TWI375393B - Dc/dc converter and methods thereof - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 45
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 574
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 569
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 claims description 532
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 claims description 531
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 249
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 135
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims description 83
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims description 52
- 238000010586 diagram Methods 0.000 claims description 39
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 38
- 229910052751 metal Inorganic materials 0.000 claims description 22
- 239000002184 metal Substances 0.000 claims description 22
- 239000013078 crystal Substances 0.000 claims description 19
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 12
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 12
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 8
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 8
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 8
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 8
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 7
- SCCCLDWUZODEKG-UHFFFAOYSA-N germanide Chemical compound [GeH3-] SCCCLDWUZODEKG-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 6
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 claims description 5
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 4
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 claims description 3
- 239000000126 substance Substances 0.000 claims 2
- 210000003746 feather Anatomy 0.000 claims 1
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 40
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 40
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 27
- 239000012634 fragment Substances 0.000 description 27
- 230000006870 function Effects 0.000 description 15
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 12
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 11
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 11
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 11
- 229910052732 germanium Inorganic materials 0.000 description 7
- GNPVGFCGXDBREM-UHFFFAOYSA-N germanium atom Chemical compound [Ge] GNPVGFCGXDBREM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 7
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 6
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 6
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 6
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 6
- 230000009471 action Effects 0.000 description 5
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 5
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 5
- 238000007667 floating Methods 0.000 description 5
- 238000006880 cross-coupling reaction Methods 0.000 description 4
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 description 4
- 239000000428 dust Substances 0.000 description 4
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 4
- 235000011389 fruit/vegetable juice Nutrition 0.000 description 4
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 4
- 150000002739 metals Chemical class 0.000 description 4
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 4
- 241000207199 Citrus Species 0.000 description 3
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 3
- 235000020971 citrus fruits Nutrition 0.000 description 3
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 3
- 230000007717 exclusion Effects 0.000 description 3
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 3
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 3
- 230000003647 oxidation Effects 0.000 description 3
- 238000007254 oxidation reaction Methods 0.000 description 3
- 210000004508 polar body Anatomy 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 239000000047 product Substances 0.000 description 3
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 3
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 3
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 3
- 230000002459 sustained effect Effects 0.000 description 3
- 239000002699 waste material Substances 0.000 description 3
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 3
- 101000692944 Homo sapiens PHD finger-like domain-containing protein 5A Proteins 0.000 description 2
- 102100026389 PHD finger-like domain-containing protein 5A Human genes 0.000 description 2
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 210000004027 cell Anatomy 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 2
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 2
- 239000000463 material Substances 0.000 description 2
- 238000003860 storage Methods 0.000 description 2
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 1
- 241000282465 Canis Species 0.000 description 1
- VYZAMTAEIAYCRO-UHFFFAOYSA-N Chromium Chemical compound [Cr] VYZAMTAEIAYCRO-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 208000033999 Device damage Diseases 0.000 description 1
- MYMOFIZGZYHOMD-UHFFFAOYSA-N Dioxygen Chemical compound O=O MYMOFIZGZYHOMD-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 235000008694 Humulus lupulus Nutrition 0.000 description 1
- 229910005813 NiMH Inorganic materials 0.000 description 1
- 235000006040 Prunus persica var persica Nutrition 0.000 description 1
- 240000006413 Prunus persica var. persica Species 0.000 description 1
- 101150058910 RDS1 gene Proteins 0.000 description 1
- 235000011449 Rosa Nutrition 0.000 description 1
- 241000220317 Rosa Species 0.000 description 1
- 101100219167 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) BUL1 gene Proteins 0.000 description 1
- 101100140267 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) RDS2 gene Proteins 0.000 description 1
- 229910052770 Uranium Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 1
- 239000008186 active pharmaceutical agent Substances 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 1
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 1
- 230000003139 buffering effect Effects 0.000 description 1
- 239000003638 chemical reducing agent Substances 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 150000001875 compounds Chemical class 0.000 description 1
- 238000005090 crystal field Methods 0.000 description 1
- 230000001351 cycling effect Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 description 1
- 230000003828 downregulation Effects 0.000 description 1
- 241001233061 earthworms Species 0.000 description 1
- 238000005265 energy consumption Methods 0.000 description 1
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N gold Chemical compound [Au] PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000010931 gold Substances 0.000 description 1
- 229910052737 gold Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000017525 heat dissipation Effects 0.000 description 1
- 238000007689 inspection Methods 0.000 description 1
- 229910052746 lanthanum Inorganic materials 0.000 description 1
- FZLIPJUXYLNCLC-UHFFFAOYSA-N lanthanum atom Chemical compound [La] FZLIPJUXYLNCLC-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000005389 magnetism Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 229910001507 metal halide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000005309 metal halides Chemical class 0.000 description 1
- 238000004377 microelectronic Methods 0.000 description 1
- 239000008267 milk Substances 0.000 description 1
- 210000004080 milk Anatomy 0.000 description 1
- 235000013336 milk Nutrition 0.000 description 1
- 230000036961 partial effect Effects 0.000 description 1
- 239000012466 permeate Substances 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 238000005096 rolling process Methods 0.000 description 1
- 238000009738 saturating Methods 0.000 description 1
- 229910021647 smectite Inorganic materials 0.000 description 1
- 125000006850 spacer group Chemical group 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 229910052714 tellurium Inorganic materials 0.000 description 1
- PORWMNRCUJJQNO-UHFFFAOYSA-N tellurium atom Chemical compound [Te] PORWMNRCUJJQNO-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
- 238000000844 transformation Methods 0.000 description 1
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1375393 九、發明說明： 此申請案主張於2007年6月6曰申請的臨時申請案第 60/958,630號之優先權，其全部内容係以引用的形式併入 本文。 此申請案係關於與其同時申請的申請案第】2/148 57〇 號，標題"具有飛輪二極體之步降切換調節器（StepD〇wn Switching RegUlator With Freewheeling Di〇de)"，其全部内 各係以引用的形式併入本文。 【先前技術】 一般需要電壓調節來防止供電各種微電子組件之供應電 壓變化，諸如數位1C、半導體記憶體、顯示模組、硬碟 機、射頻電路、微處理器、數位信號處理器及類比1C，尤 其係在電池供電的應用中，類似行動電話、筆記型電腦及 消費產品。 由於一產品之電池或直流輸入電壓時常必須步昇至一更 高直流電壓或步降至一更低直流電壓，故將此類調節器係 稱為直流至直流轉換器。步降轉換器在一電池的電壓係大 於所需負載電壓的任何時候使用。步降轉換器可能包含電 感切換調節器、電容電荷幫浦及線性調節器。反之，在一 電池的電塵係低於供電負需之電壓的任何時候需要步 升轉換盗（通常稱為昇壓轉換器）。步昇轉換器可能包含電 感切換調節器或電容電荷幫浦。 在别述電壓調節器中，電感切換轉換器可在電流、輸入 電壓及輸出電壓的最寬範圍上實現出色效能。一直流/直 130864-1010528.doc 1375393 流電感切換轉換器之操作係基於以下原理，即在一電感器 (線圈或變壓器）内的電流無法立即改變以及一電感器將會 產生一相反電壓以抵抗其電流的任何變化。 一以電感器為主的直流/直流切換轉換器之基本原理係 將一直流供應電壓切換或"斬斷"成脈衝或叢發，以及使用 包含一電感器及電容器的一低通濾波器來過濾該等叢發以 產生一表現良好的時變電壓，即將一直流電壓變成一交流 電壓。藉由使用在一咼頻下切換的一或多個電晶體以重複 磁化及消磁一電感器，可使用該電容器來步昇或步降轉換.鲁 器的輸入電壓，從而產生一不同於其輸入電壓的輸出電 壓。在使用磁學向上或向下改變交流電壓之後，接著將輸 出整流回到一直流電壓並加以過濾以移除任何漣波。 - 該等電明體一般係使用具有一低接通狀態電阻的金屬氧. 化物半導體場效電晶體（通常稱為,,功率金屬氧化物半導體 場效電晶體"）來加以實施。儘管轉換器的輸入電壓或輸出 電μ !·夹速變化，但使用來自轉換器的輸出電壓的回授來控 制該等切換條件’仍可維持一恆定良好調節的輸出電_ 壓。 為了移除。玄等電晶體之切換動作所產生的任何交流雜訊 或漣波，橫跨切換調節器之輸出端子放置—輸出電容器。 ι電感器及《^輸出電容器—起形成」,低通"滤波器，其能. 夠在大多數電晶體的切換雜訊到達負載之前移除其。切換 頻率（般為1 MHz或以上）必須相對於濾波器的"LC"槽之 共振頻率"較高"。橫跨多個切換循環平均化後，所切換電 130864-1010528.doc 感器表現如同具有一緩慢變化平均電流的一可程式化電流 源。 由於該平均電感器電流係受偏壓成"接通"或"關閉"開關 的電晶體控制’在該等電晶體内的功率消耗理論上較小並 可實現在SO。/。至90%範圍内的較高轉換器效率。明確而 。，在使用一"較高"閘極偏壓將一功率金屬氧化物半導體 場效電晶體偏壓成一接通狀態開關時，其會展現一線性 1-乂汲極特性、一低尺叫叫電阻（一般為2〇〇毫歐或以下）。 例如在0.5A下，此一裝置將會展現僅1〇〇 的一最大電壓 降Id’RDS^n儘管其較高的沒極電流。在其接通狀態傳導 時間期間的其功率消耗係ID2.RDS(〇n)。在該給定範例中， 在電晶體傳導時所消耗之功率係（0.5Α)2·(0 2Ω)=50 mw。 在其關閉狀態下，一功率金屬氧化物半導體場效電晶體 使其閘極偏壓至其源極，即使得VGS=0。甚至使一施加的 /及極電壓vDS等於一轉換器的電池輸入電壓vbatt，一功率 金屬氧化物半導體場效電晶體的j及極電流idss仍極小，通 吊元全低於一微安且一般在奈安之範圍内。電流idss主要 包含接面洩漏。 因而，在一直流/直流轉換器内用作一開關的一功率金 屬氧化物半導體場效電晶體係較具效率，由於在其關閉條 件下’其在高電壓下展現低電流，而在其接通狀態不，其 在一低電壓降下展現高電流。除切換瞬態外，在功率金屬 氧化物半導體場效電晶體中的ID*VDS乘積保持較小，且在 開關中的功率消耗保持較低。 130864-1010528.doc 1375393 在切換調節中的一關鍵組件係將斬波器之合成交流輸出 轉換或"整流"回至直流所需之整流器功能。為了確保負載 從不看見一電壓極性反向，會在切換電感器及負載之串聯 路徑中放置一整流器二極體，藉此阻隔較大交流信號與負 載。該整流器可能拓撲地位於在功率或電池輸入之正端子 與輸出之正端子之間某處的高側路徑内或在低側上（即， 在”接地"返回路徑内）。該整流器之另一功能係用以控制能 量流動之方向，使得電流僅從轉換器流動至負載而不會反 轉方向。 在一類切換調節器_，該整流器功能運用一 p_N接面二 極體或一肖特基（Schottky)二極體。肖特基二極體優於p_N 接面’因為其比p_N接面展現一更低正向電壓降，一般係 400 mV而不疋700 mV，並因此消耗更少功率。在正向傳 導期間’一P-N二極體以少數載子之形式來儲存電荷。該 些少數載子必須在二極體能夠以其反向偏壓極性來阻隔電 流之前加以移除（即萃取）或自然再結合。 因為一肖特基二極體使用一金屬半導體介面而非一 p_N 接面’理想上其不會利用少數載子來傳導並因此比一 Ρ·Ν 接面二極體儲存更少電荷。由於更少的儲存電荷，一肖特 基一極體能夠更快地回應橫跨其端子的電壓之極性變化並 以更高頻率操作。不幸的係，肖特基二極體具有數個主要 缺點，其中之一係其展現一明顯且不必要的關閉狀態洩漏 電流’尤其係在高溫下。不幸的係，在一肖特基二極體的 關閉狀態洩漏與其正向偏壓電壓降之間存在一基本折衷。 130864-1010528.doc 1375393 傳導』門，、电壓降越低，其在其關閉狀態下便變得越 A;巾j_ n属展現電流的_正電麼係數使得隨著 沒漏增加，功率消耗也會增加，從而弓！起肖特基二極體更 . ㈣漏並消耗更多功率，甚至引起更多加熱。在此類正回 . 扠广’局部加熱可引起—熱點變得更熱並”拱起::更多茂 漏直至該點到達如此高的電流密度以致於裝置會失效， 即一稱為熱散逸的程序。 肖特基—極體的另__缺點係難以使用習知晶圓製程及製 ϋ來整合其於-IC内。在1(：程式中通常無法獲得具有用於 形，肖特基二極體之最佳屬性的金屬。常用的金屬展現一 -過尚電壓阻障，即其產生-過高的電壓降。反之，其他常 -肖金屬展現一過低阻障電位，即其在用於-宵特基二極體 内時產生太多的洩漏。 儘b該些限制，但現今的許多切換調節器均依賴於卜n 二，體或肖特基二極體用於整流。作為—兩端^置，一整 • 力器不需要一閘極信號來告訴其傳導或不傳導的時間。除 瞬態電荷儲存問題外’整流器自然防止反向電流，故能量 ； 冑法從輸出電容及電性負載回流至轉換器及其電感器内。 為了減^電壓降並改良傳導損失，功率金屬氧化物半導 體場效電晶體有時會在切換調節器中用以取代诗特基整流 - 器二極體。—金屬氧化物半導體場效電晶體作為一整流器 之操作時常係藉由並聯於一宵特基二極體放置該金屬氧化 半導體場效電晶體並在該二極體傳導的任何時候接通該 金屬氧化物半導體場效電晶體（即與二極體的傳導同步）來 130864-10l0528.doc 1375393 完成。在此應用中’因此將金屬氧化物半導體場效電晶體 稱為一同步整流器。 由於一同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體可調整 大小以具有一較低接通電阻以及一低於一肖特基二極體的 電壓降，電流會從二極體轉移至金屬氧化物半導體場效電 晶體通道，從而減少該"整流器"内的整體功率消耗。大多 數功率金屬氧化物半導體場效電晶體包括一寄生源極至汲 極二極體。在一切換調節器中，此本質ρ_Ν二極體之定向 必須具有與肖特基二極體相同的極性，即陰極至陰極、陽 極至陽極。由於此矽Ρ_Ν二極體與肖特基二極體之並聯組 合僅在該同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體接通之 前持續短暫間隔（稱為"先斷後合，，間隔）載送電流，故在該 等二極體内的平均功率消耗係較低並時常完全排除肖特基 二極體。
假定電晶體切換事件係比較調節器之振盪週期相對較 快’則在切換期間的功率損失可在電路分析内視為不可忽 略或替代性地視為定功率損失。整體上，則可藉由考 量傳導及閘極驅動損失來估計在—低電壓切換調節器内所 損失的功率。然而，在多百萬赫兹切換頻率下，切換波形 分析變得更加重要且必須藉由分析一裝置的汲極電壓、汲 極電流及閘極偏壓電壓驅動對時間來加以考量。 不同於-肖特基或接面二極體，該同步整流器金屬氧I 物半導體場效電晶體允許電流雙向流動且其閘極信號之出 序必須精確以防止反向電流流動，即—不必要㈣_ 130864-10i0528.doc -10· 1375393 v'會降低效率，增加功率消耗及加熱並可能損壞裝 置。藉由減慢切換速率並增加接通延遲，可在直流/直流 切換調節器t時常用效率來換取改良強健性。 μ Ϊ於上述原理，當今以電感器為主的直流7直流切換調 "iU各式各樣電路、電感器及轉換器拓撲來實施。 廣義上’其係、分成兩個主要類型的拓撲：非隔離式與隔離 式轉換器。
最常見的隔離式轉換器包括返驰與正向轉換器，並要求 :變壓器或耗合電感器。在更高功率下，還使用全橋轉換 器隔離式轉換器能肖步昇或步降其輸入電壓，視變壓器 之初級對-人級繞組比而定。具有多個繞組之變壓器可同^ 產生多個輪出，包括同時高於及低於輸入的電壓。變壓器 =缺點係其比較單繞組電感器大並受不必要的雜散電感影 響。
非隔離式電源包括步降降壓轉換器、步昇昇壓轉換器及 什降壓轉換器β昇壓及降壓轉換器尤其具效率且大小緊 特別係在可使用2.2 μΗ或以下電感器的百萬赫兹頻率 粑圍内操作時。此類拓撲每線圈產生一單一調節輸出電 壓，並要求一專用控制迴路與分離PWM控制器用於各輸出 以恒定地調整切換接通時間來調節電壓。 在可攜式及電池供電應用中，同步整流係f用以改良效 率。運用同步整流的一步昇昇壓轉換器係稱為一同步 轉換器。利同步整流的—步降降壓轉換器係稱為 塞 降壓轉換器。 °步 130864-1010528.doc 1375393 非同步對同步昇壓轉換器操作：如圖1A所說明，先前技 術昇壓轉換器1包括一 N通道功率金屬氧化物半導體場效電 晶體7、一電感器4、一電容器3、一肖特基整流器2及一脈 衝寬度調變（PWM)控制器6。電感器4、金屬氧化物半導體 場效電晶體7及整流器2共用一共同節點，此處稱為"Vx"節 點’有時稱為Lx節點。二極體5係寄生於金屬氧化物半導 體場效電晶體7並在昇壓轉換器1之常規操作整個過程中保 持反向偏壓並關閉。轉換器1係由一輸入電壓Vbatt來供 電。 透過功率金屬氧化物半導體場效電晶體7之切換動作， 在\^節點處的電壓乂?(在一大於供應軌之範圍上切換，展現 在金屬氧化物半導體場效電晶體7係接通並傳導電流 時大約接地與在金屬氧化物半導體場效電晶體7係關閉且 一電流Ilwo流過整流器2時至略微超過νουτ之間交替的電 位。用於一習知昇壓轉換器之Vx之波形係由圖1D之圖表3〇 中的曲線片段31、32、38、34、35、36及3 7所說明，其中 在金屬氧化物半導體場效電晶體7正在傳導（片段31)時的 Vx係由表達式I.Rdw。4給出而在金屬氧化物半導體場效電 晶體7係關閉（片段38)時的Vx係由（V0UT+Vf)給出。輸出電 壓v0UT係大於輸入電壓Vbatt。在沒有回授與閉路控制的情 況下，轉換g§i將會驅動ν〇υτ至一不斷更高的位準，直至 二極體5進入突崩崩潰，即一不必要且潛在損壞的條件。 在時間b ’在持續時間t〇n之後，電感器4驅動電壓％為 正，且取決於轉換器1之設計及布局，可能會導致一些電 130864-1010528.doc -12- 1375393 ，在時間t2,金屬氧化物 —4隔〖…之 減物半導體場效電晶體7接通，並在 從二極體2移除任—儲存電荷之後，VX展現一負轉變及振 鈐(片段35”整個猶環以—猶環時間丁麵)重複該 循沐時《在固定_PWM轉換器中保持怪定並可在可變頻 率轉換器中變化。
後 在-同步汁壓轉換器中’該整流二極體係由—第二功率 金屬氧化物半導體場效電晶體來取A。同纟昇屋轉換器 1〇(如圖1Β所示）包括：一㈣同步整流器金屬氧化物半導 體場效電晶體13，其具有一本質並聯二極體15 電感器 12，一輸出電容器i 4 ;及一低側功率金屬氧化物半導體場 效電晶體11，其具有一本質並聯二極體16。金屬氧化物半 導體場效電晶體11及13之閘極係由先斷後合（BBM)電路17 來驅動並回應橫跨濾波電容器24存在的來自轉換器1〇之輸 出端子的一回授電壓VFB由一 PWM控制器18來加以控制。 需要BBM操作以防止短路輸出電容器丨4。 在同步轉換器10之Vx節點處的切換波形（如圖1D之圖表 3〇所說明）係類似於非同步昇壓轉換器i之切換波形，除了 部分33外，其中電壓在同步整流器金屬氧化物半導體場效 電晶體13正在傳導時間期間減少。圖表30之波形說明在金 屬氧化物半導體場效電晶體11正在傳導（部分31)時的電壓 係由表達式（I.RDS1((>n))給出。 在時間t〗，在持續時間k之後，電感器12驅動電壓乂乂為 正’並取決於轉換器10之設計及布局，該波形可能包括一 130864-10i0528.doc 1375393 些電壓過衝及不必要的振盪或振鈴（部分32)，接著安定至 一電壓（V0UT+Vf)，其中Vf等於橫跨二極體15的正向電壓 降。在由BBM電路17所決定之一先斷後合時間間隔tBBM之 後’ VJ%由傳導同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 13減少至一量值（v0UT+I.RDS2(()n))(部分33)，從而比較在 P-N二極體15内的消耗減少功率損失。 正好在低側金屬氧化物半導體場效電晶體11在時間t2接 通之前，同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體丨3係關 閉’如線段34所示，然後Vx返回至（v0UT+vf)。在一間隔 toff之後’金屬氧化物半導體場效電晶體丨丨會接通，並在二 極體15從任一儲存電荷回復之後，Vx展現一負轉變並取決 於二極體15内Ρ-Ν接面之二極體回復，可能展現一過電壓 尖峰35。在該尖峰及後續振鈴（部分36)之後，νχ穩定在 ORDsibnW部分37)。整個循環以一循環時間T=(t(jn+t()ff)重 複’該循環時間在固定頻率PWM轉換器中保持恆定並可在 可變頻率轉換器中變化。 浮動同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體丨3可能係 N通道或p通道，而接地低側功率金屬氧化物半導體場效電 晶體11係使用一 N通道裝置來更方便地實施。在轉換器丄〇 之正常操作期間保持關閉並反向偏壓的二極體16係低側金 屬氧化物半導體場效電晶體11固有的一 P-N二極體。由於 二極體16在正常昇壓操作下不傳導，故以虛線顯示其。同 步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體13固有的二極體15 在低側金屬氧化物半導體場效電晶體11關閉的任何時候變 130864-10l0528.doc -14- 成正向偏壓，但僅在同步整流器金屬氧化物半導體場效電 晶體13也關閉時載送實質電流。可並聯於金屬氧化物半導 體場效電晶體13來包括一肖特基二極體，但由於串聯電 感’其可能無法足夠快地操作以從正向偏壓本質二極體15 轉移電流。 定義直流/直流轉換器10之工作因數D為能量從電池或電 源流入轉換器10之時間，即在低側金屬氡化物半導體場效 電μ體開關11係接通且電感器12正在磁化中時的時間，則 一昇壓轉換器10之輸出至輸入電壓比係與一減去該工作因 數成反比，即
Ku, _ 1 = 1 _ T_
Vi« T~t〇n τ 與工作因數D成一函數關係的此輸出至輸入電壓傳送特 性係由曲線23在圖1C中圖形所說明。雖然此等式描述一較 寬轉換比範圍，但一昇壓轉換器在不需要極快裝置及電路 回應時間之情況下無法平滑地接近一單一傳送特性。考量 有限先斷後合間隔及非零金屬氧化物半導體場效電晶體上 昇及下降時間，會出現一單一傳送21之不連續性22，因為 在極低工作因數下時間不足以作出反應。相反該轉換器從 某最小工作因數跳越至〇%並失去其調節能力。 而且，在較南工作因素及較高負載電流下，可用於電减 器12遞送其能量至電容器14及負載之時間受到限制，故金 屬氧化物半導體場效電晶體13必須持續較短持續時間來载 送高電流。該些高電流尖峰會劣化效能並降低轉換器效 130864-1010528.doc 1375393 率。考里該些因數’一昇壓轉換器之卫作因數係在實務中 限制於5 %至7 5 %之範圍。 同步昇壓轉換器之電流相依性： 為了更清楚地理解電流以及工作因數在一昇壓轉換器之 轉換比與效率上所強加之限制，必須詳細地考量從輸入至 輸出的能量流動。如圖2A所示，_電感器52係在低側金屬 氧化物半導體場效電晶體51接通時由於一電流“而磁化， 且節點Vx係在一電壓71下在接地附近偏壓，如圖所示之 圖表7 0所說明。
還如圖2C之圖表75所示，在時間t〇n期間，電感器電流II 隨著電感器52在以下量值的—磁場内儲存能量而從點⑽ 性傾斜上昇至77。
El=1/2»L*Il2 在此間隔期間，同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶 體53係關閉而一極體54係反向偏愿，故沒有任何能量從電 池或電感器流動至負载56或電容器55。相反，電容器55必 須隨著其電壓從79下降至8G向負載56供應必要電流，如圖 表78中所不。在相同間隔t〇n期間電容器y失去以下量值 的能量及電荷 aQ=cav= ]iOUTdt Ο 為了維持穩定狀態操作，此電荷必須在金屬氧化物半導 體場效電晶體51關閉時在電荷傳送循環内得到補充。如圖 130864-1010528.doc 2B所不，在時間Wf期間， 54並傳me €MVx飛昇，正向偏壓二極體 4並傳送電何及能夏至電容器 70中勺a日认枝叫，& 此條件在圖表 物=明於時_T之間’其中在同步整流器金屬氧化 物丰導體場效電晶體53不傳導時％係等於 電塵73。·去=本从4 tm T f) 即 ……金屬氧化物半導體場效電晶體53正 在傳導時，由缓72所& _ 电日日疲d J止 吁由線72所顯不之Vx係等於（v衝，從 而減y —極體5 4内的功走， 曰 力羊知失並減少從電感器52移除的能 1置。然而’傳送至電容器55之能量保持相同。 一在從t,至τ的此Wf隔期間，該電感器電流從其峰值”向 一最小值76衰減’而輸出電壓ν〇υτ從其最小值8〇向其峰值 電壓79成長’分別如圏表75及78所說明。 使用電荷守恆原理 ^Q-C ^V =r j/L .dt - t〇ff h 2 t若在漣波令Δν保持較小且輸出得到良好調節則時 1 off越短lLave必定越高。換言之，隨著不斷變高的工作 因數金屬氧化物半導體場效電晶體53必須載送不斷變高 的電流。 同步昇壓轉換器頻率之電流相依性 在負載電流減少之情況下，在金屬氧化物半導體場效電 晶體51接通時的k期間的脈衝寬度會減少且在某特定電流 下其到達一最小脈衝寬度。對於超過此最小脈衝寬度之 任一電流遞減’為了維持調節，金屬氧化物半導體場效電 晶體5 1之關閉時間必須藉由減少振盪器頻率或藉由略過脈 130864-1010528.doc •17· 1375393 衝（即藉由不接通同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶 體51)來加以增加。 在時間toff增加之情況下，則對於固定接通時間操作，轉 換器的頻率會下降》如圖2D中圖表88所示，電感器電流在 從在點89及91的一最小值零至在點9〇的一峰值之範圍内變 化。明確而言，在同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶 體51接通的任何時候，電感器電流等於負載電流。不可避 免的係，如圖表88所示，IL的平均值下降至一值，其係遠 低於圖表75中先前所示之正常操作中的值。 除了在低側及同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 5 1及53兩者短暫關閉時的先斷後合間隔外，在由圖2C及 2D所示之電流之範圍内操作的一同步昇壓轉換器僅具有兩 個操作模式，即磁化電感器或傳送能量至其輸出。該些模 式如表1所說明❶ 昇壓轉換器 能量流 (正常） 低側金屬氧 化物半導體 場效電晶體 高側金屬氧 化物半導體 場效電晶體 傳導 模式 電感 器電流 輸出 電壓 磁化電感器 接通 關閉 連續 lLmax>lLmin 遞減 傳送至輪出 關閉 接通 連續 iLmin — 〇 遞增 表1 如所述，在一習知同步昇壓轉換器中，能量係從電池輸 入流入電感器内或從電感器流動至負載。低於對應於輕負 載操作之開始的某電流臨界值，昇壓轉換器的操作頻率必 然隨負載電流而變化。一主要問題會在此振盪頻率對應於 130864-1010528.doc -18 · 1375393 接近20 kHz或以下之頻率時出現。 在此等條件下’轉換器開始在音訊頻率範圍内振盈並可 透過任一聲音放大電路並甚至藉由收聽印刷電路板本身而 見地聽到。不幸的係，無法改變該最低頻率，輸出電 谷器村w過尤電且六电壓將會超過闬於輸击電壓的指定容 限範圍。 在同步昇壓轉換器内的電流反向 除了受音訊影響性及可聽見雜訊外，其他問題會在極低 電流負載條件下出現。明確而言，在低於圖2D所描述之該 等電流的電流下，會出現一新且麻煩的條件，如圖冗所 示。假定ton已經處於其最小持續時間，電感器電流傾斜上 昇（線117)至其在點118的峰值，接著若該電流傾斜下降（線 119)至點120,則其實際會到達零。使同步整流器金屬氧 化物半導體場效電晶體53接通超過此點實際上會允許電感 器電流反轉方向，從輸出電容器55流回至電感器52内。電 流在此條件下為負，如線段121所示，並可能在再次改變 方向之前達到一峰值反向值122。在電感器52内在錯誤方 向上"IL動的電流會浪費能量並降低整體效率。對應於此電 流反向’電壓VX=(V0UT+I.RDS)在點107或IL為負的任何時 候下降至V0UT以下’如圖表10〇中虛線段1〇8所示。 為了防止在同步整流器内的反向電流’在先前技術同步 昇壓轉換器中的准一選項係關閉其。此動作涉及镇測電流 反向之開始並在時間h關閉同步整流器金屬氧化物半導體 場效電晶體53。因為P-N二極體54無法在反向方向上正常 130864-1010528.doc •19· ^/^93 傳導’故在點120的電感器電流刭这存 电仙到這令並停留在零（如線 122所示)持續極性反向之剩餘持續時間即直至時間了。 此類型轉換器操作係稱為不連續傳導，等同於在輕負載條 件下操作的-非同步昇壓轉換器之操作。接著修改上表！ 轉換器 能量流 (輕負載） 低側金屬氧 化物半導體 場效電晶體 '也Γ强作 高側金屬氧 化物半導體 場效電晶體 ’如表2所示。 傳導 模式 電感器 電流 輸出 電壓 磁化電感器 「接通 關閉 lLmax>lLmin 遞減 傳送至輸出 關閉 接通 連續 iLmin— 〇 遞增 電流反向 關閉 ---------. 關閉 不連續 0 遞減 --—--- 表2 藉由關閉該同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體並 進入不連續傳導’在輕負載操作下的轉換器效率得到改 良。不連續傳導之開始並非沒有問題。再次參考圖2Ε中的 圖表100，在時間t2關閉同步整流器金屬氧化物半導體場效 電晶體53導致一不必要Vx振盪（曲線109)，之後Vx最後安 定至（V〇UT+Vf)，如線11〇所示。 此不穩定性的原因係在同步整流器金屬氧化物半導體場 效電晶體53關閉時儲存於電感器52内及在正向偏壓p_N二 極體54之擴散及接面電容内的殘餘能量。在那時雖然靠 近令，但IL仍可能略微為正或負，因為同步整流器金屬氧 化物半導體場效電晶體53無法在其零電流交叉處完美關 閉。儲存於該些被動元件内的能量形成具有輸出電容器55 及負載56的一調諧電路或尺]；^槽電路。此調諧電路及其阻 130864-10i0528.doc -20- 尼之振盪頻率因此係負載相依的。而a，該轉換器的整體 迴路穩定性還會在其進入不連續傳導時變化。可產生不必 要的不穩定性與較差動態回應，視轉換器的被動元件之選 擇而定。 ' 在急需電流條件下操作電感器的另一主要問題係其無法 對快速負載瞬態作出反應。由於電感器電流係如此低，故 對負載電流犬變作出反應要求有限的時間在電感器内重 新建立電流。此時間可能超過數個切換循S，在此期間電 容器55必須滿足負載56之電流需求1非電容㈣有意過 大用於步階回應條件，接近不連續傳導或在其下在輕負載 下操作的一習知昇壓韓. u 汁您得換益將會在一步階負載瞬態期間展 現極差的調節。 不幸的係，在-昇壓或同步昇壓轉換器中不存在任何構 件用以維# $同電感器電流並限制在輕負載條件期間轉 換器的操作頻率範圍。 在先前技術同步昇Μ轉換器中P.N整流器強加的限制 在先前技術同步昇壓轉換器之操作中的另—組限制源自 存在並聯於同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體的Ρ- Ν整流器二極體。雖然乍看其可能係用作同步整流器之功 率金屬氧化物半導體場效電日日日體結構之設計及製造之-不 可避免後果’但實際上其係、用於同步昇壓轉換器操作的一 不可避免且必要的元件。 再次參考圖1Β所示之習知同步昇壓轉換器ι〇, ρ_Ν二極 體15係電性並聯於同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶 130864-1010528.doc 21 1375393 體13，不論金屬氧化物半導體場效電晶體π是否係一 p通 道或一 N通道裝置。在一正輸出昇壓轉換器中的二極體15 之極性極為重要，使其陰極連接至輸出並使其陽極連接至 V X節點，使得在低側金屬氧化物半導體場效電晶體11接 通，Vx係接近接地且電感器12正在磁化（具有圖2A之電路 50所示之一等效電路的一條件）的任何時候其保持關閉並 反向偏壓。若其極性係反向，則接通該低側金屬氧化物半 導體場效電晶體將會正向偏壓該二極體並不合需要地拉低 輸出電壓。 圖2B說明在低側金屬氧化物半導體場效電晶體5丨係關閉 的任何時候P-N整流器二極體54係正向偏壓並因此 VX>V0UT，不論同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 53是否接通或關閉。金屬氧化物半導體場效電晶體53可在 二極體54附近分流電流，但其仍然在低側金屬氧化物半導 體％效電晶體5 1係關閉的任何時候正向偏壓。初次檢查， 此特徵似乎很偶然，由於其在金屬氧化物半導體場效電晶 體51及53兩者關閉時在先斷後合間隔期間限制節點％之最 大電壓至一置值（V〇uT+Vf)。 不幸的係’整流器二極體54之存在限制輸出至一大於 vbatt之電壓，從而使得難以在v〇ut w Vbatt的任何時候在輸 入電壓附近調節一輸出電壓。此問題出現於先施加功率至 轉換器50且金屬氧化物半導體場效電晶體51及53兩者立刻 關閉且不傳導的時刻。因為初始v〇ut係接近接地且電容器 55係放電，施加功率Vbatt至轉換器的輸入立即正向偏壓二 130864-1010528.doc •22· 1375393 極體54並充電1\^0131'直至一大約等於之電廢。
由於在金屬氧化物半導體場效電晶體51及53甚至已開始 切換之前V0UT » Vbatt，則進一步操作只能進一步增加輸出 電壓。不存在任何無損失構件，藉由其僅充電電容器55至 一半高電壓，即至一小於输入電壓％川之電壓。因此，如 圖1C所示，最小（v0UT/vIN)傳送比係一，如線21所說明。 不連續跳越22表示用以在閉路條件下調節輸出電壓之最小 工作因數，超過其轉換器50依據曲線23可預測地表現。
不連續性22之高度可解譯為對應於最小可能脈衝持續時 間的一定量能量或電荷》若該最小持續時間在電感器52内 儲存對應於一電流iL的能量El，則傾卸至輸出電容器55内 的相同能量會使用一有限數目庫倫AQ的電荷來充電電容 器55，從而在一切換循環内產生一有限電壓增量或步階 △V=(AQ/C)。由於此電壓增加至已存在於電容器55上的電 荷頂部’該電荷係由在先施加功率時不可避免的預充電所 產生，則其遵循V0U1^(V丨Ν+Δν)並因此
換言之，使用一習知同步昇壓轉換器，無法在超過VlN 的一定量Δν内調節V〇UT，更不用提產生一小於輸入電壓 之輸出電壓。 習知昇壓或同步昇壓轉換器的另一主要問題出現於啟動 時。再次參考圖2Β，在施加功率預充電電容器55至輸入電 壓之後’即vx超過vbatt的最早切換循環，二極體54變成正 130864-1010528.doc -23- 1375393 向偏壓並移除儲存於電感器52内的少許能量以充電電容器 55。若負載56在該昇壓電路磁化電感器52之前消耗在電容 器55上的所有電荷，則在下一循環内，電感器52會再次充 電一電容器而無在上增加電荷的預充電條件，即在一循環 之後淨AV=0。 由於此電路負載，V0UT保持在Vbatt且該昇壓電路從不啟 動。由電性負載56所負載之昇壓轉換器係附著在一永久條 件下，無法昇壓輸出電壓至所需更高電壓。在金屬氧化物 半導體場效電晶體51之電阻更高且無法在電感器52内建立 足夠電流時’此問題在Vbatt處於其最小條件下時尤其嚴 重。例如，在一單電池NiMH或乾電池中，僅〇·9V可用以 接通該等金屬氧化物半導體場效電晶體並實現啟動。 該負載啟動問題的一可能補救可能表現為在啟動期間使 金屬氧化物半導體場效電晶體51接通持續一更長持續時 間’但接著電感器5 2可能傳導過多電流，儲存過多能量， 並引起V0UT過衝。過衝可引起不穩定性、振盪並可能損壞 負載56。 在電感器52内儲存過多能量之情況下，在一習知昇壓或 同步轉換器内不存在任何補救以移除或虹吸掉額外能量。 若同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體53係接通，則 輸出電壓V〇jjt將會隨者電感器52傳送其能量至電容器55而 繼續上昇至一不必要的值。若金屬氧化物半導體場效電晶 體51係接通，則甚至更多能量會儲存於電感器52内，從而 惡化該問題。即便同時使金屬氧化物半導體場效電晶體51 130864-1010528.doc -24- 1375393 及53關閉，二極體54仍會正向偏壓且電感器52將會繼續過 充電電容器55。而且由於負載56之負載電流係未知並可能 變化，故不存在任何方式來確保可靠啟動而沒有一過高輸 出電麼的風險。 田a定· ίπΐ器一極邊5 4係該問題的起因，故—選擇可ρ係 排除其，如圖3Α之電路130内所示。在此電路中，同步整 流器金屬氧化物半導體場效電晶體133係關閉且橫跨其不 存在任何正向偏壓整流器。相反，包括兩個背對背二極體 136a及136b以表示在該電路内沒有整流器。在金屬氧化物 半導體場效電晶體13 1係接通持續某持續時間以磁化電感 器132且電流150傾斜上昇之後，如圖3B所示，關閉金屬孰 化物半導體場效電晶體13丨會引起一主要問題。 在電感器132内的電流在點15ι中斷的時間及時間q，電 壓Vx無限制地跳越。橫跨金屬氧化物半導體場效電晶體 133而沒有一正向偏壓整流器的情況下，Vx不再限於 (V0UT+Vf)iVx繼續增加直至二極體137進入突崩崩潰，從 而振盪（曲線156)並安定至一電壓BVdss(曲線157)，而在電 感1§ 132内的電流傾斜下降回來（曲線152)。接著以一快速 且極具雜訊的方式（稱為無箝位電感切換或UIS)從電感器 13 2中移除該能量。在移除該能量之後，在時間h，電壓返 回至Vbatt(曲線158)，即該電路的輸入條件。除了能量損 失’在二極體137内作為熱量消耗之事實外，極有可能金 屬氧化物半導體場效電晶體131由於在該UIS瞬態期間同時 存在的該等高電流、電壓及溫度而損壞或毁壞。 130864-1010528.doc -25- 1375393 :…儘管在一同步昇壓轉換器中由整流器二極體所 2加之限制’但仍沒有任㈣單方式來將其Μ前技術電 拓撲中移除而不會引起UIS相關的問題及效率損失。 在習知昇壓轉換器中的問題之概述 先前技術昇壓及同步昇壓切換調節器同時遭受其電路拓 撲所固有的幕多限制，從而不利地影響效率、雜訊、穩定 性、瞬態能力等。該些問題包括不需要的可變頻率操作、 f訊雜訊、對電流反㈣測電路之需要、在關閉同步整流 器金屬氧化物半導體場效電晶體以防止電流反向時的不必 要振盪、在輕負載操作中的較差瞬態調節以及在低工作因 數及單一電壓轉換比下無調節能力。 尤其麻煩的係電感器電流、操作頻率及轉換器穩定性對 由昇壓轉換器所供電之負載之負载電流及複雜等效阻抗特 別敏感。從一低輸入電壓實現可靠啟動成為一全負載電流 很大程度地限制先前技術步昇轉換器。過磁化電感器會產 生一問題，即在輸出上的過電壓條件，其可能損壞轉換器 的負載。排除整流器二極體以實現步降操作或藉由卸載電 路改良啟動會由於未箝位電感切換、雜訊、效率損失及電 位裝置損壞而產生額外且甚至更大的問題β 所需的係一替代性步昇拓撲，其改善或排除該些前述問 題而不增加過多複雜性、成本或產生實現轉換器不穩定或 可靠操作之新問題。 此類改良式轉換器及調節器之一甚至更遠大目標係不僅 在單一電壓轉換比下或超過其（即在進行調 J30864-1010528.doc -26- 1375393 節’而且還能夠步降或步昇一輸入以從一變化輸入源來調 節一所需輸出電壓而不利用複雜且無效率的昇降壓轉換器 電路及技術且不需要在V0Ut « Vbatt的任何時候改變操作模 式。 【發明内容】
在依據此發明之一直流/直流轉換器中，一電感器及一 低側開關（較佳的係一金屬氧化物半導體場效電晶體）係在 一直流輸入電壓與電路接地之間的一串聯路徑内連接。一 Vx節點係位於在該電感器與該低側開關之間的串聯路徑 内。一旄量傳送開關（較佳的係一金屬氧化物半導體場效 電晶體）係連接於該VX節點與該直流/直流轉換器之一輸出 端子之間，且一般情況下，一電容器係連接於該輸出端子 與電路接地之間。依據本發明，一飛輪開關（較佳的係一 金屬氧化物半導體場效電晶體）係並聯連接該電感器。
該飛輪開關係在該等低側及能量傳送開關開啟時關閉， 藉此除了該等習知磁化及能量傳送級外，在該轉換器之操 作中提供-第三級。在該第三級期間，該電感器電流透過 該飛輪開關而猶環或"飛輪"，且能量係不從電池輸入傳送 至該電感器内或從該電感器傳送至該輸出端子。此在操作 該轉換器時提供遠大得多的彈性，由於該轉換器不需要從 其輸入端子接收能量或傳送能量至其輸出端子1此一操 作循環之整體長度(即該轉換器之頻率)不依賴於該等磁化 及能量傳送級之長度。而且’藉由適當調整該等磁化能量 傳送及飛輪級之相對持續時間，此發明之—直流/直流轉 130864-1010528.doc -27· 1375393 換器可操作以步昇或步降輸入電壓或從步昇轉變至步降操 作，或反之亦然。此外，透過該飛輪開關，存在一並聯於 該電感器之電流路徑允許在該轉換器之切換操作開始之前 預充電該輸出電容器，藉此克服在該負載正在汲取電流時 啟動一轉換器的問題。在依據本發明之一直流/直流轉換 器中排除或改善該等問題，即不需要的可變頻率操作、音 訊雜訊、對電流反向偵測電路之需要、在關閉同步整流器 金屬氧化物半導體場效電晶體以防止電流反㈣的不必要 振盪、在輕負載操作中的較差瞬態調節以及在低工作因數 及單一電壓轉換比下無調節能力。 因為該轉換器可在步昇或步降模式下操作，故較佳地排 除在該飛輪及能量傳送金屬氧化物半導體場效電晶體内的 正常源極主體短路4可藉由控制在各金屬氧化物半導體 場效電晶體之主體上的電壓以避免任何正向偏壓p_N接面 或藉由取決於各金屬氧化物半導體場效電晶體中該等源極 及汲極電壓之間的關係提供―"主體偏壓產生器••來自動短 路該主體電壓至源極或汲極來完成。例如，在通道金 屬氧化物半導體場效電晶體（具有一 p 偏壓產生器短路該主體與具有更低電壓的二極： 子，藉此確保在該主體與剩餘源極/汲極端子之間的P_N接 面係反向偏壓。 若該轉換器僅在步昇模式下操作’即作為―飛輪昇㈣ 換器，則該能量傳送開關可包含|有—本質並聯二極體的 一金屬氧化物半導體場效電晶體或可包含—整流器二極體。 130864-1010528.doc • 28 · 1375393 為了確保在先斷後合間隔期間箝位該~節點，切換二極 體可並聯該等飛輪及能量傳送開關來連接控制電路以確保 必要時連接該等二極體以防止未箝位電感切換（uis)與低 側金屬氧化物半導體場效電晶體之突崩。在一些具體實施 例中；此功能係藉由已經存在於該等主體偏壓產生器内的 一極體來加以執行，而在其他具體實施例中，用於該等飛 輪及能量傳送金屬氧化物半導體場效電晶體兩者之箝位功 能係藉由一連接至該vx節點之單一切換二極體來加以執 w 行。 本發明之另一態樣係一種轉換一直流輸入電壓至一直流 • 輸出電壓之方法。該方法包含施加該直流輪入電壓至一電 . 感器之一第一端子，同時耦合該電感器之一第二端子至一 電路接地，以便磁化該電感器；斷開該電感器之該第二端 子與3亥電路節點；耦合該電感器之該第二端子至一電容器 及一輸出端子以便在該輸出端子處提供該直流輸出電壓； φ 斷開該電感器之該第二端子與該電容器及該輸出端子；及 在斷開該電感器之該第二端子與該電容器及該輸出端子時 將該電感器之該等第一及第二端子連接在一起。 本發明之另一態樣係一種啟動一直流/直流轉換器之方 法，其包含連接一輸入電壓至該電感器並在該電感器周圍 •分流一電流以便預充電該電容器至一預定電壓。 . 在另一具體實施例中，在該電感器中的電流係傾斜上昇 至一大於平均負載電流之值。一旦實現一所需電感器電 流，便關閉該低側金屬氧化物半導體場效電晶體並關閉該 130864-1010528.doc •29· 1375393 飛輪開關’從而允許該電感器電流飛輪。飛輪係中斷以在 該輸出電壓下垂至一預設電壓的任何時候傳送電荷至輸 出’或在該電感器電流下降至所需位準以下的時候磁化該 電感器。藉由維持一大於平均負載電流之電感器電流，明 顯地改良在負載瞬態期間的調節。 【實施方式】 圖4說明依據此發明所製造之一飛輪昇壓轉換器與切換 電壓調節器之一具體實施例。如所示，飛輪昇壓轉換器 200包含一低側功率金屬氧化物半導體場效電晶體201、一 電感器203、一電容器204、一整流器二極體2〇2、一飛輪 功率金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5(包括一主體偏愿產 生器206)、一先斷後合（BBM)閘極緩衝器2〇8及一脈波寬度 調變（PWM)控制器209。使用來自轉換器2〇〇之輸出之回授 VFB，PWM控制器209之操作控制金屬氧化物半導體場效電 晶體201及205之接通時間以調節一指定輸出電壓ν〇υτ。電 感器203係耦合至一輸入電壓，在此情況下為一電池電壓 Vbatt ’而低側金屬氧化物半導體場效電晶體2〇丨係輕合至 接地。接地係一電路接地，其可能係實際接地或任何其他 電壓’在Vbatt與接地之間的電位差表示輸入直流電壓。轉 換器200驅動一負載210。 此輸出係在輸入電壓、負載電流及溫度之一指定範圍内 調節。在此方面，轉換器200係一切換電壓調節器。（所有 切換電壓調節器亦可視為電壓轉換器，但反之並不—定真 實）。並不努力區別一切換調節器與一切換轉換器。 130864-1010528.doc •30· 1375393 在轉換器200中，低側金屬氧化物半導體場效電晶體201 一般包含一 N通道裝置，其具有一源極-主體短路；及一整 體二極體207，其係並聯於金屬氧化物半導體場效電晶體 201之源極汲極端子。因為金屬氧化物半導體場效電晶體 Λ 1 4. 'ft x-tr L-z X3H JT Λ* eA L/L 么 1了 , 、，TT 上r* cka ΤΊ J.U 丄 Z U 1之孙低为L吩主六土遐 ，a又巴< /3- iN 丁 >久4SE丹r y工旭tf，J个 質P-N接面形成與該電晶體的汲極端子並聯的二極體207。 在正常操作下，Vx保持正，而二極體207保持反向偏壓且 不傳導。由於二極體207不傳導，故將其說明為一虛線。 整流器二極體202使其陽極硬佈線至該Vx節點且其陰極 連接至該輸出端子。整流器二極體202較佳的係包含一肖 特基二極體，並可能包含與金屬氧化物半導體場效電晶體 201及205單獨製造的一離散裝置。整流器二極體202僅在 金屬氧化物半導體場效電晶體201及205兩者同時關閉時正 向偏壓，否則在轉換器200之其他操作條件期間其俤持反 向偏壓且不傳導。 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體205係並聯連接至電 感器203並接通，以在低側金屬氧化物半導體場效電晶體 201係關閉且電容器204係充電至其目標電壓的任何時候防 止二極體202之正向偏壓。飛輪金屬氧化物半導體場效電 晶體205可能係P通道或N通道裝置，在包括於先斷後合電 路208内的閘極驅動電路作適當變化。在一較佳具體實施 例中，飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體205係由一 CMOS 閘極緩衝器驅動的一 P通道金屬氧化物半導體場效電晶 體，該CMOS閘極緩衝器係由Vbatt來供電。 130864-1010528.doc •31 · 1375393 或者’飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體205可包含由 一CMOS閘極緩衝器驅動的一；^通道裝置，該cM〇s閘極緩 衝器係由V°ut來供電。在另一替代性具體實施例中，飛輪 金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5可包含由一靴帶式閘極 驅動電路供電的一N通道裝置。使用一靴帶式閘極驅動用 於飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5可在其傳導之持 續時間期間強加特定限制，特別係週期性更新靴帶式電容 器的電荷之需要。用於金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5 之閘極驅動電路之詳細實施方案係如下所述。一 N通道金 屬氧化物半導體場效電晶體係在更高電流應用中較有利， 由於相同晶粒大小及成本，N通道金屬氧化物半導體場效 電晶體具有比具可比較的電性規格的P通道金屬氧化物半 導體場效電晶體更低電阻。 為了飛輪昇壓轉換器200之適當操作，飛輪金屬氧化物 半導體場效電晶體205較佳的係不包括一並聯於其源極汲 極端子之P-N二極體，不論飛輪金屬氧化物半導體場效電 晶體205是否係一N通道或P通道裝置。在任一極性内存在 一並聯二極體可能會干擾轉換器2〇〇之操作。例如，若一 P-N二極體橫跨飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5上永 久ί±地存在，使其陰極連接至vba”，則在νχ的電壓會箝位 至一最大正值（vbatt+vf)且此可能防止V()ut超過Vba”，即其 可能防止步昇變換。反之，若一 p_N二極體橫跨飛輪金屬 氧化物半導體場效電晶體205永久性地存在，使其陽極連 接至Vbau，則在Vx的電壓會箝位至一最小電壓（Vba『Vf)。 130864-I010528.doc -32· 1375393 此可在低側金屬氧化物半導體場效電晶體2〇1正在傳導的 任何時候引起高能量消耗並防止電感器2〇3磁化，藉此防 止轉換器200之操作。 為了排除不必要的二極體傳導，一主體偏壓產生器2〇6 確保不存在任何正向偏壓ρ·Ν二極體並聯於飛輪金屬氧化 物半導體場效電晶體205之源極-汲極端子。或者，具有一 接地主體端子的一 Ν通道金屬氧化物半導體場效電晶體可 用以排除對主體偏壓產生器206之需要。 飛輪昇壓轉換器200之操作包含一替代性序列，即〇)磁 化電感器203 ; (2)藉由充電輸出電容器2〇4來傳送能量；及 (3)飛輪。在飛輪期間，能量既不從電池傳送至電感器 203，也不會從電感器203傳送至輸出電容器2〇4。相反 地，允許電流在電感器203内再循環而不會干擾負載21〇或 電池或轉換器200之其他電源。術語"飛輪"係從在一旋轉 輪内儲存能量並週期性地傳送能量至旋轉輪内及從中傳送 出能量的機械裝置借用的。 在轉換器200之正常操作期間，橫跨飛輪金屬氧化物半 導體場效電晶體2 0 5之 >及極-源極偏壓在兩極性之間交替， 視低側金屬氧化物半導體場效電晶體201之傳導條件而 定。當低侧金屬氧化物半導體場效電晶體201係接通並傳 導時’ Vx在接地附近偏壓’使得Vbatt>Vx。當低側金屬氧 化物半導體場效電晶體201係關閉且不傳導時，vx飛昇至 一等於（Vf+VOUT)之電壓，Vf係橫跨二極體202的正向電壓 降，使得Vx>Vbatt並反向橫跨金屬氧化物半導體場效電晶 130864-1010528.doc -33- 體205的源極-汲極極性。在任一極性中，主體偏壓產生器 206防止在飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5内的任一 P-N接面變成正向偏壓。在一具體實施例中飛輪金屬氧 化物半導體場效電晶體205係在其"接通"狀態下接通電阻 充分低’使其在一充分低電壓降下載送在電感器2〇3内流 動的全部電流。由此，在電感器2〇3内的電流可透過金屬 氧化物半導體場效電晶體205持續延長持續時間再循環而 不損失明顯的能量》 如在一習知昇壓轉換器中，輸出電壓ν〇υτ係相對於切換 週期而受低側金屬氧化物半導體場效電晶體2〇1之接通時 間控制’藉此轉換器2〇〇遵循先前關於一昇壓轉換器所述 之相同電壓轉換等式，即 j _ 1
K τ 其中Τ係在PWM控制器209内的時脈或斜坡產生器之週期 而Vin係標注為vbatt的輸入，Vbatt可能由電池供電或由任一 其他電源、直流/直流轉換器、交流/直流轉接器或在用以 貫施轉換器200之該等組件之指定操作電壓範圍内的電源 之輸出來供電。 由於ton<T ’故飛輪昇壓轉換器200之輸出電壓必然高於 其輸入電壓且轉換器200嚴格上係一步昇轉換器，具有限 制在Vbatt以上的一正輸出。金屬氧化物半導體場效電晶體 切換之速度限制實際上限制工作因數至5%至95%之範圍， 以在PWM控制器209内獲得高達數百萬赫茲的時脈頻率。 130864-10l0528.doc • 34· 1375393 超過該等頻率，工作因數範圍會因為控制迴路内的傳播延 遲而變窄。實務中，在整流器二極體202内傳導的電流脈 衝之量值可能對於大於75%的工作因數（即對於超過4倍輸 入電壓的昇頻轉換比）變成禁止。 it r μ- a·.I w» rv /> —tro rsn .vit <rfr* t一 -rr· /Jr ca '匕，H*r 杰 r w ivi扫：帀u窃个限/r;、囱疋两千 ，ί三进uj /ti寬1C<两干 來操作，例如具有固定接通時間及可變關閉時間或在PWM 與可變頻率模式之間交替。其還可藉由充電輸出電容器 204至某最大電壓，接著讓其衰減至某最小值並重複循環 來在滯後模式下操作。可變頻率或滯後操作雖然消耗更少 電流，但一般在固定頻率操作過程中展現增加的輸出電壓 漣波。可變頻率轉換器還具有缺點，即產生傳導及輻射電 性雜訊之變化頻譜，其可不利地影響通信及無線電電路之 操作。 非同步飛輪昇頻轉換器操作：如先前所述，使用來自轉 換器200之輸出端子之回授電壓VFB，PWM控制器209控制 金屬氧化物半導體場效電晶體201之接通時間與二極體202 傳導之持續時間以調節一指定輸出電壓V〇UT。飛輪傳導在 電感器203具有足夠電流且電容器204具有足夠電荷時出 現。轉換器200之操作級係概述於表3内。 狀態/階段 條件 能量 LS 二極體 FW (1)磁化 低電感器電流1 Ιι^ΐΥ 至L 接通 RB 關閉 (2)傳送 低輸出電壓’ V〇UT<V'OUT 至C 關閉 FB 關閉 (3)飛輪 均不 均不 關閉 RB 接通 表3 該飛輪昇頻轉換器之操作之原理係使用低側金屬氧化物 130864-1010528.doc -35- 1375393 半導體場效電晶體201之接通時間來控制電感器203内的電 流’以及藉由控制金屬氧化物半導體場效電晶體201及205 兩者同時關閉之時間來控制輸出電容充電時間。飛輪金屬 氧化物半導體場效電晶體205之用途在於在二極體202或低 側金屬氧化物半導體場效電晶體201均不傳導時提供一第 三狀態’但其中在Vxf點上的電壓不會展現較大瞬態或驅 動反向偏壓二極體207至突崩。用於該飛輪昇頻轉換器之 操作之一可能序列係如圖5A至5C所說明，波形如圖6所 示’包括說明Vx的圖表260、說明V0Ut的圖表270及說明電 感器203内電流IL與飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體内 電流Ifw的圖表280。 開始於操作220之第一階段（如圖5A所示），其中金屬氧 化物半導體場效電晶體201係接通並傳導電流id(ls)=il，飛 輪金屬氧化物半導體場效電晶體205係關閉，並反向偏壓 整流器二極體202，使得透過二極體202之電流Ireet係等於 零。在低側金屬氧化物半導體場效電晶體2〇 1正在傳導 時，Vx係等於il.rds1(曲線261)，略微超過接地，如圖表 2 60所示。在電感器203内的電流IL(如圖6之圖表280内所 示）以一值280開始循環並傾斜上昇至一值282(曲線281)。 在此時間期間，輸出電壓ν〇υτ從值271衰減至一值273(曲 線272) ’由於其供應由負載21〇所需求的任何電壓。該第 一階段係在本文内稱為磁化階段。 圖5Β之電路230說明飛輪昇頻轉換器200之操作之第二階 段。如圖6所示，緊接金屬氧化物半導體場效電晶體201在 130864-1010528.doc -36· 時間關閉之後’ Vx立即跳至超過輸出一正向偏壓二極體 ^Vf的電位（曲線264)或（Vout+Vf)，藉此Vx& Vbatt更加正 性。在此間隔期間’二極體2〇2變得正向偏壓，充電電容 益204從在h的一電壓273變成在時間t2的一最大電壓275(曲 線ζ /η)。在一具體實施例中，二極題2〇2保持正向偏壓， 直至輸出電壓v〇UT超過目標輸出電壓ν，〇υτ或直至一預定 時間間隔到期。 在該第二階段期間’在電感器2〇3内的電流L以對應方 式從一值282沿著一曲線283傾斜下降，其中。每循 環遞送至輸出電容器205之庫倫電荷dQ則為 dQc=h-t〇ff 而且由於dVc= dQc/C，則輸出電容器的電壓dVc的遞增變 化係由以下給出 dV=^L·
C 如此，金屬氧化物半導體場效電晶體2〇1及2〇5兩者均關 閉的時間^=(^)決定在任一循環内遞送至負載及輸出電 容器之電荷之數量。該第二階段係在本文内稱為傳送階 段。 在該第二操作階段内，如圖5C所示，飛輪金屬氧化物半 導體場效電晶體205接通並轉移從二極體2〇2流過電感器 203的電流至飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5内。如 圖6之圖表260所示，Vx係拉低至—等kIl.Rds3超過％扣的 130864-1010528.doc .37· 1375393 電！（曲線265)。由於Il*Rds3極小，故Vx«Vbatt。由於在此 條件下VX<V0UT，二極體202變成反向偏壓且不傳導。如圖 表270所示，V0UT開始從其峰值275衰減至在時間t3=T的一 值277(曲線276)。 更詳細而言，一旦低側金屬氧化物半導體場效電晶體 2〇1係關閉且飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5係接通 並載送全部電感器電流’則IL；«Ifw。如圖表280所示，飛輪 電流Ifw在時間t；j與時間h之間的整個週期期間跳至等於該 電感器電流的量值（曲線286)。因此，電感器203無法強迫 電壓乂…或Vx在此週期期間變化，即因為金屬氧化物半導 體場效電晶體205分流流過電感器2〇3之電流，電感器2〇3 無法供應電流至任一其他電路元件或強迫輸出端子或％節 點上的電壓移動。此飛輪條件持續在時間^與h之間的一 預定間隔或直至1 ^下至―特定值（點284)。在飛輪期間， 在整流器二極體202内供應轉換器的輸出之電流與從Vbatt 流入轉換器240之電流兩者均為零。 3 此·^作狀態係在習知胳_厥+ θ抑^ 牡為知降壓或幵降壓轉換器中不存在的飛 輪條件。該飛輪條件可冰昧 干1在時間上變化或係一固定持續時 間。在圖7所示之範例中，她 干 〜週期係固定在一持續時間τ， 其分別包含對應持續眸門 輪操作之某组合。在_;二“為之磁化、傳送及飛 不由磁化及傳送執杆 兵兄 …n+txfj。 7之週期之任何部分，即其中tfw=T_ 飛輪操作之另 獨特記號在於圖5C所示之電流流動路徑 130864-10l0528.doc •38· 1375393 (3)並不如同圖5A中的磁化電流路徑（1)或在圖5B中的傳送 電流路徑（2)那樣導致電流從電池流動至電感器或至接地。 換言之，在飛輪操作期間流動之唯一明顯接地電流係來自 臨時供應負載210之輸出電容器205。
在時間(時脈之週期），飛輪金屬氧化物半導體場效電 晶體205係關閉且、下降至零（曲線287)。在圖表26〇中由 區域266所示之一簡短轉變tBBM期間，電壓％將會開始上 昇。若不存在任何電容，則Vx電壓可到達一量值v〇uT+Vf 的電壓（曲線267)，藉此二極體202變成正向偏壓並箝位其 值。然而，實務中，若tBBM間隔係較短，則該電壓僅具有 在低側金屬氧化物半導體場效電晶體2〇丨再次接通之前部 分上昇的時間。 其後，隨著低側金屬氧化物半導體場效電晶體2〇1接 通，循環自我重複，電壓Vx從〜Vbatt^降至接地附近，且
橫跨電感器203的極性返回至一正值，如圖6之圖表26〇所 示0 雖然以一特定磁化、傳送及飛輪之序列描述飛輪步昇轉 換器200之操作，但任一其他序列亦可行。例如，一可能 序列係磁化、飛輪並接著傳送。 該飛輪轉換器還可在該等操作模式之兩者中花費一延長 持續時間並僅偶爾在該第三狀態下操作。例如，該轉換器 可在該等傳送及飛輪狀態之間重複交替且僅不經常地磁化 該電感器，或在該等磁化及傳送狀態之間重複交替並僅在 該飛輪狀態下不經常地操作。 130864-1010528.doc -39- 1375393 非同步飛輪昇壓調節器之好處： 比較一飛輪昇頻轉換器之操作與一習知非同步或同步昇 壓轉換器之操作，一些顯著差異較清楚。在一習知昇壓轉 換器中，除先斷後合操作外，僅存在兩個狀態，即輸入能 量至電感器内並遞送能量至負載及輸出電容器。為了維持 —恆定輸出電壓並避免電感器飽和，輸入電感器内的能量 必須每循環完全移除，即轉換器必須在能量平衡下操作。 右在每一循環後留下一較小殘餘電流，則平均電流將會逐 漸增加，直至電感器飽和。當一電感器飽和時，其電感及 其交流阻抗會下降，使得其不能再控制電流。一飽和電感 器基本上表現為一"導線"，引.起過多電流並過度加熱功率 金屬氧化物半導體場效電晶體。 為了避免平均電感器逐漸"狀昇"，在一習知轉換器中， 必須調整接通時間與傳送時間之時序以平衡流入及流出轉 換器之能量。在一習知轉換器中，用於一循環之總週期係 在電感器正在磁化時低側金屬氧化物半導體場效電晶體之 接通時間^與整流器或同步整流器傳送能量至輸出電容器 之時間txfer之和，即T = ton + txfer。對於固定頻率操作及一恆 定週期τ，U的任一變化係由txfer的一對應變化來加以補 償。然而，若或txfer到達一最小持續時間（即，脈衝寬 度），則保持一恆定週期會引起一變化輸出電壓。此約束 必然強迫一習知昇壓轉換器在輕負載條件下在可變頻率模 式下操作。而且，平均電感器電流必須遵循負載的電流需 求，否則將會導致錯誤的輸出電壓。低電感器電流使轉換 130864-I010528.doc •40- 1375393 器難、口應負載電流步階函數增加來適當調節其輸出。 在所揭示的飛輪轉換器中，具有三個操作狀態或階段， 即磁化、傳送及飛輪狀態，該飛輪狀態允許該轉換器以一 固定時脈頻率操作而不使電感器飽和或驅動輸出電壓超出 範圍。此好處係藉由比較圖7之圖表3〇〇及32〇所示之飛輪 幵頻轉換器之兩個不同Vx波形來加以說明。如圖表3〇〇所 示，一正常負載電流條件說明金屬氧化物半導體場效電晶 體201之接通時間t〇n(片段3〇2)與二極體的傳導時間〖。订（片 段304)並未在最小寬度。該飛輪金屬氧化物半導體場效電 晶體持續某持續時間操作（片段3〇7)，直至時脈脈衝在時間 T重復。在飛輪級期間（時間、）連續維持電感器電流，並 不與負載相互作用，從而避免電感器電流極性反向與負載 中雜訊的問題。 如圖表320所示，‘脈衝寬度（片段32丨）係處於最小寬度 下，其等於（ti-to)，即比圖表3〇〇所示者更短的一持續時 間。為了維持一恆定輸出，間隔（。^對應地調整至一持續時 間（k-t!)，其也短於圖表3〇〇所示者。為了獲得恆定頻率操 作，飛輪時間tfw增加至（T_t2)，即一長於圖表3〇〇所示者的 持續時間。識別該等tc)n、1。„及tfw持續時間為正常操作下 的片段302、304及307以及在輕負載操作期間的片段321、 323及326，接著對於具有一固定週期τ的恆定頻率操作。 T = t〇n(302) + t〇ff(304) + tfw(307) = ton(321) + t〇ff(323) + tfw(326) 因此，該飛輪級（片段326)補償任一 t<)n&tDff變化，使得τ 可保持恆定。依此方式，可在一寬得多的應用範圍内使用 130864-1010528.doc -41 · 固定時脈猶環並可更出色地控制切換頻率及雜訊頻譜。 或者’該轉換n還可用於可變頻率應用，但更大程度地 控制其所產生的雜訊頻譜。例如，可預先選擇週期T以避 免特定頻率及不需要諧波，例如落入重要通信頻帶内或潛 在干擾射頻電路的該等頻率。 使用飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體控制電感器電 流： -飛輪昇壓轉換器比_正常昇壓轉換器提供—更大程度 的電感器電流之控制。在—正常昇壓轉換器中，電感器係 連接至轉換器的輸人或輸出，即儲存能量或傳送其至負 載。在-正常昇壓轉換器中，不存在任何構件，藉由其斷 開電感器與輸人及輸出電路而不引起未箝位電感切換尖 峰如圖3B所述。使電感器比所需更長時間地連接至輸入 會在電感器内儲存過多能量’即以某種方式必須隨後移除 而不影響輸出調節的能量。使電感器連接至輸出過長會從 電感器移除過多能量’❻會過充電輸出冑容器且不利地影 響輸出調節。任一方式，在一習知昇壓轉換器中的能量流 可能會在變化負載及輸入條件下導致較差調節。 該飛輪昇壓轉換器藉由引入一第三狀態或條件（即飛輪） 來排除此問題，其中電感器電流可再循環而不遞送更多能 量至輸出或從輸入吸收更多能量。此概念係圖8八之演算法 330中圖形所說明》如所示，在施加功率至轉換器的輸入 端子之後，輸出端子充電至一大約等於輸入電壓的電壓， 即v0UT4Vbatt，作為正向偏壓整流器二極體2〇2之一不可 130864-1010528.doc -42· 1375393
避免後果。在飛輪轉換器200中，不論飛輪金屬氧化物半 導體場效電晶體205是否接通，此預充電條件均會發生。 在金屬氧化物半導體場效電晶體205係關閉之情況下，預 充電電流流過電感器203。在金屬氧化物半導體場效電晶 姐205係接通之情況下，該預充電電流可在電感器203周圍 流過傳導金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5。在預充電期 間在電感器周圍轉移電流之優點在於輸出電容器可更快地 充電且電感器不必在轉換器操作開始之前重設至零，從而 加速轉換器的啟動。在任一情況下，在預充電之結束時， 橫跨電容器204的電壓V0UT大約等於電壓vbatt。 開始切換操作，在級1，低側金屬氧化物半導體場效電 晶體201係接通並使用電流流動來磁化電感器2〇3(步驟 33 1)。級1之持續時間可由任一數目的構件來控制，包括 運用一類比回授信號，其係饋入一誤差放大器並與一斜坡 產生器進行比較，即在習知昇壓轉換器令常見的一方法。 或者，接通級1之持續時間可依據電感器電流及輸出電磨 之特定目標值來加以數位控制。在另一演算法方案中，低 側金屬氧化物半導體場效電晶體2〇1之接通時間可以一最 小脈衝寬度開始，其後重複增加各時間級i，直至到達一 穩定狀態條件。或者，必要時可在後續切換循環争運用並 接著縮短或略過某最大接通時間。 _不論如何控制級1之持續時間，當級2開始時，低側金屬 氧化物半導體場效電晶體2〇1係關閉而飛輪金屬氧化物半 導體場效電晶體2〇5保持關閉(步細)。整流器二極體2〇2 130864-I010528.doc •43· 1375393 一變成正向偏壓，便使用電流來充電輸出電容器2〇4並增 加輸出電壓超過其預充電值。級2之持續時間可與其他電 路變數成一函數關係而固定或變化。或者，可分配一固定 時間或時脈持續時間（t〇n+t〇ff)用於級i及2 人。 ' 口 沁匕 級⑴花費更長時間’則在傳送能量至輸出端子時，較少時 間係可用於級2。 在級2内的某最小持續時間之後，-條件性測試(如步驟 334中所示）比較實際輸出電壓ν〇υτ與目標輸出電壓ν•如τ， 且若▽〇『係不大於ν，〇υτ，則重複級丨（方塊331)，例如若 V0UT係小於或等於ν，〇υτ，若滿足電壓條件，即若 νουτ>ν·ουτ ’則重複磁化電感器2〇3之循環並傳送能量至 電容器204(級⑷)之循環係終止，然後轉換器細開始在 級（3)飛輪，如步驟335所示。 在該飛輪條件(級3)下，飛輪金屬氧化物半導體場效電 晶體205係接通並傳導在電感器2〇3内的載送電流，而低側 金屬氧化物半導體場效電晶體2〇1保持關閉且二極體2〇2保 持反向偏壓且不傳導。轉換器2嶋持在級3之時間之持續 時間可以任-數目的方式來決定。在一具體實施例中維 持飛輪級3持續週期了的一固定時脈循環之剩餘部分，即持 續持續時間tfw=(T_tcn.t()ff)e或者，可強加__條件，藉此 轉換器綱繼續飛輪，直至透過電感㈣3之電流衰減至一 :定值或藉此轉換器細繼續飛輪，只要輸出電〜保 木在v.0UT以上’或其參數及時序準則之任一組合。當級 3(步驟335)結束時，如演算法咖中所示，轉換㈣〇返回 I30864-10l0528.doc -44· 1375393 至級1(方塊331)。 所示演算法330以類似於正常昇壓轉換器操作之一方式 來、.隹持電感器電流及輸出電壓。如所說明，僅在輸出電壓 超過一指定目標電壓ν·ουτ時，轉換器2〇〇才會進入該飛輪 狀4 =此行為係如圖gB之啟動波形336所說明其中在一 電壓％扣下預充電後（片段337)，飛輪昇壓轉換器2〇〇在時 間h開始操作且輸出電壓在傳送期間增加直至時間h(片段 338)，此時電感器203再次磁化且輸出電壓衰減（片段 零 339)。 從時間h至時間“，傳送至輸出端子再次出現，從而充 • 電輸出端子，但不超過目標值ν·ουτ。因此，另一磁化及 • 傳送迴路從時間U至時間U出現。然而在片段34〇,輸出電 壓最後穿過目標值V’。UT並在下一時脈循環，在時間，轉 換= 200進入飛輪操作。在時間卜，該轉換器再次磁化其電 《II並實現穩定狀態操作n轉換器可在飛輪操 • 作（級3)與電荷傳送操作（級2)之間交替，直至在電感器203 内的電流下降至某最小值。 應注意，輸出電壓以相同速率衰減，不論電感器2〇3正 在磁化（級D或轉換器正在飛輪（級小在該等飛輪及磁 化級期間的輪出電壓遞減僅取決於負載電流與輸出電容器 - 204之大小。 ..該飛輪昇轉換S之演算法彈性係、平均電感器電流不一 定設定輸出電壓的一後果。此意味著不同於習知昇$_ 器’該飛輪昇壓轉換器提供轉換器之該兩個狀態變數(即 130864-丨 010528.doc •45· 1375393 輸出電壓νουτ與電感器電流Il)之半獨立控制。此事實青楚 說心圖8C之圖表341内，丨中即使在-敎數量及容限 下調節輸出電壓’電感器電流1仍持續遠超過負載電流 Ι〇υτ。 作為一範例，在負載電流在由片段342所表示之量值（例 如在300 mA)下，電感器電流^在由片段345及346表示之 量值傾斜上昇並傾斜下降，該等量值係高於負載電流 I〇UT »電流傾斜上昇部分（片段345)對應於磁化階段t。^(級 D，而電流傾斜下降（片段346)同時包含電荷傳送時間 toff(級2)與飛輪時間tfw(級3)。對應於飛輪之傾斜下降週期 之。P刀（片段346)在更高Ι〇υτ值下更短並在更低值1〇町下更 長。 在時間t=2T，圖表341說明從由片段342所表示的一量值 至由片段343所表示的一更低電流（例如從3〇〇 111八至5〇瓜八） 之一負載電流步階減少。隨即，電流傾斜上昇時間（片段 347)係縮短，而傾斜下降（片段349)遞增一對應數量。該時 脈頻率保持相同。而且，由於負載正汲取更少電流，故耗 費很少（若有的話）時間傳送能量至輸出。相反，大多數電 感器電流傾斜下降係由於在飛輪期間的功率損失而非傳送 能量至輸出所引起。在此情況下，為了防止輸出過充電， 調正時間’使得t〇ff接近零而tfw接近T-ton。在不需要傳送能 量至輸出之情況下，該轉換器在磁化與飛輪之間交替並可 能略過在另一傳送循環出現之前的任一數目循環。在此條 件下 ’ toff等於零 iT = t(>n + tfw。 130864-1010528.doc • 46 · ^75393 該飛輪汁壓轉換装$想Λ+ Jg . . ^ 獨特屬性係'其甚至隨著負載電流動 仍持續-更高電感器電流之能力。在時間t=4T， 負載電流向上跳越至由片段⑷表示的—新更高值甚至 :於初始電流(片段342)。因為^之量值仍高於負载故該 祷換器立即反應而不損失調節。
對比之下，一正常昇壓轉換器將會展現一差得多的步階 回應’因為在時間2丁與4了之間週期内，平均電感器電流將 會遞減至一等於負載電流之量值(片段343)而無法對突變 (:負載的電流需求增加）作出反應。將會導致較差瞬態調 節。該飛輪昇壓轉換器完全避免此問題。 同步飛輪昇壓轉換器 圖4之飛輪昇壓轉換器2〇〇之一可能缺點係其在％節點與 其輸出之間使用整流器二極體2〇2。由於從電感器流動 至電容器204及負載210的所有能量必須流過此整流器二極
體，故不可忽略該整流器内的功率損失。在該傳送階段期 間’在該二極體内的功率損失係II· Vf。 雖然對於低負載電流及更高輸出電壓之條件，此功率損 失可忐係總損失的一較小百分比，但在更高電流下，功率 損失可引起實質加熱而在更低輸出電壓下，功率效率還可 能受影響。使用一肖特基二極體會降低該些傳導損失，但 不會排除其。 為了減少在飛輪昇壓轉換器内的整流器損失，該二極體 可由一金屬軋化物半導體場效電晶體來加以取代。所得同 步飛輪昇壓轉換器係如圖9所說明。類似於非同步飛輪昇 130864-1010528.doc -47- 1375393 壓轉換器200，同步飛輪轉換器350包括一低側|^通道金屬 氧化物半導體場效電晶體351、一電感器359、具有一主體 偏壓產生器358的一飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 357、一輸出電容器356及一PWM控制器362。電感器359係 耦合至一輸入電壓，在此情況下為一電池電壓Vbatt，而低 側金屬氧化物半導體場效電晶體351係耦合至接地。接地 係一電路接地，其可能係實際接地或任何其他電壓，在 Vbatt與接地之間的電位差表示輸入直流電壓。 一同步整流器353包含一整流器二極體352與一金屬氧化 物半導體場效電晶體354 ’該金屬氧化物半導體場效電晶 體係由一閘極緩衝器355來驅動《金屬氧化物半導體場效 電晶體354可能係P通道或N通道’適當調整閘極緩衝器355 及信號範圍或閘極信號VG3。二極體352可包含金屬氧化物 半導體場效電晶體3 5 4所固有的一 P-N接面或可能包含一肖 特基二極體或其一並聯組合。金屬氧化物半導體場效電晶 體354係定時以傳導二極體352正向偏壓時間的某部分。同 步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體354具有一充分大 寬度以在其接通狀態下展現低於橫跨載送相同電流之二極 體352之電壓的一電壓降。 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體3 57可能係N通道或P 通道’但一 P通道金屬氧化物半導體場效電晶體更方便用 於實施閘極驅動電路以供應閘極信號VG2。主體偏壓產生 器358排除橫跨飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體357之源 極至汲極端子的任何正向偏壓Ρ-Ν二極體，即沒有任何正 130864-1010528.doc •48· 1375393 向偏壓二極體可存在於乂)(與vbatt之間的任一極性内。—先 斷後合緩衝器361控制該等閘極信號至低側金屬氧化物半 導體場效電晶體351、同步整流器金屬氧化物半導體場效 電晶體354及飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體357以防止 重疊傳導=僅該三個功率金屬氧化物半導體場效電晶體之 一可在任一時間傳導。在關閉一金屬氧化物半導體場效電 晶體與接通另一者之間的轉變（即先斷後合時間）應較佳出 現於最短可能時間内而無重疊傳導。 類似於非同步飛輪昇壓轉換器200，轉換器350在三個狀 態下操作’即磁化、傳送及飛輪，其分別對應於圖9中的 電流流動箭頭（1)、（2)及（3)❶該同步飛輪轉換器獨特的 係’同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體354在二極 體整W益3 5 2周圍傳導並分流電流持續二極體3 5 2正向偏壓 時間之某部分，藉此降低在由電流流動箭頭（2)所表示之傳 送級期間的功率消耗。同步飛輪昇壓轉換器之操作係如圖 10A至10D所說明，遵循圖11A之演算法420，對應νχ&1波 形分別係如圖11B之圖表430及440所示。 在級1，如圖11A之步驟42 1示意性所示，傳導低側金屬 氧化物半導體場效電晶體351且金屬氧化物半導體場效電 晶體354及357係關閉。由箭頭（1)所表示之電流流動磁化電 感器359持續由PWM控制器362所控制的某持續時間t〇n。 如圖11B之圖表430所示’由於Vx係在一量值il,Rds(ls)的電 壓下在接地附近偏壓（片段431)，故整流器352係反向偏壓 且不傳導，使得圖表440所示之Irect係零（片段444)。由於 130864-10l0528.doc •49- 1375393 無任何整流器電流流動，電容器356必須向負載401供應其 必需電流Ιουτ，引起輸出電壓V0UT在操作之"磁化"階段期 間下垂。同時’ IL傾斜上昇（片段441)持續整個持續時間 t〇n ’直至時間幻’此時轉換器350進入其第二操作階段。 該第二階段或操作狀態開始於圖丨1B内的時間ti(點 442) ’此時低側金屬氧化物半導體場效電晶體35丨係關 閉。如圖10B所示，在金屬氧化物半導體場效電晶體351係 關閉時’電感器359立即強迫乂\飛昇並正向偏壓二極體 352，從而使用電流充電電容器356(箭頭（2))。緊接在時間 ti之前（時間tr)，在其峰值（點442)的電感器電流IL完全由 低側金屬氧化物半導體場效電晶體351載送，即lL(t「) = bay。緊接在時間q之後（在時間11+)，電感器電流II完全 由整流器二極體352來載送，使得iL(t】+)=irect，如由圖表 44〇中虛線445所示。由於電感器電流無法不連續，即lL(ti-) «lL(t〗+)，則整流器二極體352必須在關閉低側金屬氧化物 半導體場效電晶體3 51的時刻載送全部電感器電流。在電 流IL下，二極體352展現一量值vf的電壓降。由此，電壓 Vx跳越至一值VX=(V0UT+Vf)(片段432)。雖然在一包含所示 組件之電路中，電壓立即跳越’但現實中，在該等金屬氧 化物半導體場效電晶體中所存在之寄生電容會減慢該轉 變。因此一些電流係由該等寄生電容而不是由所示理想元 件來載送。 在BBM電路361所控制之一先斷後合間隔tBBM之後，同 步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體354會接通，對應 130864-101052S.doc •50- 1375393 於演算法420中的箭頭423。如圖1〇c所示，電感器電流 IL(箭頭⑺）分割成兩個部分，使得11/=1叫+1晴），如由^ 電流下降所說明（在圖UB之圖表44〇中片段446)。在一更 低電流下，二極體電壓Vf下降至一值，其大約等於橫跨同 步整流器功率金屬氧化物半導體場效電晶體354的電壓降 。電壓Vx下降至量值為Vx=(v〇ut+Il.Rds㈣)）的一 值433(在圖11B之圖表43〇中片段433)，並減少功率消耗。 在下一操作階段之前，同步整流器金屬氧化物半導體場 效電晶體354再次關閉持續一持續時間tBBM，二極體352必 須載送全部負載電流（片段447)，且Vx=(v〇uT+Vf)，如由片 段434所示。因此級2之持續時間包含三個子級：圖i〇b 所說明之一先斷後合間隔、圖1〇c所說明之同步整流器傳 導及也如圖10B所說明之一第二先斷後合間隔。在整個級之 期間，電感器電流（在圖10B及1〇c内的箭頭（2))供應負載 401並充電輸出電容器336,同時電感器359内的電流在其 傳送階段期間從由點442所表示的一值傾斜下降至由圖丨j b 之圖表440中點447所表示之一更低量值。只要先斷後合間 隔432及434比較同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 傳導間隔433較短，在能量傳送至輸出期間所消耗之平均 功率會減少並改良轉換器的效率。 下一操作階段係在圖11A卡由步驟424來表示並顯示於圖 10D之等效電路中。飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體357 係接通並載送整個電感器電流（箭頭（3))，即Il=Ifw，一初 始值由點447來表示並在時間t=T衰減至由點443表示的一 130864-1010528.doc •51- 1375393 值。在節點 νχ 435 的電壓 435 下降至 Vx=(Vbatt+IL.RDS(FW))， 即小於v0UT但大於Vbatt的一值。因此二極體352變成反向 偏壓且不傳導’如由圖表440中虛線448所示。此操作狀態 係在習知降壓或昇降壓轉換器中不存在的飛輪條件。該飛 輪條件可在時間上變化或係一固定持續時間。在圖11B所 不之範例中’總週期係固定在一持續時間T，其分別包含 對應持續時間In、txfer及tfw之磁化、傳送及飛輪操作之某 組合。在一可能控制方案中，該飛輪時間填充磁化及傳送 不執行之週期之任何部分，即其中tfw=T_(t()n+txfer)。 飛輪操作之另一獨特記號在於圖1〇D所示之電流流動路 控（3)並不如同圖1〇A中的磁化電流路徑（1)或在圖10C中的 傳送電流路徑（2)那樣導致電流從電池流動至電感器或至接 地。換言之，在飛輪操作期間流動之唯一明顯接地電流係 來自臨時供應負載401之輸出電容器356。 在重複演算法42〇所示之循環之前，飛輪金屬氧化物半 導體％效電晶體必須關閉持續一持續時間tBBM(步驟425)。 由於所有金屬氧化物半導體場效電晶體均即刻關閉，故條 件返回至圖10B所示條件，其中該電流（在圖表44〇中由點 449表示）正向偏壓二極體352，且其中％增加回至由圖表 430中波形437所示之電壓。若該轉變係足夠短或飛輪金屬 氧化物半導體場效電晶體357之關閉係減慢，則在此轉變 期間電壓Vx之峰值可減少至一由曲線436所說明的更小值 或至中間電流，視寄生電容之量值而定。 在飛輪昇壓轉換器中的功率金屬氧化物半導體場效電晶 130864-1010528.doc -52- 體主體及閘極偏麼 在圖4及9之非同步及同步飛輪昇壓轉換器兩者中的一關 鍵組件係主體偏壓產生器’其控制並聯於電感器之飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體之主體端子。若在任一極性内 存在並聯於龍輪金屬氧化物半導體場效電晶體的通道的一 正向偏壓二極體，則該電路將不會操作。在步昇操作中， 該vx節點必須從接地附近自由切換至超過ν〇υτ，不論值 Vbatt如何。因此該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體必須 以一方式來製造，其中沒有Ρ·Ν二極體可變得正向偏壓並 在象限I或象限III内限制其電壓擺動。換言之，該飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體必須係一雙向開關，其能夠在 其關閉時在任一方向上阻隔電流。 用以避免正向偏壓任一Ρ-Ν二極體的一此類方法係使用 其主體接地的一Ν通道功率金屬氧化物半導體場效電晶體 來實施飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體。在此情況下， 源極至主體及汲極至主體二極體兩者始終保持反向偏壓。 具有接地（即基板連接）主體端子之Ν通道金屬氧化物半導 體場效電晶體一般可用於非隔離式CMOS程序。 該替代性方案係運用一 p通道或一 N通道功率金屬氧化 物半導體場效電晶體，具有一主體偏壓產生器作為飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體。 該主體偏壓產生器之目的在於防止正向偏壓任一源極至 主體或汲極至主體二極體，不論源極至汲極電壓及極性如 何。圖12A所示之電路45〇說明一飛輪p通道金屬氧化物半 130864-1010528.doc •53· 1375393 導體場效電晶體451，其在依據此發明之一飛輪昇壓轉換 器中在Vx& Vbatt電路節點之間並聯連接一電感器454。作 為一電池連接"高側"裝置，P通道45 1之閘極驅動可使用一 由Vbatt供電的CMOS反相器455來促進。拉動金屬氧化物半 導體場效電晶體451之閘極至接地會接通完全使用一閘極 偏壓VGS=-Vbatt增強的裝置。 二極體452A及W2B表示功率金屬氡化物半導體場效電 晶體45 1所固有的源極至主體或汲極至主體二極體。並聯 於該些二極體，P通道金屬氧化物半導體場效電晶體453A 及453B操作以無論哪個二極體變成正向偏壓時分流（即短 路）’確保金屬氧化物半導體場效電晶體453A及453B之另 一者保持反向偏壓並阻隔電流。此類金屬氧化物半導體場 效電晶體有時係稱為主體偏壓或"主體攫取器"裝置，由於 其控制功率金屬氧化物半導體場效電晶體的主體或後閘極 端子"B"上的偏壓。該等主體偏壓金屬氧化物半導體場效 電晶體之閘極係交又耦合，意味著金屬氧化物半導體場效 電晶體453 A之閘極係連接至金屬氧化物半導體場效電晶體 453B之源極且反之’金屬氧化物半導體場效電晶體453B 之問極係連接至金屬氡化物半導體場效電晶體453a之源 極。如所不，裝置450係在其構造上對稱，使得源極及汲 極元件之命名係任意的。 在操作中，在Vbatt>Vx的任何時候，p通道金屬氧化物半 導體％效電晶體453B之VGS為正並因此金屬氧化物半導體 場效電晶體453B係關閉。在此等條件下，p通道453八之 130864-1010528.doc •54- VGS為負’從而接通金屬氧化物半導體場效電晶體453A， 短路二極體452A，並偏壓功率金屬氧化物半導體場效電晶 體451之主體端子BiVbatt電位。由於二極體452b之陰極偏 壓至Vbatt且其陽極偏壓至一更負νχ電位’二極體452B保持 久Θ偏壓且个傳導。此條件在低倒金屬氧化物半導體場效 電晶體係接通且Vx係拉低至一接近接地電位時出現於該飛 輪昇壓轉換器内。 反之’在Vx>Vbatt的任何時候，p通道金屬氧化物半導體 場效電晶體453A之VGS為正並因此金屬氧化物半導體場效 電晶體453入係關閉。在此等條件下，！>通道4533之¥仍為 負，從而接通金屬氧化物半導.體場效電晶體453B，短路二 極體452B，並偏壓功率金屬氧化物半導體場效電晶體45 ι 之主體端子8至\^節點。由於二極體452A之陰極偏壓至 且其陽極偏壓至一更*Vbatt電位，二極體452Α保持反向偏 壓且不傳導。在飛輪期間或在操作之傳送階段期間，此條 件在低側金屬氧化物半導體場效電晶體係關閉且％飛昇至 一超過Vbatt之電位時出現於該飛輪昇壓轉換器内。 圖12D說明該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之一 n 通道貫施方案。電路480包括並聯於電感器484的N通道飛 輪金屬氧化物半導體場效電晶體48丨。金屬氧化物半導體 場效電晶體481包括本質主體P_N二極體482人及4828，其 使其陽極電性連接至金屬氧化物半導體場效電晶體481之p 型主體端子B並使其陰極分別電性連接至％扣與乂〆並聯 於二極體482A及482B，N通道金屬氧化物半導體場效電晶 130864-1010528.doc *55- 1375393 體483A及483B操作以無論哪個二極體變成正向偏壓時分 流（即短路），確保金屬氧化物半導體場效電晶體483 A及 483B之另一者保持反向偏壓並阻隔障電流。此類金屬氧化 物半導體場效電晶體有時係稱為主體偏壓或"主體攫取器，· 裝置，由於其控制功率金屬氧化物半導體場效電晶體主體 或後閘極端子"B"上的偏壓。該等主體偏壓金屬氧化物半 導體場效電晶體483 A及483B之閘極係交又耦合，意味著 金屬氧化物半導體場效電晶體483八之閘極係連接至金屬氧 化物半導體場效電晶體483B之源極且反之，金屬氧化物半 導體％效電晶體483B之閘極係連接至金屬氧化物半導體場 效電晶體483A之源極。如所示，電路48〇係在其構造上對 稱，使得源極及汲極元件之命名係任意的。 在操作中’在Vbatt>Vx的任何時候，N通道金屬氧化物半 導體場效電晶體483B之VGS為正並因此金屬氧化物半導體 %效電晶體483B接通，從而短路二極體482b並偏壓功率 金屬氧化物半導體場效電晶體481之主體端子B至γχβ在此 等條件下’ Ν通道金屬氧化物半導體場效電晶體483 a之 Vgs為負’從而關閉金屬氧化物半導體場效電晶體483 A。 由於二極體482A之陰極偏壓至ybatt且其陽極偏壓至一更負 Vx ’二極體482A保持反向偏壓且不傳導。此條件在低側金 屬氧化物半導體場效電晶體係接通且γχ係拉低至一接近接 地電位時出現於該飛輪昇壓轉換器中。 反之，在Vx> Vbatt的任何時候，N通道金屬氧化物半導體 %效電晶體483B之VGS為負並因此金屬氧化物半導體場效 130864-1010528.doc •56· 1375393 電晶體483B係關閉。在此等條件下，N通道483八之¥<^為 負’從而接通金屬氧化物半導體場效電晶體483A，短路二 極體482A ’並偏壓功率金屬氧化物半導體場效電晶體48j 之主體端子B至Vbatt。由於二極體482B之陽極偏壓至vbatt 且其陰極偏壓至更正Vx，二極體4S2B保持反向偏壓且不傳 導。此條件在飛輪期間或在昇壓操作之傳送階段期間在該 低側金屬氧化物半導體場效電晶體係關閉且、飛昇至一超 過Vbatt之電位時出現於該飛輪昇壓轉換器内。依此方式， 主體偏壓產生器480以一類似於圖12A中電路450防止P通道 金屬氧化物半導體場效電晶體451正向偏壓二極體傳導之 一方式防止正向偏壓在1^通道飛輪金屬氧化物半導體場效 電晶體48 1内的任一 ρ·Ν二極體。 因為飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體481係一Ν通道金 屬氧化物半導體場效電晶體，故即使Vbatt&Vx均處於大約 相同電位下，偏壓其至-傳導接通條件要求仍具有一比^ 大數伏特之電位的一閘極驅動。此意味著閘極緩衝器如 必須由一大於電池輸入電壓Vbau的電位來供電。一用以實 現此一浮動供應之方法係運用-靴帶式二極體486與靴帶 式電容器487’如電路中所說明。在該％節點在接地附 L偏壓的任何時候，轨帶式二極體彻傳導並充電轨帶式 電容器487至一大約等於的電壓
Cap 當金屬氧化物半導體場效電晶體48ι係接通且v上昇 時，電容器奶之正端子隨同其上昇，從而向閘極緩衝器 485供應一大約等於W之電壓，不論值如何。此勒 130864-I010528.doc •57. 1375393 帶式閘極驅動要求恆定切換，其操作以防止電容器487上 的電壓衰減。習知此項技術者所熟知之替代性閘極驅動電 路（例如一電荷幫浦或一切換電容器電路）可用以向緩衝器 485供電。 除了驅動N通道飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體々Η之 閘極時增加電路複雜性外’ P通道飛輪金屬氧化物半導體 場效電晶體451具有一其他優點》在實施主體偏壓電路45〇 及480中，該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之主體必 須與接地電性斷開並允許浮動至各種電位。在習知CM〇s 程序中，一P通道裝置之主體係以>^型材料形成並自然形成 一反向偏壓接面以環繞P型基板材料。不需要任何特殊程 序步驟來電性隔離其主體端子。 對比之下，習知CMOS程序不運用隔離技術並因此所有 N通道金屬氧化物半導體場效電晶體共用一共同接地連接p 型基板。為了形成實施一N通道飛輪金屬氧化物半導體場 效電晶體所需的一隔離裝置，需要額外處理步驟，從而增 加成本及複雜性至晶圓製造。另一方面，N通道金屬氧化 物半導體場效電晶體具有優點，即其一般比相同接通電阻 之P通道金屬氧化物半導體場效電晶體小二至三倍。 主體偏壓電路還描述於授予Williams等人的美國專利第 5,689,209號令，其全部内容係以引用的形式併入本文。 雖然已知一主體偏壓產生器電路，但其在一飛輪轉換器 中偏壓飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之功能係創新 的。該主體偏壓產生器表示一構件，肖由其促進在該飛輪 130864-1010528.doc -58- 1375393 幵壓轉換器_的飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體操作而 λ有不必要的二極體傳導。在該飛輪金屬氧化物半導體場 效電晶體中未排除正向偏壓二極體條件的情況，在一飛輪 轉換器中的νχ之最大值將會限於超過…⑴一正向偏壓二極 體降％的一電壓，從而致使調節器無法作為一昇壓轉換器 而操作。 對比必須在其源極與沒極之間避免正向偏壓二極體傳導 之飛輪金屬氡化物半導體場效電晶體，在該飛輪昇壓轉換 器内的同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體包括一並 聯源極至〉及極二極體’其係允許以在電路操作之一些階段 期間傳導。因此具有一源極-主體短路的任一功率金屬氧 化物半導體場效電晶體可在一飛輪昇壓轉換器中用作同步 整流器裝置而無一主體偏壓產生器電路之必需性。圖12Β 及12C說.明兩個此類實施方案。 在圖12Β中’電路460包含具有源極-主體短路的一ρ通道 金屬氧化物半導體场效電晶體461與' —並聯二極體4 6 2 ^二 極體462之陽極係連接至該Vx節點，而其陰極係連接至輸 出端子。P通道同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 461之閘極孫由一閘極緩衝器463來驅動，該閘極緩衝器可 包含一 CMOS反相器或功能類似裝置。偏壓VG3至接地會接 通同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體461，從而在 二極體462正向偏壓的任何時候在其周圍分流電流❶金屬 氧化物半導體場效電晶體461係藉由連接其閘極至最正電 壓（在一昇壓轉換器之情況下至V0UT)來關閉。作為一 P通 130864-1010528.doc •59· 1375393 道裝置，同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體461可 保持接通並傳導持續延長持續時間且不要求恆定切換。 在圖12C中，電路470包含具有源極_主體短路的一N通道 金屬氧化物半導體場效電晶體471與一並聯二極體472。二 極體472之陽極係連接至該νχ節點，而其陰極係連接至輸 出接針V0UT。Ν通道同步整流器金屬氧化物半導體場效電 晶體471之閘極係由一閘極緩衝器473來驅動，該閘極缓衝 器可包含一 CMOS反相器或一由浮動靴帶式電容器474供電 的功能類似裝置。偏壓Vw至電容器474之正端子會接通同 步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體47 i，藉此在二極 體472係正向偏壓的任何時候在其周圍分流電流。金屬氧 化物半導體場效電晶體4 71係藉由連接其閘極至接地來關 閉。 執帶式電容器474必須週期性充電以維持足夠閘極驅動 以向同步整流器金屬氡化物半導體場效電晶體471供電。 明確而言’在\^係偏壓至在接地附近之一電位的任何時 候’即在該轉換器的低側金屬氧化物半導體場效電晶體係 接通時，一靴帶式二極體475傳導並充電電容器474至一電 壓VbD〇t-^(Vbatt-Vf)。在該低侧金屬氧化物半導體場效電晶 體係關閉且Vx超過Vbatt的任何時候，二極體475係反向偏 壓。接著使用在電容器474上的電荷來驅動同步整流器金. 屬氧化物半導體場效電晶體471之閘極。在其傳導狀維 下’其fVx»sVbatt ’則VG3=(VX+Vb00t)。則在N通道金屬氧 化物半導體場效電晶體471上的閘極至源極偏壓在傳導之 130864-1010528.doc •60· 1375393 而，° ,等於vb。。,並在其後由於洩漏電流而逐漸衰減。因 番不同於p通道同步整流器461 ,㈣道同步整流器⑺要 冑切換且無法保持接通並傳導持續延長持續時間。 未箝位同步飛輪上下轉換器 仕圖】Α及圖iB之先前技術昇屋轉換器f且在圖4及9之 2揭示飛輪昇遲轉換器中，-整流器二極體係連接於該％ 即點與該轉換器的輸出端子之間。此整流器二極體在正在 • 料能量至負载的任何時候變成正向偏壓，否則保持反向 偏壓且不傳導。 因為此輸出連接整流器二極體，一將功率施加至轉換器 . 的輸入’輪出電壓便會預充電至Vbatt。由於，該昇壓轉換 • 器無法用以步降一輸入電壓至一更低電壓。一昇壓轉換器 之最低可能電壓輸出因此等於其輸入，甚至接近一 〇%^ 工作循環。 該整流器二極體執行另一重要任務，即用以箝位在該％ φ 節點上的最大電壓。由於在任一情形下均存在該二極體， 則vx的最大值係超過輸出電壓一二極體降的一電壓，即
Vx幺(V〇UT+Vf)。 如參考圖3所述，排除該輸出整流器允許Vx無限制地上 昇，直至在低側金屬氧化物半導體場效電晶體i 3丨上的二 . 極體137進入突朋朋潰。在圖1A中的昇壓轉換器1中，排除 . 肖特基二極體2將會引起一極體5在低側金屬氧化物半導體 場效電晶體7係關閉的任何時候突崩。在圖1B中的同步昇 壓轉換器10内，排除P-N二極體15將會引起二極體16在低 130864-1010528.doc • 61 · 川5393 側金屬氧化物半導體場效電晶體"及同步整流金屬氧化物 半導體場效電晶體13係同時關閉的任何時候突崩。 不幸的係，為了使用一高側連接電感器來步降一輸入電 壓至一更低輸出電壓，即為步降操作修改一昇壓轉換器， 必需在輸出碰到其目標輸出電壓而不會引起未箝位電感切 換的任何時候斷開電感器與輸出。現今不存在現有轉換器 拓撲滿足該準則，即持續—條件之能力，纟中電感器未在 磁化中或輸出電容H也未在充電中，而未箝位電感切換不 會發生。 如先前所述且對比正常昇壓轉換器，圖4及9所示之揭示 飛輪昇壓轉換器200及350在三個穩定狀態下操作，即磁 化、能力傳送及飛輪。正常昇壓轉換器不包括一飛輪狀 態，且因此無法持續不涉及從來源移出能量或移入能量至 負載内的任一條件。 藉由適當修改圖9之飛輪轉換器350，可實施一上下轉換 盜及調即器，其能夠使用一單一電路來動態並連續地步昇 或步降一電壓輸入。明確而言，藉由排除整流器二極體 352與在同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體354内的 源極-主體短路，該轉換器能夠在任何時候斷開輸出與該 νχ卽點，包括在輸出電容器356僅部分充電且⑴時 (P在步降操作期間）的一條件。為了排除源極·主體短路， 一主體偏壓產生器可用以偏壓同步整流器金屬氧化物半導 體場效電晶體354之主體。關於飛輪金屬氧化物半導體場 效電晶體在圖12A及12D中先前所述之主體偏壓產生器可 130864-1010528.d〇i •62- 1375393 調適用以相同用途。 所得同步飛輪上下轉換器500係如圖13所說明。類似於 圖9中同步飛輪昇壓轉換器35〇，同步飛輪上下轉換器5〇〇 包括一低側N通道金屬氧化物半導體場效電晶體5〇1、一電 感器508、具有一主體偏壓產生器507的一飛輪金屬氧化物 半導體場效電晶體506、一輸出電容器51〇、一 PWM控制器 5 12及一先斷後合緩衝器511。 上下轉換器500較獨特的係，一同步整流器502包含具有 一主體偏壓產生器504的一金屬氧化物半導體場效電晶體 503與用於驅動其閘極的一閘極緩衝器5〇5。在同步整流器 502内不存在任何整流器二極體。同步整流器金屬氧化物 半導體場效電晶體503可能係p通道或N通道，適當調整閘 極緩衝器505及信號範圍VG3。 例如，在一具體實施例中，同步整流器502可能包含一 p 通道功率金屬氧化物半導體場效電晶體而不使用圖14A所 示之電路520來實施一源極-主體短路。對於p通道同步整 流器閘極驅動，圖12B之電路460可用以產生閘極信號 ν〇3。如所示’連接於該等\^與\^〇^節點之間的功率金屬 氧化物半導體場效電晶體521包括源極至主體及沒極至主 體二極體522 Α及522Β並使其主體分別由並聯於二極體 522A及522B之父叉揭合P通道金屬氧化物半導體場效電晶 體523A及523B來偏壓。 在操作中’在VX>V0UT的任何時候’金屬氧化物半導體 場效電晶體523A係接通並短路二極體522A，同時金屬氧 130864-1010528.doc -63- 1375393 化物半導體場效電晶體523B保持關閉且不傳導。由於金屬 氧化物半導體場效電晶體523A接通，主體偏壓VB=VX且二 極體522B係反向偏壓且不傳導。反之，若VX<V0UT，則金 屬氧化物半導體場效電晶體523B係接通並短路二極體 522B，同時金屬氧化物半導體場效電晶體523 A保持關閉 且不傳導。由於金屬氧化物半導體場效電晶體523B接通， 主體偏壓Vb=V〇ut且二極體522A係反向偏壓且不傳導。故 無論該源極至汲極電位之何極性施加至金屬氧化物半導體 場效電晶體52 1，均不會並聯於同步整流器金屬氧化物半 導體場效電晶體521之通道發生任何二極體傳導。 在另一具體實施例中，同步整流器502可能包含一N通道 功率金屬氧化物半導體場效電晶體541而不使用圖14B所示 之電路540來實施一源極-主體短路。對於用於N通道金屬 氧化物半導體場效電晶體541之一閘極驅動，可運用圖12C 之靴帶式電路470以產生一閘極信號VG3。如所示，連接於 該等乂5(與V0UT節點之間的功率金屬氧化物半導體場效電晶 體541包括源極至主體及汲極至主體二極體542 A及542B並 分別使其主體由並聯於二極體542A及542B之交叉耦合N通 道金屬氧化物半導體場效電晶體543A及543B來偏壓。 在操作中，在VX>V0UT的任何時候，金屬氧化物半導體 場效電晶體543B係接通並短路二極體542B，同時金屬氧 化物半導體場效電晶體543 A保持關閉且不傳導。由於金屬 氧化物半導體場效電晶體543B接通，主體偏壓乂广乂叫丁且 二極體542A係反向偏壓且不傳導。反之，若VX<V0UT，則 130864-1010528.doc -64- 1375393 金屬氧化物半導體場效電晶體543A係接通並短路二極體 542A ’同時金屬氧化物半導體場效電晶體543B保持關閉 且不傳導。由於金屬氧化物半導體場效電晶體543A接通， 主體偏壓VB=VX&二極體542B係反向偏壓且不傳導。故無 論該源極至没極電位之何極性施加至金屬氧化物半導體場 效電晶體541，均不會並聯於同步整流器金屬氧化物半導 體場效電晶體541之通道發生任何二極體傳導。 在另一具體實施例中，同步整流器502可能包含一 N通道 功率金屬氧化物半導體場效電晶體561而不使用圖14C所示 之一接地主體電路560來實施一源極_主體短路。對於用於 N通道金屬氧化物半導體場效電晶體561之一閘極驅動，圖 12C之靴帶式電路470可運用以產生閘極信號vG3。如所 示’連接於\^與V0lJT節點之間的功率金屬氧化物半導體場 效電晶體561包括具有接地陽極的源極至主體及汲極至主 體二極體562入及5628。由於乂3{>0且乂衝>0，該些二極體 始終保持反向偏壓》但是在操作中，由於該源極不電性連 接至該主體，故一主體效應將會不合需要地出現，從而將 該金屬氧化物半導體場效電晶體的臨界電位增加一數量， 該數量與該主體偏壓電位之平方根成比例，即其中 K = VI0+AV,« vl0 +rypr=νι〇 +γ^ 需要一更高閘極偏壓來抵銷此臨界電位增加或將使用圖 14Β之電路540所示之主體偏壓產生器技術將會使同步整流 器金屬氧化物半導體場效電晶體561之接通電阻高於一相 130864-1010528.doc •65- 1375393 當大小的N通道金屬氧化物半導體場效電晶體54ι。 再次參考圖13，飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體5〇6 可能係一 N通道或一 p通道金屬氧化物半導體場效電晶體， 但一 P通道金屬氧化物半導體場效電晶體可能更方便地用 於實施閘極驅動電路以供應閘極信號v〇2。主體偏壓產生 器507排除橫跨飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體5〇6之源 極至沒極端子的任何正向偏壓p_N二極體，即沒有任何正 向偏壓二極體可存在於νχ與Vbatt之間的任一極性内。先斷 後合緩衝器511控制該等閘極信號至低侧金屬氧化物半導 體場效電晶體501、同步整流器金屬氧化物半導體場效電 晶體503及飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體5〇6以防止重 疊傳導。僅該三個功率金屬氧化物半導體場效電晶體之一 可在任一時間傳導。 類似於圖9中一同步飛輪昇壓轉換器35〇之摔作，轉換器 500包含三個狀態’即磁化、能量傳送及飛輪，其分別對 應於電流流動箭頭（1)、（2)及（3)。同步上下飛輪轉換器5〇〇 較獨特的係’同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 503能夠僅藉由控制電容器5 1〇充電的時間txfr來部分充電電 容器510至超過或低於乂^“輸入的任何電壓，從而允許轉 換器500在步昇或步降模式下操作，若假定II對於任一較 短持續時間恆定’則在金屬氧化物半導體場效電晶體5〇3 係接通且傳導的任何時候，電感器508會充電電容器510， 使得 130864-1010528.doc -66- 1375393 △g
OUT C〇ur 在零開始’橫跨輸出電容器510的電壓V〇UT可僅藉由控 制充電時間txfr來充電至超過或低於vbatt的任一任意電壓。 例如，如圖15之圖表580所示，在使用電流磁化電感器5〇8 持續一時間h (間隔（1))之後’低側金屬氧化物半導體場效 電晶體501係關閉且同步整流器金屬氧化物半導體場效電 晶體503係接通，從而從點581處的接地傾斜上昇輸出電壓 至在電流流入電容器510内的時間(間隔（2))的某目標 VOUT電壓（點582)。由點582所表示之電壓係小於vbau。在 時間h關閉同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體5〇3停 止在其目標電壓下充電電容器510〇由於Vbatt超過ν·〇υτ， 故在此模式下轉換器500之操作係一步降轉換器之操作。 忽略用於先斷後合切換的短暫間隔，飛輪金屬氧化物半 導體場效電晶體506係在金屬氧化物半導體場效電晶體5〇3 關閉的同時接通，從而允許電感器電流飛輪而不驅動節點 Vx進入未箝位電感切換（間隔（3))。轉換器5〇〇之一基本組 件’飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體5〇6之傳導，防止 在低側及同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體5〇丨及 503兩者係同時關閉的任何時候UIS誘發突崩。 輸出電壓能夠保持在目標值583下持續一不確定的時間 週期直至在時間q，PWM控制器512可藉由關閉飛輪金屬 氧化物半導體場效電晶體5〇6並接通同步整流器金屬氧化 物半導體場效電晶體503來更新在輸出電容器51〇上的電 130864-1010528.doc -67- 1375393 荷，或者如圖表5 80所示，藉由關閉飛輪金屬氧化物半導 體場效電晶體506並接通低側金屬氧化物半導體場效電晶 體501(間隔（1))來更新電感器508内的電流。因此可藉由以 任一序列重複施加磁化、傳送及飛輪電流（間隔（1 )、（2)及 (3))來不確定持續目標電廢ν·〇υτ(片段585)。由於 V〇UT〈Vbatt，轉換器500係在步降模式下操作。 或者在圖15之圖表590中，在使用電流磁化電感器508持 續一時間4(間隔（1))之後’低側金屬氧化物半導體場效電 晶體5 01係關閉且同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶 體503係接通’從而從點591處的接地傾斜上昇輸出電壓至 在電流流入電容器510内（間隔（2))的時間t2的某目標V，〇UT 電壓（點592：^在圖表590内的時間k晚於圖表580内的時間 k出現，並因此輸出電壓上昇至一值（點592)，其高於由圖 表580中點582所表示之值。由點592所表示之電壓也大於 Vbatt。在時間t2關閉同步整流器金屬氧化物半導體場效電 晶體503會停止在其目標電壓下充電電容器51〇 ^由於 V’0UT超過Vbatt，故在此模式下轉換器5〇〇之操作係一步昇 轉換器之操作。 忽略用於先斷後合切換之短暫間隔，飛輪金屬氧化物半 導體場效電晶體506係在金屬氧化物半導體場效電晶體5〇3 關閉的同時接通，從而允許在電感器5〇8内的電流飛輪而 不驅動節點Vx進入未箝位電感切換（間隔（3))。此轉換器之 一基本組件’飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體5〇6之傳 導防止在低側及同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 130864-1010528.doc -68- 1375393 501及503兩者同時關閉的任何時候uis誘發突崩。 此條件係一飛輪轉換器獨特的，由於沒有電流從電池流 入轉換器内，且沒有能量從電感器流動至接地或負載，而 能量仍維持在電感器持續某延長時間，該時間視該飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體之電阻而定。
輸出電壓能夠保持在目標值593下持續一不確定的時間 週期直至在時間…PWM控制器512可藉由關閉飛輪金屬 氧化物半導體場效電晶體506並接通同步整流器金屬氧化 物半導體場效電晶體503來更新在輸出電容器51〇上的電 荷，或者如圖表580所示，藉由關閉飛輪金屬氧化物半導 體場效電晶體506並接通低侧金屬氧化物半導體場效電晶 體501來更新電感器508内的電流。因此可藉由以任一序列 重複施加磁化、傳送及飛輪電流（間隔（1)、（2)及（3))來不 確定地維持目標電壓ν，〇υτ(595)。 故飛輪轉換器500之步昇及步降操作基本上相同，主要 差異係電感器508充電電容器510之時間持續時間、…。對 於較短傳送間隔，輸出電壓上昇一較小數量並實現步降操 作。對於較長間隔，輸出電壓上昇一更大數量並實現步昇 操作。在某令間持續時間，輸出電麼將會等於輸入電壓， 即轉換比…不論步昇或步降或以單一轉換本文所揭示 之飛輪轉換器之操作模式不存在基本差異。 雖然習知所謂昇降壓轉換器必須隨著：電池輸入衰減而 從降壓至單一轉換並再次至昇壓操作來切換電路及操作模 式’但飛輪上下轉換器僅具有—操作模式用於所有轉換 130864-1010528.doc •69· 1375393 比。更高效率、更穩定操作源自其簡單控制。 如所述，同步飛輪上下轉換器500藉由在另外兩個金屬 氧化物半導體場效電晶體關閉的任何時候接通飛輪金屬氧 化物半導體場效電晶體來避免未箝位電感切換。在先斷後 合操作期間’所有三個金屬氧化物半導體場效電晶體均係 關閉。除非BBM間隔極短，否則％電壓將會無限制地上昇 並可能進入未箝位電感切換誘發的突崩。若該間隔足夠 短，則相關聯於功率金屬氧化物半導體場效電晶體之寄生 電容可在一未箝位條件下過濾並即刻減慢％的另外快速上 昇。 換σ之，在先斷後合操作期間未箝位一同步飛輪上下轉 換益。為了在ΒΒΜ操作期間箝位電壓，需要一即刻正向偏 壓二極體來限制％電壓擺動。不幸.的係，除了在ΒΒΜ操作 期間外，存在一硬佈線正向偏壓二極體對於飛輪上下轉換 器之正常操作較為麻煩。如先前所述，存在一並聯於該同 步整流器之二極體會干擾步降操作。反之，一並聯於飛輪 金屬氧化物半導體場效電晶體之二極體會干擾步昇操作。 適應性箝位同步飛輪上下轉換器 為了防止未箝位電感切換瞬態，在先斷後合間隔期間必 須存在一正向偏壓二極體。由於一昇壓或步昇轉換所需之 二極體連接不同於步降轉換所需之二極體連接，故沒有任 何單一硬佈線二極體電路可在整個偏壓條件之範圍上防止 UIS瞬態而不干擾正常上下轉換器操作。 作為此發明之一具體實施例，一適應性二極體箝位電路 在所揭示同步飛輪上下轉換器中防止未箝位電感切換而不 130864-1010528.doc •70· 1375393 會影響上下轉換器操作。適應性箝位之原理係連接一二極 體至電路内，該電路取決於偏壓條件來提供箝位而不會干 擾正常操作。 如圖16所示，一箝位同步飛輪上下轉換器600包含轉換 器500之電路，具有二極體614及606之添加元件分別相關 聯於開關615及607。類似於轉換器500，電路600包括一低 側N通道金屬氡化物半導體場效電晶體601 ; —電感器 610; —飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體612，具有一主 體偏壓產生器613; —同步整流器603，其包含一具有一主 體偏壓產生器605的金屬氧化物半導體場效電晶體604與一 閘極緩衝器608 ; —輸出電容器609 ; — PWM控制器617 ; 及一先斷後合緩衝器616 *同步整流器金屬氧化物半導體 場效電晶體604與飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體612可 能係P通道或N通道，適當調整閘極驅動。
一般使用金屬氧化物半導體場效電晶體裝置來實施的該 等開關615及607表示一連接或斷開其對應二極體之構件。 為了促進適應性箝位，在任一給定時間僅連接該等二極體 之一，視該等V batt 及v OUT 電壓之相對量值而定。在一較佳 具體實施例中，一比較器比較該些量值並依據真值表4來 接通適當開關。 操作模式 條件 開關 615 .開關 607 FW二極體 614 SR二極體 606 步降 Vbat^VouT 閉合 開啟 Vx<vbatt+vf 斷開 單一傳送* Vbatt ~ V〇ut 閉合 開啟 Vx<vba„+vf 斷開 昇壓/步昇 Vbatt<V〇UT 開啟 閉合 斷開 Vx<V〇uT+Vf 表4 -71 - 130864-1010528.doc 1375393 在表4中的星號*指示可連接任一二極體的一任意條件。 由於在電池應用中，普遍使電池完全充電開始要求步降操 作並放電，故該等二極體最初在該組態下連接並保持如 此，直至需要步昇操作。使用適應性箝位之電路6〇〇之電 性等效物係說明於圖17Α及17Β中。 在圖17Α中，等效電路62〇說明步降條件，其中 Vbatt>V0UT且開關615係閉合，即接通且傳導。由此，飛輪 二極體614係並聯連接飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 612與電感器610。如此，Vx可不受阻止地從接地變化成 (Vbatt+Vf)並用以在同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶 體604正在傳導的任何時候傳送功率至ν〇υτ。當同步整流 器金屬氧化物半導體場效電晶體6〇4係關閉且不傳導時， 主體偏壓產生器605防止在乂01；7與Vx2間的任何傳導，使 得乂，的電壓範圍在步降操作期間不受¥〇町之值影響。應注 意，即使轉換器620正在執行步降操作，其仍不等效於一 先前技術降壓轉換器之電路，因此不如此稱呼。 圖18Α說明用於在步降模式下操作之適應性箝位同步上 下轉換器600之三個操作條件的Vx波形63〇。如所示，在時 間t。及t,之間，電壓Vx(片段631)表示橫跨接通狀態低側金 屬氧化物半導體場效電晶體601量值IL.RDS(LS)的電壓降， 其對應於圖16中的電流流動箭頭（J。 在時間t,與h之間，除了該先斷後合間隔^⑽（片段637) 外，電壓vxs等於輸出電壓ν〇υτ加上橫跨同步整流器金屬 氧化物半導體場效電晶體604(片段633)的任一下降故 Vx-Vout+Il’Rdsuw，其對應於圖丨6中的電流流動箭頭。 I30864-10i0528.doc -72· 所有一個功率金屬氧化物半導體場效電晶 體均係關閉且不傳導蚌，ν μ 3 > 、 得導時Vx上昇咼於Vout+Il.Rds(sr)，但 法超過電壓Vbatt+Vf㈣广如由虛線所示，而不變 得又柑位一極體614之正向偏壓箝位。包括電容，電壓瞬 態（如由片段637所示）可實質上低於^%^。 在時間t2與T之間，除了該等先斷後合間隔（片段634和 636)外，飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體612在對應於 产圖16中電流流動箭頭⑺的一值㈣（片段635)下 箝位vx的最大電壓。在該兩個先斷後合間隔tB㈣期間，當 所有—個功率金屬氧化物半導體場效電晶體均係關閉且不 傳導時’正好在時間t2之後或正好在時間τ之前，vx上昇 间於Vbatt+IL.RDS(FW)，但其無法超過電壓（Vbatt+Vf(Fw))，如 由该等片段634及636所示，而不變得受箝位二極體614之 正向偏壓箝位。 依此方式’在步降模式下操作的轉換器600依據等效電 路620而運作’在該等三個功率金屬氧化物半導體場效電 晶體之一係接通且傳導時，％處在三個穩定電壓狀態（由 片段631、633及635表示）之一者下，而該vx節點在所有三 個金屬氧化物半導體場效電晶體即刻關閉時在先斷後合操 作期間保持箝位至一最大電壓Vx s (Vbatt+vf(FW))。 在圖17B中，等效電路625說明步昇條件，其中 Vbau<V0UT且開關607係閉合，即接通且傳導。由此整流器 二極體606係並聯連接同步整流器金屬氧化物半導體場效 電晶體604。如此，Vx可不受阻止地從接地變化至 (V〇UT+Vf)並用以在低側金屬氧化物半導體場效電晶體601 130864-1010528.doc •73· 1375393 及飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體612兩者均關閉且不 傳導的任何時候傳送功率至ν〇υτ。在此等條件期間主體 偏壓產生器613防止在％扣與％之間的任一傳導使得％ 的電壓範圍在步什操作期間不受Vbatt電位限制。 圖18B說明用於在步昇或昇壓模式下操作之適應性籍位 同步上下轉換器之三個操作條件的Vx波形64〇。如所干， 在時間t。與^，電壓Vx(片段641)表示橫跨接通狀態低 側金屬氧化物半導體場效電晶體6〇!量值為^叫）的電 壓降’其對應於圖16中的電流流動箭頭⑴。如圖i8A及 18B所示，在時間^與。之間的轉換器6〇〇之操作在步昇或 步降模式下相同。 在時間^與。之間，除了該等先斷後合間隔（片段及 644)外’ V』等於輸出電塵ν〇υτ加上橫跨同步整流器金屬 氧化物半導體場效電晶體6〇4的任一下降，故 Vx=V〇UT+Il«Rds(sr)，其對應於圖16中的電流流動箭頭 ⑺。在此步昇情況下’ V〇UT>Vbatt。在該等先斷後合間隔 tBBM期間，當所有三個功率金屬氧化物半導體場效電晶體 均係關閉且不傳導時，正好在時間q之後或正好在時間b 之刖’ Vx上汁尚於v〇ut+Il.Rds(sr)(片段642及644)，但其 無法超過電壓（Vom+VwM而不變得受箝位二極體6〇6之正 向偏壓箝位。 在時間h與T之間，除了該先斷後合間隔外，飛輪金屬 氧化物半導體場效電晶體612在對應於圖16中電流流動箭 頭（3)的一 Vht+k.RDSiFW}值645(片段645)下箝位vx的最大 電壓在亥先斷後合間隔tBBM期間，當所有三個功率金屬 130864-1010528.doc •74· 1375393 氧化物半導體場效電晶體均關閉且不傳導時，乂、上昇高於 Vbatt + lL.RDS(FW)，但其無法超過電壓（V〇UT + Vf(SR)) ’如由虛 線647所示，而不變得受箝位二極體606之正向偏壓箝位。 包括電容，該電壓瞬態（片段646)可實質上低於 V〇UT+Vf(sR) 0 依此方式，在步昇模式下操作的轉換器600依據等效電 路625而運作，在該等三個功率金屬氧化物半導體場效電 晶體之一者係接通且傳導時，乂3£處在三個穩定電壓狀態 (由片段641、643及645表示）之一者下，而該節點Vx在所 有三個金屬氡化物半導體場效電晶體即刻關閉時在先斷後 合操作期間保持箝位至一最大電壓Vx S (V0UT+Vf(SR))。 總而言之，適應性箝位允許在一單一轉換器内的步昇及 步降變換而不使其組件受未箝位電感切換瞬態或突崩崩潰 影響。無論哪個更高，最大Vx電壓係因此限制於 (Vbatt+Vf(FW))或（V0UT+Vf(SR))，均會不阻止步昇及步降操 作。此操作係概述於表5内。 傳導金屬氧 化物半導體 %效電晶體 電流 流動 vx(步降模式） vx(步昇模式） 低側 (1) Il*Rds(ls) Il*R-DS(LS) 同步整流器 (2) VoxjT+Il/RDSiSRy^Vbatt V〇UT+Il*RdS(SR)> Vbatt 飛輪 (3) V batt+Il'RdSCFW^ V OUT V batt+lL^R-DSiFW)^ 〇UT 無 BBM (V batt+VV 0UT (V out+V «SR))> Vbatt 表5 在代數上，在該同步飛輪上下轉換器内的Vx值係在步降 與步昇模式兩者下相同。在該磁化級期間，Vx係等於 130864-1010528.doc •75· 1375393
Il.Rds(ls) 0 在該能量傳送級期間，在該同步整流器金屬氧 化物半導體場效電晶體傳導時，vx係等於 V〇ut+Il*Rds(sr)。在該飛輪級期間’ Vx係等於 Vbatt+IL*RDS(FW)。在步昇及步降模式下，Vbatt與V0UT的實 際相對量值不同，但用於乂^^的相同等式均適用於兩條件。 vx的最大值在所有三個功率金屬氧化物半導體場效電晶 體均關閉時（即在該等先斷後合間隔期間）出現。在步降模 式下，此電壓係由（vbatt+vf(FW；l)給出，而在步昇模式下， 該電壓係等於（Vaut + V^sw)。對於所有實際用途，該飛輪及 整流器二極體之正向電壓均相同’即Vf!»Vf(SR产Vf(FW)。 由於該等最高電壓在步昇模式下出現，其中 vx<(v0UT+vf) ’故決定該低側金屬氧化物半導體場效電晶 體之電壓額定值的一條件係如表6中所說明。至少，該低 側金屬氧化物半導體場效電晶體之崩潰電壓BVDSS(LS)必須 超過此電壓，即B Vdss(ls)>( V〇ut+Vf)。可能要求·一甚至更 高的崩潰作為一必要保護帶以獲得足夠的金屬氧化物半導 體場效電晶體熱載子壽命。 關閉裝置 最差應々vx條件 最大Vds 低側金屬氧化物半導體 場效電晶體 (V〇uT+Vf) (V〇uT+Vf) 同步整流器金屬氧化物 半導體場效電晶體 Il.Rds(ls) * 〇V V〇ut-Il*RdS(LS) w V〇ut 飛輪金屬氧化物半導體 場效電晶體 (V〇uT+Vf) (V〇UT+Vf)-Vbatt Il’Rds(ls) * 〇V Vbatt-lL.RDSOLSp Vbatt 表6 130864-1010528.doc -76- 1375393 在用於該同步整流器之昇壓操作期間的最高Vds條件係 在Vj接地附近使得BVDSS(FW)>V0UT時出現。用於該飛輪 金屬氧化物半導體場效電晶體所需之最大電壓額定值取決 於該轉換器自身之操作範圍。若（v0UT(max)_ Vbatt)>vbatt,則 最差情況條件在VX=(V0UT+Vf) ’接著大約BVDSS(FW)> (V0U丁+vf-vbatt)時出現。若否，則BVDss(Fw)>Vbatt。簡化起 見’可在估计必要裝置額定值時假定％為IV。 例如’在一 5V至12V昇壓轉換器中，BVdss(ls)>13v， BVDSS(SR)>12V 且 Bvdss(fw)>8v。另一方面，在一9¥至12¥ 昇壓轉換器中，BVdss(ls)>13v，BVDSS(SR)>12V 且 BV〇ss(fw)>9V 〇 實施適應性箝位 如上所述’為了在圖16中轉換器600内實施適應性箝 位’飛輪二極體614之傳導係受開關615控制且整流器二極 體606之傳導係受開關607控制。開關607及615之閉合及開 啟係條件性的’視該等及v〇uTt壓之相對量值而定。 在一較佳具體實施例中，在任一給定時間僅一開關閉合， 即控制整流器二極體6〇6之開關607或控制飛輪二極體614 之開關61 5。 實務中’在該低側金屬氧化物半導體場效電晶體係接通 且乂,在接地附近時’可連接二極體6〇6及614兩者而不干擾 轉換器操作，由於兩個二極體均係反向偏壓。一類似情形 在v0UT « vbatt的任何時候出現，更明確而言在丨ν〇υτ_υ 130864-1010528.doc -77- 1375393
Vf的任何時候，由於在一低於其正向電壓降％的電壓下 正向偏壓時任—二極體均不載送實質電流。在此條件下， 可連接二極體606及614兩者，只要其中僅一者，即正確者 在先斷後合操作期間保持接通並傳導。 適應性柑位之各種實施方案係說明於圖19A至19〇中。 在圖i9A中，具有適應性箝位連接於、⑴與％之間的電路 660係使用具有一主體偏壓產生器662之]?通道飛輪金屬氧 化物半導體場效電晶體661、一箝位二極體663來實施，該 箝位二極體具有串聯連接p通道適應性箝位金屬氧化物半 導體場效電晶體664，其具有一源極_主體短路與一本質並 聯二極體665。適應性箝位金屬氧化物半導體場效電晶體 664之閘極係受一閘極緩衝器666控制，該閘極緩衝器可能 包含一CMOS反相器，其係在ν〇υτ與接地之間供電的。閘 極緩衝器666之輸入係由一類比滯後比較器667來供電，該 比較器比較Vbatt與VOUT2量值。 適應性柑位操作涉及在比較器667内比較％扣與之 里值並接著使用比較器667之輸出來決定二極體663是否與 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體並聯連接。去 田 ，轉換器6〇〇係在步昇轉換模式下且橫跨金屬 氧化物半導體場效電晶體664不連接任何並聯二極體。在 此條件下’金屬氧化物半導體場效.電晶體664係偏壓關 閉，其閘極較佳的係連接至最正電位，在步昇模式下其為 V〇ut。因為二極體665及663係背對背連接，故沒有任何二 130864-1010528.doc • 78 · 1375393 極體傳導可透過飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體661出 現於源極-汲極方向上。同樣地，因為主體偏壓產生器662 之操作，飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體661之源極至 主體及汲極至主體二極體還保持反向偏壓且不傳導。金屬 氧化物半導體場效電晶體661之主體偏壓產生器662及閘極 驅動可使用圖12A所示之主體偏壓產生器及閘極緩衝器電 路455來加以實施。 反之，當Vbatt>V0UT時，轉換器600係在步降轉換模式下 且飛輪二極體663係並聯連接至飛輪金屬氧化物半導體場 效電晶體661。在此條件下，金屬氧化物半導體場效電晶 體664係偏壓接通’其閘極理想地連接至最負電位（即接 地）。由於金屬氧化物半導體場效電晶體664接通且箝位二 極體663並聯連接至飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 661 ’最大Vx電壓係限制至（Vbatt+Vf) ^然而在步降模式 下’此條件僅在所有電晶體（低側金屬氧化物半導體場效 電晶體601、同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體6〇4 及飛輪金屬氡化物半導體場效電晶體612)均係關閉且不傳 導時在先斷後合操作期間出現於飛輪上下轉換器6〇〇内。 在圖19B中’具有適應性箝位連接於\與乂〇1^之間的電 路680係使用具有一主體偏壓產生器682之一 p通道飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體681、一箱位二極體683來實 施，s玄柑位二極體具有一串聯連接p通道適應性箝位金屬 氧化物半導體場效電晶體684，其具有一源極-主體短路與 130864-I010528.doc -79· 1375393 一本質並聯二極體685。適應性箝位金屬氧化物半導體場 效電晶體684之閘極係受一閘極缓衝器686控制，該閘極緩 衝器可能包含一CMOS反相器’其係在Vbatt與接地之間供 電的。閘極緩衝器686之輸入係由類比滯後比較器687來供 電’該比較器比較Vbatt與V0UT之量值。適應性箝位操作涉 及在比較器687内比較Vbatt與V0UT之量值並接著使用比較 器687之輸出來決定二極體683是否與同步整流器金屬氧化 物半導體場效電晶體68〗並聯連接。 當VbatpVouT時，該轉換器係在步降轉換模式下且橫跨 金屬氧化物半導體場效電晶體684不連接任何並聯二極 體。如此，金屬氧化物半導體場效電晶體684係偏壓關 閉’使其閘極較佳的係連接至最正電位，在步降模式下該 電位為Vbat^因為二極體685及683係背對背連接，故沒有 任何二極體傳導可橫跨同步整流器金屬氧化物半導體場效 電aa體6 8 1而出現於一源極-;及極極性内。同樣地，因為 BBG 682之操作’同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶 體681之源極至主體及汲極至主體二極體也保持反向偏壓 且不傳導。BBG 682可使用圖14A所示之主體偏壓產生5| 電路520來加以實施。 反之，當VbaU<V0UT時’轉換器600係在步昇轉換模式下 且整流器二極體683係並聯連接至同步整流器金屬氧化物 半導體場效電晶體681。在此條件下，金屬氧化物半導體 場效電晶體684係偏壓接通，其閘極理想地連接至最負電 130864-1010528.doc •80- 1375393 位’即接地。由於金屬氧化物半導體場效電晶體684係接 通且箝位二極體683係並聯連接同步整流器金屬氧化物半 導體場效電晶體681，最大Vx電壓限制至（v0UT+Vf)。然而 在步昇模式下，此條件僅在所有電晶體（低側金屬氧化物 半導體場效電晶體601、同步整流器金屬氧化物半導體場 效電晶體604及飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體612)均 係關閉且不傳導時在先斷後合操作期間出現於飛輪上下轉 換器600内。 使用圖19A及19B所說明之技術來實施主動箝位同步飛 輪上下轉換器600要求一額外二極體、金屬氧化物半導體 場效電晶體、反相器及比較器用於飛輪箝位與另一組相同 元件用於整流器箝位。所述主動箝位電路獨立於BbG電路 662及682而操作。比較V0UT與Vbatt之比較器功能可由整流 器及飛輪適應性箝位電路兩者共用。 更密切檢查圖12A及14A所示之主體偏壓產生器，顯然 必要的箝位二極體及金屬氧化物半導體場效電晶體已經存 在於該等主體偏壓產生器自身内，但在此能力上其係以一 方式操作’並不促進適應性箱·位，而是僅排除透過並聯二 極體之傳導。藉由修改該主體偏壓產生器之設計，可使用 已經包含於該主體偏壓產生器内的裝置來實施適應性箝 位’藉此排除額外組件並節省晶粒面積β此類方案對於一 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體如圖19C中所說明而對 於一同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體如圖19D中 130864-1010528.doc -81 · 1375393 所說明。 作為一範例，圖19C說明一飛輪電路700，其具有主體偏 壓產生器整合適應性箝位。連接於Vbatt與Vx之間的飛輪電 路700係使用具有一適應性箝位703的一 P通道飛輪金屬氧 化物半導體場效電晶體701來加以實施，該適應性箝位包 含一箝位二極體702 A，其具有源極-主體短路的一串聯連 接P通道金屬氧化物半導體場效電晶體7〇4B。金屬氧化物 半導體場效電晶體704B包括一本質並聯二極體702B。隨 同二極體702B與適應性箝位703，金屬氧化物半導體場效 電晶體704A完成該主體偏壓產生器電路。 不是交又耦合至該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之 Vx端子，如在圖12A所示之主體偏壓產生器中，適應性箝 位金屬氧化物半導體場效電晶體704B之閘極係由一閘極緩 衝器705來控制’該閘極緩衝器作為在^與接地之間選擇 的類比開關而操作。該等效功能還可使用適當位準偏移的 數位電路來加以實現，但使用一類比開關更容易解釋，其 中該Vx電壓取決於該低側、同步整流器與飛輪金屬氧化物 半導體場效電晶體之狀態。閘極緩衝器705之輸入係由類 比滯後比較器706來供電，該比較器比較vbatt與V0UT之量 值。主體偏壓產生器金屬氧化物半導體場效電晶體7〇4 A之 閘極係交叉耦合至Vbatt »
電路700在兩個不同模式（步降模式與步昇模式）下操 作°在其步降模式下，金屬氧化物半導體場效電蟲體704B 130864-1010528.doc • 82 - 係始終接通’短路P通道金屬氧化物半導體場效電晶體701 之主體至Vbatt並分流主體二極體7〇2B，不論該低側、同步 正桃器及飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之條件如何， 如下表7中所示。 由於vB連结至Vbatt且二極體7〇2B在步降模式下分流故 適應性箝位二極體7〇2A之傳導條件取決於該轉換器之操作 狀態。例如，在磁化及傳送兩個狀態下，二極體7〇2A保持 反向偏壓，因為Vx<Vbatt。由此，飛輪電流IFW(在飛輪金屬 氧化物半導體場效電晶體701與飛輪二極體702A内的電流 之和）為零。 反之，在該飛輪狀態下，飛輪金屬氧化物半導體場效電 晶體701接通並基本上短路該等％及％⑴端子，在最小功 率損失下持續電感器的電流II，假定飛輪金屬氧化物半導 體場效電晶體70 1之電阻充分低。則在該％節點處的電壓 係表達式（Vbatt + lL.RDMF%)給出，其可近似為電壓Vb⑴。嚴 格而言’由於在飛輪期間Vx略微比Vbatt更正，故二極體 702A係正向偏壓，但因為傳導金屬氧化物半導體場效電晶 體701分流其傳導，在該飛輪狀態期間很少電流流入正向 偏壓二極體702A内。 然而在該先斷後合間隔内，沒有任何功率金屬氧化物半 導體場效電晶體係接通並傳導以控制該Vx節點上的電壓。 在此條件下’ Vx飛昇超過正向偏壓二極體7〇2A的vbau且二 極體702A箝位Vx的最大值至（vbatt+Vf)。在此tBBM持續時間 130864-1010528.doc -83 · 1375393 期間，除了任一電容性位移電流外，包含與金屬氧化物半 導體場效電晶體704B _聯之二極體702A的適應性箝位703 必須載送全部電感器電流IL，但由於其較短持續時間，實 際平均功率消耗可忽略不計《故本質上，在步降模式下， 所揭示適應性箝位703除在先斷後合間隔期間外不載送任 何貫質二極體電流。 模式 級 LS SR FW vx VB BBG 702B 702A Ifw 步降 Vbatt^ V〇ut Mag 接通 關閉 關閉 〜ον Vbatt 704B 分流 RB 0 Xfer 關閉 接通 關閉 ~V〇ut ^batt 704B 分流 RB 0 FW 關閉 關閉 接通 〜Vbatt Vbatt 704B 分流 分流 FW BBM 關閉 關閉 關閉 Vbatt+Vf Vbatt 704B 分流 FB 箝位 步昇 Vbatt< V〇UT Mag 接通 關閉 關閉 ον Vbatt 704B 分流 RB 0 Xfer 關閉 接通 關閉 V〇ut Vx 704A RB 分流 0 FW 關閉 關閉 接通 Vbatt Vx 704A 分流 分流 FW BBM 關閉 關閉 關閉 V〇uT+Vf Vx 704A RB 分流 0 表7 在表7中，使用下列縮寫：Mag-磁化級；Xfer-能量傳送 級；FW-飛輪級（或金屬氧化物半導體場效電晶體）；BBM-先斷後合間隔；LS-低側金屬氧化物半導體場效電晶體； SR-同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體；VB-飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體701之主體電壓；BBG-主體偏 壓產生器；702B-二極體702B ; 702A-二極體702A ; IFW=在 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體内的電流；FB-正向偏 壓；RB-反向偏壓。 130864-1010528.doc • 84- 1375393 在步昇操作令，緩衝器705連接金屬氧化物半導體場效 電晶體704B之閘極至該Vx節點，與在其交叉耦合組態下相 同。由此’電路700如同橫跨飛輪金屬氧化物半導體場效 電晶體701不存在任何並聯二極體而操作。在此條件下的 唯一Ifw電流在FW金屬氧化物半導體場效電晶體7〇1係接通 並傳導且不涉及正向偏壓任一 P_N接面二極體時出現。故 在轉換器600之步昇模式下，電路7〇〇與適應性箝位7〇3不 提供任何箝位動作，因此不限制在該、節點上的電壓擺 動。 總而言之，電路700實施一飛輪金屬氧化物半導體場效 電晶體，其除在該先斷後合間隔期間並接著僅在步降操作 期間表現為一不具有任何傳導並聯二極體之開關，在該步 降操作期間二極體702A傳導並箝位Vx至一最大電壓 (Vbatt + Vf)。在步昇操作期間，橫跨飛輪金屬氧化物半導體 %效電晶體701不存在任何正向偏壓二極體且無論如何沒 有任何箝位出現。 類似地，圖19D說明一同步整流器電路72〇，其具有主體 偏壓產生器整合適應性箝位。如所示，連接於^〇1；1_與^之 間的同步整流器電路720係使用具有一適應性箝位723的一 Ρ通道同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體721來加以 實施，該適應性箝位包含一箝位二極體722 A，其具有一源 極-主體短路的一串聯連接P通道適應性箝位金屬氧化物半 導體場效電晶體724B。金屬氧化物半導體場效電晶體 130864-1010528.doc -85 · 1375393 724B包括一本質並聯二極體722B。隨同二極體722B與適 應性箝位723，金屬氧化物半導體場效電晶體724A完成該 主體偏壓產生器電路。 不是如在圖14A之主體偏壓產生器中交叉耦合至金屬氧 化物半導體場效電晶體721之Vx端子，適應性箝位金屬氧 化物半導體場效電晶體724B之閘極係由一閘極緩衝器725 來加以控制’該閘極緩衝器作為在Vx與接地之間選擇的類 比開關操作。該等效功能還可使用適當位準偏移的數位電 路來加以實現，但使用一類比開關更容易解釋，其中該％ 電壓取決於該低側金屬氧化物半導體場效電晶體、該同步 整流器金屬氧化物半導體場效電晶體與該飛輪金屬氧化物 半導體場效電晶體之狀態。閘極緩衝器725之輸入係由類 比滯後比較器726來供電’該比較器比較\^川與¥〇1；7之量 值。主體偏壓產生器金屬氧化物半導體場效電晶體724A之 閘極係交又耦合至V0UT。 具有適應性箝位電路720之同步整流器金屬氧化物半導 體場效電晶體72 1在兩個不同模式下操作。在步昇模式 下，金屬氧化物半導體場效電晶體724B係始終接通，短路 金屬氧化物半導體場效電晶體721之主體至V〇UT&分流主 體二極體722B，不論該低側、同步整流器及飛輪金屬氧化 物半導體場效電晶體之條件如何，如下表8中所示。 由於VB連結至V0UT且二極體722B分流，故在步昇模式 下的適應性箝位二極體722A之傳導條件取決於該轉換器之 130864-1010528.doc •86- 1375393 操作狀態。例如’在磁化及傳送兩個狀態下，二極體722 A 保持反向偏壓，因為Vx<Vbatt。由此，同步整流器電流 Ixfr(在同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體721與整流 器二極體722A内的電流之和）為零。 久之’在场傳送狀態下，同步整流器金屬氧化物半導體 場效電晶體721接通並基本上短路該等％及νουτ端子，在 最小功率損失下遞送電感器的電流II至負載及輸出電容 器’假定同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體72丨之 電阻係足夠低。則在此條件下在該Vx節點處的電壓係由表 達式（Vout+Il.Rdsgw)給出’其可近似為電壓ν〇υτ。嚴格 而言，由於在傳送及同步整流期間、略微比v0UT更正，故 二極體722A係正向偏壓，但因為傳導金屬氧化物半導體場 效電晶體721分流其傳導’故很少電流在該飛輪狀態期間 流入正向偏壓二極體722A内。 然而在該先斷後合間隔内，沒有任何功率金屬氧化物半 導體場效電晶體係接通並傳導以控制該Vx節點上的電壓。 在此條件下’\^飛越\/^»’從而正向偏壓二極體722八並箝 位Vx的最大值至（V0UT+vf)。在此tBBM持續時間期間，除了 任一電容位移電流外，包含與金屬氧化物半導體場效電晶 體724B串聯之二極體722A的適應性箝位723必須載送全部 電感器電流IL ’但由於其較短持續時間，實際平均功率消 耗可忽略不計。故本質上，在步昇模式下，所揭示適應性 箝位723在先斷後合間隔期間除瞬態電流外不載送任何實 質二極體電流。 130864-1010528.doc -87· 1375393 模式 級 LS SR FW vx VB BBG 722B 722A IsR 步降 Vbat^ V〇UT Mag 接通 關閉 關閉 ~ov V〇ut 724B RB 分流 0 Xfer 關閉 接通 關閉 〜ν〇υτ Vx 724A 分流 分流 SR FW 關閉 關閉 接通 ~Vbatt Vx 724A 分流 RB 0 BBM 關閉 關閉 關閉 Vbatt+Vf Vx 724A 分流 RB 0 步昇 Vbatt< V〇ut Mag 接通 關閉 關閉 ον V〇ut 724B RB 分流 0 Xfer 關閉 接通 關閉 V〇ut V〇ut 724B 分流 分流 SR FW 關閉 關閉 接通 Vbatt V〇ut 724B RB 分流 0 BBM 關閉 關閉 關閉 V〇uT+Vf V〇ut 724B FB 分流 箝位 表8 在步降操作中，緩衝器725連接金屬氧化物半導體場效 電晶體724B之閘極至該Vx節點，與在其交叉耦合組態下相 同。由此，電路720如同橫跨同步整流器金屬氧化物半導 體場效電晶體72 1不存在任何並聯二極體而操作。在此條 件下的唯一 Ixfr電流在同步整流器金屬氧化物半導體場效 電晶體721係接通並傳導且不涉及正向偏壓任一 P-N接面二 極體時出現。故在其步降模式下，電路720與適應性箝位 723不提供任何箝位動作，因此不限制在該Vx節點上的電 壓擺動。 總而言之，電路720實施同步整流器金屬氧化物半導體 場效電晶體，其除在該先斷後合間隔期間外並接著僅在步 昇操作期間表現為一不具有任何傳導並聯二極體的開關， 在該步昇操作期間二極體722A傳導並箝位Vx至一最大電壓 (V0UT+Vf)。在步降操作期間，橫跨飛輪金屬氧化物半導 體場效電晶體721不存在任何正向偏壓二極體且無論如何 130864-1010528.doc -88- 沒有任何箝位出現β 利用適應性箝位飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體701 與適應性柑位同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 721，一同步飛輪上下轉換器等同於圖丨3之未箝位轉換器 5υυ叩操作，除了在先斷後合條件期間箝位電壓Vx。明確 而a，vx係在步降操作期間藉由二極體7〇2A箝位至一最大 電壓（Vbatt+vf)並在步昇操作期間由二極體722A箝位至一 最大電壓（V0UT+Vf)。除二極體7〇2A及722八外，沒有其他 二極體在任一正常操作條件下變成正向偏壓。 在適應性箝位之另一具體實施例中，圖2〇說明可使用一 單一二極體來透過多工執行適應性箝位。如所示，一二極 體808係連接至νουτ或vbatt，視在該轉換器内的相對電壓 電位而定。一同步飛輪上下轉換器800包含一低側金屬氧 化物半導體場效電晶體8〇1 ; 一電感器8〇6 ; 一飛輪金屬氧 化物半導體場效電晶體802，其具有一主體偏壓產生器 803 ; —同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體8〇4，具 有一主體偏壓產生器805 ;及一輸出電容器807。適應性箝 位電路811包含二極體8〇8、一類比多工器809及一比較器 810。多工器809可使用一類比開關或具有適當閘極驅動及 邏輯控制的兩個較大閘極寬度金屬氧化物半導體場效電晶 體來實施。利用可包括圖12A、14A及14B所揭示之電路的 主體偏壓產生器803及805，金屬氧化物半導體場效電晶體 802及804不具有任何並聯二極體並因此在先斷後合操作期 間不提供任何電壓箝位。 130864-1010528.doc -89· 1375393 在適應性箝位8U中，箝位二極體_之陽極係硬佈線至 該V』點，而其陰極係藉由多工器_選擇性連接至 或V0UT，視比較器810之狀態而定。tv〇uT<v_時該^ 換器正在步降模式下操作且多工請9連接二極體_之陰 極至Vbatt，藉此形成圖17A之電路的電性等效物。當 V0UT>Vbatt時，轉換器8〇〇正在步昇模式下操作且多工^ 809連接二極體808之陰極至ν〇υτ，藉此形成圓i7B之電路 的電性等效物。 在更低功率應用中，適應性箝位可排除在同步飛輪上下 轉換器中對飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體的需要。在 此If况下該適應性箝位二極體防止未箝位電感切換並還 促進飛輪操作。如圖21所示，上下轉換器820包括一低側 金屬氧化物半導體場效電晶體821、一電感器822、一同步 整流器金屬氧化物半導體場效電晶體823、一主體偏壓產 生器824及—適應性箝位電路825。轉換器820不包含一飛 輪金属氧化物半導體場效電晶體。如所示，適應性箝位電 路825包含一箝位二極體826、一多工器827及一比較器 828。 在操作中’比較器828比較之量值並連接箝 位二極體826之陰極至VbatAv〇UT。當V〇UT<Vbatt時，該轉 換器正在步降模式下操作且多工器827連接二極體826之陰 極至Vbatt ’藉此形成圖17A之電路的電性等效物。當 V0UT>Vbatt時’轉換器“ο正在步昇模式下操作且多工器 827連接二極體826之陰極至νουτ，藉此形成圖17B之電路 130864-1010528.doc •90- 的電性等效物β …：而不同於圖16中的飛輪上下轉換器6〇〇，轉換器82〇無 法在步幵模式下維持持續不變的飛輪由於其中二極體 =6與電感器822並聯的唯一條件在ν〇υτ<νΐ)^的任何時 1矢’即在步降操作期間岀現。 飛輪轉換器啟動 除了其僅步昇電壓之能力外，如圖1A&1B所示該等者 • 的^知昇壓轉換器之一主要限制在於，在輸出端子負載的 任何時候，即在該轉換器正試圖啟動時連接一負載且其汲 取電流的任何時候，其無法可靠地啟動。若該負載過大， ' 則該電路決不會在電感器内逐漸形成一足夠電流以到達一 . 穩定狀態條件。 此在PWM及閘極緩衝器電路從該轉換器的輸出供電的昇 壓轉換器中尤其麻煩。若輸出係負載，則輸出電壓從不會 充分上昇以供電控制電路，從而引起低側功率金屬氧化物 馨半導體場效電晶體遭受不充足的閘極驅動及低偏壓電壓影 響’導致高電阻及低電感器電流。 在一昇壓轉換器中的啟動問題係連接其Vx節點至其輸出 端子的一直存在硬佈線二極體的一後果。例如，在圖丨八之 習知非同步昇壓轉換器中，二極體2連接該負載至該電池 •與電感器4 »不存在任何方式使其彼此斷開。在圖1B之同 步昇壓轉換器中，同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶 體13所固有的二極體15強加相同的限制及約束。任何嘗試 '•過磁化"電感器，即在啟動期間在電感器内建立過多電 130864-1010528.doc -91 · 1375393 流，均會產生過充電輸出電容器並產生超過指定目標之一 輸出電塵之風險’從而使調即失效並潛在地損壞電壓敏感 負載。 因為依據此本發明所製造之飛輪上下轉換器利用不具有 硬佈線源極至没極並聯二極體之一同步整流器，故可在沒 有負載或受控制負載下完成啟動序列。而且，因為飛輪之 能力’故啟動序列可修改以建立一高於由負載所需之電感 器電流而不強加任何過充電輸出電容器之風險。此外，使 用此轉換器拓撲，可在開始轉換器切換之前使用一更大程 度的控制。此預充電階段允許部分充電轉換器的輸出電容 器，即至一小於目標電壓但超過零的電壓。預充電減少該 轉換器在開始切換操作之後到達其目標電壓所花費之時 間。 圖22A及22B中的流程圖850及87〇演算說明可用以啟動 一飛輪轉換器之各種選項。明確而言，流程圖85〇說明用 於預充電的操作序列。預充電行為係在圖23A之步昇切換 波形中及同樣地在圖23B所示之步降切換波形中說明於時 間t丨與t3之間。 再次參考演算法850’預充電藉由接通該同步整流器與 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體兩者，允許電流從電池 直接流動至轉換器的輸出電容器而不磁化電感器來開始 (步驟851)。該充電序列係基於需要步昇或步降操作以到達 目裇輸出電壓v'0UT而有條件的，如條件性步驟852所說 明。若Vbatt<V0UT，則該轉換器將隨後在步昇模式下操作 130864-1010528.doc -92- 輸出係預充電至Vbatt(步驟855)。如圖23A所示，在時間 1充電該轉換态的輸出電容器的電流跳越至由輸出電流 線02所不之而、跳越至“附近 的值（線92〇，視該等飛輪及同步整流器金屬氧化物半導 體場效電晶體之相對電阻而定。 逐漸地，在該電容器電壓充電至Vbau(曲線935)時，該輸 出電流呈指數遞減(曲線904)。若一電性負載在此間隔期間 在及取任電机，則最終電流將會衰減至該電流而不至 零。到t3時間為止，預充電完成且輸出係在vbatt下充電， 等待開始操作。由於該預充電電流之—些電流可能流過該 電感器而不是透過該開關，故在藉由同時關閉同步整流器 與飛輪金屬氡化物半導體場效電晶體來斷開負載（步驟857) 之前應謹慎地橫跨該同步整流器金屬氧化物半導體場效電 晶體來連接該適應性箝位二極體（步驟856)。 再次參考演算法850 ’用於步降操作之預充電係不同 的’由於充電輸出至Vbatt超過目標輸出電壓V，0UT，如由條 件性步驟852所示》相反若Vbatt>V0UT，則該轉換器將隨後 在步降模式下操作且該輸出係預充電至一小於Vbatt的預充 電電壓VPC(步驟853)。如圖23B所示，在時間^，充電該轉 換器輸出的電容器的電流跳越至Vbatt/(RDS(FW)+RDS(SR))(曲 線942)而乂，跳越至一目標啟動值V，0UT(SU)(線961)，視該等 飛輪及同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體之相對電 阻而定。 逐漸地’在該電容器電壓充電至V，0UT(SU)(曲線975)時， 130864-1010528.doc •93· 1375393 該輸出電流呈指數遞減（曲線944)。若一電性負載在此間隔 期間正在汲取任何電流，則該電流同時包括該等電容性及 負載電流。在時間k ’ V0UT到達一目標啟動電壓 V'outuw，其係小於或等於在轉換器操作期間的實際目標 輸出電壓V ουτ。由於該預充電電流之一些電流可能流過 該電感器而不是透過該開關，故在藉由同時關閉同步整流 器與飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體來斷開負載（步驟 857)之前應謹慎地在步驟854橫跨該飛輪金屬氧化物半導 體場效電晶體來連接該適應性箝位二極體。如在時間〇所 示，該等金屬氧化物半導體場效電晶體係斷開且該輸出電 流從一非零值下降至零（曲線945)，之後該輸出電壓在 ν'ουτβιο保持恆定，直至切換在時間t3開始。 此序列結束演算法850中所描述之預充電級。所揭示飛 輪上下轉換器較獨特的係，其可僅藉由關閉該無主體二極 體同步整流器斷開負載來預充電至一小於其輸入乂⑴之 值’即圖1A及1B之習知昇壓轉換器由於其整流器二極體 係硬佈線至其輸出端子而無法執行的一功能。 在預充電之後’該轉換器接著繼續依據圖22B中演算法 870開始切換操作。此處一樣，所揭示飛輪轉換器提供在 先前技術轉換器不可用的獨特特徵，即過磁化電感器而不 過充電輸出電容器之能力。明確而言，可在啟動期間驅動 電感器電流II至某任意值IL(peak)，其大於由該負載所需且 電感器電流證明過多的稍後應調整的電流。 開始於步驟871，該低側金屬氧化物半導體場效電晶體 130864-1010528.doc •94- 1375393 係接通，從而傾斜上昇電感器電流II至某值lL(peak)。在圖 23A之步昇波形中，該電感器電流在時間。與q之間傾斜上 昇（曲線906)至一峰值907。在此時間期間，Vx下降（曲線 923)至一里值1L’Rosas}的值924，而V0UT保持在其預充電 電壓vbatt下。同樣地，在圖23B之步降波形中，電感器電 流在時間ts與U之間傾斜上昇（曲線947)至一峰值948，在此 時間期S，Vx下降（曲線963)至-量值n⑽的值964而 ν〇υτ保持在其預充電電壓v，OUT(su)下。 廣算上’取決於Vbatt是否大於V0UT(步驟872)，該適應性 箝位係並聯於該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體適當施 加用於步降操作並並聯於該同步整流器適當施加用於步昇 轉換。接著，在時間u，該低側金屬氧化物半導體場效電 晶體係關閉持續tBBM(步驟874)，之後接通該同步整流器金 屬氧化物半導體場效電晶體（步驟874)。在此BBM間隔期 間，在該步昇模式下的vx，壓跳越（曲線925)至超過ν，〇υτ 一正向偏壓二極體降Vf的一電壓（線926)，直至安定回至在 電荷傳送期間量值（V〇ut+Il*Rds(sr))的電壓（線922)。 參考圖23A及23B，在該步降模式下，該％電壓跳越（曲 線965)至超過ν’〇υτ一正向偏壓二極體降％的一電壓（線 966)，直至安定回至在電荷傳送期間量值⑽t+Il,Rds(sr)) 的電壓（線967) » 在该旎篁傳送階段期間，該電感器電流（曲線908或949) 遞減至某更低值（點909或950)，而供應輸出電容器與負载 的該轉換器之輸出電流相應地傾斜上昇（曲線9丨2或9 5 3 )。 130864-1010528.doc -95- 1375393 同時’輸出電壓v0VJT在時間t5從其預充電電壓傾斜上昇至 其目標值V’0UT。在步昇模式下，此斜坡開始於vbatt並傾斜 上昇至V’0UT(曲線937)，即大於Vbatt的一電壓。在步降模 式下’此斜坡開始於V，0UT(SU)並傾斜上昇至V，0UT(曲線 977)’即小於vbatt的一電壓（點978)。 當在時間k ’ ¥01]1->乂，01^時，該同步整流器金屬氧化物 半導體場效電晶體係關閉且傳送終止。在該步昇模式下， 該Vx電壓在BBM間隔期間向上跳越回至超過γ，ουτ的一 Vf(曲線928) ’即一大於Vbatt的電壓。在該步降模式下，該 Vx電壓在該BBM間隔期間向上跳越回至超過ν，〇υτ的一 Vf(曲線968) ’除了此電壓係小於Vbatt。在時間。之後，該 低側金屬氧化物半導體場效電晶體係再次接通且該電感器 電流開始在一目標值1丄周圍開始穩定狀態操作，同時向上 傾斜上昇直至時間t0(曲線910或951)，其後該循環重複。 啟動接著完成並已實現穩定狀態操作。 飛輪上下轉換器之穩定狀態操作 如圖24之狀態圖1〇〇〇中所說明，該同步飛輪上下轉換器 之穩定狀態操作包含三個穩定狀態：磁化（圓圈1〇〇1)、能 置傳送（圓圈1002)及飛輪（圓圈1〇〇3)。任一狀態均可轉變 至任一其他狀態，只要該轉變包括一先斷後合（BBM)間隔 轉變狀態（方塊1004、1005或1006)，其中沒有任何功率金 屬氧化物半導體場效電晶體正在傳導。在此BBM間隔期 間，適應性箝位（方塊1009)將一二極體插入該電路内以在 必要時防止未箝位電感切換而不限制用於步昇或步降轉換 I30864-I0I0528.doc •96· 1375393 之正常vx之操作範圍。 在一具體實施例中在該磁化狀態（圓圈1001)下的時間係 藉由控制實際電感器電流IL來滿足目標值來決定，如由 一狀態控制器（方塊1007)所說明。在該飛輪轉換器内的電 感器電流可匹配或超過實際負載電流且不需要逐個循環地 保持平衡。在該能量傳送狀態（圓圈1002)及該飛輪狀態（圓 圈1003)下所花費之時間係由一狀態控制（方塊1〇〇8)來控 制’該狀態控制的主要功能係維持實際ν〇υτ在目標值 V'OUT下或其附近。 該磁化狀態（圓圈1001)涉及藉由接通該低側金屬氧化物 半導體場效電晶體並傳導持續一時間t〇n來在該電感器内構 建電流。由於VL=L，dI/dt ,則對於较短間隔，可儲存電感 器電流，假定一恆定斜率的三角形電流波形，其中 其中該分數之分子具有伏秒之單位且匕決定該斜率。儲存 於該電感器内的能量因此係由接通時間^控制或作為總時 脈週期的一百分比或作為一工作因數，此處其定義為
Don=-~~^— on + ^xfer + ^Jw 然而若其目標值m根本且對於㈣間週期不 需要接通該低侧金屬氧化物料體場效電晶體。此行為如 圖25中所說明’其flL(peak)在重複飛輪及傳送之循環過程 中哀減_至其目標匕值1()22，而％係在圖表ι〇4〇所示 130864-1010528.doc •97- 1375393 之其目標值ν·ουτ周圍加以調節，包括曲線ι〇4ΐ、ι〇43、 1044、1〇45及1〇46所示之漣波。在此時間期間，Vx從接近 Vbatt(線1047)變化至〜V0UT(線丨049)並變化回至接近％扣（線 1051) ’之後該低側金屬氧化物半導體場效電晶體係接通 (線1053)且該電感器電流開始再次增加，清楚起見，在圖 25中未顯示所需先斷後合間隔。 在任一情況下，均可在高於輸出電流（線1〇25)之位準（線 1022、1023及1024)維持平均電感器電流。由於不逐個循 環地要求能量平衡，故傳送時間與時間u無關。傳送時間 txfer具有不由磁化時間k決定的一對應"工作因數"D^r，即
Dxfr=—^— 假定一低損失飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體，若 Dxfr超過該轉換器之工作因數D()n，則平均電感器電流^將 會構建，而若Don超過Dxfr，則該電感器的平均電流將會遞 減。依此方式，控制平均電流不會限制轉換器的回應快迷 負載瞬態之能力。 雖然本文中已描述此發明之特定具體實施例，但該些具 體貫施例應視為範例性及說明性’而不是限制此發明之卢 泛原理》 【圖式簡單說明】 圖1Α係一習知非同步昇壓轉換器之—電路圖。 圖1B係一習知同步昇壓轉換器之一電路圖。 圖1C係顯示一習知昇壓轉換器之傳送特性之一圖表。 130864-1010528.doc -98· 圖ID係一習知昇壓轉換 谀态之切換波形之一圖表。 圖2 A係在磁化級中一習知 圖。 '知同步昇壓轉換器之-等效電电 —習知同步昇壓轉換器之—等欸 圖2B係在電荷傳送級中 電路圖。 圖2C顯示在一完全負載铬杜 角戰條件下知作的一習知昇壓轉換 内的波形之圖表。 、裔 圖2D顯示在一輕負載條株接 只執條件下刼作的一習知昇壓轉換器 的波形之圖表。 ° Μ 圖2Ε顯示在-不連續傳導條件下操作的—習知昇壓轉換 器内的波形之圖表。 圖3Α係不具有一整流器二極體之一同步昇壓轉換器之一 等效電路圖。 圖3Β係在一未箝位電感切換（UIS)條件下在一同步昇壓 轉換器内的波形之圖表。 圖4係依據本發明之一非同步飛輪昇壓轉換器之一電路 圖0 圖5 A係在電感器正在磁化級中一非同步飛輪昇壓轉換器 之一等效電珞圖。 圖5B係在電容器正在充電級中一非同步飛輪昇壓轉換器 之一等效電路圖。 圖5C係在飛輪級中一非同步昇壓轉換器之一等效電路 圖。 圖6顯示在一非同步飛輪昇壓轉換器中的波形之圖表。 130864-1010528.doc •99- 1375393 圖7包含說明一工作因數變化的非同步飛輪昇壓轉換器 之固定頻率操作之圖表。 圖8A係描述一非同步飛輪昇壓轉換器之操作之一演算法 之一流程圖。 圖8B顯示在啟動期間一飛輪昇壓轉換器之一波形。 圖8C顯示說明一飛輪昇壓轉換器對一負載電流瞬態之回 應的一波形。 圖9係依據本發明之一同步飛輪昇壓轉換器之一電路 圖。 · 圖10A係在磁化級中一同步飛輪昇壓轉換器之一等效電 路圖。 圖10B係在一先斷後合（BBM)間隔内一同步飛輪昇壓轉 換器之一等效電路圖。 · 圖10C係在輸出電容器正在充電級中一同步飛輪昇壓轉 換器之一等效電路圖。 圖10D係在飛輪級中一同步飛輪昇壓轉換器之一等效電 路圖。 Φ 圖11A係描述一同步飛輪昇壓轉換器之操作之一演算法 之一流程圖。 圖ΠΒ包含顯示在一同步飛輪昇壓轉換器之操作級中電 壓及電流之波形。 . 圖12Α係用於一 ρ通道飛輪金屬氧化物半導體場效電晶 · 體之一主體偏壓產生器之一電路圖。 圖12Β係用於一ρ通道同步整流器金屬氧化物半導體場效 130864-1010528.doc -100- 電晶體之一閑極驅動電路之一電路圖。 圖12C係用於一 N通道同步整流器金屬氧化物半導體場 效電晶體之一閘極驅動電路之一電路圖。 圖12D係用於一 N通道飛輪金屬氧化物半導體場效電晶 體之一主體偏壓產生器之一電路圖。 圖13係一未箝位同步飛輪上下轉換器之一電路圖。 圖14A係一未箝位同步整流器之一電路圖，該未箝位同 步整流器包含具有一主體偏壓產生器的一p通道金屬氧化 物半導體場效電晶體。 圖14B係一未箝位同步整流器之一電路圖，該未箝位同 步整流器包含具有一主體偏壓產生器的一N通道金屬氧化 物半導體場效電晶體。 圖“C係一未箝位同步整流器之-電路圖，該未箝位同 步整流器包含具有-主體接地的一N通道金屬氧化物半導 體場效電晶體。 圖15包含類示在啟動期間在步昇及步降操作中—未籍位 飛輪上下轉換器之波形的圖表。 圖16係一適應性箝位同步飛輪上下轉換器之-電路圖。 圖17A係在步降操作中-適應性箝位同步飛輪上下轉換 器之一等效電路圖。 、 圖17B係在步昇操作中—適應性箝位同步飛輪上下轉換 器之一等效電路圖。 、 ㈣A說明在步降操作下操作之—適應性箝位同步上下 轉換器之二個操作條件下的％之波形。 130864-1010528.doc •101· 1375393 圖18B說明在步昇操作下操作之一適應性箝位同步上下 轉換器之三個操作條件下的Vx2波形。 圖19A係用於該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之一 適應性箝位電路之一電路圖。 圖19B係用於該同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶 體之一適應性箝位電路之一電路圖。 圖19C係一飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之一電路 圖，該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體具有一整合適應 性箝位之主體偏壓產生器。 圖19D係一同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體之 一電路圖，該同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體具 有一整合適應性箝位之主體偏壓產生器。 圖20係一替代性適應性箝位電路之一電路圖。 圖21係一上下飛輪轉換器之一電路圖，該上下飛輪轉換 器包括一適應性箝位電路，但不包括任何飛輪金屬氧化物 半導體場效電晶體。 圖22A係描述用於預充電一適應性箝位同步飛輪上下轉 換器之一演算法之一流程圖。 圖22B係描述用於在啟動階段期間操作一適應性箝位同 步飛輪上下轉換器之一演算法之一流程圖。 圖23 A說明在該等預充電及啟動階段期間在步昇操作中 在一適應性相位同步飛輪上下轉換器中電流及電壓波形之 圖表。 圖23B說明在該等預充電及啟動階段期間在步降操作中 130864-1010528.doc •102- 1375393 在一適應性箝位同步飛輪上下轉換器中電流及電壓波形之 圖表。 圖24說明一同步飛輪上下轉換器之操作之一狀態圖。 圖25說明在一同步飛輪上下轉換器中的波形’其中該電 感器係在該轉換器轉變成穩定狀態操作之前過磁化。 【主要元件符號說明】
1 昇壓轉換器 2 肖特基整流器 3 電容器 4 電感器 5 二極體 6 脈衝寬度調變（PWM)控制器 7 N通道功率金屬氧化物半導體場效電晶體 10 同步昇壓轉換器/直流/直流轉換器 11 低側功率金屬氧化物半導體場效電晶體 12 電感器 13 浮動同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 14 輸出電容器 15 本質並聯二極體/P-N二極體 16 本質並聯二極體 17 先斷後合（BBM)電路 18 PWM控制器 21 同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體/單一 傳送/線 130864-1010528.doc •103· 1375393 22 不連續性 23 曲線 30 圖表 31 曲線片段/部分 32 曲線片段/部分 33 部分 34 曲線片段/線段 35 曲線片段/過電壓尖峰 36 曲線片段/部分 37 曲線片段/部分 38 曲線片段 50 電路/轉換器 51 低側金屬氧化物半導體場效電晶體 52 電感器 53 同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 54 二極體 55 電容器 56 負載 70 圖表 71 電壓 72 線 73 電壓 75 圖表 76 點/最小值 130864-1010528.doc •104- 1375393
77 峰值 78 圖表 79 峰值電壓 80 最小值 88 圖表 89 點 90 點 91 點 100 圖表 107 點 108 虛線段 109 曲線 110 線 117 線 118 點 119 線 120 點 121 線段 122 線/峰值反向值 130 電路 131 金屬氧化物半導 132 電感器 133 同步整流器金屬 136a 背對背二極體 130864-1010528.doc 體場效電晶體 氧化物半導體場效電晶體 • 105 · 1375393 136b 背對背二極體 137 二極體 150 電流 151 點 152 曲線 156 曲線 157 曲線 158 曲線 200 飛輪昇壓轉換器 201 低側功率金屬氧化物半導體場效電晶體 202 整流器二極體 203 電感器 204 電容器 205 飛輪功率金屬氧化物半導體場效電晶體 206 主體偏壓產生器 207 整體二極體 208 先斷後合（BBM)閘極緩衝器 209 脈衝寬度調變（PWM)控制器 210 負載 220 操作 230 電路 240 轉換器 260 圖表 261 曲線 130864-1010528.doc 106· 1375393
264 曲線 265 曲線 267 曲線 266 區域 270 r^» 士 固衣 271 值 272 曲線 273 值/電壓 274 曲線 275 最大電壓/峰值 276 曲線 277 值 280 圖表/值 281 曲線 282 值 283 值 284 點 286 曲線 287 曲線 300 圖表 301 片段 302 片段 304 片段 307 片段 130864-1010528.doc -107- 1375393 320 圖表 321 片段 323 片段 326 片段 336 啟動波形 337 片段 338 片段 339 片段 340 片段 341 圖表 342 片段 343 片段 344 片段 345 片段 346 片段 347 片段 349 片段 350 同步飛輪轉換器 351 低側N通道金屬氧化物半導體場效電晶體 352 整流器二極體/金屬氧化物半導體場效電, 353 同步整流器 354 金屬氧化物半導體場效電晶體 355 閘極緩衝器 356 輸出電容器 130864-1010528.doc •108· 1375393 357 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 358 主體偏壓產生器 359 電感器 361 先斷後合緩衝器 3 62 PWivi控制器 401 負載 430 圖表 431 片段 432 片段/先斷後合間隔 433 值/片段/同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶 體傳導間隔 434 片段/先斷後合間隔 435 節點Vx 436 曲線 437 波形 440 圖表 441 片段 442 點 443 點 444 片段 445 虛線 446 片段 447 片段/點 448 虛線 130864-1010528.doc -109- 1375393 449 點 450 電路/裝置/主體偏壓電路 451 飛輪P通道金屬氧化物半導體場效電晶體 452A 二極體 452B 二極體 453A P通道金屬氧化物半導體場效電晶體 453B P通道金屬氧化物半導體場效電晶體 454 電感器 455 CMOS反相器/閘極緩衝器電路 460 電路 461 P通道金屬氧化物半導體場效電晶體 462 並聯二極體 463 閘極緩衝器 470 電路 471 N通道金屬氧化物半導體場效電晶體 472 並聯二極體 473 閘極緩衝器 474 浮動靴帶式電容器 475 靴帶式二極體 480 電路/主體偏壓產生器 481 金屬氧化物半導體場效電晶體 482A 本質主體P-N二極體 482B 本質主體P-N二極體 483A N通道金屬氧化物半導體場效電晶體 130864-1010528.doc -110- 1375393 483B N通道金屬氧化物半導體場效電晶體 484 電感器 485 閘極緩衝器 486 靴帶式二極體 487 靴帶式電容器 500 同步飛輪上下轉換器 501 低側N通道金屬氧化物半導體場效電晶體 502 同步整流器
503 金屬氧化物半導體場效電晶體 504 主體偏壓產生器 5〇5 閘極緩衝器 506 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 507 主體偏壓產生器 508 電感器 510 輪出電容器
511 先斷後合緩衝器 512 PWM控制器 520 電路 521 功率金屬氧化物半導體場效電晶體 5 22 A 主體二極體 522B 主體二極體 523A 交又耦合P通道金屬氧化物半導體場效電晶體 523B 交叉耦合p通道金屬氧化物半導體場效電晶體 540 電路 130864-1010528.doc -111 - 1375393 541 N通道功率金屬氧化物半導體場效電晶體 542A 源極至主體二極體 542B 汲極至主體二極體 543 A 交叉耦合N通道金屬氧化物半導體場效電晶體 543B 交叉耦合N通道金屬氧化物半導體場效電晶體 560 接地主體電路 561 N通道功率金屬氧化物半導體場效電晶體 562A 源極至主體二極體 562B 汲極至主體二極體 5 80 圖表 581 點 582 點 583 目標值 585 片段 590 圖表 591 點 592 點 593 目標值 600 箝位同步飛輪上下轉換器 601 低側N通道金屬氧化物半導體場效電晶體 603 同步整流器 604 金屬氧化物半導體場效電晶體 605 主體偏壓產生器 606 二極體 130864-1010528.doc 112 1375393 607 開關 608 閘極緩衝器 609 輸出電容器 610 電感器 612 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 613 主體偏壓產生器 614 二極體 615 開關 616 先斷後合緩衝器 617 PWM控制器 620 等效電路 625 等效電路 630 Vx波形 631 片段 63 2 虛線 633 片段 634 線 635 片段 636 線 637 線 640 Vx波形 641 片段 642 片段 643 片段 130864-1010528.doc -113 - 1375393 644 片段 645 片段 647 虛線/片段 660 電路 661 P通道飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體
662 主體偏壓產生器/BBG 663 箝位二極體 664 串聯連接P通道適應性箝位金屬氧化物半導體場 效電晶體 665 本質並聯二極體 666 閘極緩衝器 667 類比滯後比較器 680 電路 681 P通道飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體
682 主體偏壓產生器/BBG 683 箝位二極體 684 串聯連接P通道適應性箝位金屬氧化物半導體場 效電晶體 685 本質並聯二極體 686 閘極緩衝器 687 類比滯後比較器 700 飛輪電路 701 P通道飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 702A 箝位二極體/飛輪二極體 130864-1010528.doc -114- 1375393 702B 本質並聯二極體/主體二極體 703 適應性箝位 704A 主體偏壓產生器金屬氧化物半導體場效電晶體 704B 串聯連接P通道金屬氧化物半導體場效電晶體 ^ r\ ^ β Ο » /UD 闸拽硬術裔 706 類比滯後比較器 720 同步整流器電路 721 P通道同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 722A 箝位二極體 722B 本質並聯二極體 723 適應性箝位 724A 主體偏壓產生器金屬氧化物半導體場效電晶體 724B 串聯連接P通道適應性箝位金屬氧化物半導體場 效電晶體 725 閘極緩衝器 726 類比滯後比較器 800 同步飛輪上下轉換器 801 低侧金屬氧化物半導體場效電晶體 802 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 803 主體偏壓產生器 804 同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 805 主體偏壓產生器 806 電感器 807 輸出電容器 130864-1010528.doc -115- 1375393 808 二極體 809 類比多工器 810 比較器 811 適應性箝位 820 上下轉換器 821 低側金屬氧化物半導體場效電晶體 822 電感器 823 同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 824 主體偏壓產生器 825 適應性箝位電路 826 箝位二極體 827 多工器 828 比較器 902 輸出電流曲線 904 曲線 906 曲線 907 峰值 908 曲線 909 點 910 曲線 912 曲線 921 線 922 線 923 曲線 130864-1010528.doc • 116· 1375393 值 曲線 線 曲線 »> Ά 四琢 曲線 曲線 曲線 曲線 曲線 峰值 曲線 點 曲線 曲線 線 曲線 值 曲線 線 線 曲線 曲線 曲線 130864-1010528.doc -117- 1375393 978 點 1021 衰減 1022 值/線 1023 線 1024 線 1025 線 1040 圖表 1041 曲線 1043 曲線 1044 曲線 1045 曲線 1046 曲線 1047 線 1049 線 1051 線 1053 線 Vx 節點/電壓 130864-1010528.doc
Claims (1)
1375393 十、申請專利範圍： 1. 一種直流/直流電壓轉換器，其包含： 一電感器及一低側開關’其係連接於第一及第二供應 電壓之間的一串聯傳導路徑内，該電感器係耦合至該第 一供應電壓而該低側開關係輕合至該第二供應電壓，一 vx節點係位於該電感器與該低側開關之間的該串聯傳導 路徑内； 一能量傳送開關，其係連接於該vx節點與該轉換器之 一輸出端子之間；以及 一飛輪開關’其係並聯連接該電感器，該飛輪開關包 含一飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體及一主體偏壓產 生器’該主體偏壓產生器係耦合至該飛輪金屬氧化物半 導體場效電晶體之第一、第二導電端子及一主體之每一 者’該主體偏壓產生器係調適以短路該主體與該飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體之該第一或第二導電端子之 一’以回應於分別存在於該飛輪金屬氧化物半導體場效 電晶體之該第一、第二導電端子上的電壓之間的一關 係’以防止在該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體内的 任一 P-N接面變成正向偏壓。 2. 如請求項1之直流/直流電壓轉換器，其中該主體偏壓產 生器包含一第一主體偏壓金屬氧化物半導體場效電晶 體’其係耦合於該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之 該主體與該第一導電端子之間；及一第二主體偏壓金屬 氧化物半導體場效電晶體，其係耦合於該飛輪金屬氧化 130864-1010528.doc 1375393 物半導體場效電晶體之該主體與該第二導電端子之間， 該第一主體偏壓金屬氧化物半導體場效電晶體之一閘極 係_合至該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之該第二 導電端子’而該第二主體偏壓金屬氧化物半導體場效電 晶體之一閘極係耦合至該飛輪金屬氧化物半導體場效電 晶體之該第一導電端子。 3·如明求項2之直流/直流電壓轉換器’其進一步包含—電 壓籍位電路，其係並聯連接該飛輪金屬氧化物半導體場 效電晶體’該電壓箝位電路包含一箝位二極體，其係與 鲁 —阻隔二極體和一箝位開關的一並聯組合串聯連接，該 阻隔二極體和該箝位二極體係定向的以使得當該箝位開 關開啟時在該電壓箝位電路上的任一方向上反抗一電流 流動’該箝位電路係回應一比較器之一輸出信號，該比 、 較器的各自的輸入端子係被連接的以使得該比較器在輸 出知子比較該第一供應電麼之一值及一輸出電壓之一 值。 4.如請求項3之直流/直流電壓轉換器，其中該箝位開關和春 該阻隔二極體係一箝位金屬氧化物半導體場效電晶體中 不可或缺的’ 一閘極緩衝器係被連接在該比較器之—輸 出端子與該箝位金屬氧化物半導體場效電晶體之一閘極 端子之間。 5·如請求項4之直流/直流電壓轉換器，其中該比較器及該 閘極緩衝器係被設置以使得在該第一供應電壓大於該輸 出電壓時使箝位金屬氧化物半導體場效電晶體為ON，以 130864-1010528.doc 及在該第一供應電壓小於該輪出電壓時使箝位金屬氧化 物半導體場效電晶體為OFF。 6.如請求項1之直流/直流電壓轉換器，其中該能量轉換開 關包含一同步整流金屬氧化物半導體場效電晶體及一第 二主體偏壓產生器，該第二主體偏壓產生器耦合至該同 步整流金屬氧化物半導體場效電晶體之第一、第二導電 端子及一主體之每一者，該第二主體偏壓產生器經調適 以紐路該主體至該同步整流金屬氧化物半導體場效電晶 體之3亥第一或第二導電端子之一以回應於分別存在於 該同步整流金屬氧化物半導體場效電晶體之該第一、第 一導電端子上的電壓之間的一關係，以防止在該同步整 "·<·金屬氧化物半導體場效電晶體内的任一 p_N接面變成 正向偏壓β 如吻求項6之直流/直流轉換器，其中該第二主體偏壓產 生器包含耦合於該同步整流金屬氧化物半導體場效電晶 體之該主體及該第一導電端子的一第三主體偏壓金屬氧 化物半導體場效電晶體以及耦合於該同步整流金屬氧化 物半導體場效電晶體之該主體及該第二導電端子的一第 四主體偏壓金屬氧化物半導體場效電晶體，該第三主體 偏壓之閘極係耗合至該同步整流金屬氧化物半導體場 效電aa體之該第二導電端子’以及該第四主體偏壓之一 閘極係耦合至該同步整流金屬氧化物半導體場效電晶體 之該第一導電端子。 8如凊求項7之直流/直流電壓轉換器，包含與該同步整流 130864-1010528.doc 1375393 金屬氧化物半導體場效電晶體並聯連接之一電壓箝位電 路’該電Μ箱位電路包含與一阻隔二極體及一籍位開關 之並聯組合串聯連接之一箝位二極冑，該阻隔二極體 和該箝位二極體係定向的以當該籍位開關開啟時在該電 壓揞位電路上的任一方向上反抗一電流流動該箝位電 路仙應-比較器之—輸出信號，該比較器的各自的輸 入端子係被連接的，使得該比較器在輸出端子比較該第 一供應電壓之一值及一輸出電壓之一值。 如吻求項8之直流/直流電壓轉換器，其中該箝位開關和 该阻隔二極體係一箝位金屬氧化物半導體場效電晶體中 不可或缺的，一閘極緩衝器係被連接在該比較器之一輸 出端子與該箝位金屬氧化物半導體場效電晶體之一閘極 端子之間。 如吻求項9之直流/直流電壓轉換器，其中比較器及該閘 極緩衝器係被設置以使在該第—供應電I大於該輸出電 壓時使箝位金屬氧化物半導體場效電晶體為〇FF，以及 在该第一供應電壓小於該輸出電壓時使箝位金屬氧化物 半導體場效電晶體為ON。 如吻求項1之直流/直流電壓轉換器，其進一步包含一箝 位二極體，其係連接於該乂節點與一適應性箝位電路之 門該適應性推位電路經調適後視在該第一供應電壓與 該輸出電壓之間的一關係而決定用以箝位該％節點至該 第一供應電壓或在該輸出端子處的一輸出電壓。 12·如請求則之直流/直流電壓轉換器，其中當該轉換器係 •30864-1010528.doc 1375393 操作於一步降模式時該適應性箝位電路箝位該νχ節點至 該第一供應電壓’以及當該轉換器係操作於一步升模式 時該適應性箝位電路箝位該νχ節點至該輸出電壓。 13. 如請求項12之直流/直流電壓轉換器，其中該適應性箝位 電路進一步包含一類比多工器和一比較器，該二極體之 一陽極端子係福合至該Vx節點，該二極體之一陰極端子 係耦合至該類比多工器之一輸出端子，該比較器之一輸 出端子係耦合至該類比多工器之一信號輸入端子，該比 較器之一第一輸入端子及該類比多工器之一第一電壓供 應端子係耦合至該第一供應電壓，以及該比較器之一第 二輸入端子和該類比多工器之—第二電壓供應端子係耦 合至該輸出電壓。 14. 如請求項1之直流/直流電壓轉換器，其中該能量轉換開 關包含一二極體。 15. 如請求項1之直流/直流電壓轉換器，其中該飛輪金屬氧 化物半導體場效電晶體包含一 P-通道金屬氧化物半導體 %效電晶體，該p —通道金屬氧化物爭導體場效電晶體之 一閘極係被一閘極緩衝器驅動，其中該閘極緩衝器係耦 合至該第一供應電壓。 16. 如請求項丨之直流/直流電壓轉換器，其中該飛輪金屬氧 化物半導體場效電晶體包含一 N•通道金屬氧化物半導體 場效電晶體，該N-通道金屬氧化物爭導體場效電晶體之 一閘極係被一閘極緩衝器驅動，該閘極緩衝器係耦合至 一桃帶式電路，該靴帶式電路包含/靴帶式二極體及一 130864-1010528.doc 17. 靴帶式電容器串聯連接於該第一供應電壓及該Vx節點之 間，該閘極緩衝器之一電壓供應端子係耦合至該靴帶式 二極體及該靴帶式電容器間之一節點。 一種直流/直流電壓轉換器，其包含： 一電感器及一低侧開關，其係連接於第一及第二供應 電壓之間的一串聯傳導路徑内，該電感器係耦合至該第 一供應電壓以及該低側開關係耦合至該第二供應電壓， 一 vx節點係定位於該電感器及該低惻開關之間的該串聯 傳導路徑内； 一能量轉換開關，其連接於該vx節點與該轉換器之— 輸出端子之間； 與該電感器並聯連接之一飛輪開關，該飛輪開關包含 一飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體及具有一整合適應 性箝位之一主體偏壓產生器’該主體偏壓產生器包含輕 合在該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之一主體與一 第一導電端子之間的一第一主體偏壓金屬氧化物半導體 場效電晶體以及耦合在該飛輪金屬氧化物半導體場效電 晶體之該主體與一第二導電端子之間的一第二主體偏壓 金屬氧化物半導體％效電晶體，該第一主體偏壓金屬氧 化物半導體場效電晶體之一閘極係耦合至該飛輪金屬氧 化物半導體場效電晶體之該第二導電端子，該第二主體 偏壓金屬氧化物半導體場效電晶體之一閘極係耦合至一 閘極緩衝器，且該閘極緩衝器係耦合至一比較器，該比 較器各自的輸入端子係連接的使得該比較器在該輸出端 130864-1010528.doc * 6 - 1375393 子比較該第一供應電壓之一值及一輸出電壓之一值。 18·如請求項17之直流/直流電壓轉換器，其中該比較器及該 閘極緩衝器係被設置以使得在該第一供應電壓大於該輸 出電壓時使箝位金屬氧化物半導體場效電晶體為ON，以 及在热第一供應電壓小於該輸击電壓時使箝位金屬氧化 物半導體場效電晶體 為 OFF。 19·如請求項18之直流/直流電壓轉換器，其中能量轉換開關 包含一同步整流金屬氧化物半導體場效電晶體及具有一 整合適應性箝位之一第二主體偏壓產生器，該第二主體 偏堡產生器包含耦合於一主體及該同步整流金屬氧化物 半導體場效電晶體之一第一導電端子之間的一第三主體 偏壓金屬氡化物半導體場效電晶體以及耦合於該主體及 該同步整流金屬氧化物半導體場效電晶體之一第二導電 端子之間的一第四主體偏壓金屬氧化物半導體場效電晶 體’該第三主體偏壓金屬氧化物半導體場效電晶體之一 閘極係麵合至該同步整流金屬氧化物半導體場效電晶體 之該第二導電端子’該第四主體偏壓金屬氧化物半導體 場效電晶體之一閘極係耦合至一第二閘極緩衝器，且該 第二閘極緩衝器係耦合至一第二比較器，該第二比較器 之各自的輸入端子係連接的使該第二比較器在該輸出端 子比較該第一供應電壓之一值及該輸出電壓之一值。 2〇·如請求項19之直流/直流電壓轉換器，其該第二比較器及 該第二閘極緩衝器係被設置以使在該第一供應電壓大於 該輸出電壓時使該第四主體偏壓金屬氧化物半導體場效 130864-1010528.doc 1375393 電晶體為OFF ’以及在該第一供應電壓小於該輸出電壓 時使該第四主體偏壓金屬氧化物半導體場效電晶體為 ON。 21. 如請求項20之直流/直流電愿轉換器，其中該比較器及該 第二比較器係被包括在一單一比較器中。 22. —種轉換一直流輸入電壓至一直流輸出電壓之方法，其 包含： 施加該直流輸入電壓至一電感器之—第一端子，同時 搞合該電感器之一第二端子至一電路接地，以便磁化該 電感器； 斷開該電感器之該第二端子與該電路接地； 搞合該電感器之該第二端子至一電容器與一輸出端 子’以便在該輸出端子處提供該直流輸出電廢； 斷開該電感器之該第二端子與該電容器與該輸出端 子；以及 在斷開該電感器之該第二端子與該電容器及該輸出端 子時，將該電感器之該等第一及第二端子連接在一起； 在該電感器之該第-及該第二端子係連接的情況下， 偵測經過該電感器之一下降電流之值；以及 在經過該電感器之該電流之該伯測值下降到低於預先 設定的標準時，斷開該電感器之該第—及該第二端子的 連接。 23.如請求項22之方法，其包含： 在斷開該電感器之兮·兹--2. 第一端子與電路接地與耦合該電 130864-l010528.doc 1375393 感益之該第二端子 我:供 第一先斷後合間隔；以及 在該第一先斷後合間隔期間， 稿合一箝位二極體之該 極至該電感益之該第二端子，以及連接該籍位二極 之該陰極至該直流輸人電壓與該直流輸出電壓之該較高 者，從而在該第一先斷後人 俊°間隔期間限制在該電感器之 該第二端子處的一電壓上昇。 24.如請求項23之方法，其包含： # 在將該電感器之該第二端子與該電容器及該輸出端子 斷開與將㈣感等第—及第二端子連接在一起之 間提供一第二先斷後合間隔；以及 在該第-先斷後合間隔期間，輕合一箱位二極體之該 陽極至該電感器之該第二端子，以及連接該箝位二極體 之該陰極至該直流輸入電壓與該直流輸出電壓之該較高 者’從而在該第二先斷後合間隔期間限制在該電感器之 該第二端子處的一電壓上昇。 25·如請求項22之方法，其中該直流輸出電壓係高於該直流 輸入電壓。 26.如請求項22之方法，其中該直流輸出電壓係低於該直流 輸入電壓。 27.如請求項22之方法，其中將該電感器之該等第一及第二 端子連接在一起包含： 在該電感器之該等第一及第二端子之間連接一飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體；以及 130864-1010528.doc -9- 1375393 接通該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體β 28. 如請求項27之方法，其包含控制該飛輪金屬氧化物半導 體場效電晶體之一主體之該電壓，以便防止在該飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體内的任一 ρ_Ν接面變成正向 偏壓。 29. 如請求項22之方法，其中耦合該電感器之該第二端子至 該電容器及該輸出端子包含： 在該電容器之該第二端子與該電容器及該輸出端子之 間連接一能量傳送金屬氧化物半導體場效電晶體；以及 接通該能量傳送金屬氧化物半導體場效電晶體。 30. 如請求項29之方法，其包含控制該能量傳送金屬氧化物 半導體場效電晶體之一主體之該電壓，以便防止在該能 里傳送金屬氧化物半導體場效電晶體内的任一 ρ_Ν接面 變成正向偏壓。 3 1. —種啟動一直流/直流轉換器之方法，該直流/直流轉換 器包含一電感器與—電容器，該方法包含連接一輸入電 壓至該電感器並在該電感器周圍分流一電流，以便預充 電該電容器至一預定電壓。 32. 如明求項31之方法，其中該預定電壓係高於該輸入電 壓。 33. 如請求項31之方法，其中該預定電壓係、低於該輸入電 壓。 34. —種直流/直流電壓轉換器，其包含： 一電感器和一低侧開關，其係連接於第一及第二供應 130864-1010528.doc -10- 1375393 電壓之間的一串聯傳導路徑内，該電感器係耦合至該第 一供應電壓以及該低側開關係耦合至該第二供應電壓， 一 vx節點係定位於連接於該電感器及該低側開關之間的 該串聯傳導路徑内； 一能量轉換開關，其連接於該V X節點與該轉換器之一 輸出端之間，該能量轉換開關包含一同步整流金屬氧化 物半導體場效電晶體及一主體偏壓產生器，該主體偏壓 I 產生器係耦合至該同步整流金屬氧化物半導體場效電晶 體之第一及第二導電端子以及一主體之每一者，該主體 偏壓產生器係調適用以短路該主體與該同步整流金屬氧 . 化物半導體場效電晶體之該第一或第二導電端子之一， . 用以回應於分別存在於該同步整流金屬氧化物半導體場 效電晶體之該第一、第二導電端子上的電壓之間的一關 係來，以防止在該同步整流金屬氧化物半導體場效電晶 體内的任一 P-N接面變得正向偏壓；以及 • 適應性柑位電路包含連接至該vx節點之一箝位二極 體該適應性柑位電路係調適用以視在該第一供應電壓 與該輸出電壓之間的一關係而決定箝位該Vx節點至該第 一供應電壓或在該輸出端子處的一輸出電壓。 • 35·如印求項34之直流/直流電壓轉換器，其中當該轉換器係 操作於步降模式時該適應性箝位電路箝位該Vx節點至 該第供應電壓，以及當該轉換器係操作於一步升模式 時該適應性籍位電路箝位該νχ節點至該輸出電壓。 36.如明求項35之直流/直流電壓轉換器，其中該適應性藉位 130864-1010528.doc -11 · 電路進一步包含一類比多工器和一比較器，該二極體之 一陽極端子係耦合至該¥)(節點，該二極體之一陰極端子 係耦合至該類比多工器之一輸出端子，該比較器之一輸 出端子係耦合至該類比多工器之一信號輸入端子，該比 較器之一第一輸入端子及該類比多工器之一第一電壓供 應端子係耦合至該第一供應電壓，以及該比較器之一第 二輸入端子和該類比多工器之一第二電壓供應端子係耦 合至該輸出電壓。 37 種轉換一直流輸入電壓至一直流輸出電壓之方法，其 包含： 、（）在時間間隔t0N期間，施加該直流輸入電壓至一電 感器之一第一端子，同時耦合該電感器之一第二端子至 一電路接地，以磁化該電感器； (b)在時間間隔t〇N結束時，斷開該電感器之該第二端 子與該電路接地； (勹在時間間隔tXFER期間，耦合該電感器之該第二端子 至電谷器與一輸出端子，以在該輸出端子處提供該直 流輸出電壓； ⑷在時間間隔txFER結束時，斷開該電感器之該第二端 子與該電容器與該輸出端子；以及 (e) 在時間間隔tFW期間，將該電感器之該等第一及第 一端子連接在一起’同時該電感器之該第二端子係與該 電容器及該輸出端子斷開的；以及 (f) 在時間間隔tFW結束時，斷開該電感器之該第一端子 130864-1010528.doc -12· 1375393 與該第二端子； 以相同順序多次重覆⑷到（f)，其中在每一次重覆中 t〇N + txFER + tFW等於一時間週期Τ ;以及 當以相同順序多次重覆⑷到⑺時，在為了維持該時間 週期τ在一第一固定值以及維持該直流輸击電麼在一第 二固定值而調整時間間隔tFW時，變化該等時間間隔 及txFER中至少一個的長度。
38.如請求項37之方法，其包含執行⑷後立即執行（b)，執行 ⑻後立即執行⑷’執行⑷後立即執行⑷，執行⑷後立 即執行（e)以及執行（e)後立即執行（f)。 39.如請求項37之方法，其包含執行⑷後立即執行⑻，執行 ⑻後立即執行⑷，執行（e)後立即執行⑺，執行（f)後立 即執行（c)以及執行（c)後立即執行（d)。 40. 一種轉換一直流輸入電壓至 包含： 直流輸出電壓之方法 其
⑷在時間間隔tON期間，施加該直流輸入電壓 感器之一第一端子，同時耦合該電感器之-第二端子至 一電路接地’以磁化該電感器； (b)在時間間隔t0N結束時，· 吁斷開該電感器之該第二端 子與該電路接地； 崎 (C)在時間間隔txFER期間 至一電容器與一輸出端子 流輸出電壓； 耦合該電感器之該第二端子 以在該輸出端子處提供該直 (d)在時間間隔txFER結束時 斷開該電感^之該第二端 130864-1010528.doc 13· 子與該電谷器與該輸出端子； (e)在時間間隔tFw期間，將該電感器之該等第一及第 二端子連接在一起，同時該電感器之該第二端子係與該 電容器及該輸出端子斷開的；以及 (Ό在時間間隔tFW結束時，斷開該電感器之該第一端子 與該第二端子； 以相同順序多次重覆（a)到（f)，同時維持t0N在一第— 疋值以及調整時間間隔及中至少一個的長度以 維持該直流輸出電壓在一第二固定值。 如凊求項40之方法，其包含執行（a)後立即執行卬），執行 (b)後立即執行（c) ’執行（0後立即執行（d)，執行（d)後立 即執行（e)以及執行（e)後立即執行（f)。 如。月求項40之方法，其包含執行⑷後立即執行⑻，執行 (b)後立即執行⑷，執行⑷後立即執行（f)，執行（f)後立 即執行（c)以及執行（c)後立即執行（d)。 種轉換直流輸入電壓至一直流輸出電壓之方法，1 包含： 〃 (a)在時間間隔t〇N期間，施加該直流輸入電壓至一電 感态之—第—端子’同時耦合該電感器之一第二端子至 一電路接地，以磁化該電感器； ()在時間間隔t〇N結束時，斷開該電感器之該第二 子與該電路接地； (c)在時間間隔匕咖期間，輕合該電感器之該第二端子 電谷态與一輸出端子’以在該輸出端子處提供該直 130864-10l0528.doc •14- 流輪出電壓； (d)在時間間隔txFER結束 子與該電容器與該輸出端子；斷開心感盗之該弟二端 二L)二，間間^期間’將該電感器之該等第-及第 一子連接在一起，同時 兩六。該电感益之該第二端子係與該 包谷益及該輪出端子斷開的；以及 # ::時間間隔tFW結束時’斷開該電感器之該第一端子 興該第二端子； 、才同順序夕次重覆⑴，同時維持tFW在-固定 值。 _ 44·如請求項43之方法，其包含執行⑷後立即執行⑻，執行 (b)後立即執行⑷，執行⑷後立即執行⑷，執行⑷後立 即執行（e)以及執行（e)後立即執行⑴。 45. 如。月求項43之方法，其包含執行⑷後立即執行⑻，執行 ⑻後立即執行⑷’執行⑷後立即執行（f)，執行（f)後立 φ 即執行（啦及執行⑷後 立即執行（d) 〇 46. 種轉換一直流輪入電壓至一直流輪出電壓之方法，其 包含： 0)在時間間隔t〇N期間，施加該直流輸入電壓至一電 感姦之一第一端子，同時耦合該電感器之一第二端子至 * 一電路接地’以磁化該電感器； • (b)在時間間隔t〇N結束時’斷開該電感器之該第二端 子與該電路接地； (C)在時間間隔txFER期間，輕合該電感器之該第二端子 130864-1010528.doc •15· 1375393 至一電容器與一輸出端子 流輸出電壓； 以在該輸出端子處提供該直 ⑷在時《隔tXFER結束時，斷開該電感器 子與該電容器與該輸出端子； 乐一細 多次重覆⑷到⑷，同時偵測該直流輸出電壓； 當該谓測到的直流輸出電㈣大於—目標標準，執行 下列（e)與（f)至少一次： 羽*订 (e) 在時間間隔t期間， U 將該電感态之該等第一及第 二端子連接在一起，同時該電成 电A盗之該第二端子係盥該 電容器及該輸出端子斷開的；以及 /、 (f) 在時間間隔tFW結束時，斷 吁斷開。亥电感益之該第一端子 與該第二端子；。. * *N 47. 48. 49. 如請求項46之方法，苴中兮柱 〜 八中該時間間隔tFW之持續期間係被 調使得t0N + tXFER + tFw等於一固定的時間循環τ。 如請求項46之方法，其進一步包含： 偵測在時間間隔tFw期間經過該電感器之一電流之一 值；以及 ” 當經過該電感器之該電流之該偵測到的值下降至低於 一預先設定的值時，使該電感器之該第-及該第二端子 相互斷開。 如請求項46之方法，其進一步包含： 在時間間隔tFW期間偵測該輸出電虔之一值；以及 當經過該輸出電壓之該读測到的值下降至低於-目輕 值時使該％感器之該第—及該第二端子相互斷開。 130864-1010528.doc 5〇·如請求項47之方法，其進一步包含 在該輸出端子偵測一輸出電壓之一值·以及 ，使 其 當該輸出電愿之㈣測到的值達到一目標標準時 該電感态之該第一及該第二端子相互斷開。 u’ -種轉換一直流輸入電壓至_直流輸出電壓 包含： ⑷在時間間隔t〇N期間，施加該直流輸入電壓至—電 感态之一第一端子，同時耦合該電感器之一第二端子至 一電路接地，以磁化該電感器； (b)在時間間隔t〇N結束時，斷開該電感器之該第二端 子與該電路接地； (0在時間間隔txFER期間，耦合該電感器之該第二端子 至-電容器與一輸出端子，以在該輸出端子處提供該直 流輸出電壓以及提供一負載電流至連接到該輸出端子之 一負載； (d) 在時間間隔txFER結束時，斷開該電感器之該第二端 子與該電容器與該輸出端子； (e) 在時間間隔tFW期間，將該電感器之該等第—及第 二端子連接在一起，同時該電感器之該第二端子係與該 電容器及該輸出端子斷開的；以及 (f) 在時間間隔tFW結束時，斷開該電感器之該第一端子 與該第二端子； 以相同順序多次重覆（a)到（f)， 其中在任何時間點’該電感器電流之一標準保持高過 130864-1010528.doc -17· 該負載電流之一標準。 52·—種啟動直流/直流電壓轉換器之方法，其轉換器包含： 一電感和一低側開關，其係連接於一串聯傳導路徑 内，一 vx節點係定位於連接於該電感及該低側開關之間 的該串聯傳導路徑内；以及 輸出端之間的一能量 連接於該vx節 轉換開關； 該方法包含： 關閉該能量轉換開關以及雄垃 久，准持該低側開關於一開啟條 件； 在關閉該能量轉換開關以及給,4±二- a Λ及維持該低側開關於一開啟 條件時，施加一直流輸入雷 單壓至該電感器之一第一端 子，同時連接該電感器之該笛 ^ “第—端子至該電感·器之該第 二端子0 '
130864-1010528.doc -18- 1375393 七、指定代表圖： (一) 本案指定代表圖為：第（4 )圖。 (二) 本代表圖之元件符號簡單說明： 200 飛輪昇壓轉換器 201 低側功率金屬氧化物半導體場效電晶體 202 整流器二極體 203 電感器 204 電容器 205 飛輪功率金屬氧化物半導體場效電晶體 206 主體偏壓產生器 207 整體二極體 208 先斷後合（BBM)閘極緩衝器 209 脈衝寬度調變（PWM)控制器 210 負載 Vx 節點/電壓 八、本案若有化學式時，請揭示最能顯示發明特徵的化學式： (無） 130864-1010528.doc
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US95863007P | 2007-07-06 | 2007-07-06 | |
| US12/148,576 US7977926B2 (en) | 2007-07-06 | 2008-04-21 | Boost and up-down switching regulator with synchronous freewheeling MOSFET |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TW200903966A TW200903966A (en) | 2009-01-16 |
| TWI375393B true TWI375393B (en) | 2012-10-21 |
Family
ID=40221285
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| TW097115121A TWI375393B (en) | 2007-07-06 | 2008-04-24 | Dc/dc converter and methods thereof |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (3) | US7977926B2 (zh) |
| EP (1) | EP2165407B1 (zh) |
| JP (1) | JP5316965B2 (zh) |
| KR (2) | KR101324806B1 (zh) |
| CN (1) | CN101796708B (zh) |
| TW (1) | TWI375393B (zh) |
| WO (1) | WO2009008940A1 (zh) |
Families Citing this family (131)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11855231B2 (en) | 2006-12-06 | 2023-12-26 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US8013472B2 (en) | 2006-12-06 | 2011-09-06 | Solaredge, Ltd. | Method for distributed power harvesting using DC power sources |
| US11888387B2 (en) | 2006-12-06 | 2024-01-30 | Solaredge Technologies Ltd. | Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations |
| US11687112B2 (en) | 2006-12-06 | 2023-06-27 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US12316274B2 (en) | 2006-12-06 | 2025-05-27 | Solaredge Technologies Ltd. | Pairing of components in a direct current distributed power generation system |
| US8947194B2 (en) | 2009-05-26 | 2015-02-03 | Solaredge Technologies Ltd. | Theft detection and prevention in a power generation system |
| US8319471B2 (en) | 2006-12-06 | 2012-11-27 | Solaredge, Ltd. | Battery power delivery module |
| US8473250B2 (en) | 2006-12-06 | 2013-06-25 | Solaredge, Ltd. | Monitoring of distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US11735910B2 (en) | 2006-12-06 | 2023-08-22 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power system using direct current power sources |
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| TWI403080B (zh) * | 2009-08-24 | 2013-07-21 | Green Solution Tech Co Ltd | 具電流偵測的電荷幫浦電路及其方法 |
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| US12418177B2 (en) | 2009-10-24 | 2025-09-16 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power system using direct current power sources |
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| US9136836B2 (en) | 2011-03-21 | 2015-09-15 | Semiconductor Components Industries, Llc | Converter including a bootstrap circuit and method |
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| CN102810991B (zh) | 2011-06-02 | 2017-09-15 | 通用电气公司 | 同步整流器驱动电路整流器 |
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| TWI448058B (zh) * | 2011-07-22 | 2014-08-01 | Elite Semiconductor Esmt | 昇壓式電壓轉換器 |
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| US20130249520A1 (en) * | 2012-03-23 | 2013-09-26 | Fairchild Semiconductor Corporation | Boost regulator with timing controlled inductor bypass |
| EP2648483B1 (en) * | 2012-04-06 | 2019-08-07 | Dialog Semiconductor GmbH | Method of preventing spurious ringing during discontinuous conduction mode in inductive boost converters for white LED drivers |
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- 2008-04-21 JP JP2010514750A patent/JP5316965B2/ja active Active
- 2008-04-21 CN CN200880106163.0A patent/CN101796708B/zh active Active
- 2008-04-21 WO PCT/US2008/005139 patent/WO2009008940A1/en not_active Ceased
- 2008-04-21 EP EP08743157.3A patent/EP2165407B1/en active Active
- 2008-04-21 KR KR1020107001588A patent/KR101252532B1/ko active Active
- 2008-04-21 US US12/148,576 patent/US7977926B2/en active Active
- 2008-04-24 TW TW097115121A patent/TWI375393B/zh active
-
2011
- 2011-06-22 US US13/166,546 patent/US8278887B2/en active Active
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2012
- 2012-10-01 US US13/632,622 patent/US8847564B2/en active Active
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|---|---|
| US7977926B2 (en) | 2011-07-12 |
| KR20120135443A (ko) | 2012-12-13 |
| US20090010035A1 (en) | 2009-01-08 |
| CN101796708A (zh) | 2010-08-04 |
| KR101324806B1 (ko) | 2013-11-01 |
| US20110248691A1 (en) | 2011-10-13 |
| KR101252532B1 (ko) | 2013-04-09 |
| EP2165407B1 (en) | 2020-07-29 |
| JP5316965B2 (ja) | 2013-10-16 |
| US8847564B2 (en) | 2014-09-30 |
| WO2009008940A1 (en) | 2009-01-15 |
| CN101796708B (zh) | 2014-02-05 |
| US20130027980A1 (en) | 2013-01-31 |
| EP2165407A1 (en) | 2010-03-24 |
| EP2165407A4 (en) | 2012-05-16 |
| TW200903966A (en) | 2009-01-16 |
| US8278887B2 (en) | 2012-10-02 |
| JP2010532975A (ja) | 2010-10-14 |
| KR20100023048A (ko) | 2010-03-03 |
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