vs2 ，此第二電流檢測訊號Vs2 大小與負載電路2的耗電量Po 會成正比，隨著耗電量Po 增加而增加。相反地，此時第一開關Q1 會依據禁能狀態之第一功率因數校正訊號VPFC1 截止，使第一升壓電感L1 經由第一二極體D1 對匯流排電容Cbus 放電，第一升壓電感L1 之第一電流I1 會對應下降。
於本實施例中，第一級控制電路131係同時利用第一電流檢測訊號Vs1 與第二電流檢測訊號Vs2 之總和後與匯流排電壓Vbus 的乘積判定負載電路2的耗電量Po 所處的狀態，再依據負載電路2的耗電量Po 所處的狀態以及相似於輸入電壓Vin 之波形之第二整流輸入電壓Va2 之波形而分別調整第一開關Q1 與第二開關Q2 之導通時間與截止時間之責任週期，使匯流排電壓Vbus 的電壓值隨著負載電路2的耗電量Po 大小而線性變化或階段變化。至於，匯流排電壓Vbus 的電壓值對應負載電路2的耗電量Po 之關係如上所述，在此不再贅述。
由於，本實施例中第一功率因數校正訊號VPFC1 與第二功率因數校正訊號VPFC2 不會同時為致能狀態，相對使第一開關Q1 與第二開關Q2 不會同時導通，第一開關Q1 與第二開關Q2 於不同時間區間接續或交錯導通。因此於同一時間區間，第七圖之輸入電流Iin 之電流值相對較小，係分散於不同時間區間，使得第七圖之輸入電流Iin 之電流分佈與包絡曲線相較於第六圖之輸入電流Iin 之電流分佈與包絡曲線更相似於輸入電壓Vin 之波形。
此外，利用第一開關Q1 與第二開關Q2 兩個開關運作，所以第七圖之雙級交換式電源轉換電路1可以提供更大的輸出電量。而第一開關Q1 與第二開關Q2 於不同時間區間接續或交錯導通運作，使得第一開關Q1 、第二開關Q2 、第一電流檢測電阻Rs1 、第二電流檢測電阻Rs2 、第一升壓電感L1 、第二升壓電感L2 、第一二極體D1 以及第二二極體D2 之運作溫度較低，俾使本案之雙級交換式電源轉換電路1可以長時間運作。
請參閱第八圖並配合第七圖與第一圖，第八圖為本案另一較佳實施例之雙級交換式電源轉換電路之細部電路示意圖。第八圖與第七圖之雙級交換式電源轉換電路1之電路架構與運作相似，不同之處在於第八圖之第二開關電路121更包含第五開關Q5 與第六開關Q6 ，即從第七圖中的半橋結構的開關電路121變為第八圖中的全橋結構。於本實施例中，第五開關Q5 與第六開關Q6 連接關係相似於第三開關Q3 與第四開關Q4 ，其中，第五開關Q5 的第一端Q5a 連接於電源匯流排B1 、匯流排電容Cbus 與第三開關Q3 的第一端Q3a ，第五開關Q5 的第二端Q5b 連接於第六開關Q6 的第一端Q6a ，且經由諧振電路122與隔離變壓器Tr之初級線圈Np 連接，第六開關Q6 的第二端Q6b 與第一共參考端COM1連接，而第五開關Q5 與第六開關Q6 的控制端分別連接於第二級控制電路133。
於本實施例中，第三開關Q3 與第六開關Q6 係同時因應第一控制訊號VD1 導通與截止，而第四開關Q4 與第五開關Q5 係同時因應第二控制訊號VD2 導通與截止，且第一控制訊號VD1 與第二控制訊號VD2 不會同時為致能狀態，相對使第三開關Q3 與第四開關Q4 不會同時導通，而第六開關Q6 與第五開關Q5 亦不會同時導通。
相似地，第二級控制電路133會利用第一控制訊號VD1 與第二控制訊號VD2 控制第三開關Q3 、第四開關Q4 、第五開關Q5 與第六開關Q6 導通與截止，使匯流排電壓Vbus 之能量選擇性地經由第三開關Q3 、第四開關Q4 、第五開關Q5 與第六開關Q6 傳送至諧振電路122與隔離變壓器Tr 的初級線圈Np ，俾使隔離變壓器Tr 之初級線圈Np 兩端產生電壓變化，而隔離變壓器Tr 的次級線圈Ns 對應產生感應電壓。至於，負載電路2之耗電量Po 、耗電狀態與第二開關電路121運作模式之對應關係如上所述，在此不再贅述。
請參閱第九圖並配合第七圖與第一圖，第九圖為本案另一較佳實施例之雙級交換式電源轉換電路之細部電路示意圖。第九圖與第七圖之雙級交換式電源轉換電路1之電路架構與運作相似，不同之處在於第九圖之第一級電源電路11之第一升壓電感L1 與第二升壓電感L2 更分別包含第一感應線圈N1 與第二感應線圈N2 ，且第一升壓電感L1 的第一感應線圈N1 與第二升壓電感L2 的第二感應線圈N2 分別連接於第一級控制電路131。
其中，第一升壓電感L1 的第一感應線圈N1 會因應第一升壓電感L1 的第一電流I1 會對應感應產生第一電感電流檢測訊號VI1 ，而第二升壓電感L2 的第二感應線圈N2 會因應第二升壓電感L2 的第二電流I2 會對應感應產生第二電感電流檢測訊號VI2 。第一級控制電路131除了可以利用第一電感電流檢測訊號VI1 與第二電感電流檢測訊號VI2 判定第一升壓電感L1 的第一電流I1 與第二升壓電感L2 的第二電流I2 外，例如根據檢測訊號VI1 與VI2 判定第一電流I1 與第二電流I2 的狀態從而使電路工作於邊界模式的工作方式，更可以利用第一電感電流檢測訊號VI1 與第二電感電流檢測訊號VI2 判定負載電路2的耗電量Po 。至於，匯流排電壓Vbus 的電壓值對應負載電路2的耗電量Po 之關係如上所述，在此不再贅述。
本案之雙級交換式電源轉換電路1之第一級電源電路11與第二級電源電路12具有多種實施態樣，例如，第一級電源電路11可以是升壓式(Boost)、降壓式(Buck)或升降壓式(Buck-boost)，而第二級電源電路12可以是電感電感電容式(LLC)諧振電路或電感電容電容式(LCC)諧振電路，並不以上述例舉之實施態樣為限。
本案之電源控制單元13之第一級控制電路131與第二級控制電路133可以是但不限定為脈衝寬度調變控制器(pulse width modulation controller,PWM controller)、脈衝頻率調變控制器(pulse frequency modulation controller,PFM controller)或數位訊號處理器(digital signal processor,DSP)。於一些實施例中，第一級控制電路131與第二級控制電路133更可以整合為單一晶片之脈衝寬度調變控制器、脈衝頻率調變控制器或數位訊號處理器。
本案之第一開關Q1 、第二開關Q2 、第三開關Q3 、第四開關Q4 、第五開關Q5 、第六開關Q6 、第一整流開關Qa 以及第二整流開關Qb 可以是但不限定為雙載體電晶體(Bipolar Junction Transistor,BJT)或金氧半場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)。
綜上所述，本案之雙級交換式電源轉換電路之第一級電源電路不會產生固定電壓值的匯流排電壓，匯流排電壓的電壓值會隨著電子產品的耗電量大小而變化。此外，雙級交換式電源轉換電路之第二級電源電路會因應電子產品的耗電量大小選擇性地改變為脈衝寬度調變模式或諧振模式運作，於低耗電量狀態與非低耗電量狀態分別選用較適用之脈衝寬度調變模式運作或諧振模式運作，使雙級交換式電源轉換電路不但在電子產品較高的耗電量時具有高的運作效率，在電子產品較低的耗電量時同樣具有高的運作效率。
本案得由熟習此技術之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附申請專利範圍所欲保護者。
1．．．雙級交換式電源轉換電路
11．．．第一級電源電路
111．．．第一開關電路
112．．．第一輸入整流電路
113．．．第一電流檢測電路
114．．．第二輸入整流電路
115．．．第三開關電路
116．．．第二電流檢測電路
12．．．第二級電源電路
121．．．第二開關電路
122．．．諧振電路
123．．．輸出整流電路
124．．．輸出濾波電路
13．．．電源控制單元
131．．．第一級控制電路
132．．．迴授電路
133．．．第二級控制電路
2．．．負載電路
Cbus ．．．匯流排電容
Cr ．．．諧振電容
Co1 ．．．第一輸出電容
L1 ．．．第一升壓電感
L2 ．．．第二升壓電感
Lr ．．．諧振電感
Nr ．．．感應線圈
N1 ．．．第一感應線圈
N2 ．．．第二感應線圈
Tr ．．．隔離變壓器
Np ．．．初級線圈
Ns ．．．次級線圈
D1 ．．．第一二極體
D2 ．．．第二二極體
Rs1 ．．．第一電流檢測電阻
Rs2 ．．．第二電流檢測電阻
B1 ．．．電源匯流排
Q1 ~Q6 ．．．第一~第六開關
Q1a ~Q6a ．．．第一端
Q1b ~Q6b ．．．第二端
Qa ．．．第一整流開關
Qb ．．．第二整流開關
Iin ．．．輸入電流
Io ．．．輸出電流
I1 ．．．第一電流
I2 ．．．第二電流
Ir ．．．諧振電流
Vin ．．．輸入電壓
Vbus ．．．匯流排電壓
Vf ．．．迴授訊號
Vo ．．．輸出電壓
Vr ．．．諧振電流檢測訊號
Vs1 ．．．第一電流檢測訊號
Vs2 ．．．第二電流檢測訊號
V1 ~V4 ．．．第一~第四電壓值
VI1 ．．．第一電感電流檢測訊號
VI2 ．．．第二電感電流檢測訊號
Va1 ．．．第一整流輸入電壓
Va2 ．．．第二整流輸入電壓
COM1．．．第一共參考端
COM2．．．第二共參考端
Po ．．．負載電路的耗電量
P1 ~P5 ．．．第一~第五耗電量
S1 ．．．低耗電量狀態
S2 ．．．非低耗電量狀態
VD1 ．．．第一控制訊號
VD2 ．．．第二控制訊號
VPFC1 ．．．第一功率因數校正訊號
VPFC2 ．．．第二功率因數校正訊號
Vk1 ．．．第一整流訊號
Vk2 ．．．第二整流訊號
第一圖：係為本案較佳實施例之雙級交換式電源轉換電路之電路方塊示意圖。
第二圖：係為本案較佳實施例之負載電路之耗電狀態與耗電量大小對應關係圖。
第三圖：係為本案另一較佳實施例之負載電路之耗電狀態與耗電量大小對應關係圖。
第四圖：係為本案較佳實施例之雙級交換式電源轉換電路之匯流排電壓與耗電量大小對應關係圖。
第五圖：係為本案較佳實施例之雙級交換式電源轉換電路之匯流排電壓與耗電量大小對應關係圖。
第六圖：係為本案較佳實施例之雙級交換式電源轉換電路之細部電路示意圖。
第七圖：係為為本案另一較佳實施例之雙級交換式電源轉換電路之細部電路示意圖。
第八圖：係為本案另一較佳實施例之雙級交換式電源轉換電路之細部電路示意圖。
第九圖：係為本案另一較佳實施例之雙級交換式電源轉換電路之細部電路示意圖。
1．．．雙級交換式電源轉換電路
11．．．第一級電源電路
111．．．第一開關電路
12．．．第二級電源電路
121．．．第二開關電路
13．．．電源控制單元
131．．．第一級控制電路
132．．．迴授電路
133．．．第二級控制電路
2．．．負載電路
Cbus ．．．匯流排電容
B1 ．．．電源匯流排
Iin ．．．輸入電流
Io ．．．輸出電流
Vin ．．．輸入電壓
Vbus ．．．匯流排電壓
Vf ．．．迴授訊號
Vo ．．．輸出電壓
COM1．．．第一共參考端

Claims (28)

  1. 一種雙級交換式電源轉換電路，用以接收一輸入電壓而產生一輸出電壓或一輸出電流，該雙級交換式電源轉換電路包括：一第一級電源電路，其係包含一第一開關電路，且該第一級電源電路連接於一電源匯流排，用以接收該輸入電壓且藉由該第一開關電路導通或截止產生一匯流排電壓；一匯流排電容，連接於該電源匯流排與一第一共參考端之間，用以儲存電能；一第二級電源電路，其係包含一第二開關電路，且該第二級電源電路連接於該電源匯流排，用以接收該匯流排電壓且藉由該第二開關電路導通與截止產生該輸出電壓或該輸出電流至一負載電路；以及一電源控制單元，連接於該第一級電源電路之該第一開關電路、該第二級電源電路之該第二開關電路之控制端以及該電源匯流排，用以分別控制該第一開關電路與該第二開關電路運作，且控制該匯流排電壓的電壓值隨著該負載電路的耗電量大小而動態地變化，同時控制該第二級電源電路因應該負載電路的耗電量大小選擇性地改變該第二開關電路之運作模式。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之雙級交換式電源轉換電路，該電源控制單元依據該負載電路的耗電量判定該負載電路為一低耗電量狀態與一非低耗電量狀態。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該第二開關電路之運作模式包含一脈衝寬度調變模式或一諧振模式。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之雙級交換式電源轉換電路，當該負載電路為該低耗電量狀態時，該電源控制單元藉由調整該第二開關電路導通時間與截止時間之責任週期，使該第二開關電路以該脈衝寬度調變模式運作。
  5. 如申請專利範圍第3項所述之雙級交換式電源轉換電路，當該負載電路為該非低耗電量狀態時，該負載電路藉由調整該第二開關電路的運作頻率，使該第二開關電路以諧振模式運作。
  6. 如申請專利範圍第2項所述之雙級交換式電源轉換電路，當該負載電路的耗電量低於一第一耗電量時，該電源控制單元判定該負載電路為該低耗電量狀態。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之雙級交換式電源轉換電路，當該負載電路的耗電量高於一第二耗電量時，該電源控制單元判定該負載電路為該非低耗電量狀態。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之雙級交換式電源轉換電路，當該第一耗電量等於該第二耗電量時，該電源控制單元判定不具有遲滯現象，當該第一耗電量不等於該第二耗電量時，該電源控制單元判定具有遲滯現象。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該匯流排電壓的電壓值與該負載電路的耗電量成正比。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之雙級交換式電源轉換電路，該匯流排電壓的電壓值與該負載電路的耗電量之間實質上為固定比例值。
  11. 如申請專利範圍第1項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該匯流排電壓的電壓值隨著該負載電路的耗電量大小而線性變化或階段變化。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該電源控制單元依據該雙級交換式電源轉換電路之額定輸出功率區分為複數個耗電量區間，且依據該負載電路的耗電量對應該複數個耗電量區間其中一個耗電量區間，使該匯流排電壓為該耗電量區間設定之電壓值。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該複數個耗電量區間依序分別為小於一第三耗電量之一第一耗電量區間、大於該第三耗電量且小於一第四耗電量之一第二耗電量區間、大於該第四耗電量且小於一第五耗電量之一第三耗電量區間以及大於該第五耗電量之一第四耗電量區間，且該第一耗電量區間、該第二耗電量區間、該第三耗電量區間以及該第四耗電量區間分別使該匯流排電壓之電壓值對應為一第一電壓值、一第二電壓值、一第三電壓值以及一第四電壓值。
  14. 如申請專利範圍第1項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該第一級電源電路更包含：一第一輸入整流電路，用以將該輸入電壓整流而產生一第一整流輸入電壓；一第一升壓電感，該第一升壓電感的一端與該第一輸入整流電路連接，該第一升壓電感的另一端與該第一開關電路連接；一第一二極體，該第一二極體的陽極端連接於該第一升壓電感的另一端與該第一開關電路，該第一二極體的陰極端與該電源匯流排連接；以及一第一電流檢測電路，連接於該第一開關電路與該第一共參考端之間，用以檢測該第一升壓電感之充電電流而對應產生一第一電流檢測訊號；其中，該第一開關電路包含一第一開關，該第一開關的第一端連接於該第一二極體的陽極端與該第一升壓電感的另一端，該第一開關的第二端與該第一電流檢測電路連接，該第一開關的控制端與該電源控制單元連接。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該第一電流檢測電路為一第一電流檢測電阻。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該第一級電源電路更包含：一第二輸入整流電路，用以將該輸入電壓整流而產生一第二整流輸入電壓；一第二升壓電感，該第二升壓電感的一端與該第一輸入整流電路連接；一第二二極體，該第二二極體的陽極端連接於該第二升壓電感的另一端，該第一二極體的陰極端與該電源匯流排連接；一第三開關電路，包含一第二開關，該第二開關的第一端連接於該第二二極體的陽極端與該第二升壓電感的另一端，該第二開關的控制端與該電源控制單元連接；以及一第二電流檢測電路，連接於該第三開關電路與該第一共參考端之間，用以檢測該第二升壓電感之充電電流而對應產生一第二電流檢測訊號；其中，該電源控制單元控制該第一開關電路與該第三開關電路接續或交錯導通。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該第二電流檢測電路為一第二電流檢測電阻。
  18. 如申請專利範圍第1項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該第二級電源電路更包含：一諧振電路，與該第二開關電路連接；一隔離變壓器，該隔離變壓器的初級線圈與該諧振電路連接；一輸出整流電路，與該隔離變壓器的次級線圈連接，用以整流；以及一輸出濾波電路，連接於該輸出整流電路與該負載電路之間。
  19. 如申請專利範圍第18項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該第二開關電路包含：一第三開關，該第三開關的第一端連接於該電源匯流排，該第三開關的控制端與該電源控制單元連接；以及一第四開關，該第四開關的第一端連接於該第三開關的第二端與該諧振電路，該第四開關的第二端與該第一共參考端連接，該第四開關的控制端與該電源控制單元連接；其中，該電源控制單元分別控制該第三開關與該第四開關導通與截止，使該匯流排電壓的能量選擇性地經由該第三開關或該第四開關傳送至該諧振電路與該隔離變壓器的初級線圈。
  20. 如申請專利範圍第19項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該第二開關電路包含：一第五開關，該第五開關的第一端連接於該電源匯流排與該第三開關的第一端，該第五開關的控制端與該電源控制單元連接；一第六開關，該第六開關的第一端連接於該第五開關的第二端與該隔離變壓器的初級線圈，該第六開關的第二端與該第一共參考端連接，該第六開關的控制端與該電源控制單元連接；其中，該電源控制單元分別控制該第三開關、該第四開關、該第五開關以及該第六開關導通與截止，使該匯流排電壓的能量選擇性地經由該第三開關、該第四開 關、該第五開關以及該第六開關傳送至該諧振電路與該隔離變壓器的初級線圈。
  21. 如申請專利範圍第18項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該諧振電路包含一諧振電感與一諧振電容，且該諧振電感與該諧振電容在該第二開關電路與該隔離變壓器之初級線圈之間串聯連接，且該諧振電路因應該第二開關電路的運作模式選擇性地構成諧振關係，俾使該隔離變壓器之初級線圈兩端之電壓值產生電壓變化。
  22. 如申請專利範圍第21項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該諧振電路更包含一與該諧振電感耦合之感應線圈連接於該電源控制單元，用以因應該諧振電感之一諧振電流感應產生一諧振電流檢測訊號，該電源控制單元係利用該諧振電流檢測訊號判定該第二級電源電路是否處於過流的狀態。
  23. 如申請專利範圍第18項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該輸出整流電路為同步整流電路，其包含：一第一整流開關，連接於該隔離變壓器的次級線圈之一端與一第二共參考端之間；一第二整流開關，連接於該隔離變壓器的次級線圈之另一端與該第二共參考端之間；其中，該第一整流開關與該第二整流開關的控制端分別連接於該電源控制單元，該電源控制單元藉由控制該第一整流開關與該第二整流開關導通與截止，將該隔離變壓器之次級線圈之感應電壓整流。
  24. 如申請專利範圍第18項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該輸出濾波電路包含一第一輸出電容，該第一輸出電容的一端連接於該輸出整流電路，該第一輸出電容的另一端連接於該隔離變壓器之次級線圈之中心抽頭，用以將該輸出整流電路整流後之電壓濾波，而產生額定的該輸出電壓或該輸出電流至負載電路。
  25. 如申請專利範圍第1項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該電源控制單元包含：一第一級控制電路，連接於該第一開關電路的控制端與該電源匯流排，用以產生至少一第一功率因數校正訊號控制該第一開關電路運作，使該匯流排電壓的電壓值隨著該負載電路的耗電量大小而動態地變化；一迴授電路，連接於該第二級電源電路的電源輸出端，用以因應該第二級電源電路的該輸出電壓或該輸出電流產生對應的一迴授訊號；以及一第二級控制電路，連接於該第二開關電路之控制端與該迴授電路，用以因應該迴授訊號產生至少一第一控制訊號控制該第二開關電路運作，且因應該負載電路的耗電量大小調整該第一控制訊號以選擇性地改變該第二開關電路之運作模式。
  26. 如申請專利範圍第25項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該第一級控制電路與該第二級控制電路為脈衝寬度調變控制器、脈衝頻率調變控制器或數位訊號處理器。
  27. 如申請專利範圍第1項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該第一級電源電路為升壓式、降壓式或升降壓式。
  28. 如申請專利範圍第1項所述之雙級交換式電源轉換電路，其中該第二級電源電路為電感電感電容式諧振電路或電感電容電容式諧振電路。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI509969B (zh) * 2013-07-19 2015-11-21 Acbel Polytech Inc Switched power supply with resonant converter and its control method

Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9197132B2 (en) * 2006-12-01 2015-11-24 Flextronics International Usa, Inc. Power converter with an adaptive controller and method of operating the same
US20110007535A1 (en) * 2008-02-28 2011-01-13 Gerbozy Zachary J Method and apparatus for converting ac power to dc power
CN102342008B (zh) 2009-01-19 2016-08-03 伟创力国际美国公司 用于功率转换器的控制器
US9077248B2 (en) 2009-06-17 2015-07-07 Power Systems Technologies Ltd Start-up circuit for a power adapter
US8976549B2 (en) 2009-12-03 2015-03-10 Power Systems Technologies, Ltd. Startup circuit including first and second Schmitt triggers and power converter employing the same
US9246391B2 (en) 2010-01-22 2016-01-26 Power Systems Technologies Ltd. Controller for providing a corrected signal to a sensed peak current through a circuit element of a power converter
US9331565B2 (en) * 2010-07-14 2016-05-03 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Switching power conversion circuit and power supply using same
TW201225529A (en) * 2010-12-03 2012-06-16 Fortune Semiconductor Corp Test mode controller and electronic apparatus with self-testing thereof
US9190898B2 (en) * 2012-07-06 2015-11-17 Power Systems Technologies, Ltd Controller for a power converter and method of operating the same
US9240712B2 (en) 2012-12-13 2016-01-19 Power Systems Technologies Ltd. Controller including a common current-sense device for power switches of a power converter
CN104602226A (zh) 2013-10-31 2015-05-06 中兴通讯股份有限公司 一种发送、接收系统信息的方法及装置
US9300206B2 (en) 2013-11-15 2016-03-29 Power Systems Technologies Ltd. Method for estimating power of a power converter
DE102013223330A1 (de) * 2013-11-15 2015-05-21 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Wandlerschaltungsanordnung zum Wandeln einer Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung
US9735691B2 (en) * 2013-11-29 2017-08-15 Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. Power supply device
DE102014203250A1 (de) * 2014-02-24 2015-08-27 Zf Friedrichshafen Ag Gleichspannungswandler sowie Verfahren und Vorrichtung zum Regeln eines Gleichspannungswandlers
CN105141134B (zh) * 2014-05-26 2019-06-14 中兴通讯股份有限公司 一种开关电源和控制该开关电源的方法
WO2015192133A2 (en) 2014-06-13 2015-12-17 University Of Maryland An integrated dual-output grid-to-vehicle (g2v) and vehicle-to-grid (v2g) onboard charger for plug-in electric vehicles
RU2563041C1 (ru) * 2014-09-02 2015-09-20 Федеральное государственное унитарное предприятие "Научно-производственный центр автоматики и приборостроения имени академика Н.А. Пилюгина" (ФГУП "НПЦАП") Двухканальный источник питания
US9906128B2 (en) * 2014-10-29 2018-02-27 Infineon Technologies Austria Ag Intermediate voltage bus converter with power saving modes
KR102423064B1 (ko) * 2017-05-02 2022-07-21 삼성전자주식회사 전력 변환 장치와 방법 및 그 장치를 이용하는 전자 장치
US10079541B1 (en) 2017-05-23 2018-09-18 Murata Manufacturing Co., Ltd. Wide input, wide output, high efficiency, isolated DC-DC converter-battery charger
TWI625923B (zh) * 2017-06-02 2018-06-01 力智電子股份有限公司 直流對直流轉換電路及其多相電源控制器
US11476759B2 (en) 2018-12-21 2022-10-18 Cirrus Logic, Inc. Current control for a boost converter with dual anti-wound inductor
US11695337B2 (en) 2018-12-21 2023-07-04 Cirrus Logic, Inc. Current control for a boost converter with dual anti-wound inductor
US10917013B2 (en) * 2018-12-21 2021-02-09 Cirrus Logic, Inc. Augmented multi-stage boost converter
TWI741560B (zh) * 2020-04-15 2021-10-01 國立中興大學 交流電源供應系統
CN112467993B (zh) * 2020-11-30 2022-01-11 北京鼎汉技术集团股份有限公司 直流电源纹波控制方法、装置、系统、计算机设备、介质
CN112953176A (zh) * 2021-03-16 2021-06-11 深圳市必易微电子股份有限公司 级联电路及其控制电路和控制方法
US11855544B2 (en) * 2022-02-03 2023-12-26 Lee Fredrik Mazurek Single stage synchronous harmonic current controlled power system
TWI818582B (zh) * 2022-06-09 2023-10-11 群光電能科技股份有限公司 電壓轉換器
US12308759B2 (en) 2022-09-12 2025-05-20 Chicony Power Technology Co., Ltd. Power converter
TWI832416B (zh) * 2022-09-12 2024-02-11 群光電能科技股份有限公司 電源轉換器
TWI854763B (zh) * 2023-08-02 2024-09-01 大陸商北京歐錸德微電子技術有限公司 電源轉換電路、供電裝置及資訊處理裝置

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5736881A (en) * 1994-12-05 1998-04-07 Hughes Electronics Diode drive current source
US6028776A (en) * 1997-07-31 2000-02-22 Samsung Electro-Mechanics Co. Ltd. Power factor correction converter
US20050184713A1 (en) * 2004-02-20 2005-08-25 Ming Xu Two-stage voltage regulators with adjustable intermediate bus voltage, adjustable switching frequency, and adjustable number of active phases
US20050200341A1 (en) * 2004-03-09 2005-09-15 Kohout James A. Multiple mode switching regulator having an automatic sensor circuit for power reduction
US6970364B2 (en) * 2002-03-08 2005-11-29 University Of Central Florida Low cost AC/DC converter with power factor correction
TWI263396B (en) * 2004-04-19 2006-10-01 Benq Corp Switching power converter
US20080130322A1 (en) * 2006-12-01 2008-06-05 Artusi Daniel A Power system with power converters having an adaptive controller
US20080158917A1 (en) * 2006-11-17 2008-07-03 Toshiba International Corporation Modular uninterruptible power supply with loadsharing between modules
US20080238392A1 (en) * 2007-03-28 2008-10-02 Intersil Americas Inc. Controller and driver communication for switching regulators

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5905369A (en) * 1996-10-17 1999-05-18 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Variable frequency switching of synchronized interleaved switching converters
US6975098B2 (en) * 2002-01-31 2005-12-13 Vlt, Inc. Factorized power architecture with point of load sine amplitude converters
US6977492B2 (en) * 2002-07-10 2005-12-20 Marvell World Trade Ltd. Output regulator
JP2005151608A (ja) * 2003-11-11 2005-06-09 Hitachi Ltd 共振型コンバータ及びその制御方法
JP4339916B2 (ja) * 2008-02-28 2009-10-07 ファナック株式会社 モータ駆動装置
TWI363481B (en) * 2008-03-28 2012-05-01 Delta Electronics Inc Synchronous rectifying circuit having burst mode controller and controlling method thereof
US7884588B2 (en) * 2008-04-10 2011-02-08 Stmicroelectronics S.R.L. Control method and device for a system of interleaved converters using a designated master converter
US9162310B2 (en) * 2008-07-08 2015-10-20 Illinois Tool Works Inc. Enhanced power factor correction for welding and cutting power supplies

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5736881A (en) * 1994-12-05 1998-04-07 Hughes Electronics Diode drive current source
US6028776A (en) * 1997-07-31 2000-02-22 Samsung Electro-Mechanics Co. Ltd. Power factor correction converter
US6970364B2 (en) * 2002-03-08 2005-11-29 University Of Central Florida Low cost AC/DC converter with power factor correction
US20050184713A1 (en) * 2004-02-20 2005-08-25 Ming Xu Two-stage voltage regulators with adjustable intermediate bus voltage, adjustable switching frequency, and adjustable number of active phases
US20050200341A1 (en) * 2004-03-09 2005-09-15 Kohout James A. Multiple mode switching regulator having an automatic sensor circuit for power reduction
TWI263396B (en) * 2004-04-19 2006-10-01 Benq Corp Switching power converter
US20080158917A1 (en) * 2006-11-17 2008-07-03 Toshiba International Corporation Modular uninterruptible power supply with loadsharing between modules
US20080130322A1 (en) * 2006-12-01 2008-06-05 Artusi Daniel A Power system with power converters having an adaptive controller
US20080238392A1 (en) * 2007-03-28 2008-10-02 Intersil Americas Inc. Controller and driver communication for switching regulators

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI509969B (zh) * 2013-07-19 2015-11-21 Acbel Polytech Inc Switched power supply with resonant converter and its control method

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US20110025289A1 (en) 2011-02-03

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