TWI352490B - Dc/dc converter - Google Patents

Description

1352490 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】

本發明係關於一種直流/直流轉換器（DC/DC % converter)，尤其是適用於使主開關手段及副開關手段交互 .地導通或切斷藉以獲得預定直流輸出電壓之情況很有用 .者。 η '【先前技術】 直流/直流轉換器一般被用作為將直流電源之輸出電 β壓予以降壓或升壓以獲得預定直流輸出電壓的用途，例如 _行動電話之電源電路。該直流/直流轉換器，係藉由使開關 元件導通/切斷（οη/off)，且控制此時之導通/切斷期間，以 將直流輸入電壓轉換成預定直流輸出電壓者。在此，開關 元件，一般使用MOSFET(金氧半場效電晶體）。 在該種直流/直流轉換器中，具有線圈。因此，在上述 開關元件之切斷期間有必要形成用以釋出聚積於上述線圈 鲁之電能量的閉合電路，而以往係利用環流二極體（by-pass diode)來形成上述閉合電路。 ·· 然而，在使用環流二極體時，由於其順向電壓降較 ' 大，所以會有因該部分之電力消耗招致該直流/直流轉換器 之效率降低的問題。 因此，有一種方案使用作為開關元件之MOSFET取代 上述環流二極體，並利用MOSFET本身之開關功能來減低 上述順向電壓降之直流/直流轉換器的方案。順便一提，相 較於環流二極體之順向電壓則依MOSFET之導通電阻所 5 318222 1352490 ^成的電壓損失較小，且該部分損失亦會變小。 然而’在以開關元件取代環流二極體之直流/直流轉換 态中，通常係將由MOSFET所形成之二個開關元件互相串 聯連接著。亦即，將輸出電壓轉換成期望值用之開關元件 (以下，將之稱為主開關元件）、與在該主開關元件之切斷 期間釋出聚積於上述線圈之能量的開關元件（以下，將之稱 為副開關元件）互相串聯連接著，例如在降壓直流/直流轉 換器中’係構成從兩開關元件之連接點經由線圈取出直流 輸出電壓。 然而’在該種直流/直流轉換器中，於主開關元件為切 斷（off)狀態’且副開關元件為導通狀態之模式裏，將副開 關：：切換成切斷狀態之情況，會有發生根據聚 積於線圈 之能量而產生的電流經由主開關元件之寄生二極體流入至 直流電源之有害現象的情況。 ^因此，為了避免上述之有害現象，習知技術之該種直 流/直流轉換器，乃監視流至副開關元件之線圈電流，並檢 測出該線圈電流變為零之時間點而將副開關元件切換成切 斷(不導通)狀態。有害現象係在此變為零之後才發生。 因而，在具有主開關元件與副開關元件，且使該等 (主、副開關元件）交互地導通/切斷以獲得預定直流輸出電 習知技術的直流/流換流器中，為了要檢測出上述線圈 電机（尤其是其方向）而設置電流檢測電路。該種電流檢測 電路例如可藉由利用副開關元件之導通電阻，或是事先 串聯連接電流檢測用之電阻’並以比較器來比較及監視該 318222 6 丄JJ厶叶 二t兩端㈣來實現。亦即，藉由上述電阻之兩端電麼 變為零即可檢_作為_對象之線圈電流變為零的情 形0 另外’作為揭不-種具有主開關元件與副開關元件， k等主副開關元件乂互地導通/切斷以獲得預定電壓 :直流輸出電壓的直流/流換流器的公知文獻 專利文獻。 (專利文獻1)日本專利實用新案登錄2555245號公報 (專利文獻2)日本專利特許第36379〇4號公報 【發明内容】 (發明所欲解決之問題） 、然而，上述電流檢測電路，由於使用非常小值之電流 檢測電阻或副_元件之導通電阻所讀測電壓位準非常 小’因而有必要㊅速度、高精度地迅速檢測出該電流變為 零之時間點。因而’例如前面所述在包含比較器在内之情 況，，比較器有必要使用高速度、高精度者，不僅其本身 變付南成本，且因其構成高速度、高精度之電流檢測電路， 使得該電流檢測電路本身所需之驅動電流變大，驅動電流 變大會成為該直流/直流轉換器謀求小型化或高效率化時 的障礙要素。作為電流檢測電路在與開關元件串聯加入電 阻之情況，將因在該電阻本身上發生電力損失，而有妨礙 其高效率化。又，因其檢測電壓位準小使得高速響應變得 困難，故而會有因比較器之偏置（〇ffset)所造成之偏移或響 應延遲而使動作變成不穩定的情況。這些現象，尤其是在 318222 7 1352490 該直流/直流轉換器謀求Ic 的缺點。 晶片化之情況時’會成為致命 本發明乃有#於上从前技術，其目的在於提供一種 直流/直流轉換器，係在使主、關關手段交互地 •斷以獲得所期望之直流輸出電壓者，係藉由流至線圈之電 ，流極性反轉而除去有害現象，同時包含高效率化、或IC -晶片化在内可有助於其小型化及成本之減低。 (解決問題之手段） ·· 為了達成上述目的之本發明的構成，其特徵如下。 /) m /直流轉換n，係具備串聯連接之二個開關 手段、及連接於兩開關手段之連接點的線圈並將直流輸入 電塵轉換成預定直流輸出電壓，同時經由上述線圈供给電 力至負載者’具有控制手段，構成在將能量聚積於上料 圈時導通的開關手段當作主開關手段，另一方面，將聚積 於上述線圈之能量送出至輸出側時導通的開關手段當作副 參開關手段時，根據從上述副開關手段切斷之後直至上述兩 開關手段之連接點的電壓到達預定臨限值（thresh〇id vaiue) 為止的時間’控制後面週期之上述副開關手段的導通時間。 2) 在上述1)中，上述控制手段，係構成以流至上述線 圈之電流極性不反轉的方式控制後面週期之上述副開關手 段的導通時間。 3) 在上述1)或2)中，次一週期之上述副開關手段的切 斷時間，係根據在從上述副開關手段切斷之後直至上述兩 開關手段之連接點的電壓到達預定臨限值之期間聚積於電 8 318222 1352490 在主開關元件si與線圏L1之連接點連接副開關元件幻 •該副開關元件S2係由並聯連接有寄生二極體D2之 ，MOSFET所形成’可經由上述線圈L1及輪出端子τ〇取出 直流輸出電壓Vout。在此，主開關元件S1係將能量聚積 :於線圈LI時導通之開關手段，副開關元件s2係將聚積於 線圈L1之能量送出至輸出側時導通之開關手段。又，寄 生二極體D2係具有作為環流二極體之功能。 ° 在該種直流/直流轉換器中，係以控制部進行使上述主 開關7G件S1及副開關元件S2交互地導通或切斷之控制， 同時藉由控制此時之主開關元件S1之導通時間來將直流 電源（未圖示）之直流輸出電壓（該直流/直流轉換器之直流 '輸入電壓）予以降壓以從上述輸出端子TO獲得預定之直流 輸出電壓V〇Ut。亦即，直流輸出電壓v〇ut，係由主開關元 件si之導通時間（工作時間，duty)所規定。又，在主開關 元件S1之導通期間内聚積於線圈L1的電能量，可在主開 Φ關元件S1之切斷期間經由副開關元件82及其寄生二極體 D2環流而釋放出。另外，圖中，CQ係直流輸出電壓v〇ut 之平流用的電容器。 進行上述主開關元件s 1及副開關元件S2之導通/切斷

控制的控制部，係具有PWM信號產生部A、緩衝器部B 及開關信號控制部C’同時構成主開關元件S1及副開關元 件S2。 在PWM信號產生部a中，利用電阻r丨、R2及電容 器ci來分割直流輸出電壓vout並施加在誤差放大器j 10 318222 1352490 » 上。在該誤差放大器1上’亦施加有基準電壓VREF。結 果，獲得誤差信號S21。在比較器2上，比較上述誤差信 •號S2卜與振盪器OSC所送出之三角波S22,以獲得pwM 信號S23作為其輸出信號。 ； PWM信號S23’係經由緩衝放大器3以至該緩衝放大 .器3與反相器4送至緩衝器部B。緩衝器部B係由2個「非 或」（NOR)電路5、6及8個反相器電路7至14所構成， 根據上述PWM信號S23使主開關元件S1及副開關元件 響S2交互地導通或切斷。 本形態中，主開關元件S1，由於係為p通道元件，所 以在緩衝器部B之輸出信號S1_G4 L狀態時呈導通狀 態，而副開關元件S2為N通道元件，所以在緩衝器部B 之輸出信號S2一G為Η狀態時呈導通狀態。另外，緩衝器 部Β ’當然並不限定於第1圖之構成。 開關信號控制部C’係檢測出主開關元件S1及副開關 修元件S2之連接點的電壓信號VLx，並根據從副開關元件 S2切斷之後直至上述電壓信號VLx到達預定之臨限值為 止之時間控制後面週期之上述副開關元件S2之切斷時間 以使流至線圈L1之線圈電流ILx的極性不反轉。順便一 提，線圈電流ILx係以圖中箭號所示之方向為正。 在此，本形態之開關信號控制部c，具有單發方塊（〇ne shot block)15與同步方塊（sync bl〇ck)16。單發方塊i5係 在使副開關元件S2導通之開關脈波（⑽滅心㈣柳』 上升時呈Η狀態並產生持續釋定時間之單發脈波 318222 11 1352490 S2_DRVJSHOT。同步方塊16 ’係輸入電壓信號VLx，同 時產生用以規定使副開關元件S2導通/切斷之時序，尤其 是切斷之時序的脈波信號S2_S YNC。 第2圖係顯示同步方塊16之具體構成之一例的電路 圖。該圖中，元件符號17為比較器，18、19為rs正反器 •電路’ 20、21、22為定電流源，23、24為非及（NANDI •路，25為反相器，S3、S4、S5為開關元件。 如該圖所示’ RS正反器電路18，係在利用使副開關 ®元件S2導通之開關脈波S2_G上升而呈Η狀態的單發脈波 S2_DRV_1 SHOT上升時被設定（setting) ’且利用比較器I? 之輸出信號而被重設（reset)。本例中由於係利用該rs正反 器電路18之QB輸出（反轉輸出），所以比較器I?重設時 之輸出信號上升至Η狀態時脈波信號S2_SYNC會下降至 L狀態。結果’使副開關元件S2呈切斷（不導通）狀態。 RS正反器電路19亦在上述單發脈波S2_DRV_1SH0T #上升時被設定。另一方面’ RS正反器電路19之重設係在 電壓信號VLx到達預定臨限值之時間點被進行。在此，作 為臨限值，只要是反映線圈電流ILx之極性反轉之前的參 數則並無特別限制。例如，RS正反器電路19之邏輯位準（動 作電壓與GND之中間電位）、M0SFET之臨限值（〇 7V左 右）、GND位準（〇V)等較佳。這些電位為可輕易檢測出之 值。 電容器CS2on係在開關元件S3呈切斷狀態之期間， 以疋電流源20所供給之定電流11慢慢地充電，且對比較 12 318222 1352490 器17之非反轉輸入端子施加電壓v__S2〇n。在此，開關元 件S3，係在開關脈波S2on_B為11狀態時，換言之，在主 開關元件S1呈導通狀態之期間除了遮沒期間外之期間呈 導通狀態’且中斷依定電流源20對電容器cS2on之充電。 - 電谷器CS2chg係在開關元件S4呈導通狀態，開關元 件S5呈切斷狀態之期間，以定電流源21所供給之定電流 .12慢慢地充電，且對比較器17之反轉輸入端子施加電壓

V一S2chg。亦即，開關元件S4，係在脈波信號S2_S YNC •為L狀態，換言之，從副開關元件S2呈切斷狀態之時間 點直至電壓信號VLx到達臨限值之時間點為止的期間呈 導通狀態’且使之進行依定電流源21對電容器cS2chg之 -充電。本形態令，藉由使從副開關元件S2呈切斷狀態之 時間點直至電壓信號VLx到達臨限值之時間點為止的期 間反映於後面之週期以達成所期望之目的。 另一方面’開關元件S5係在單發脈波S2_DRV_1 SHOT 籲為Η狀態之期間呈導通狀態，且抽出以定電流源22之定 電流13充電至電容器cS2chg内之電荷。結果，電壓 V_S2chg會下降若干。此意味施加於比較器17之反轉輸入 端子的比較基準電壓下降相當於V_S2chg之下降量部分。 其-人’使用顯示基於第1圖所示控制部之各部信號之 時序圖的波形圖來說明全體之動作。 第3圖係顯示在電流非連續期間，副開關元件S2之 導通時間（tsync)較短而句斷時間較長時之各部波形.的波形 圖。在此’所謂電流非連續期間，係指在pWM信號S3(參 13 318222 “、、第1圖）所形成之1週期P内主開關元件si導通的瞬間， '"圈電ml ILx攸0mA開始，而在切斷後回到〇mA的期間 之意。換言之，具有在1週期p内線圈電流ILx變成〇mA 之期間的情況。 .. 如第3圖所示’開關脈波S1一 G，係在此變化成l狀 •態時使作為P型M0SFET之主開關元件S1導通，同時在 變換成Η狀態時切斷。開關脈波S2一G，係在此變化成H _狀悲時使作為Ν型MOSFET之副開關元件S2導通，同時 在變換成L狀態時切斷。藉此，主開關元件S1及副開關 元件S2會交互地導通。 結果，線圈電流ILx ’從主開關元件S1導通之時間點 開始會漸漸地增加，而在主開關元件S1切斷之時間點會 變成波峰’以後漸漸地減少。 另一方面，f壓信號VLx，係被控制成使從副開關元 件S2切斷之後直至電壓仏號VLx到達預^臨限值為止之 籲時間t(hf在次一週期p中反映於副開關元件以之導通時 間（(叮1-)。亦即，將先行之週期p中的副開關元件s2之導 通時間（tsync)與從副開關元件S2切斷 •心到達預定臨限值為止之時間耐合而為一的電=，號即 使在次-週期P中亦會以變成相同之方式增長咖。，同時 減少tdif。當詳細分別說明此點時則如下所述。 1)開關脈波S2on—B，如同前面所述，在主開關元件 S1呈導通狀態之_加上遮沒期間的㈣會呈導通狀 態，且中斷以定電流源20對電容器CS2〇n之充電。因而， 318222 14 1352490 副開關元件S2之導通期間由於開關脈波S2on_B為L狀 態，所以開關元件S3呈切斷狀態而電容器CS2on被充電。 2) 結果，電壓V_S2on，在開關脈波S2on_B上升至Η 狀態為止會直線漸漸地增加。 3) 單發脈波S2_DRV_1SH0T，係與開關脈波S2_G之 •上升同步上升。 • 4)脈波信號T_S2_DIF，係基於以單發脈波 S2一DRV_1SH0T而被設定之RS正反器電路19的QB輸出 _ (反轉輸出）及脈波信號S2_SYNC所產生的信號。 因而，從副開關元件S2變成切斷狀態之時間點直至 電壓信號VLx變成預定臨限值為止之期間，即時間tdif， 會變成L狀態。結果，開關元件S4呈導通狀態。 5) 電壓V_S2chg係在開關元件S4呈導通狀態之期 間，即時間tdif ’電容器CS2chg會被充電，結果，會直線 漸漸地增加。該電壓V_S2chg之增加量係反映著時間tdif。 φ 另外，在單發脈波S2_DRV_1SH0T上升並持續Η狀 態之期間開關元件S5會變成導通狀態。因而，在該期間 聚積於電容器CS2chg之電荷會因定電流源22之定電流13 而被抽出。結果，電壓V_S2chg，會在單發脈波 S2_DRV_1 SHOT之Η期間漸漸地減少。 6) 在此’由於電壓v_S2on輸入至比較器π之非反轉 輸入端子，電壓V_S2chg輸入至比較器17之反轉輸入端 子’所以電壓V_S2on會漸漸地增加並在與電壓v_S2chg 父叉之時間點降低脈波信號S2_S YNC。亦即，規定副開關 15 318222 1352490 元件S2從導通狀態變化至切斷狀態之時序。如此可形成 脈波彳§，S2_SYNC ’且變成與此同波形之開關脈波s2_G。 如第3圖所示’本形態中為了使時間tdif反映於次一 週期p之副開關元件S2的導通時間（tsync)而以電壓· _S2on及電壓v—s2chg之增加比例成為相同之方式來構 成。亦即’構成滿足如下條件。 S2 之導通時間=△ Tsync=CS2onx △ V—S2chg/11 …⑴ Δ V_S2chg=I2xtdif/CS2chg …⑺ > 從式子（1)與式子（2)可得 Δ Tsync=CS2on/IlxI2/CS2chgxtdif …(3) 在此例如，若I1=I2，CS2on=CS2chg的話，則成為 △ Tsync=tdif。同樣關係，當n:I2=n:1時若 CS2〇n:CS2chg=l :n之關係成立的話則一般成立。 X上所。兒明者，雖為擴展副開關元件之導通時間 (y )的清況’但疋係根據第4圖說明縮小之情況。該圖與 第3圖同樣，顯示基於第】圖所示控制部之各部信號之時 序圖的波形圖。在此，以與第3圖不同之點為中心加以說 明’並省略重複之說明。 該情況’由於負載移行至輕負載，所以開關脈波S1G 之導通期間會變短，而該部分會降低線圈電流ILX之波 :。此時’開關脈波S2—G，會出現為了要維持]週期p 前之導通時間而在次一週期p使線圈電流b之極性反轉 的情況。錢圏電流ILx反轉時，從副開關元件^切斷之 時間點直至電壓信號VLx到達預定臨限值為止之時間即 318222 16 1352490 » 不存在。因此，脈波信號T_S2_DIF會變短。 在此，具有重要意義者，係在單發脈波 S2_DRV_1SH0T之Η期間，使開關元件S5呈導通狀態並 抽出聚積於電容器CS2chg之電荷，且於該期間使電壓 .V_S2chg漸漸地減少。亦即，由於電壓V_S2chg之降低係 __意味著比較器17之基準比較電壓降低之意，所以與副開關 •元件S2之上升同步而漸漸地增加之電壓V_Non與電壓 V_S2chg呈交又的時間點會變早。因而，在電壓V_Non與 _電壓V_S2chg呈交叉之時間點所規定的副開關元件S2下 降至切斷狀態之時間點每經過1週期P就會作時間性地移 動至前方。如此，副開關元件S2之導通時間會慢慢地變 短，且在電壓V_S2chg之充電與放電平衡之時間點收斂。 若使用數學式子來表現以上之作用的話則如下所述。 S2之導通時間=ATsync =CS2onx(AV_S2chg-I3xS2_DRV_lSHOT/CS2chg)/Il -(4) φ Δ V_S2chg=I2xtdif/CS2chg --(5) 從上面式子（4)、（5)可得 Δ Tsync=CS2onx(I2xtdif/CS2chg-I3x S2_DRV_lSHOT/CS2chg)/Il ...(6)

在此，例如，若 11=12=13，CS2on=CS2chg 的話，貝，J 成為 △ Tsync= tdif-S2_DRV_lSHOT ° 實際上單發脈波S2_DRV_1SH0T只有在Η期間會因 13而使△ Tsync變短。 17 318222 丄 .形態中’雖係就使用單發脈波 非if於Γ Η〇Τ_脈波信號T-SYNC加以說曰月，但是並 (“。即使在以削m常 單方法亦可期待同樣之作用效果。出之方法等作為簡 :=圖係顯示電流連續期間之各部波形的波形圖。在 •所來成=流連續㈣，係指在PWM信號3(參照第1圖） 心成：週期P内主開關元件S1導通的瞬間從線圈電 為= 上開始，在切斷後不回到0mA之期間。 週期P内線圈電流(負載電流肚X 變成OmA之期間的情況。 、如第5圖所示，在該電流連續期間，電壓V_S2on盥 :壓V:S2chg之交又時間點在各週期p均為相㈤。因而， 行之週期P的時間tdif與同—時間麻即使在次一週期 P亦可獲得確保。因而，同波形之信號在各每-週期P重

第6圖係顯不根據以PFM方式控制主開關元件S1時 之各部k號之時序圖的波形圖。在此，pWM方式係按照負 载之輕重控制各週期P中之開關脈波S1—G的工作期間 (duty)，相較於此，所謂pFM方式，係按照負载之輕重控 帝J頻率者。具體而言，在第i圖所示之電路中具備pfM信 號產生部以取代PWM信號產生部a。該PFM信號產生部， 係以電阻R卜R2及電容器C1來分割第！圖之直流輸出電 壓Vout並施加於誤差放大器〗，同時基於在該誤差放大器 1與基準電壓VREF相較所得的誤差信號S21來控制pFM 318222 18 1352490 9 k號之頻率。 即使在該PFM方式中亦可在電麼v—82仙與電壓 V—S2Chg交又之時間點使脈波信號S2_S YNC下降並使開 關脈波S2_G下降。結果，副開關元件s2呈切斷。亦即， 與第！圖所示之電路的情況相同，按照從副_元件S2 導通之時間點直至電麼信號VLx到達狀臨限值為止之 時間tdif規定次一週期p之時間Mif。 更且’可構成具有根據誤差信號S21控制脈寬之 方式與控制脈頻（脈波頻率）之PFM方式雙方的功能同時 亦可適當地切換兩方式以獲得輸出信號。此時，以在輕負 載時利用PFM方式，同時在重負載時利用pWM方式^切 換兩者。 上述實施形態雖為降壓直流/直流轉換器之情況，但是 並非限於此。亦可適用升壓、反轉、升降壓、cuk、zeta、 Sepic、順向（forward)、返驰（flyback)等其他方式。 第7圖係同時顯示作為本發明實施形態之升壓換流器 的直流/直流轉換器與其控制電路的電路圖。由於其為升壓 換流器，所以相較於第1圖所示之降壓換流器，流至線圈 L1之線圈電流ILx的方向會變成相反且主開關元件$ i與 副開關元件S2之關係會變成相反。亦即，主開關元件s丄工 係以與第1圖之副開關元件S2相同的N型所構 成，而副開關元件S12係以與第1圖之主開關元件S1相 同的P型MOSFET所構成。接著，開關脈波Su—G成為 與第1圖之開關脈波S2一G同波形的開關脈波，而開關脈 318222 19 1352490 脅 波S12_G成為與第i圖之開關脈波S1-G同波形的開關脈 波。其他的構成與第1圖相同。因此，在相同部分上附記 相同元件符號’並省略重複之說明。 【圖式簡單說明】 第1圖係同時顯示作為本發明實施形態之降壓換流器 的直流/直流轉換器與其控制電路的電路圖。 . 第2圖係顯示第1圖所示控制部中之同步方塊具體構 成之一例的電路圖。 • 第3圖係顯示根據第1圖所示控制部之各部信號之時 序圖（在非連續模式下擴展副開關元件S2之導通期間的情 況）的波形圖。 第日係'顯示根據¥ 1圖戶斤示控制部之各部信號之時 序圖（在非連續模式下負載變輕之情況）的波形圖。 第5圖係顯示根據第i圖所示控制部之 序圖(在連續模式下之情況)的波形圖。 1 口说之時 • 帛6圖係顯示根據以P F Μ方式控制主開關元件s i時 之各部乜號之時序圖的波形圖。 態之升壓換流器 第7圖係同時顯示作為本發明實施形 的直流/直流轉換器與其控制電路的電路圖 【主要元件符號說明】 誤差放大器 比較器 緩衝放大器 反相器 318222 20 4 1352490 1

5、6 非或（NOR)電路 7至14 反相器電路 15 單發方塊 16 同步方塊 18、19 RS正反器 20 、 21 、 22 定電流源 23、24 非及（NAND)電路 25 反相器 A PWM信號產生部 B 緩衝器部 C 開關信號控制部 CO 平流電容 Cl、CS2chg、 CS2on電容器 D1、D2 寄生二極體 11、12、13 定電流 ILx 線圈電流 LI 線圈 OSC 振盪器 R1、R2 電阻 SI 、 Sll 主開關元件 S1_G、S11_G 開關脈波 S2 ' S12 副開關元件 S2 G ' S12 G 開關脈波 S2_DRV_1 SHOT 單發脈波 21 318222 1352490 S2_SYNC 脈波信號 S2on_B 開關脈波 S3 ' S4 、 S5 開關元件 S21 誤差信號 S22 三角波 • S23 PWM信號 TO 輸出端子 VLx 電壓信號 • Vout 輸出電壓 VREF 基準電壓 V_2chg,V_2on 電壓 T S2 DIF 脈波信號

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Claims (1)

1. ^52490 第95117786號專利申請案 、申請專利範圍:(―) 種直抓/直流轉換器，係、具備串聯連接之二個開關手 又及連接於兩開關手段之連接點的線圈並將直流輸 2電壓轉換成預定之直流輸出電壓，同時經由上述線 供給電力至負载者，其特徵在於具有： K控制手&，將能置聚積於上述線圈時導通的開關 之r作主開關手段’另—方面，將聚積於上述線圈 此置μ至輸出側時導通的開關手段當作副開關手 :時，根據從上述副開關手段切斷之後直至上述兩開 手段之連接點的電Μ到達預定之臨限值為止的時 2. 曰’控制後面週期之上述副開關手段的導通時間。 如申請專利範圍第！項之直流/直流轉換器，其中，上 ^控制手段係設成為以流至上述線圈之電流極性不反 ^的方式控制後面週期之上述副開關手 間。 Γ請專利範圍第1或2項之直流/直流轉換器，其中， 二―㈣之上述副開關手段的切斷時間，係根據在從 上逑副開關手段切斷之後直至上述兩開關手段之連接 2電壓到達預定之臨限值之期間聚積於電容内的電 位來控制。 如申請專利範圍第3項之直流/直流轉換器，其中，聚 積於上述電容之電位，係就各备一 . 母週期於上述副開關 手’又之切斷則控制電位達至預定值。 如申請專利範圍第1或2項之直流/直流轉換器，該直 23 318222(修正本） 4. 1^52490 * 第95117786號專利申請案 (97年6月20曰） 流/直流轉換器係降壓轉換器或升壓轉換器中之任一 種。 \ 6.如申請專利範圍第1或2項之直流/直流轉換器，其中， 上述控制手段，係為了獲得上述主開關手段之開關脈 波，而採用脈寬調變（PWM，pulse width modulation) 方式、脈頻調變（PFM，pulse frequency modulation)或 P WM方式與PFM方式之雙方中的任一方式者。

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