TWI361563B - Direct conversion receiver and dc offset cancellation method - Google Patents

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1361563 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關於一直接轉換接收器，尤其是有關於 在直接轉換接收器中的直流偏移消除方法。 【先前技術】 第1 a圖係為一習知的具有失衡(mismatch)校準功能 的直接轉換接收器。一射頻（RF)訊號係由一天線102 • 接收，而射頻模組104進行一種預調整程序，例如低噪 放大（LNA)和帶通濾波等程序。混波器106接著將該 RF訊號降頻以產生一基頻訊號，而濾波模組108進行一 •後調整程序，例如低通濾波（LPF )和程控增益放大 - (PGA>)，以產生一高品質的基頻訊號以供輸出至一類 比數位轉換器（ADC) 110。直流偏移在直接轉換接收器 中是很常見的問題，會降低轉換的效能。在某些習知的 情況下，會使用校準器112來校準混波器106中的元件 • 失衡。校準器112可耦接至混波器106，用以根據混波器 106或濾波模組108的輸出所量測到的直流偏移來調整元 件失衡，例如混波器106中的電阻失衡量。 第lb圖係為一習知的具有一可變差動負載對120 的混波器的示意圖，具有一可變差動負載對120。如圖所 示，傳統上一混波器106中的直流偏移可能是由第一開 關126，第二開關128和跨導（ transconductance)階段 130等處的元件失衡所引發。該可變差動負載對120包含 0758-A32057TWF;MTKI-05-421 5 1361563 一第一電阻122和一第二電阻124,其中至少有一個是可 變電阻，耦接於一工作電壓VDD。可以藉此調整該可變 差動負載對120的失衡而減低直流偏移，使混波器輸出 品質改善。上述第一開關126與第二開關128分別耦接 於電壓VOUT-和V0UT+。校準器112係在一校準模式下運 作，用以透過一調整值#adj來調整該第一電阻122或第 二電阻124。當該混波器輸出中發現一特定電阻失衡量可 使混波器輸.出一最佳結果，該校準器112可按照該特定 • 電阻失衡量來調整該可變差動負載對120中的電阻至該 特定電阻失衡。接著該直接轉換接收器切換至一正常模 式，使用被調整好的混波器106進行運作。當該直接轉 換接收器運作於正常模式時，該校準器112則是被關閉 或移除。基本上，該校準器112只有在製造階段才會需 要，用以在生產線上調校每一混波器106。由於可能存在 的元件差異，在校準中會使用不同的調整值#adj去調整 每一混波器106。有了調校好的混波器106，轉換接收器 ®才能以最佳效能運作。 第2a圖和第2b圖係為濾波模組108的各種不同實 作方式的示意圖。在第2a圖中，顯示了三個直流偏移消 除回路。濾波器204和第一直流偏移消除器200形成第 一直流偏移消除回路，透過放大器202接收來自混波器 106的訊號，而濾波器212，放大器214和第二直流偏移 消除器210形成第二直流偏移消除回路，’而放大器222 和第三直流偏移消除器220形成第三直流偏移消除回 0758-A32057TWF;MTKI-05-421 6 1361563 路。傳統上直流偏移的消除係為逐段進行，每一段需要 消耗一預設收斂時間。第一直流偏移消除器200,第二直 流偏移消除器210和第三直流偏移消除器220的實作方 式有很多種，可以是類比型式或是數位型式。而收斂速 度也是或快或慢。第2b圖係為濾波模組108的另一種貪 作方式示意圖。直流偏移消除器230與放大器232,濾波 器234和濾波器236即形成一直流偏移消除回路，濾波 器238耦接於該直流偏移消除回路與放大器242、直流偏 移消除器240構成的回路之間，而直流偏移消除器240 測偵並消除放大器242的直流偏移。基本上，直流偏移 消除器200到直流偏移消除器240進行的直流偏移消除 程序，主要做法是量測這些回路的輸出端的直流偏移， 接著在輸入端為輸入提供補償值。 在 IEEE 的論文 “Characterization of ΠΡ2 and

DC-Offsets in Transconductance Mixers” 中提到，調校 ΠΡ2 成為負載電阻失衡量以及工作週率（duty cycle )失衡的 相關函數的方法，而電阻失衡量也可經過調校而使混波 器的IIP2達到最佳化。根據電阻失衡量調校過的混波器 的輸出，可能包含一直流偏移，該直流偏移又分為靜態 直流偏移和動態直流偏移 v〇c = v〇c static dynamic ^RJt AR T" (l) + ^RLVn〇mSfn α2Α2^[Δ V(Agm +AArf)+^R(\ ^AgmAA^)] 0758-A32057TWF;MTKI-05-421 7 1361563 其中△ Arf係為RF訊號Vrf+和Vrf-之間的振幅誤 差；gm係為第一開關126和第二開關128中元件的導電 率，而Agm是其間的誤差值；Δη代表本地振盪訊號VL0+ 和VL0_i間的工作週率誤差，AR則是第一電阻122和 第二電阻124之間的電阻失衡量。利用校準器112校準 該混波器106,可藉由指定電阻失衡量AR為一特定值來 將動態直流偏移消除掉。然而靜態直流偏移無法被消

除，而且會被輸出至濾波模組108 ^DC_ dynamic -RJin〇mg^ α2Α^[Δ v(Agm +ΔΑ^)+Δϋ(1 +Δ^ΑΑ^)] (2) y〇c static ' Rl!t (3) 【發明内容】 有鑒於此，本發明提出一種直接轉換接收器以一併 消除動態與靜態直流偏移。其中一混波器將一射頻（RF) 訊號降頻為一基頻訊號，而該基頻訊號包含該混波器造 Φ 成的一動態直流偏移以及一靜態直流偏移。一濾波模組 過濾該基頻訊號以輸出一濾過訊號。一校準器耦接於混 波器，削減該濾過訊號的動態直流偏移，而一靜態直流 偏移消除器耦接於混波器的輸出端，削減該濾過訊號的 靜態直流偏移。 該校準器執行一校準程序以量測該濾過訊號中的一 失衡量，而該靜態直流偏移消除器則根據該失衡量提供 一恒定偏移補償。 0758-A32057TWF;MTKI-05-421 8 1361563 當該校準器執行該校準程序時，該靜態直流偏移消 除器切換至關閉狀態。當該校準器結束該校準程序並獲 得該失衡量時，該校準器關閉，而該靜態直流偏移消除 器開啟。 當該校準器進行校準程序時，會遞迴地調整該混波 器中的一元件失衡量，並量測該基頻訊號受到該元件失 衡量影響所產生的一直流偏移。當該基頻訊號產生的直 流偏移具有最小值時，將當下的元件失衡量儲存起來成 鲁為該失衡量。 該混波器包含一差動負載對，可受該校準器控制。 該元件失衡量係為該差動負載對的一電阻失衡量。該失 衡量係為可使該混波器之元件失衡效應減至最低的一最 佳電阻失衡量。當該失衡量應用在該混波器上時，在該 混波器輸出上產生一靜態直流偏移。接著該靜態直流偏 移根據該失衡量直接提供一補償，削減該靜態直流偏移。 該濾波模組可包含一低通濾波器（LPF)耦接至該 * 混波器的輸出端。而該靜態直流偏移消除器耦接至該L P F 的輸出端，進一步補償該LPF所產生的一 LPF直流偏移。 該濾波模組可包含一程控增益放大器（PGA)耦接 該混波器的輸出端。而該靜態直流偏移消除器耦接至該 PGA的輸出端，進一步補償該PGA所產生的一 PGA直 流偏移。 本發明另一實施例係為一直流偏移消除方法，用於 包含一混波器的一直接轉換接收器，該混波器將一射頻 0758-A32057TWF;MTKI-05-421 9 1361563 訊號降頻為一基頻訊號，並引發一動態直流偏移和一靜 態直流偏移。首先調整該混波器中的一元件失衡量，使 該動態直流偏移減低。當該元件失衡量確定後，削減該 靜態直流偏移。在一校準模式中，漸次地改變該元件失 衡量以找出使該動態直流偏移最小的一最佳設定，而在 一正常模式中，使用該最佳設定以進一步補償該靜態直 流偏移。 藉此，可以一併消除動態直流偏移和靜態直流偏 • 移，避免習知技術中元件失衡量對於直流偏移消除的影 響，增進直流偏移消除效能以提高直接轉換接收器.的性 能。 【實施方式】 下列實施例具體的說明如何以較佳的方式實現本發 明。實施例僅供說明一般應用的方式，而非用以限縮本 發明的範圍。實際範圍以申請專利範圍所列為準。 • 第3圖係為本發明實施例之一直接轉換接收器示意 圖。與第la圖相似，一 RF訊號透過天線102接收進來， 而射頻模組104進行一預調整程序，例如LNA和帶通濾 波程序。該混波器106接著將RF訊號降頻以產生一基頻 訊號，而該濾波模組108進行一後調整程序，例如LPF 和PGA，以產生一高品質的基頻訊號，以供後續的類比 數位轉換器110使用。 在本發明中，提出一靜態直流偏移消除器302，耦 0758-A32057TWF;MTKI-05-421 , 10 1361563 接該混波器106。該靜態直流偏移消除器302係設計為用 來補償第（3)式中第一電阻122和第二電阻124的電阻失 衡量AR所引發的直流偏移中的靜態直流偏移。藉此， 第2a圖和第2b圖中濾波模組108中的直流偏移消除回 路不會再受到電阻失衡量AR的效應所牵累，效能因此 可增進。如前所述，混波器106係由校準器112根據調 整值#adj進行調校。第lb圖中的可變差動負載對120可 能包含一種二元權重電阻，用以產生對應調整值#&由的 • 等量電阻。該調整值#adj在校準結束後，可被儲存在混 波器106中，當直接轉換接收器操作在正常模式時，混 波器106和靜態直流偏移消除器302可讀取調整值#adj 以進行對應的補償。 -校準程序基本上只會在製造生產混波器106的階段 執行一次。當校準器112執行該校準程序的時候，靜態 直流偏移消除器3Ό2會被關閉，而第2a和2b圖濾波模 組108中所示的其他直流偏移消除器也會一併被關閉。 • 校準程序的步驟如下。當射頻模組104未接收到RF 訊號時，可偵測到一直流偏移VDC_0。VDC_0可由第（3) 式計算得出（這時，VDC_0可以視爲該式中的VDC_static)。 以GSM為例，如果欲保留的訊號是900MHz，則校準模 式中使用干擾(blocker)訊號（894MHz和906MHz)以測試 濾波模組108的輸出端可能會產生的直流偏移。換言之， 這個步驟可測試一干擾訊號影響濾波模組108的輸出端 之直流偏移的程度。 0758-A32057TWF;MTKI-05-421 11 1361563

接著干擾訊號（906MHz)被送至射頻模組104，用 以偵測一直流偏移VDC_1。VDC_1可以由第（1)式求得（這 時，VDC—1可以視爲該式中的VDC)。換言之，VDC_1 中包含了靜態直流偏移VDC static和動態直流偏移 VDC_dynamic。 從VDC—1中減去靜態直流偏移VDC_0，剩 下的部份即為動態直流偏移V DC_dynamic ° 接下來，可以使用許多嘗試性的調整值#adj來調整 電阻失衡量AR。對於每一個嘗試性妁調整值#adj，都能 • 透過上述方法獲取一對應的動態直流偏移VDC_dynamie。在 對應於上述多個嘗試性調整值#&由的量測結果中，可能 可找出一最佳的動態直流偏移VDC dynamic (亦即 VDC—dynamic=0 )。對應該動態直流偏移的調整值#adj即為 一校準結果。 當該校準器112結束校準，並獲取最佳調整值#adj 時，該校準器112即因不再需要而關閉。而該濾波模組 108中的直流偏移消除回路與靜態直流偏移消除器302則 • 被開啟，進入一正常模式。 如第lb圖所示，該混波器106包含一可變差動負載 對120，可受該校準器112控制調整。在本實施例中，可 變差動負載對120中的電阻失衡係由調整值#adj控制調 整。因此，一最佳的調整值#adj可造成一最佳電阻失衡， 使混波器中其他元件失衡效應減至最低。更罐切地說， 第（2)式中所示的動態直流偏移可藉由校準而消除，只剩 下第（3)式中所示的靜態直流偏移會被輸出。 0758-A32057TWF;MTKI-05-421 12 1361563 隨著混波器106根據應用的該最佳調整值#adj運作 於正常模式，第（3)式所述的靜態直流偏移即透過混波器 106輸出。由於電阻失衡量AR已被調整值#adj調整過， 所以第（3)式所輸出的直流偏移可能增加也可能減少。在 正常模式下，一靜態直流偏移消除器302被開啟，用以 根據可變差動負載對120的電阻失衡量AR直接提供一 補償值來消除該直流偏移的靜態直流偏移。更確切地 說，該靜態直流偏移消除器302產生一互補的直流偏移， • 具有與第（3)式的直流偏移相同的量值，藉此抵消該直流 偏移的靜態直流偏移。藉由混波器106和靜態直流偏移 消除器302,該濾波模組108的輸入可以被優化成為一個 零直流偏移的訊號。 在本實施例中，該靜態直流偏移消除器302可以是 一單區塊單元，或是由多個傳統的直流偏移消除回路組 合而成。舉例來說，該濾波模組108可能包含一整合單 元304耦接至該混波器的輸出端。該整合單元304也可 鲁 以是一 LPF或一 PGA，可依據元件特性引發額外的直流 偏移。該靜態直流偏移消除器302可與整合單元304形 成一直流偏移消除回路，用以消除該整合單元304中依 據元件特性額外引發的直流偏移，以及該混波器106中 的靜態直流偏移。更進一步地，第2b圖中的直流偏移消 除器230可以改良，以提供靜態直流偏移消除器302的 功能。更推廣地說，恒定偏移補償並不一定要與第（3)式 中的靜態直流偏移相等。由於可變差動負載對120中可 0758-A32057TWF;MTKI-05-421 13 1361563 變電阻的範圍是已知參數，電阻失衡量AR的可能值也 必定不會超出某個範圍。如果將直流偏移消除器230改 良為同時包含恒定偏移補償的功能，則恒定偏移量可以 選定為電阻失衡量AR之可能範圍的平均值。經過了一 段收斂時間後，該改良後的直流偏移消除器230將會在 直流偏移消除回路中收斂以使直流偏移自動達到平衡的 狀態。如果直流偏移消除器230原本是一慢速收斂單元， 增加恒定偏移補償也有助其收斂速度。 • 一般來說，本發明實施例允許各種不同的直流偏移 消除回路變形，在濾波模組108的輸入端就事先消除靜 態直流偏移，避免該直流偏移被輸出至後端而進一步放 大。此外，本實施例中的靜態直流偏移消除器302或其 - 變形可以是用數位訊號處理電路來實作。 第4圖係為本發明實施例之一直流偏移消除方法的 流程圖。在步驟S402，S404和S406中進行的是一校準 模式，而步驟S408和S410係為一正常模式。在步驟S402

• 中，該校準器112遞迴地傳送各種嘗試性的調整值#adj 至該混波器106。在步驟S404中，該校準器112量測該 混波器106所產生的直流偏移。在步驟S406中，該校準 器112判斷是否存在最佳的直流偏移（即VDC_dynamie=0)。 如果不是，則校準循環跳回步驟S402。如果有找到對應 一調整值#&幻的最佳直流偏移，則該混波器106記錄該 調整值#adj做為校準結果。而該校準器112隨即關閉或 移除。當該直接轉換接收器運作於正常模式，一所需RF 0758-A32057TWF;MTKI-05-421 14 1361563 訊號被混波器106轉換為一混波器輸出。在步驟S408 中，由於該混波器106已被校準過，第（2)式中所示的動 態直流偏移已被消除。然而校準產生的電阻失衡量會引 發如第（3)式所示的靜態直流偏移。在步驟S410中，啟動 靜態直流偏移消除器302來消除靜態直流偏移。 雖然本發明以較佳實施例說明如上，但可以理解的 是本發明的範圍未必如此限定。相對的，任何基於相同 精神或對習知技術者為顯而易見的改良皆在本發明涵蓋 Φ 範圍内。如在說明書中所用之「消除」一詞，並不僅限 於徹底去除，凡有所減少皆可視為本發明之功效。因此 專利要求挑圍必須以最廣義的方式解讀。 【圖式簡單說明】 第la圖係為一習知的可進行失衡校準的直接轉換 接收器示意圖； 第lb圖係為一習知的包含一可變差動負載對的混 波斋木意圖， 第2a和2b圖係為習知之各種不同濾波階段示意圖； 第3圖係為一直接轉換接收器的實施例示意圖；以 及 第4圖係為本發明之直流偏移消除方法之一實施例 流程圖。 【主要元件符號說明】 102〜天線； 104〜射頻模組； 0758-A32057TWF;MTKI-05-421 15 1361563 106〜混波器； 110〜類比數位轉換器； 120〜可變差動負載對； 124〜第二電阻； 128〜第二開關； 200〜第一直流偏移消除器 202〜放大器； 210〜第二直流偏移消除器 212〜濾波器； 220〜第三直流偏移消除器 .222〜放大器； 232〜放大器； 236〜濾波器； 240〜直流偏移消除器； 302〜靜態直流偏移消除器 304〜整合皁元。 108〜濾波模組； 112〜校準器； 122〜第一電阻； 126〜第一開關； 130〜跨導階段； 204〜濾波器； 214〜放大器； 230〜直流偏移消除器； 234〜濾波器； 23 8〜濾波器； 242〜放大器； 0758-A32057TWF;MTKI-05-421 16

Claims (1)

1361563 - 第97142645號之申請專利範圍修正本 ]0]年]月19曰修正替換頁 十、申請專利範圍： 1.一種直接轉換接收器，包含： 一混波器，用以將一射頻訊號降頻為一基頻訊號，其 中該基頻訊號包含該混波器造成的一動態直流偏移以及一 靜態直流偏移， 一遽波模組，用以過攄該基頻訊號以輸出一遽過訊 號； 一校準器，耦接該混波器，用以削減該濾過訊號的動 鲁悲直流偏移， • 一靜直流偏移〉肖除裔' 5輕接§玄混波裔的輸出端，用 以削減該滤過訊號的靜態直流偏移， ' 其中，該校準器執行一校準程序以量測該遽過訊號中 - 的一失衡量； 該靜態直流偏移消除器根據該失衡量提供一恒定偏 移補償。 2. 如申請專利範圍第1項所述之直接轉換接收器，其 •中 當該校準器執行該校準程序時，該靜態直流偏移消除 器切換至關閉狀態； 當該校準器結束該校準程序並獲得該失衡量時，該校 準器關閉，而該靜態直流偏移消除器開啟。 3. 如申請專利範圍第]項所述之直接轉換接收器，其 中該校準器進行該校準程序，包含： 遞迴地調整該混波器中的一元件失衡量，並量測該基 0758-A3205 7TWF1 (20Π1128) 17 1361563 -- 第97142645號之申請專利範圍修正本 ]01年1月19日修正替換頁 頻訊號受到該元件失衡量影響所產生的一直流偏移；以及 當該基頻訊號產生的直流偏移具有最小值時，將當下 的元件失衡量儲存起來作為該失衡量。 4. 如申請專利範圍第3項所述之直接轉換接收器，其 中： 該混波器包含一差動負載對，可受該校準器控制調 整； 該元件失衡量係為該差動負載對的一電阻失衡量；以 及 丨 該失衡量係為可使該混波器之元件失衡效應減至最 低的一最佳電阻失衡量。 5. 如申請專利範圍第4項所述之直接轉換接收器，其 中： 當該失衡量應用在該混波器上時，在該混波器輸出上 產生一靜態直流偏移；以及 該靜態直流偏移消除器根據該失衡量直接提供一補 償，將該靜態直流偏移削減。 6. 如申請專利範圍第4項所述之直接轉換接收器，其 中： 該濾波模組包含一低通濾波器耦接至該混波器的輸 出端；以及 該靜態直流偏移消除器耦接至該低通濾波器的輸出 端，進一步補償該低通濾波器所產生的一低通濾波器直流 偏移。 0758-A3205 丌 WF1 (20111128) 18 丄 丄 JO：) 丄 丄 JO：) ]01年1月19曰修正替換頁 第97M2645號之申請專利範圍修正本 7.如申請專利範圊笼 --- 中： 弟4項所述之直接轉換接收器，其 該濾波模組包合—办k 輸出端；以及 放大轉接該混波器的 忒靜態直流偏移消险 輸出端，進-步補償該二二接放至/=增益放大器的 益放大器直流偏移。增放放大85所產生的-程控增 &種直錢移消除方法 接轉換接收器，該混波哭 匕3此波裔的一直 if 3丨菸^ 。將—射頻訊號降頻為一基頻吨轳 亚引杳一動,¾直流偏移和 頻訊諕 除方法包含： ^直〜偏&’該直流偏移消 调整該混波器中的一元旦 減低； V、里，使該動態直流偏移 § »玄元件失衡I確定後，^ ^ ^ ^ 在—校準楛ϋ 土減奸恶直流偏移； 該動態直流偏移最小的一最佳設定；以及牛失衡夏以找出使 在一正常模式中，使用該最佳設 態直流偏移。 、一步補償該靜 除方法， 9.如申請專利範圍第8項 其中該校準模式包含： 、^ “偏移消 影響而產 遞迴地量測㉔波㈣財同元 出的各種不同直流偏移；以及 、衡里 存當下對 件失衡量，作為該最佳設定 應的 7L 075S-A32057TWF1 (2ϋ ⑴128) 19 1361563 _ 第97142645號之申請專利範圍修正本 101年1月19日修正替換頁 ]0.如申請專利範圍第9項所述之直流偏移消除方 法，其中： 該混波器包含一差動負載對，可受該校準器控制調 整； 該元件失衡量係為該差動負載對的一電阻失衡量；以 及 該最佳設定係為可使該混·波器之動態直流偏移減至 最低的一最佳電阻失衡量。 11.如申請專利範圍第10項所述之直流偏移消除方 籲 法，在該正常模式中進一步包含： . 將該最佳電阻失衡量應用於該混波器中，使該混波器 只產生該靜態直流偏移；以及 根據該最佳電阻失衡量計算一靜態補償值，用以削減 該靜態直流偏移。 0758-A32057TWF1 (20111128) 20