TWI244281B - Demodulation device and demodulation method - Google Patents

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1244281 玖、發明說明 【發明所屬之技術領域】 本發明為關於正交頻率分割多工訊號（以下亦稱 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)訊 號）之解調變（Demodulation，以下稱解調）裝置及解調變 方法。 【先前技術】 習用之OFDM訊號之解調裝置為以如下的方式實行 OFDM訊號的解調。 即於習用之解調裝置為對於收訊之OFDM訊號用傅 里葉（Fourier)變換電路實行傅里葉變換而得傅里葉變換 δίΐ號。又由導引訊號（Pil0t Si gnai)產生電路產生與傅里 葉訊號同步之導引訊號。 然後在除算器以導引訊號將傅里葉變換訊號實行除 算，藉此運算對應於導引訊號之傳送路特性。一方面以 延遲時間算出電路運算所收訊之OFDM 訊號中之延遲波

電路之運算結果及 异結果時除算器之輪出，即傳 為對其濾' 波而异出對於全副載 路特性。然後以頻帶可變濾波 號實行除算以得解調訊號 315441 5 !244281 如曰本特開平10-75226號公報（專利文獻1}所示）。 如上述之OFDM訊號的解調裝置於對傳送路特性 之頻率方向的濾波時，只考慮延遲波之最大延遲時間， 對於男行傅里葉變換之時序（timing)資料則未考慮。因此 構成使用於前述頻率方向之濾波之頻帶可變濾波〜器之通 過頻帶為不必要的廣頻帶，以致發生增加了希望之訊= 以外的雜訊的狀態。因此，在習用之〇職訊號解調： 置不能達到充分的抑制雜訊效果，而存在有不能充分減 小OFDM訊號解調後所得之誤差率的問題。 乃彳 【發明内容】 本發明為解決上述課題而研發者，以提供利用推 之延遲型態（profUe)(多路徑環境（multipath)下對應 =波之貝料（延遲時間’電力值等））以控制將傳送路特性 插於頻率方向時使用之内插濾波器的通過頻帶及一 =葉變換之時序，抑制不必要的雜訊成分實行各副載丁 刀的解調，由而能減小解調後所得之誤差率之解詷 裝置及解射法為目的。 羊之解调 本發明之OFDM訊號解調裝置之—形態具備：對於 孔之OFDM成號貫行傅里葉變換而輸出該傅里葉變換 之結果所得副載波成分之傅里葉變換部；從前述傅里葉 ^換:輸出之前述副载波成分抽出其所含導引導 = = 產生對應於前述導引訊號之既知訊號： ^產生。卩’將前述導引訊號抽出部輸出之 …引訊號用前述既知訊號產生部輸出之前述既知訊 315441 6 1244281 號實行除算以算出對 第〗除算部.；：應於“導引訊號之傳送路特性之 之前述傳送路特性以+ 出之别迷導w訊號 對應於最大M湄a± M 心而輸出该延遲型態之 大、遲日守間之訊號及前述延遲型能 小延遲時間 〜之對應於最 … 1成唬的延遲型態推定部，·對於前、+、# 鼻部輸出之前迚道w上 對於則述苐1除 引迚V引矾號之傳送路特性， 及頻率方而沾 貝订時間方向 路特性的内插滤波器部；依據對岸於」：波成刀之傳送 部輸出之前… 據對應於别述延遲型態推定 以於Φ 延料間之訊號及前述OFDM師， 以輸出用於批在丨丨义、+、冰 爪琥， 序之時序 貝仃埒里茱k換之時 ^ φ A、、序同步部；以及將前述傅里葉變換部 述副載波成分用對應於前述内插遽波器部輸出 之則逑副载波成分之傳送路特出 號之第2除瞀邱： 冑仃I示-以輸出解調訊 序㈣心 以前述傅里葉變換部對應於前述時 對專里某雙換，所述内插遽波器部為依據 =於㈣攻大延遲時間的訊號以設定使用於前述頻率 :之内插之頻率内插濾波器的通過頻帶，由以抑制著 7應於前述副載波成分之傳送路特性之頻率頻帶而輸 出。 、、依本t明之解调裝置形態，由於使不要之雜訊成分 通過内插濾、波器而可減輕收訊性能的劣化。又依本發明 :解:周裝置形態由於利用傅里葉變換後之導引訊號以推 疋=遲型態的構成，因此具有能以良好精確度推定延遲 型態的效果。 315441 7 1244281 本發明之目的，特徵，形態，及優點可由以下詳細 的說明及附圖更加明白。 【實施方式】 以下由實施形態說明本發明之適用例。 首先說明OFDM傳送方式。 OFDM傳送方式為於送訊裝置使用頻率互相正交之 複數個載波（以下亦稱「副載波成分」（subcarrier components)對於送訊資料實行調變而傳送，然後於收訊 裝置接收送訊資料而對其實行解調的傳送方式。 應用OFDM傳送方式的系統於其送訊裝置為將送訊 資料分配於對應各副載波成分之調變方式的訊號配置 點。其次對前述各副載波成分實行反傅里葉變換，然後 將頻率互相正交之複數個副載波成分多工化而產生訊 號。其後以多工化之訊號（多工訊號）之最後端的一部分 當做保護（guard)區間附加於多工訊號的前頭。然後對附 加保護區間之多工訊號實行頻率變換使成為預定之頻率 頻帶後將其送訊。 一方面於收訊裝置對收訊之OFDM訊號實行頻率變 換成為預定之頻率頻帶’並特定保護期間之位置以建立 ^同步。其次於對0FDM訊號之每符號（symb〇l)除去保 5蔓區間長量之訊號後，對該符號實行傅里葉變換而算出 各W載波成分，將該各副載波成分解調而再生為送訊資 料。 對於副載波成分之解調為由運算該副載波成分之波 315441 8 1244281 幅及相位之變化量， 就配置點而達成。一

容易，多使用以特定之副載波成分送訊當做變化量運^ 之基準的既知之訊號（導引訊號PU〇t signal)的方式。例 位TV廣播方式為於頻率方向每隔十 及於時間方向之每隔四個符號周期性 如於日本之地上數位 一個副載波成分，及 的插入導引吼5虎，於收訊裝置則依據導引訊號算出波幅 及相位的變化量以實行副載波成分的解調。於日本之^ 上數位TV廣播方式稱導引訊號為散佈導引（scattered pdot)吼號。以下為說明的方便，於送訊裝置將插入於 OFDM訊號之導引訊號稱為送訊導引訊號，而將於收訊 裝置收訊到OFDM訊號的導引訊號稱為收訊導引訊號。 (弟1實施形態） 第1圖表示本實施形態之解調裝置構成的方塊圖。 如第1圖所示，傅里葉變換部1對於收訊到之〇FDM訊 號經頻率變換為預定之訊號頻帶的訊號（以下亦稱「S1」） 依據由後述之第1時序同步部2輸入之時序訊號實行傅 里葉變換而將含於S1之副載波成分輸出於導引訊號抽 出部3及第1延遲調整部9。導引訊號抽出部3用以抽 出含於副載波成分之收訊導引訊號。 由於在送訊裝置中插入OFDM訊號中之送訊導引訊 號預先被設定為既知訊號，因此於解調裝置由比較前述 為既知訊號之送訊導引訊號與收訊導引訊號可運算對應 於該收訊導引訊號之傳送路特性。具體言之，亦即於既 9 315441 1244281 知訊號產生部4以同步於導引訊號抽出部3之輸出的時 序產生亚輸出送訊導引訊號，然後於第i除算部5將導 引δίΐ號抽出部3輪屮夕价1道2丨—1 J出之收讯導引訊號用既知訊號產生部 4輸出之相㈣訊號實行除算而運算對應於各收訊導 =號之傳料特性，然後㈣料路特性輸出於内插 部18中之時間内插濾波器部6及第i延遲型能推 定部二[内插渡波器：―nfilter] # 刖述第1除算部5運算之傳送路特性只對於收訊導 引tfL號求得’因此如欲對全部副載波成分求得傳送路特 ^則^要實行運㈣波的内插處理。以下具體的 该内插處理之必要性。 Π 第2圖表示日本地上數位TV廣播方式使用之 =:號的導引訊號配置。參照第2圖，橫方向表示 白圓表亍導引2表：時間方向，黑圓表示導引訊號， 部分:副載波成分。又以實線圍繞的 : 人之田lj載波，以虛線圍繞的部分表示第i 二的付號’而實線圍繞的部分與虛線圍 ::則表示於第i次符號之第…載波成分。如第2又 7圖所示，導引訊號係於頻率方向為每隔十二個副載波成 :又於時間方向為每隔四個符號的被插入。因此欲 =^訊號從運算之料路特性算出對於全部副載波成: 插處理。 叙而要時間方向及頻率方向之内 時間内㈣波器部6即對於由第i除算部5輪出之 315441 10 1244281 對應於收訊導引訊號之傳送路特性實行前述内插處理中 之日寸間方向的内插處j里。而於該時間内插濾波器部6藉 由將對應於收訊導引訊號之傳送路特性内插於時間方向 而可獲侍對應於含有該導引訊號之各副載波頻率成分之 傳送路特性。然後該時間内插遽波器部6將實行時間方 向内插處理的結果輸出於頻率内插濾波器部8。 另一方面，前述内插處理中之頻率方向的内插處理 為由前述頻率内插濾波器部8實行。於此之前述頻率内 插濾波器部8的濾波器特性只要具有通過到來波成分之 k過頻π即充分，如該通過頻帶為不必要的過寬時，則 不要的雜訊成分亦通過濾波器以致劣化解調的性能。為 防止上述解調性能的劣化，有必要將頻率方向之内插遽 波器之通過頻帶設於所需最小限，為達到此目的，於前 述傅里葉變換部i實行傅里葉變換之時序（以下稱同步 時序),最適化，及前述頻率方向的内插使用之頻率内插 慮波器之通過頻帶的最適化合併實行為有效。同步時序 之最適化可依據最先到達該收訊裝置之到來波之符號位 :，及延遲到最後到達之到來波的符號位置與前述同步 :序的時間差實行。另-方面前述内插渡波器之通過頻 二最適化可依據前述同步時序及從該同步時序其時間 :大之到來波的延遲時間實行。然後於第i延遲型餘 隹疋部7產生丽述最適化所需之訊號。傅里葉變換部1 ^輸出之各副載成分的波幅及相位不但受傳送路之多路 k (_ltlpath)及收訊|置之相位雜訊，殘留頻率誤差的 315441 1244281 影響，並依存於實行傅里葉變換的時序。 以下說明構成第i延遲型態推定部7產生之訊號之 基礎的前述同步時序及前述延遲時間。第3圖表示前述 同步時序及前述延遲時間的說明圖。以下為說明的容易 理解起見，假設收訊裝置收到到來時間（從送訊裝置送訊 的訊號到達收訊裝置（被收到）的時間）為不同之兩個到 來波。由於該收訊裝置將各到來波加算的訊號構成收訊 波，因此有必要以不發生鄰接符號間之干擾（以下亦稱 「符號間干擾」）的時序實行傅里葉變換。以下首先參照 第3圖（a)說明實行傅里葉變換之時序，亦即同步時序2 設定。 第3圖⑷表不由保護區間及帶丨次符號構成之到來 波1及到來波2以不同到來時間被收訊的狀態。第3圖 ⑷之收訊波表示到來波i及到來波2加算的訊號，其前 後之網狀線部分表示發生符號間干擾的部分。因此盥鄰 接之符號不發生干擾的實行傅里葉變換的資料區間為例 如第3圖⑷所示資料區間丨，資料區間2及資料區間3。 資料區間1、2、3之各區間長為未附加保護區間前之符 號長，其各區間之始點則由同步時序決定。 例如資料區間1的狀態，對於收訊波以第i_ i次之 付號與第i次之符號間不發生符號間干擾的邊界為同步 時序。又如資料區間3的狀態，則以到來波丨之保護區 間的最後端為同步時序。又上述資料區間3之最後端為 位於收汛波之第i + Ι次的符號與i次之符號間不發生符 31544] 12 1244281 號間干擾的邊界。對應於資料區間2之同步時序為設在 對應於前述資料區間丨之同步時序及對應於前述資料區 間3之同步日守序之間。如上所述，同步時序並不是以單 一個來決定，而為以不發生符號間干擾的條件下設定於 依存到來波之到來時間差的時間範圍内即可。因而如第 3圖（a)所示，只要是在資料區間丨之同步時序及資料區 間3之同步時序之間則將同步時序設在任何位置均可。 第3圖（b)表示對應於第3圖（a)之資料區間丨所含資 料經實行傅里葉變換所得訊號之延遲型態。第3圖⑷ 表不對應於貧料區間2所含資料經實行傅里葉變換所得 訊號之延遲型態。又第3圖⑷表示對應於資料區間3所 含資料經實行傅里葉變換所得訊號之延遲型態。參照第 3圖（b)、（c)、（d)，其橫軸表示對於實行傅里葉變換之資 料區間之始點的各到來波之保護區間最後端，亦即對應 於第i次符號之前頭位置的延遲時間，縱軸表示對心 各到來波之電力。又延遲型態為表示於多工通路環境下 之對應於延遲波的資料（延遲時間，電力值等），然於本 第1實施形態，則以送訊裝置至傅里葉變換部i之輸出 之對應於經過傳送路之收邦邙祕从μ p山 、丨寺、紛心叹汛汛號的延遲時間及收訊電力 當做該延遲型態處理。 參照第3圖（b)，對應於 來波1之保護區間最後端之 時序的延遲時間，到來波1 時間a的位置。同樣的如第 資料區間1之同步時序與到 差a為對於到來波1之同步 之波譜（spectral)出現於延遲 3圖（c)所示，對應於資料區 315441 13 1244281 間2之同步時序與到來波1之保護區間最後端之差b為 對於同步時序之到來波1的延遲時間，到來波〗之波譜 出現於延遲時間b的位置。又始於資料區間3的狀態， 由於同步時序與到來波1之保護區間最後端一致，因此 到來波1之波譜出現於延遲時間〇的位置，而到來波2 之波譜出現於只離開相當於到來波之到來時間差之量的 位置（圖巾0。於資料區間1及資料區間2的狀態，並到 來波2之波譜亦出現在對於到來波i之波譜只離開:、的 、、第1延遲型態推定部7依據第i除算部5輸出之傳 以運算對應於由送訊裝置送訊之資料的訊號至 斜：交換部1之輸出為止的對應於傳送路之延遲時間 化電力依據该延遲時間對收訊電力輸出前述最適 化所需要的訊號。 、 “：4圖表示本實施形態第1延遲型態推定部7之構 成方塊圖。訊號整檢（s〇 導引訊號之傳送路特性依 1 4 W 5輸出之 ^率咼或低的順序排列。但導 引成破之配置如圖所示依 訊導引訊號之頻率將因收^ =偏置（。腕）時，收 亦利用較現在之收訊符心5虎：受化。因而於此情況 號以使訊號整檢部71之輪屮財訊到之符號的導引訊 變化。例如導引訊號依第：：:方訊：引訊號之㈣^ 含現在之收訊符號整檢過去二f:置的狀態’則包 反傅里葉變換部72對 们虎伤的導引訊號。然後 :子應依頻率之高或低的順序排 315441 14 1244281 列之導引訊號的傳送路特性實行反傅里葉變換，將對應 於忒反傅里葉’交換之結果的訊號輸出於相對位準運算部 73 〇 相對位準運算部73運算反傅里葉變換部72 平刖》 訊號，㈣應於導引訊號之傳送路特性之訊號的波幅或 波幅的平方值並將該運算的結果輸出於第丨到來波判定 部74。於此，相對位準運算部73之輸出，即前述波幅 或波幅之平方值相f於前述延遲型態之延遲時間對收訊 電力。然後第1到來波判定部74將前述波幅或波幅之平 方值比預先決定的戟閾值大的成分料為對應於到來 波的成>，以對㈣該到來波之成分存在的日夺間轴上的 位置與同步時序之相對的時間差為延遲時間輸出於最大 延料間運算部75及同步時序偏置運算部％。但於本 第1貫施形態將最先行之到來波（第3圖⑷中為到來波 υ之保，區間之最後端當做同步時序實行傅里葉變換 時-亥取先订之到來波將當做延遲時間最小之到來波檢 =於本第1實施形態存在有延遲時間為負之值的到來 ;日寸：即表示與第i+1次之符號發生符號間干涉。 74 2大延遲時間運算部75判定從第1到來波判定部 ^出士之延遲時間中之延遲時間最大的到來波成分，將 麥.t間所對應之訊號（以下亦稱「濾波頻帶控制訊 部^ 76主丨^頻〜率内插〉慮波器部8。又同步時序偏置運算 疋從第1到來波判定部74輸出之延遲時間中 延遲時問磊J ΑΛ η ^ 丁〈 、的到來波成分，將其延遲時間所對應之訊 315441 15 1244281 號(以下亦，「時序偏置調整訊號」）輸出於第"夺抑 步部2。前述延遲時間與前述遽波器頻帶大 小（電力值，電流值，電塵值等）之關孫+、、，就之大 間與前述時序偏置★二::Λ ，述延遲時 汁堝置凋整讯唬之大小（電力值，電流 ^ 壓值等)的關係例如可設定成為比例關係。 1 •頻濾波器8依據所輸入前述濾波器頻帶控制 心虎，對於時間内插據波器部6實行時間方向之内 同一頻率的各副截、、古

路特性㈣擇使最 二=1對應之到來波通過所需要並為充分的遽波琴 取乍頻帶之通過頻帶的内插濾波器。然後依攄、Μ 擇之内插it波器進行頻率方向的内插處理。 ^ 由以上所說明之時間内插濾波器部6及頻 波器部8的内插處理可得對於全部副載波成分之傳^ 特:生、。又上述頻率内插遽波器部8例如可由通過低頻帶 之低通（low pass)濾波器構成。 一

第1時序同步部2對應於S1及同步時序偏 輸出之時序偏置調整訊號產生對應 ^ =之時序咖，卩_較㈣t做時序^ 輸出於傅里葉變換部丨。 才斤桌唬 第5圖表示本實施形態第i時序同步部 塊圖。第1時序同步部2利用保護區間為抄錄(八 於收訊訊號之有效符號之最後端至預定的區間二 :訊號之本身相關為最大的時序以再生同步時序：位 315441 16 1244281 亥弟1時序同步部2之有效符沪 長延遲部21。有效符號長 有效付唬 變換之資料區門具，、， 邛，、延遲實行傅里葉 乘算部U實行S1與有效/U22。獲素 素共軛的複素乘算，麸德 號輸出於“ r…、後將對應於該複數乘算之複素訊 ^叛出於移動平均運算部23。 移動平均運算部23對 — 之區間長㈣複素訊號運算預定 位置产中卹w 7值以運异結果輸出於相關最大 双出口 P 24。於此之預定卩鬥 間長。相員疋£間長例如可設定為保護區 双出邛24檢出移動平均運算部23 輸出中訊號之波幅最大的仂 里葉變換的時序，即對庫二二，依其結果產生實行傅 下稱:/ 步時序之第1時序資料(以 缺 〗°^」)’將其輸出於時序偏置調整部25。 ::::時序偏置調整部25依據第1延遲型態推定部輸出 ^偏置調整訊號對第"寺序訊號實施偏置，然後產 J序：號輸出於傅里葉變換部丨。時序偏置調整部Μ :::弟1時序訊號的調整為以不發生符號間干擾的限 !條件下，實行使最先行之到來波成分的延遲時間成為 =的狀恶。因此’時序偏置調整訊號設定為與延遲時 二取小之到來波成分的延遲時間成比例關係的訊 可。 上述之偏置為於如上述可任意設定之第i時序訊號 “又定的位置發生偏移時，與其偏移抵消的修正量。 、。亥偏置對第1 4序訊號施加即為使前述同步時序產 315441 17 1244281 生日守間軸上移動以抵消前述偏移而使該同步時序回到設 疋的位置之操作。同步時序之偏移主要以多工通路衰減 為因所發生。 另一方面，傅里葉變換部丨輸出之副載波成分，為 使忒μ載波成分能與對應經過導引訊號抽出部3至頻率 内插濾波器部8之處理的前述副載波成分之訊號以相同 寺序輸入到第2除算部10，而於第丨延遲調整部9僅施 加預定時間的延遲以之後，輸出到前述第2除算部。 、第2除算部10將經由第1延遲調整部9延遲之各副 載波成分用頻率内插濾波器8輸出之副載波成分對應： 傳2路特性實行除算’由以將各副載波成分解調。最後 / ^料再生邛11彳疋第2除异部丨〇解調之副載波成分之 W配置點再生送訊資料’然後當做再生資料⑻)輸 弟4圖所示第！延遲型態推定部7之構成為於第^ 1 ^ ^ 74判定到來波時，以預定之閾值與反傅里荦 變換輸出之油祚十、士 γ τ ^ 對位準值比較的構成，然而以相 波巾4^ 出中㈣最大之各傳送路特性之 預定：：之平方值為基準’從該基準值將僅小位準之 預疋值作為閾值以判定 以相對位73m的構成亦可。又依本發明 性之波^準最小之各傳送路特 =或波幅之平方值為基準，以比 乍為閾值以判^到來波的構成亦可。 又依弟4圖戶斤千·穿^、院 、型恶推定部7之構成於第 315441 18 1244281 i到來波料部74衫到來波時，為直㈣^目對_ 運算部73之輸出亦即反傅里葉變換輸出之波幅或波幅 之平方值以判定到來波，然而對於相對位準運算部U 輸出之波幅《波幅之平方值依每成分實行預定之符號數 分平均比’用其結果於第i到來波判定部74判定到來波 的構成亦可。又對於相對位準運算部73輸出之波幅或波 幅之平方值依每成分實行預定之符號數分平均化，而於 副載波成分之載波對雜訊電力比超過預定值時為依據平 均化學之結果於第1到來波判定部74判定到來波又於 載波對雜訊電力比較小時則使用平均化後之結果於第： 到來波判定部74判定到來波的構成亦可。 第1時序同步部2亦可如第6圖的構成。亦即於本 身相關運算部26運算S1之本身相關，將該演算結果對 應：訊號輸出於相關最大位置檢出部24,檢出本身相關 為最大之位置，依JL έ士 s立，L ^ , 丄 U產生第1時序訊號的構成亦 可。 如上所述，依第1實施形態由於依據推定之延遲型 態調整著實行傅里葉變換之同步時序而能控制頻率内插 濾波器之頻帶’因此能將傳送路特性之推定時之頻率方 向的内插濾波器之通過頻帶抑制於必要最小限。由此可 減輕因不要的雜訊成分通過内插錢ϋ所造成之收訊性 能劣化。又由於利用傅里葉變換後之導引訊號以推定延 遲型態的構成，因此“良好精確度推定延遲型態。 (弟2實施形態） 315441 19 1244281 第1實施形態之解調裝置為由第1除算部5輸出之 導引訊號對應之傳送路特性推定延遲型態的構成，然本 實施形態則依據以前述導引訊號對應之傳送路特性内插 於時間方向所得傳送路特性為依據推定延遲型態。 第7圖表示本實施形態之解調裝置構成之方塊圖。 第7圖中之傅里葉變換部！，第1時序同步部2，導弓丨气 號抽出部3，既知訊號產生部4，第1除算部5，時間内 插濾波器部6,頻率内插濾波器部8,第1延遲調整部9， 第2除算部1〇及資料再生部n與第1實施形態之解調 部同樣的構成而註以與第1實施形態之解調裝置同樣的 符號並於此省略其詳細說明。 本第2實施形態之解調裝置設置第2延遲型態推定 部12而不設如第丨實施形態之第1延遲型態推定部7。 然後第2延遲型態推定部12不用第1除算部5之輸出而 為依據時間内插濾波器部6之輸出以推定延遲型態之處 與第1延遲型態推定部7不同。但該第2延遲型態推定 邛1 2之構成則與第4圖所示的第1延遲型態推定部7 之構成相同。以下的說明用第4圖中括弧所示符號說明 &述第2延遲型態推定部1 2之構成。 通常對於依據在時間方向未實施内插之傳送路特性 之延遲型態的運算為按第2圖依時間方向排列之含以導 引Λ唬每四個符號實行。因此於該四個符號間傳送路特 ^生發生變化時，因該變化構成的誤差將包含在所運算的 L边型悲。然而依本第2實施形態之解調裝置時，由於 315441 20 ^44281 霄施時間方向内插之傳送路特性推定延遲型能 ^追隨時間方向之傳送路特性的變 :運 :之延遲型態精確度。結果得以控制頻率方向== 时之通過頻帶於更高精確度。 插濾波 第7圖中之時間内插濾 為輸入該第p Y之傳运路特性 後訊號整檢部⑵將；：::之訊號整檢部⑵。然 特性依頻率之μ 部6輸出之傳送路 部m。、反傅m拖的順序排列後輸出於反傅里葉變換 之傳送路特性實m部122對於訊號整檢部⑵輸出 結果對應的訊號輸出於厂換’將該反傅里葉變換之 現輸出於相對位準運算部123。 相對位準運曾立 之訊號運算對摩二據反傅里葉變換部122輪出 平方值，==副载波成分之訊號的波幅或波幅之 然後第^料波;;2輸出於第1到來波判定部以。 之運算結果中比預將相對位準運算部123輪出 到來波成分，以4 預定之間值大的成分判定為 時序之相對的心ΪΓ存在之時間軸上的位置與同步 算部125及同=為延遲時間輸出於最大延遲時間運 乂寸序偏置運算部126， 拖*:後判Γ延遲時間最大之到來波成分以輸出濾波哭 π空制訊號。又同步時序偏置運算部126判定；/益 來波判定部⑵輪出之延遲時間之中延遲時；;=到 來波成分以輸出時序偏置調m 取到 第2延遲型態推定部12之第！到來波判定部124 315441 21 1244281 ㈣定到來波料由比較敎之間值與_ 出之波幅或波幅之平方值的構成，然而以位：、、？ 部123之輸出中之位準最大的各傳之:運异 幅之平方值Λ其座佶而v u 特丨生之波幅或波 卞万值為基準值而以比該基準值僅 為閾值以判定到來波的構成亦可 值 1 0^2 ^ ^ 八Μ子目對位準運篡邱 輸出中位準最小之各傳送路特 。 平方值為基準值而以比該基準值僅大2或波幅之 值以判定到來波的構成亦可。 ’’之值為閾

〜再於第2延遲型態推定部12之構成在第W 疋口Ρ 1 2 4判定到來波之際，為言 為直接利用相對位準運算部 …輸出之反傅里葉變換輸出之波幅或波幅之平方值以 判疋到來波，然對於相對位準 葉變換輸出之波幅或波幅之平方反傅里 符號數分平均化，而依…於分實施預定之 —果於弟1到來波判定部124 山疋到來波的構成亦可。又對於相對位準運算冑123輸 每：反傅里葉變換輸出之波幅或波幅之平方值按每成分 m定之符號數分平均化，而於副載波成分之載波對 雜訊電力比為大於預定值時依據平均化之前的結果於第 1到來波判定部124判定到來波，並於載波對雜訊電力 比為較小時則依據平均化後之結果於第】到來波判定部 1 24判定到來波的構成亦可。 如上所述，本實施形態之解調裝置由於依據於時間 ^向實行内插後之傳送特性以運算延遲型態，因此於傳 运路特性在時間上有急速變化時（例如收訊機裝設在如 315441 22 1244281 汽車等的移動體而汽車以高 時間上急速變化的狀態> 亦能二:確之/送路特性在 態。 &好精確纟推定延遲型 然後於該解調裝置依據所運算之延 内插滤波器即可將該頻率内插濟 ‘…頻率 必要的最小限範圍。 之通過頻帶設定於 (第3實施形態） 捕：述第1及第2實施形態之解調裳置為由調整實行 ， 制頻率方向之内插濾波器的 冓成。本貫轭形悲則對於傅里葉變換部i輸出之 成分輸入對應於副載波成分H w / 軾政風刀之頻率的相位旋轉，並 控制頻率方向之内插濾波器以構成該解調裝置。 第8圖表示本實施形態之解調農置構成方塊 8圖中之傅里葉變換部】，導引訊號抽出部3， 產生部4,第1除算部5,時間内插渡波器部6，第^ 遲型態推定部7，頻率内«波器部8，帛2除算部1〇 ，資料再生部U與第i實施形態之解調裝置同二構 :二其：同部分註以與第1實施形態同-的符號而省略 ’、评細况明。又本第3實施形態之解調裝置的第2時序 同步部13與前述第！或第2實施形態之第】時序同步部 2不同，而係僅依據S1訊號輸出同步時序訊號。少。 相位旋轉部14對應相位調整量算出部15之輪出使 傅里葉變換部！輸出之各副載波成分的相位旋轉。於此 之相位旋轉量為比例於各副載波成分之頻率的大 315441 23 1244281 對於延遲型態之對應於 遲調整部9之訊…“ 抽出部3及第1延 .^ ^ θ ；〇 ΑΑ波之延遲時間為對應前述相位 15為依據第i延遲型能推Ν於此’相位調整量鼻出部 W曰… 定部7輸出之時序偏置調整訊 號方；相位疑轉部1 4瞀Φ μ z人 旦7认〜开出供給副載波成分之相位調整 重。又於弟1延遲調整部 率内插濾波器部8之輸出:疋轉部14之輸出與頻 出為以同一時序輸入於第2除算 ^ 的狀態使該相位旋轉邻1 4 ^ π 間。 锝邛1 4之輸出僅延遲預定的時 以下參照第9圖說明香ν + 口况月貫仃傳里葉變換時之同步時 與相位旋轉部14之動作 解調裝置實行傅里荦圖表不本實施形態之 貫仃傅里莱換之時序與延遲型態之關係的模 即第9圖表示對於副載波成分供給比例於該副 H頻率的相位旋轉時之延遲型態的如向變化狀 二為了容易理解假定於該收訊裝置收到到來時間 不同之兩個到來波。如卜 t A 斤述，由於各到來波加算的訊 5虎：收錢，因此有必要以不產生符號間干擾的時序實 行傅里葉變換。 β 1 第9圖（a)表示由保譜馬弓 、士 t &間與弟1次符號形成的到來 及到來波2以不同到來時間被收訊的狀態。第 ⑷並表示前述到來波1及到來波2加算之收訊波。該收 Λ波之别後網狀線部分表示符號間干擾的部分。而以 與鄰接之符號發生干擾的條件下可實行傅里葉變 料區間則為如第9圖⑷之資料區fe”所示。資料區間〗 315441 24 1244281 之位置為如於前述第丨實施形態的說明由同步時序決 定，又該同步時序以不發生符號間干擾為條件，只要於 依存到來波之到來時間差的時間範圍内即可任意決定。 於第9圖⑷之貧料區間J的狀態，為將同步時序設在與 第卜1次之符號不發生符號間干擾之邊界的時序。 第9圖（b)及（c)表示於第9圖（a)將資料區間丨實行 傅里葉變換所得訊號之對應延遲型態。第9圖(…及⑷ 中，橫軸表示對於實行傅里葉變換之資料區間之起點的 各到來波之保護區間最後端，即對於同步時序之第丨次 符號之前頭位置的延遲日寺間，縱車由表示對應於各到來波 之電力。第9圖（b)表示於相位旋轉部14不實行相位旋 轉時之延遲型悲。到來波丨對應之延遲時間為由第9图 (:)所示同步時序與到來波1之保護區間之最後端的時； 差c來表示。 』π符里茱變換部1輸出之各副載波成分實行相 t旋轉以使同步時序與到來波1之保護區間之最後端的 ㈣差c抵消時，如第9圖⑷所示各到來波之波譜將對 應於相位旋轉的大小而移動於時間軸方向，因此可減小 到來波1之延遲時間。其理由為傅里葉變換具有的特 ^ ’即時間料（time domain)訊號之時間移動在頻率範 τ requeney dGmain)為具有變換於各頻率成分之相位 旋轉的特性。亦即於頻率範嘴實行用以抵消因時間移動 所造成之相位變化的相位旋轉，由此可抵消表現 間範田壽訊號（咖咖timedomainsi㈣之時間移動才 315441 25 1244281 分’而可等效的操作頻率範脅上之延遲型態。 口而於相位凋整1异出部i 5依時序偏置調整訊號 算出相位旋轉量，於4日你#姑^ 、相位疑轉4 14對每副載波成分實行 比例於以載波成分之頻率的相位旋轉。相位調整量算 出部15之相位旋轉量的調整為以不發生符號間干擾的 限制條件下’在各到來波成分之對應的延遲時間之中使 最大的延遲時間成為最小。因此時序偏置訊號選用比例 於L遲日^間最小之到來波成分之延遲時間的訊號即可。 又不用第1延遲型態推定部7而利用第2實施形態 所不第2延遲型_推定部1 2由時間内插濾、波！g部6之輸 出以推定延遲型態的構成亦可。 如上述，依本第3實施形態之解調裝置能不變更傅 里葉、交換之同步時序即可抑制推定傳送路特性時之頻率 方向之内插濾波器之通過頻帶於必要最小限，由而能減 小不要的雜訊成分通過内插濾波器造成收訊性能的劣 化。 (第4實施形態） 鈾述第1實施形態之解調裝置為由傅里葉變換部i 之輪出所得延遲型態為依據以控制同步時序及頻率内插 濾、波為之頻帶寬度並對訊號實行解調。本實施形態之解 調裝置為對於傅里葉變換部1之輸出實行對應於副載波 成分之頻率之預定的相位旋轉，然後依據該相位旋轉後 之訊號對應的延遲型態以控制同步時序及頻率内插渡波 $之頻帶寬度並實行對訊號的解調。 315441 26 1244281 :10圖表示本實施形態之解調震置之構成方塊 Γ弟10圖中之傅里葉變換部卜第1時序同步部2, :弓I訊號抽出部3,既知訊號產生部4，帛i除算部5, :間㈣濾波器部6,頻率内插濾波器部8,第2除算部 0及貧料再生部U與第！實施形態之解調裝置相同， =針對該等之構成註以相同符號並省略料細說明。 ^貫施形態之解調裝置於傅里葉變換部丨之後段設置固 疋相位旋轉部16，該固定相位旋轉部16對於傅里葉變 換部1輸出之副載波成分施加比例於該副載波成分之頻 率：固定值的相位旋轉量。又在第i延遲調整部9，係 Ή述固定相位旋轉部i 6之輸出僅施加預定日夺間的延 遲乂使固疋相位旋轉部！ 6之輸出與頻率内插〉慮波器部8 的輸出以同一的時序輸入第2除算部1〇。 傅里葉變換之同步時序的決定為使符號間不發生干 擾’然於第1實施形態之解調裝置為要設定頻率内插濾 波器之頻帶於最窄頻帶則有必要將同步時序設定於最先 到來之到來波的保護區間的最後端。此時因同步時序與 發生符號間干擾的邊界—致，因此只要同步時偏移少許 將發生符號間干擾而增大解調後的誤差率。 以下考慮例如第11圖所示收訊波的狀態。首先對於 用在貧料區間A的傅里葉變換之同步時序時，如發生同 步時序向圖中左側的偏移則不會發生符號間干擾，但如 同步時序向圖中右側偏移則於資料區間A的最後端將發 生符5虎間干擾。然而例如同步時序在比資料區間A之同 27 315441 1244281 步時序位在前方（圖中左方 用於資料區卩彳B $德w 保護區間位置時（如為 月丨卞^間B之傅里葉轡拖 序向圖中左方或右方少，值 步時序)，即使同步時 ^ , . 一 4偏移均不致發生符號間干擾。 亦即可減少由於同步時序 丁杈 擾的發生頻度。 t跳動或誤差引起之符號間干 2為了要使不發生符號間干擾， 檢出即可。狹而右二: 動或同步時序之錯誤 時竜岐4、、 步時序向符號前方偏移之同 如將第！實施形態之的窄頻帶化。 成為對時間訊號施加頻帶限：^:頻率内插遽波器形 慮波器以形成只通過正之頻率成 羊内插 最窄頻帶。亦即於此之頻率内時成為 .. 手内插濾波為由複數濾波器形 複件。另一方面如不將頻率内插據波器形成為 二，，則雖然能達成小規模電路，但將成為通過 =順為中心之對稱的遽波器，因此通過頻帶變 希望之頻帶的兩倍而不能得到充分的窄頻帶化。 然而依本實施形態之解調裝置時，則為將第i同步 I设定在對應於電力最大之到來波的保護區間之最後 =的半個保護區間長之前方，又對於傅里葉變換部^之 輪出施加依據保護區間|及副載波成分之頻率 相位旋轉的構成。 、 亦即於本實施形態之解調裝置之固定相位旋轉部 16為以抵消將同步時序之位置向時間的前方（第1〇圖中 315441 28 1244281 之左方）偏移之量的時間的狀態，對於傅里葉變換輸出之 副載波成分施加前述固定值之相位旋轉量。由此可防止 同步時序之偏移及跳動引起之符號間干擾。 又於上述狀態下，第1除算部5輸出之傳送路特性 之延遲型態存在有延遲時間為負之值的到來波時，亦不 一定發生符號間干擾。第12圖即表示其一狀態。第Μ 圖表示只有一個到來波時之延遲型態的模式圖。 ' ’丨’ r八不1見化％悲您解調裝 置所得延遲型態，（Β)表示依本實施形態之解調裝置所得 延遲型態。參照第12圖，到來波存在於圖中之斜線部 分’即符號間干擾發生區域時表示在傅里葉變換部1°的 輸出中發生符號間干擾。即如第12圖⑻所示，於本每 施形態之解調裝置存在有延遲時間為負之值而得的到二 波時，該到來波亦不存在於符㈣干擾發生區域 =之橫軸㈣3圖及第9圖所示延遲時間同樣，作因 延遲時間時有可能成為正負之值，因此為了說明的 方便而以到來時間表示。 的 又口上所迷，依本實施形 之到爽0本„ # f Μ , + 且/、受便到來波 域二1==間零為中心之左右對稱的區 ^、率内插濾波裔之通過頻帶設定 ::域内之到來波之最窄頻帶之低通渡波器即可 :將頻率内插遽波器形成為對時間訊號施加 濾波益時，雖然該頻率内插 、J之 頻率零為非對稱的刪波器形成時於: 315441 29 Ϊ244281 而依本實施形態之解壯 ^ ^ 斜座υ、， ％调衣置，將到來時間最大之到來波 也士 守間取小之到來波對應之波譜對於到 來日才間零的位置為左右斟 &〜 、】 φ 右對稱的汉疋同步時序時，由於并首 率内插濾波器之通過頻帶 、人 濾波器，比較第… …為對稱而不需複數 的電路之解财、置時能以較小規模 ’電路達成充分的窄頻帶化。 因而輸出到第丨時序同步部2之時序偏置調 广發生符號間干擾的條件下，以比例於到來時間最 ^之到來波的到來時間及到來時間最小之到來波的到來 彳# 1/2(平均值)的訊號施加。又濾波器頻帶控制 :軸比例於到來時間之絕對值為最大之到來波的到 “日守間之絕對值的訊號施加。然後於頻率内插濾、波器部 8為對應於前料波㈣帶控制訊號決定㈣遽波器。 又不用第1延遲型態推定部7而利用第2實施形態 所不弟2延遲型態推定部12，由時間内㈣波器部6之 輸出以推定延遲型態的構成亦可。又由第i時序同步部 2控制用以產生S1之類比/數位變換之動作時脈以控制 同步時序訊號亦可。 第4實施形態之解調裝置為就傅里葉變換之開始 點’亦即將第i同步時序設定於保護區間之中央的狀態 «明，但該第i同步時序設定在由保護區間之最後端 向前頭方向（第Η圖中由保護區間最後端向左的方向） 偏移的位置即可，又相位旋轉量為對應於該位置決定即 可〇 315441 30 1244281 又如上所述，第4實施形態之解調裝置為將第1同 步時序設在保護區間的中央位置，’然於上述設定可用保 護區間長及有效符號區間長之比為設定參數·依曰本地 上數位TV方式上述比有如設定為1/4, 1/8, i/i6, I/”。 如以上的說明，依第4實施形態之解調裝置為控制 第：同步時序使其位於從電力最大之到來波之保護區間 的最後端向前方偏移半個該保護區間長的位置又以對 應於保護區間長及副載波之頻率的預定之相位旋轉施加 於傅里茱變換輸出，因此能對傅里葉變換輸出之副載、皮 成分施加魏消因同步時序之位置向前方偏移之時間量 所需之固定值的相位旋轉量。又能防止因同步時序之跳 動及錯誤檢測引起符號間干擾，同時能以小規模的電路 達成頻率内插遽波器之頻帶的窄頻帶化。再則能減輕因 不要的雜訊成分通過内H皮器引起之收訊性 化。 为 又前述第3及第4實施形態之解調裝置為含有第工 延遲型態推定部7構成其解調裝置，然不”述第！延 遲型態推定部7而使用前述第2延遲型態推 可。 J、 以上就本發明做詳細說明，然上述說明之全部型態 僅用於舉例表示，本發明並不受其限制。未舉例之各種 變形例應包含在本發明的範圍内。 【圖式簡單說明】 第1圖表示本發明第1實施形態之解調裝置構成例 315441 31 1244281 方塊圖。 第2圖表示本發明第1實施形態之導引訊號配置 圖。 第3圖（a)至（d)表示本發明第1實施形態之解調裝置 貫行傅里葉變換之時序及延遲時間說明圖。 第4圖表示本發明第1實施形態第1延遲型態推定 部之構成例方塊圖。 第5圖表示本發明第1實施形態第1時序同步部之 構成例方塊圖。 第6圖表示本發明第1實施形態第1時序同步部之 構成例方塊圖。 第7圖表示本發明第2實施形態之解調裝置構成例 方塊圖。 第8圖表示本發明第3實施形態之解調裝置構成例 方塊圖。 第9圖（a)至（c)表示本發明第3實施形態之解調裝置 實行傅里葉變換之時序及延遲時間的說明圖。 第1 0圖表示本發明第4實施形態之解調裝置構成例 方塊圖。 第U圖表示本發明第4實施形態之解調裝置實行傅 里葉變換之時序模式圖。 第12圖（A)及（B)表示本發明第1及第4實施形態之 解調裝置之延遲型態模式圖。 [70件符號說明] 32 315441 1244281 1 傅里葉變換部 2 第1時序同步部 3 導引訊號抽出部 4 既知訊號產生部 5 第1除算部 6 時間内插濾波器部 7 第1延遲型態推定部 8 頻率内插濾波器部 9 第1延遲調整部 10 第2除算部 11 資料再生部 12 第2延遲型態推定部 13 第2時序同步部 14 相位旋轉部 15 相位調整量算出部 16 固定相位旋轉部 18 内插濾波器部 21 有效符號長延遲部 22 複數乘算部 23 移動平均運算部 24 相關最大位置檢出部 25 時序偏置調整部 26 本身相關運算部 71、 121訊號整檢部 11、 122 反傅里葉變換部 73、 123 相對位準運算部 74、 124 第1到來波判定部 75、 125 最大延遲時間運算部 Ί6、 126 同步時序偏置運算部

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Claims (1)

1. I244281 拾、申請專利範圍： 1 · 一種解調裝置，具備： 對於收訊之正交頻率八 φ埜科祕、，^ 貝旱刀剎多工（OFDM)訊號實施傅 里葉、交換亚輪出由實施該 冰 寻里葉纟史換之結果所得副載 波成分之傳里葉變換部； 出前述傅里葉變換部輪出之前 波成 刀含有之導引訊號之導引訊號抽出部； 產生對應於前述導引兮 之踩土 ％咕* 虎之既知訊號並將其輸出 之既知訊號產生部； 將前述導引訊號抽出部輪 ^ 4 氣出之珂述導引訊號用前 迹既知訊说產生部輪屮夕a、+、 出料座一述既知訊號實行除算以算 出對應於珂述導引訊號之傳 &、， 得迗路特性之第1除算部； 依據而述苐1除算部輪φ 值〜 异丨輸出之两述導引訊號之前述 傳迗路特性以推定延遲型能， 心並輪出對應於該延遲型態 之取大延遲時間之訊號及對庫二 了應於月丨j述延遲型態之最小 ^遲時間之訊號的延遲型態推定部； 對於前述第1除算部輸出二 4. L 出之别述導引訊號之傳送 路特性實施時間方向及頻率方 於此1 、午万向的内插，由以輸出對應 於珂述副載波成分之傳送路牯把 峪特性之内插濾波器部； 依據前述延遲型態推定部輪屮二 丨别出之所述最小延遲日丰 間對應之訊號及前述0FDM1取遲時 H Λ號以輪出用於控制在前 述傳里葉變換部實施傅里葉變換 _ f 又換之時序的時序訊號之 4序訊號同步部；以及 將前述傅里葉變換部輸出之俞 如之别述副載波成分用前 315441 34 1244281 述内插濾波器部輪ψ +、，丄 特性杏施广曾ί 述副載波成分對應之傳送路 二于开以輪出解調訊號之第2除算部，而以 w述傅里葉變換部為對應 述傅里葉變換，以及 n虎只知刚 之J 2:濾波益部為依據前述最大延遲時間對應 唬…吏用於前述頻率方向之内插之頻率内插请 波器之通過頻帶，由服丘，、， 頻半内插/慮 路特性之頻率頻帶 2·如申請專利範圍第丨項之 推宗邱糸价祕μ 衣直具中别述延遲型態 為依據對於前述導引訊號之前述傳送路特性於 時=方向實施内插後的傳送路特性以輸出前述最大延 遲k間對應之訊號及前述最小延遲時間對應之訊號 者。 3· —種解調裝置，具備·· 對於收訊之0職訊號實施傅里葉變換並輸出由 貫^傳w變換之結果所得副載波成分 換部； 朱< —對前述傅里葉變換部輸出之前述副載波成分之相 位貫施方疋轉並輸出之相位旋轉部，· 用以抽出前述相位旋轉部輪出之前述副載波成分 含有之導引訊號之導引訊號抽出部； 產生對應於前述導引訊號之既知訊號並輸出之既 知訊號產生部； 將前述導引訊號抽出部輸出之前述導引訊號用前 315441 35 1244281 述既知訊號產生部輸出之前述 屮料處 无知訊號實行除算以算 十應於前述導引訊號之傳送路特 依據前述第1除管邱鈐φ七、， 陈才W ’ 傳逆政μ Γ 前述導弓1訊號之前述 =特性以推定延遲型態，並輸出 之取大延遲時間之訊號及對庫 、遲t心 延遲時間之1啼Μ 〜於别述延遲型態之最小 幾π間之汛唬的延遲型態推定部； 時門=:述第1除算部輸出之前述傳送路特性實施 吩間方向及頻率方向的内插，…貫把 波&八々你， 運#對應於前述副截 波成刀之傳送路特性之内插遽波器部； 载 依據前述延遲型態推定部 間對應之訊號以輸出前述相位月^攻小延遲時 相位調整量算出部；以及 α之相位旋轉量的 對於前述相位旋轉部 波成分用前？ 夏她相位碇轉所得前述副載 及成刀用則迷内插據波 J戰 應之傳送路特性實施除 述副载波成分對 部，而以 一以輸出解調訊號之第2除算 前述相位旋轉部對於前 由前述相位調整量算 W载成刀之相位只旋轉 ^ , 輸出之相位旋轉量，以及 則述内插濾波器部為依 乂及 之訊號設定使用於,、+、 據别述最大延遲時間對應 ^ ^ ^ 、 頻率方向之内插的頻率内插谏 波為的通過頻帶，由以 肩手内插4 路特性之頻率頻帶而輪出為：特:載波成分對應之傳送 4.如申請專利範圍第i /、特徵。 備將對應於前述傅Μ / 2項之解調裝置，其中又具 變換部輪出之前述副载波成分 315441 36 1244281 之相位只旋轉依據保護區 率所決定之相位旋轉量的柏長及刚述副載波成分之頻 一 1 1々疋褥里的相位旋轉部，又以 :述顯示訊號抽出部為由經前述相位旋 相位f之前述副載波成分抽出導引訊號， 轉 =延遲型態推定部輪出對應於前述延 前述時序訊號同值的訊號’以及 訊號輸出時序訊號者。據對應於前述平均值的 5.如申請專利範圍第1項至第3項之任一項的解” 其中前述延遲型態推定部以具備：㈣W置’ 將輸入之前述傳送路特 的順序_後將其輸出之訊號的順序或低 對前述訊號整檢部輸出之前述傳送路特性 傅里賴換並輸出對應於果 號之反傅里葉變換部； U之結果的訊 依據前述反傅里荦轡 運算前述延遲型能丄m出之前述訊號的波幅 部； H電力值而輸出之相對位準運算 於前述相對位準運算部輸 閾值時判定對應於該電力 =力值起過預疋之 成分，然後以、+、、 成刀為對應於到來波的 …、 則述傅里葉變換部實施傅1 @ w Μ ^ 到來波之延遲3=間=後端的時間差當做前述 雙吋間輸出之到來波判定部· 用以輪出前述到來波判定部輪出之前述延遲時間 315441 37 Ϊ244281 ΠΓ最大延遲時間之訊號的最大延遲時間運算 二=述到來波列定部輸出之前述延遲時間 部者 瑕小延遲時間之訊號的同號時序偏置運算 6 ·如申請專利範圍第 推定部以具備··、冑調裝置，其中前述延遲型態 將輸入之前述傳送路 的順序排列而輸出之訊號:::頻〜的順序或低 反傅=Γ、號整檢部輪出之前述傳送路特性實施 號之反傅里葉變換:亥反傳里葉變換之結果的訊 運算反！里葉變換部輸出之前述訊號的波幅 部；a 1恶之電力值而輸出之相對位準運算 相對位準運算部輸出之電力值超過預定之 成分，於該電力值之成分為對應於到來波的 述到來波之保護期:二”，傳里葉變換之時序與前 波的延遲時門而仏θ之=後端的時間差當做前述到來 (遲時間而輸出之到來波判定部； 之中述到來波判定部輸出之前述延遲時間 部；=於取大延遲時間之訊號的最大延遲時間運算 用以輸出前述到來波判定部輸出之前述延遲時間 315441 38 1244281 之中對應於最小延遲時間之訊號的同步時序偏置運算 部者。 7·如申4專利範圍第5項之解調裝置，其中前述相對位準 運# 4依據别述反傅里葉變換部輸出之訊號的波幅或 4波巾田之平方值運算延遲時間對訊號電力值，而以該延 遲時間對訊號電力值t做前述電力值輸出者。 8·如申請專利範圍第5項之解調裝置，其中輸人於前述延 遲型態推定部之傳送路特性係對應於導引訊號之傳送 路特性者。 9·如中f專㈣圍第5項之解調裝置，其中輸人於前述延 遲型態推定部之傳送路特性係對於對應導引訊號之傳 =特性實料間方向之内插後的傳送路特性者。 1〇·如申請專利範圍第1 部以具備： 、肖μ置’其中前述時序同步 依據收訊之前述ofdm 。二號之本身相關而輸出之本 最大==;:=部之輸出的最大值，依據該 序訊號之相關最大位置檢出部；以及 弟 依據對應於前述最小 時序訊號實施偏移而輸出前之訊號以對前述第1 整部者。 ，，述寺序訊號之時序偏置調 丨1.如申請專利範圍第3項 部以具備： ^衣置，其中珂述時序同步 315441 39 1244281 依據收訊之前述OFDM訊號之保護區間運算該 〇 F D Μ訊號之本身相關而輸出之本身_ $㈣； η檢出前述本身相關運算部之輸出的最大值，依據該 攻大值以產生用以控制前述傅里葉變換之時序之第i 時序訊號的相關最大位置檢出部；以及 依據對應於前述最小延遲時間之訊號以對前述第i 時序訊號實施偏移以輸出前述時序訊號之時序 整部者。 如申請專利範㈣丨項之解調裝置，其中前述 部以具備： 將收訊之前述0_訊號延遲實施前述傅里葉變 換之貢料區間長的量以輸出延遲〇贿訊號之有效 號長延遲部； 運算前述OFDM訊號與前述延遲〇職訊號之複 數共辆訊號之複數乘算而㉟出對應於該運算之結果 複數訊號之複數乘算部； ^ ^ 對於前述複數剩算部輸出之前述複數訊號運算預 定之區間長的移動平均之移動平均運算部； 依據前述移動平均運算部輪出之;;號檢出於前述 預定區間長中前述複數訊號的波幅為最大的位置 該位置以產生用以控制前述傅里葉變換之時序之第1 時序訊號的相關最大位置檢出部；以及 依據對應於前述最小延遲時間之訊㈣前述第丨 時序訊號實施偏移而輸出前述時序訊號之時序偏置調 315441 40 1244281 整部者。 13.如申請專利範圍帛3項之解職置，其中前述時序同步 部以具備： 將收訊之前述0 F D Μ訊號延遲實施前述傅里葉變 換之資料區間長的量以輸出延遲〇FDM訊號之有效符 说長延遲部； 運异刚述OFDM訊號與前述延遲〇FDM訊號之複 數共軛訊號之複數乘算而輸出對應於該運算之結果的 複數訊號之複數乘算部； 對於4述複數乘算部輸出之前述複數訊號運算預 疋之區間長的移動平均之移動平均運算部； 依據前述移動平均運算部輸出之訊號檢出於前述 預定區間長中前述複數訊號的波幅為最大的位置，依據 該位置以產生用以控制前述傅里葉變換之時序之第i 時序訊號的相關最大位置檢出部；以及 依據對應於别述最小延遲時間之訊號對前述第1 時序訊號實施偏移而輸出前述時序訊號之時序偏置調 整部者。 14·一種解調方法，具備： 對於收訊之OFDM訊號實施傅里葉變換，並輸出 由逵傅里葉k換之結果所得之副載波成分之傅里葉變 換步驟； 由前述傅里葉變換步驟輸出之前述副載波成分抽 出其含有之導引訊號的導引訊號抽出步驟； 315441 41 1244281 ^並輪㈣應於前料心號之既知訊號 知訊號產生步驟； 將‘述導引訊號抽出步 乂、+、M, ^ 〆驟輪出之耵述導引訊號用 月丨j述既知汛號產生步驟輸出义 出之則述既知訊號實施除算 以异出對應於前述導引兰走 、， 步驟. σ A之傳送路特性之第1除算 依據前述第1除曾牛 述值、m 輸出之前述導引訊號之前 这傳达路特性以推定延遲型 麻I + m t心並輸出該延遲型態之對 應取大延遲時間之邙骑β J 時門之… 延遲型態之對應最小延遲 時間之汛唬的延遲型態推定步驟； 依據前述第1除算步驟輸 详改牲从每… j 之别述導引訊號之傳 迗路特性貫施於時間方向及 哥 出針靡於…丨4 、頻率方向的内插，由以輸 出對應於則述副載波成分 伏搪义、+、 <1寻达路特性之内插步驟； 依據則述延遲型態推定 時間對岸之替另、，+ 4輸出之可述最小延遲 了 U耵應之Λ唬及珂述〇F 前述傅E萤_施丰_ w讯唬以輸出用以控制於 換步驟實施傅里葉變 號的時序同步步驟；以及 了斤（矸序‘ 將前述傅里葉變拖牛 v驟輸出之前述副載浊成八田 :述内插濾波器部輪出之前述副載波成分 特性貫施除异以輪出解調訊號之第 、： 前述傅里葉變換步 驟’而以 述時序訊號實施，X jl4傳里葉變換為應於前 …於則述内插步驟為依據前述最大延遲 汛號設定使用於前述頻 、B子應的 1丰方向的内插之頻率内插濾波 315441 42 1244281 器的通過頻帶，由而前述副載波成分所對應之傳送路特 性之頻率頻帶受限制的輸出為其特徵。 43 315441