TWI385857B - 洩漏波雙天線系統 - Google Patents

Description

洩漏波雙天線系統

本發明係關於一種雙天線系統，且特別是有關於能提高隔離度(S21)的一種洩漏波雙天線系統。

傳統的調頻連續波雷達均以單天線配合迴旋器或以一接收一發射的雙天線結構作為發射端與接收端的隔離。此外，還可採用具有差動輸入特性的洩漏波天線，來加強隔離功效。然而，以單天線搭配迴旋器作為隔離的設計，接收訊號及發射訊號之間的最大隔離度(最低耦合量)僅-35 dB，且迴旋器至天線間不能有放大器。若迴旋器阻抗不匹配於天線，亦會造成訊號更多的洩漏(leakage)。此外，雖然雙天線架構具有高指向性與高增益的優點，但是雙天線系統需佔據較大的天線面積，不適用於小型的載具系統。

舉例來說，若使用較小的圓形空間來容納如圖一所示之洩漏波天線系統1，則因為空間過小且圓形的容納空間無法有效地讓矩形天線伸長及加寬，所以洩漏波天線系統1的發射天線10及接收天線12的長度及寬度受限，接收天線12及發射天線10之間的距離過短。如圖二所示，單一發射天線10之輻射場在指向方向(azimuth direction)的波束寬度(beam width)過於寬大，所以發射天線10所輻射的能量大部分會被鄰近的接收天線12所直接耦合接收，使得發射天線 10無法有效地傳遞電磁波至位於遠方的偵測目標，進而接收天線12也無法有效地接收到由偵測目標反射回來的電磁波。

請參閱圖三，圖三繪示圖一的洩漏波天線系統1的耦合量(S21)模擬圖。耦合量(S21)可被定義為20*log(V2/V1)，V1為發射天線10於輸入端100的輸入電壓，V2為接收天線12於輸出端120的輸出電壓。一般而言，V2小於V1，所以耦合量(S21)為一負值，最大耦合量表示在所在目標頻段內由發射天線所輻射最大的能量被同一天線系統的接收天線在天線表面附近(亦稱近場(near-field))所接收而無法傳遞出去，所以耦合量越小越好。如圖三所示，傳統的洩漏波雙天線系統1於目標頻段A1(約5.3GHz~5.4GHz)的耦合量(S21)大於-30 dB，最大耦合量接近-20dB，表示發射天線10與接收天線12之間的干擾(耦合)過大。

因此，本發明提出一種洩漏波雙天線系統，能降低目標頻段內的最大耦合量，以增進天線傳輸功效與距離。

本發明之一範疇在於提供一種洩漏波雙天線系統，透過微帶線與差動輸入結構之間的單趾型阻抗匹配方式及不等長的多個微帶線天線，降低接收天線陣列及發射天線陣列之間的最大耦合量，亦即提高了洩漏波雙天線系統的隔離度。

根據一具體實施例，本發明之洩漏波雙天線系統包含發射天線陣列及接收天線陣列。發射天線陣列用以發射電磁波，包含複數個第一微帶線及複數個對應的第一差動輸入結構，每一第一差動輸入結構以單趾型阻抗匹配方式匹配於該對應的第一微帶線；接收天線陣列包含複數個第二微帶線及複數個對應的第二差動輸入結構，每一第二差動輸入結構以單趾型阻抗匹配方式匹配於該對應的第二微帶線。

每一第一差動輸入結構包含一第一端及一第二端，分別連接至該對應的第一微帶線，該第一端之訊號與該第二端之訊號的相位差為180°；每一第二差動輸入結構包含第三端及第四端，分別連接至該對應的第二微帶線，該第三端之訊號與該第四端之訊號的相位差為180°。

此外，本發明之洩漏波雙天線系統更包含一第一功率分配電路及一第二功率分配電路，該第一功率分配電路與該複數個第一差動電路相連接且相匹配，該第二功率分配電路與該複數個第二差動電路相連接且相匹配。

於另一具體實施例中，該複數個第一微帶線之長度皆相異，該複數個第二微帶線之長度皆相異。本發明之洩漏波雙天線系統處於一介質(例如空氣)中，相鄰兩個第一微帶線之長度差異及相鄰兩個第二微帶線之長度差異皆小於二 分之一介質波長(λ g/2)，其中λ g=λ 0/(ε g)1/2，λ g為該電磁波於該介質中的波長、λ 0為該電磁波於真空中的波長、ε g為該介質的介電常數。如此一來，不等長的多個微帶線(亦即，讓多個微帶線之負載阻抗是不匹配的)使得最大耦合量於目標頻段內的對應頻率可進一步地往高頻移動(偏離目標頻段)，與最大輻射能量的對應頻率(相當於目標頻段)錯開，而降低目標頻段內的最大耦合量。

綜上所述，本發明透過多個洩漏波天線分別組成發射天線陣列與接收天線陣列，以增加天線增益並降低接收天線陣列與發射天線陣列之間的耦合量。此外，本發明透過差動輸入結構與微帶線之間的單趾型阻抗匹配，讓最大耦合量的對應頻率稍微往高頻移動。再者，本發明透過多個不等長的微帶線讓最大耦合量的對應頻率更往高頻移動，而錯開最大輻射量的對應頻段。換句話說，本發明之洩漏波雙天線系統主要是讓最大耦合量於目標頻段內的對應頻率可進一步地往高頻移動(偏離目標頻段)，與最大輻射能量的對應頻率(相當於目標頻段)錯開，而降低目標頻段內的最大耦合量，亦即提高了洩漏波雙天線系統的隔離度。再者，本發明之不等長天線設計不但可改善天線系統於有限空間內的耦合效應，還可在有限空間內裝入更多的天線單元以增強天線增益。

關於本發明之優點與精神可以藉由以下的發明詳述及所附圖式得到進一步的瞭解。

請參閱圖四A，圖四A繪示根據本發明第一具體實施例之洩漏波雙天線系統3之示意圖。如圖四A所示，本發明之洩漏波雙天線系統3包含發射天線陣列30及接收天線陣列32。發射天線陣列30用以發射電磁波至偵測目標，包含兩個第一微帶線300及兩個對應的第一差動輸入(訊號輸入反向)結構302，每一個第一差動輸入結構302以單趾型阻抗匹配方式(Single stub matching)匹配於對應的第一微帶線300；接收天線陣列32用以接收發射天線陣列30發射至偵測目標後所反射回來的電磁波，包含兩個第二微帶線320及兩個對應的第二差動輸入(訊號輸入反向)結構322，每一個第二差動輸入結構322以單趾型阻抗匹配方式(Single stub matching)匹配於對應的第二微帶線320。

每一個第一差動輸入結構302包含第一端3020及第二端3022，分別連接至對應的第一微帶線300。第一端3020之訊號與第二端3022之訊號的相位差為180°，亦即第一差動輸入結構302可差動地(differentially)輸出訊號至第一微帶線300。每一個第二差動輸入結構322包含第三端3220及第四端3222，分別連接至對應的第二微帶線320。第三端3220之訊號與第四端3222之訊號的相位差為180°，亦即第二差動 輸入結構322可接收第二微帶線320所差動輸入的訊號。換言之，第一差動輸入結構302的設計可滿足差動輸出需求，以激發發射天線陣列30發射一洩漏模電磁波至一偵測目標，第二差動輸入結構322的設計可接收由偵測目標所反射回來的的洩漏模電磁波。

由於每一個第一差動輸入結構302與每一個第二差動輸入結構322的結構皆相同，因此下列說明只敘述第一差動輸入結構302之結構，請參閱圖四B。如圖四B所示。第一差動輸入結構302包含饋入區3028、第一阻抗區3024、第二阻抗區3026、第三阻抗區3025、第一端3020及第二端3022。第一差動輸入結構302由饋入區3028接收訊號後，會分為第一子訊號G10及第二子訊號G12，分別通過第一阻抗區3024及第二阻抗區3026。由於第二阻抗區3026之路徑設計及長度皆與第一阻抗區3024不同，所以第一阻抗區3024與第二阻抗區3026具有不同的負載阻抗，不同的負載阻抗之目的是要讓分別通過第一阻抗區3024及第二阻抗區3026後的第一子訊號G10及第二子訊號G12之間產生180°的相位差，以滿足第一差動輸入結構302的差動輸出需求。

根據天線理論，當洩漏波天線的長度愈長時，增益也變大。一維洩漏波天線陣列(例如圖四A的發射天線陣列30)的數目主要影響輻射場於不同方位角(azimuth angle)的場 分佈，而洩漏波天線的長度主要影響輻射場於不同仰角(elevation angle)的場分佈。若要提昇其天線的增益及指向性，並使波束寬度縮小，可透過功率分配器結合多個單一洩漏波天線成為一維的陣列天線。本發明之第一功率分配器304結合兩個第一差動輸入結構302及兩個第一微帶線302成為發射天線陣列30；類似地，第二功率分配器324結合兩個第二差動輸入結構320及兩個第二微帶線322成為接收天線陣列30。相較傳統洩漏波天線系統1之輻射場的波束寬度(如圖二所示)，本發明之洩漏波雙天線系統3之輻射場之波束寬度(如圖五所示)較小。因而，發射天線陣列30與接收天線陣列32之間的耦合量(S21)也能降低。

此外，相較於傳統的洩漏波天線系統1(如圖一所示)，本發明之洩漏波雙天線系統3之每一個第一差動輸入結構302具有第三阻抗區3025(如圖四B所示)，第三阻抗區3025的設計目的是讓第一差動輸入結構302以單趾型阻抗匹配方式匹配於第一微帶線300，進而讓最大耦合量(S21)的對應頻率可往高頻偏移，讓最大耦合量的對應頻率與最大輻射能量的對應頻率錯開。需補充說明的是，傳統天線的最大輻射能量的對應頻率與微帶線長度相關，但洩漏波天線的最大輻射能量之對應頻率與差動輸入端之間距(亦即微帶線的寬度D1)相關，不與微帶線的長度L相關。因此本發明 之結構改良使是用以偏移最大耦合量的對應頻率，而非用以偏移最大輻射能量的對應頻率。

以圖四A的洩漏波雙天線系統3為例，發射天線陣列30的輻射能量除了會被接收天線陣列32接收之外，還可能因為發射天線陣列30的線路設計產生阻抗不匹配而讓部份的輻射能量反射回來而無法傳遞出去。一般而言，是用反射係數(S11)表示輻射能量被反射回來的程度，越小的反射係數(S11)表示越多輻射能量能夠傳遞出去。為了降低目標頻段中的反射係數(S11)，本發明可對天線結構作阻抗匹配設計。圖四A中的第一功率分配器304包含饋入電路3040及兩段長度皆為四分之一波長(λ g/4)的阻抗匹配電路3042，阻抗匹配電路3042之兩端連接於第一差動輸入結構302與饋入電路3040。舉例來說，饋入電路3040之負載阻抗為50Ω；阻抗匹配電路3042之負載阻抗為50*21/2(=70.7)Ω；第一差動輸入結構302的負載阻抗為50Ω。功率分配電路304與第一差動輸入結構302的阻抗匹配設計使得本發明之洩漏波雙天線系統3於目標頻段(5.3GHz~5.4GHz)的反射係數(S11)較小，相當於改善了輻射能量的傳遞功效。

本發明除了圖四A之洩漏波雙天線系統3的結構設計之外，還有其他結構改良來進一步地降低耦合量，請參閱圖七。圖七繪示根據本發明第二具體實施例之洩漏波雙天 線系統5之示意圖。相較於圖四A之洩漏波雙天線系統3，圖七之洩漏波雙天線系統5之發射天線陣列50具有兩個不等長的第一微帶線500，接收天線陣列52也具有兩個不等長的第二微帶線520。於此第二實施例中，兩個第一微帶線之間的長度差異D2小於二分之一介質波長(λ g/2)，兩個第二微帶線之間的長度差異D2也小於二分之一介質波長(λ g/2)。此外，不等長的微帶線也較適合容納於非矩形的空間。舉例來說，相較於圖四A的洩漏波雙天線系統3及圖一的傳統洩漏波天線系統1，圖七的洩漏波雙天線系統5更能充分利用圓形的容納空間，並且也達到了於目標頻段內降低最大耦合量的目的。

微帶線的長度不同導致不相同的負載阻抗，本發明利用微帶線阻抗不匹配的設計，將原有的最大藕合量(S21)之對應頻率往高頻移動(約偏移450MHz)，使得目標頻段A1的最大藕合量(S21)約降至-45dB，如圖八所示。再者，請參閱圖九A及圖九B。圖九A繪示圖七的洩漏波雙天線系統的耦合量(S21)實驗圖。圖九B繪示圖九A的部份頻段之耦合量(S21)實驗圖。特別地，由圖九B之耦合量實驗曲線可知，目標頻段A1(5.3GHz~5.4GHz)的最大耦合量在-50dB附近，表示本發明之洩漏波雙天線系統5之發射天線陣列50與接收天線陣列52之間的干擾已經降到很小了。

需補充說明的是，圖三、圖六及圖八是透過商業模擬軟體(名稱為IE3D)計算而得，計算方式採用為矩量法(Method-of-Moments,MoM)，理論基礎為電磁場論並且透過格林方程式(Green function)及邊界條件(boundary condition)來解電磁場方程式。特別地，由圖九A之實驗圖對照圖八之模擬圖可知，實驗曲線相當接近模擬曲線，因此本發明所提供之耦合量模擬圖(圖三、圖六及圖八)是可信的。

此外，雖然上述說明之發射天線陣列及接收天線陣列皆以兩個洩漏波天線構成，但實際上天線陣列可由更多洩漏波天線所組成。舉例來說，發射天線陣列與接收天線陣列皆由4支洩漏波天線組成。天線數量的配置端看實際產品需求而定，例如有限的容納空間限制了天線面積，亦即限制了天線數量的配置。

相較於先前技術，本發明透過多個洩漏波天線分別組成發射天線陣列與接收天線陣列，以增加天線增益並降低接收天線陣列與發射天線陣列之間的耦合量。此外，本發明透過差動電路與微帶線之間的單趾型阻抗匹配，讓最大耦合量的對應頻率稍微往高頻移動。再者，本發明透過多個不等長的微帶線讓最大耦合量的對應頻率更往高頻移動，而錯開最大輻射量的對應頻段。換句話說，本發明之 洩漏波雙天線系統主要是讓最大耦合量於目標頻段內的對應頻率可進一步地往高頻移動(偏離目標頻段)，與最大輻射能量的對應頻率(相當於目標頻段)錯開，而降低目標頻段內的最大耦合量，亦即提高了洩漏波雙天線系統的隔離度。再者，本發明之不等長天線設計不但可改善天線系統於有限空間內的耦合效應，還可在有限空間內裝入更多的天線以增強天線增益。

藉由以上較佳具體實施例之詳述，係希望能更加清楚描述本發明之特徵與精神，而並非以上述所揭露的較佳具體實施例來對本發明之範疇加以限制。相反地，其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排於本發明所欲申請之專利範圍的範疇內。因此，本發明所申請之專利範圍的範疇應該根據上述的說明作最寬廣的解釋，以致使其涵蓋所有可能的改變以及具相等性的安排。

1‧‧‧洩漏波天線系統

3、5‧‧‧洩漏波雙天線系統

30、50‧‧‧發射天線陣列

32、52‧‧‧接收天線陣列

10‧‧‧發射天線

12‧‧‧接收天線

100‧‧‧輸入端

120‧‧‧輸出端

300、500‧‧‧第一微帶線

302‧‧‧第一差動輸入結構

304‧‧‧第一功率分配器

320、520‧‧‧第二微帶線

322‧‧‧第二差動輸入結構

324‧‧‧第二功率分配器

3020‧‧‧第一端

3022‧‧‧第二端

3220‧‧‧第三端

3222‧‧‧第四端

3040‧‧‧饋入電路

3042‧‧‧阻抗匹配電路

3024‧‧‧第一阻抗區

3026‧‧‧第二阻抗區

3025‧‧‧第三阻抗區

3028‧‧‧饋入區

G10‧‧‧第一子訊號

G12‧‧‧第二子訊號

D1‧‧‧寬度

L‧‧‧長度

D2‧‧‧長度差距

A1‧‧‧工作頻段

S21‧‧‧耦合量

圖一繪示傳統的洩漏波天線系統的示意圖。

圖二繪示圖一中的發射天線之輻射場的場分佈圖。

圖三繪示圖一的洩漏波天線系統的耦合量(S21)模擬圖。

圖四A繪示根據本發明第一具體實施例之洩漏波雙天線系統之示意圖。

圖四B繪示圖四A中的第一差動輸入結構之示意圖。

圖五繪示圖四A中的發射天線陣列之輻射場的場分佈圖。

圖六繪示圖四A的洩漏波雙天線系統的耦合量(S21)模擬圖。

圖七繪示根據本發明第二具體實施例之洩漏波雙天線系統之示意圖。

圖八繪示圖七的洩漏波雙天線系統的耦合量(S21)模擬圖。

圖九A繪示圖七的洩漏波雙天線系統的耦合量(S21)實驗圖。

圖九B繪示圖九A的部份頻段之耦合量(S21)實驗圖。

5‧‧‧洩漏波雙天線系統

50‧‧‧發射天線陣列

52‧‧‧接收天線陣列

500‧‧‧第一微帶線

520‧‧‧第二微帶線

D1‧‧‧寬度

D2‧‧‧長度差距

Claims (5)

1. 一種洩漏波雙天線系統，包含：一發射天線陣列，用以發射一電磁波，包含複數個第一微帶線及複數個對應的第一差動輸入結構，每一第一差動輸入結構以單趾型阻抗匹配方式匹配於該對應的第一微帶線，每一第一差動輸入結構包含一第一端及一第二端，分別連接至該對應的第一微帶線，該第一端之訊號與該第二端之訊號的相位差為180°；以及一接收天線陣列，包含複數個第二微帶線及複數個對應的第二差動輸入結構，每一第二差動輸出電路以單趾型阻抗匹配方式匹配於該對應的第二微帶線，每一第二差動輸入結構包含一第三端及一第四端，分別連接至該複數個第二微帶線其中之一第二微帶線，該第三端之訊號與該第四端之訊號的相位差為180°。
2. 如申請專利範圍第1項所述之洩漏波雙天線系統，進一步包含一第一功率分配電路及一第二功率分配電路，該第一功率分配電路與該複數個第一差動輸入結構相連接且相匹配，該第二功率分配電路與該複數個第二差動輸入結構相連接且相匹配。
3. 如申請專利範圍第1項所述之洩漏波雙天線系統，其中該複數個第一微帶線之長度皆相異，該複數個第二微帶線之長度皆相異。
4. 如申請專利範圍第3項所述之洩漏波雙天線系統，位於一介質 中，相鄰兩個第一微帶線之長度差異及相鄰兩個第二微帶線之長度差異皆小於λ g/2，其中λ g=λ 0/(ε g)1/2，λ g為該電磁波於該介質中的波長、λ 0為該電磁波於真空中的波長、ε g為該介質的介電常數。
5. 如申請專利範圍第1項所述之洩漏波雙天線系統，其中每一第一微帶線之寬度及每一第二微帶線之寬度皆為λ g/2，其中λ g=λ 0/(ε g)1/2，λ g為該電磁波於該介質中的波長、λ 0為該電磁波於真空中的波長、ε g為該介質的介電常數。