TW202537202A - 交錯式飛馳電容多階層轉換器 - Google Patents

Abstract

一種交錯式飛馳電容多階層轉換器包括複數個橋臂與移相脈寬調變信號產生電路。各橋臂具有耦接於中間節點的上臂與下臂，上臂具有複數個上臂開關，下臂具有複數個下臂開關，且以中間節點為對稱耦接的下臂開關與上臂開關組成開關對。兩兩上臂開關與兩兩下臂開關之間耦接電容。移相脈寬調變信號產生電路用以產生複數個開關控制信號以控制複數個上臂開關以及複數個下臂開關的導通狀態。

Description

交錯式飛馳電容多階層轉換器

本發明有關一種電源轉換器，尤指一種交錯式飛馳電容多階層轉換器。

在目前的電源轉換器中，常使用交錯式(interleaved)方式控制多橋臂的開關並配合其他電路架構來因應較大瓦數的應用需求。如圖1所示之功因校正器(power factor correction，PFC)架構，其為現有交錯式升壓功因校正器(interleaved boost PFC)的電路圖；或者，如圖2所示之架構，其為交錯式圖騰柱功因校正器(interleaved Totem-Pole PFC)的電路圖。

在目前交錯式電源轉換器中，為了降低輸入電流的漣波(ripple)，會使電源轉換器的兩橋臂的開關的PWM信號相互錯相180°，如圖1分別控制兩橋臂的開關Q1和Q2的信號PWM1與信號PWM2相互錯相180°(例如，PWM1高電位的起始時間設為0°、PWM2高電位的起始時間設為180°，且PWM1和PWM2高電位的時間大致相同)，或者如圖2分別控制兩橋臂的開關Q3和Q4的信號PWM3與信號PWM4相互錯相180°(例如，參前述說明，PWM3為0°、PWM4為180°)，如此可使得流經兩電感的電流I _{L_a}和I _{L_b}的波峰波谷錯相180°，藉此降低總輸入電流I _total(I _total=I _{L_a}+I _{L_b})的漣波(ripple)。

隨著最近要求高功率、高效率之產品的需求逐漸增加，為了突破現有架構的侷限，許多新架構慢慢展露頭角，其中的飛馳電容多階層(flying capacitor multi-level)電路可應用於功因校正器或其他電源轉換器。

如圖3所示，其為飛馳電容多階層電路的示意電路圖，其上臂具有串聯的開關S _1a, S _2a...S _na，其下臂具有串聯的開關S _1b, S _2b...S _nb，並在上下臂開關的節點之間接上電容C ₁,C ₂... C _(n-1)，亦即在開關S _1a、開關S _2a的節點與開關S _1b、開關S _2b的節點之間接上電容C ₁，依此類推。飛馳電容多階層電路的階層數的決定依據圖3中2×n個開關S _1b...S _nb及開關S _1a...S _na在S _1b跟S _1a相連之中間節點N可產生幾種電位來決定的，換言之，若飛馳電容多階層電路的中間節點可產生三種電位則階層數為3，若可產生五種電位則階層數為5，依此類推。如圖3的飛馳電容多階層電路，其階層數為n+1。飛馳電容多階層電路可適用於較高瓦數的應用中，但考量到開關的耐流和溫度表現等因素，可以使用交錯式架構來分散能量。

當使用移相脈寬調變技術(phase-shift PWM, PSPWM)進行飛馳電容多階層電路的開關控制時，在同一橋臂中各開關間的相位差異則是依據公式 進行移相，其中Phase為欲移相的角度，L為飛馳電容多階層電路的階層數。以圖4中的飛馳電容多階層電路的階層數L=3，依據公式Phase=180°，橋臂a的開關S _{1A_a}與開關S _{1B_a}的控制信號的相位差異180°、開關S _{2A_a}與開關S _{2B_a}的控制信號的相位差異180°，橋臂b的開關S _{1A_b}與開關S _{1B_b}的控制信號的相位差異180°、開關S _{2A_b}與開關S _{2B_b}的控制信號的相位差異180°。在上述提到交錯式架構為了使電流的波峰波谷錯相，還會使橋臂a的開關與對應的橋臂b的開關的開關控制信號錯相180°，依照此概念可以得到圖5的開關控制信號控制情況。

然而，在進行圖5的PSPWM控制驗證過程中發現，圖5內的電感電流I _{L_a}與電感電流I _{L_b}的波峰波谷並沒有如預期的錯相180°，因此加總的總輸入電流I _total也無法達成縮小漣波的目標。

為此，如何設計出一種交錯式飛馳電容多階層轉換器，解決現有技術所存在的問題與技術瓶頸，乃為本案發明人所研究的重要課題。

本發明之一目的在於提供一種交錯式飛馳電容多階層轉換器，用以依據一電源而供電至一負載。交錯式飛馳電容多階層轉換器包括ㄧ第一橋臂、ㄧ第二橋臂以及一移相脈寬調變信號產生電路。該第一橋臂包含一第一飛馳電容多階層電路，其包含一第一中間節點用於耦接至該電源、一第一上臂具有n個第一上臂開關、一第一下臂具有n個第一下臂開關、和(n-1)個電容分別耦接至該第一上臂及該第一下臂，該第一上臂的一第一端用於耦接至該負載，該第一上臂的一第二端耦接至該第一中間節點，該第一下臂的一第一端耦接至該第一中間節點，該第一上臂的一第二端用於耦接至該負載。該第二橋臂包含一第二飛馳電容多階層電路，其包含一第二中間節點用於耦接至該電源、一第二上臂具有n個第二上臂開關、一第二下臂具有n個第二下臂開關、和(n-1)個電容分別耦接至該第二上臂及該第二下臂，該第二上臂的一第一端用於耦接至該負載，該第二上臂的一第二端耦接至該第二中間節點，該第二下臂的一第一端耦接至該第二中間節點，該第二上臂的一第二端用於耦接至該負載。該移相脈寬調變信號產生電路，用以產生複數個脈寬調變的開關控制信號以分別控制該複數個上臂開關以及該複數個下臂開關的導通狀態；其中n為大於1的正整數。該移相脈寬調變信號產生電路所產生用於控制該n個第一上臂開關的n個第一上臂開關控制信號與用於控制該n個第一下臂開關的n個第一下臂開關控制信號間，分別具有180度的相位差異；該移相脈寬調變信號產生電路所產生用於控制該n個第二上臂開關的n個第二上臂開關控制信號與用於控制該n個第二下臂開關的n個第二下臂開關控制信號間，分別具有180度的相位差異；第h個該第一上臂開關與第1個該第一上臂開關間具有(h-1)個第三相角θ3的相位差異，h為正整數且1＜h＜=n，該第三相角 ，L為該第一飛馳電容多階層電路的一階層數，且L=n+1；第i個該第二上臂開關與第h個該第一上臂開關間具有1個第一相角θ1的相位差異，i為正整數且1≦i≦n，其中該第一相角θ1不等於第二相角 ，其中y=1,2,…(L-2)。

本發明之一目的在於提供一種交錯式飛馳電容多階層轉換器，交錯式飛馳電容多階層轉換器包括複數個橋臂以及一移相脈寬調變信號產生電路。各該橋臂分別為一飛馳電容多階層電路，各該橋臂具有耦接於一中間節點的一上臂與一下臂，該上臂具有複數個上臂開關，該下臂具有複數個下臂開關；其中兩兩上臂開關與兩兩下臂開關之間耦接一電容。該移相脈寬調變信號產生電路，用以產生複數個開關控制信號以分別控制該複數個上臂開關以及該複數個下臂開關的導通狀態。其中該複數個橋臂中的一第一橋臂的一第一上臂的複數個第一上臂開關控制信號間分別差異一第三相角θ3，該第一橋臂的一第一下臂的複數個第一下臂開關控制信號分別與對應的該複數個第一上臂開關控制信號差異180度；其中該複數個第一上臂開關控制信號與該複數個橋臂中的一第二橋臂的一第二上臂的複數個第二上臂開關控制信號差異一第一相角θ1，該第二橋臂的一第二下臂的複數個第二下臂開關控制信號分別與對應的該複數個第二上臂開關控制信號差異180度；其中該第一相角θ1為可選相角 的其中之一，m為該複數個橋臂的數目、L為該飛馳電容多階層電路的一階層數、x=1,2,…m×(L-1)-1。

藉此，本發明所提出的交錯式飛馳電容多階層轉換器具有以下之特徵與優點：使用交錯式飛馳電容多階層轉換器，透過對多橋臂開關使用的特定相角的移相脈波寬度調變控制信號，使得全部或部分橋臂輸入電流的波峰波谷達成錯相的效果，進而對總輸入電流達到最佳的漣波抑制效果。

為了能更進一步瞭解本發明為達成預定目的所採取之技術、手段及功效，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，相信本發明之目的、特徵與特點，當可由此得一深入且具體之瞭解，然而所附圖式僅提供參考與說明用，並非用來對本發明加以限制者。

茲有關本發明之技術內容及詳細說明，配合圖式說明如下。

請參見圖6所示，其為本發明交錯式飛馳電容多階層轉換器600的電路圖。交錯式飛馳電容多階層轉換器600，用以依據交流輸入電源Vin而供電至負載Load，在本實施例中，交錯式飛馳電容多階層轉換器600可搭配功因控制技術而具有功因校正功能，能夠調整輸入電流以提升功因。雖然圖6的交錯式飛馳電容多階層轉換器600以圖騰柱電路架構為實施例說明，然而本發明也可以搭配升壓電路(如圖7所示的交錯式飛馳電容多階層轉換器700)等合適的電路架構，而提供電路轉換或功因校正等功能。

以圖6的實施例所示，交錯式飛馳電容多階層轉換器600包括m個橋臂，m為大於2的正整數。各該橋臂1~m分別具有耦接於中間節點N ₁~N _m的一上臂與一下臂。以橋臂1為例，其上臂具有n個(n為大於1的正整數)上臂開關S _{1A_1}~S _{nA_1}，並且其下臂具有n個下臂開關S _{1B_1}~S _{nB_1}。同理，以橋臂m為例，其上臂具有n個上臂開關S _{1A_m}~S _{nA_m}，並且其下臂具有n個下臂開關S _{1 B_m}~S _{nB_m}。

再者，以中間節點N ₁~N _m為對稱耦接的下臂開關S _{1B_1}~S _{nB_1},…S _{1B_m}~S _{nB_m}分別與上臂開關S _{1A_1}~S _{nA_1},…S _{1A_m}~S _{nA_m}組成開關對。以橋臂1為例，上臂開關S _{1A_1}與下臂開關S _{1B_1}形成一開關對，上臂開關S _{nA_1}與下臂開關S _{nB_1}形成一開關對，同理居中耦接的上臂開關與對稱耦接的下臂開關也形成開關對。以橋臂m為例，上臂開關S _{1A_m}與下臂開關S _{1B_m}形成一開關對，上臂開關S _{nA_m}與下臂開關S _{nB_m}形成一開關對，同理居中耦接的上臂開關與對稱耦接的下臂開關也形成開關對。

再者，各該橋臂1…m還包含複數個電容C _{1_1}~C _{(n-1)_1},…C _{1_m}~C _{(n-1)_m}，每一電容的兩端分別耦接於每一開關對的兩端，即兩兩上臂開關S _{1A_1}~S _{nA_1},…S _{1A_m}~S _{nA_m}與兩兩下臂開關S _{1B_1}~S _{nB_1},…S _{1B_m}~S _{nB_m}之間分別耦接電容C _{1_1}~C _{(n-1)_1},…C _{1_m}~C _{(n-1)_m}。以橋臂1為例，電容C _{1_1}的第一端耦接於上臂開關S _{1A_1}與上臂開關S _{2A_1}(圖未標示)的共接點，電容C _{1_1}的第二端耦接於下臂開關S _{1B_1}與下臂開關S _{2B_1}(圖未標示)的共接點。電容C _{(n-1)_1}的第一端耦接於上臂開關S _{nA_1}與上臂開關S _{(n-1)A_1}(圖未標示)的共接點，電容C _{(n-1)_1}的第二端耦接於下臂開關S _{nB_1}與下臂開關S _{(n-1)B_1}(圖未標示)的共接點。同理居中耦接的兩兩上臂開關與兩兩下臂開關之間也耦接電容。

因此，交錯式飛馳電容多階層轉換器600的每一橋臂1…m皆為一飛馳電容多階層電路。每一橋臂1…m的上臂和下臂分別包括n個開關，上臂和下臂之間耦接有(n-1)個電容，其階層數L=n+1。

在本實施例中，交錯式飛馳電容多階層轉換器600包含有複數個電感L ₁…L _m，電感L ₁…L _m的第一端耦接於電源Vin的第一端，電感L ₁…L _m的第二端分別耦接於每一橋臂1…m的中間節點N ₁…N _m。電感L ₁…L _m的輸入電流分別為I _{L_1}…I _{L_m}，I _{L_1}…I _{L_m}加總後為總輸入電流I _total。電源Vin和每一橋臂1…m耦接於整流電路RECT、輸出電容Co和負載Load，以提供輸出電壓Vo供電給負載Load。在本實施例中，整流電路RECT包含有兩個二極體D1和D2，每一橋臂1…m的第一端耦接二極體D1的第一端，二極體D1的第二端耦接於二極體D2的第一端，每一橋臂1…m的第二端耦接二極體D2的第二端，電源Vin的第二端耦接於二極體D1的第二端和二極體D2的第一端。

此外，交錯式飛馳電容多階層轉換器600包含移相脈寬調變(phase shift pulse width modulation)信號產生電路610，移相脈寬調變信號產生電路610可採用數位電路、類比電路、信號處理器、微控制器等合適實施方式，產生複數個上臂開關控制信號V _{1A_1}~V _{nA_1},…V _{1A_m}~V _{nA_m}和下臂開關控制信號V _{1B_1}~V _{nB_1},…V _{1B_m}~V _{nB_m}，分別用以控制各橋臂的各上臂開關S _{1A_1}~S _{nA_1},…S _{1A_m}~S _{nA_m}和各下臂開關S _{1B_1}~S _{nB_1},…S _{1B_m}~S _{nB_m}的導通狀態。該些開關控制信號採用移相脈寬調變的方式實施，以橋臂1為例，上臂開關控制信號V _{1A_1}~V _{nA_ 1}為移相(phase shifted)的脈寬調變信號，而下臂開關控制信號V _{1B_1}~V _{nB_1}則分別為上臂開關控制信號V _{1A_1}~V _{nA_1}移相180度的脈寬調變信號。此外，每一個橋臂2…m(或者部分橋臂)的所對應開關控制信號也可設置為相對於橋臂1的所對應開關控制信號的移相脈寬調變信號，以達成交錯式控制的實施方式。

在本實施例中，移相脈寬調變信號產生電路610產生橋臂1的上臂開關控制信號V _{1A_1}~V _{nA_1}分別為實質相同的脈寬調變信號，但相鄰的開關控制信號分別有第三相角θ3的相位差異，第三相角θ3可以設置為θ3=(360°)/(L-1)，L為飛馳電容多階層電路的階層數。由前述公式階層數L=(n+1)，n為橋臂上臂的開關數或橋臂下臂的開關數，故第三相角θ3也可以設置為θ3=(360°)/n。例如，上臂開關控制信號V _{2A_1},V _{2A_1}…V _{nA_1}分別與上臂開關控制信號V1 _{A_1}的脈寬調變信號間具有1…(n-1)個第三相角θ3的相位差異，橋臂1的開關S _{1A_1}的控制信號V _{1A_1}為10%工作週期(duty cycle)的脈寬調變信號，橋臂1的開關S2 _{A_1}的控制信號V _{2A_1}為V _{1A_1}移相θ3的脈寬調變信號V _{2A_1}=V _{1A_1}×e ^{j θ3}，而橋臂1的開關S _{nA_1}的控制信號V _{nA_1}為V _{1A_1}移相(n-1)×θ3的脈寬調變信號V _{nA_1}=V _{1A_1}×e ^j(n-1)θ3。下臂開關控制信號V _{1B_1}~V _{nB_1},…V _{1B_m}~V _{nB_m}則分別為上臂開關控制信號V _{1A_1}~V _{nA_1},…V _{1A_m}~V _{nA_m}移相180度的脈寬調變信號。例如：V _{1B_1}=V _{1A_ 1}× e ^{j π}，V _{2B_1}=V _{2A_ 1}×e ^{j π}=V _{1A_1}×e ^{j( π+θ3)}…，V _{nB_1}=V _{nA_1}×e ^{j π}=V _{1A_1}×e ^{j( π+(n-1)θ3)}。

此外，移相脈寬調變信號產生電路610可以設置為產生橋臂2,3,…m的開關控制信號與橋臂1對應的開關控制信號間有1,2,…(m-1)第一相角θ1的相位差異。例如，V _{1A_m}=V _{1A_1}×e ^{j (m-1) θ1}，V _{2A_m}=V _{2A_1}×e ^j(m-1)θ1…，V _{nA_m}=V _{nA_1}×e ^j(m-1)θ1且V _{1B_m}=V _{1B_1}×e ^j(m-1)θ1，V _{2B_m}=V _{2B_1}×e ^j(m-1)θ1…，V _{nB_m}=V _{nB_1}×e ^j(m-1)θ1。第一相角θ1可以由以下的公式選擇∆phase的其中之一： ，其中m為橋臂的數目；L為飛馳電容多階層電路的階層數；x=1,2,…m×(L-1)-1。假設交錯式飛馳電容多階層轉換器600的橋臂數目m=2、每一橋臂的飛馳電容多階層電路的階層數L=4，所以套用前述公式可以自60度、120度、180度、240度及300度中選擇其一作為第一相角θ1。例如，若第一相角θ1設置為60度，橋臂2相應的開關控制信號等於橋臂1的開關控制信號延遲60度(在另一實施例中，也可設置為提前60度)。若第一相角θ1設置為120度，橋臂2相應的開關控制信號等於橋臂1的開關控制信號延遲120度(在另一實施例中，也可提前120度)，依此類推。

在另一實施例中，本發明的交錯式控制可再進行調整，以縮小總輸入電流I _total之漣波。因此在計算出 後，可再排除選取第二相角 ，亦即所選用的第一相角θ1不包含第二相角 。其中第二相角 為： ，其中L為飛馳電容多階層電路的階層數；y=1…(L-2)。假設交錯式飛馳電容多階層轉換器600每一橋臂的飛馳電容多階層電路的階層數L=4，所以第二相角 =120度及240度。因此，當第一相角θ1可選 =60度、120度、180度、240度以及300度其中之一時，再排除第二相角 =120度以及240度，因此第一相角θ1的可選相角∆phase為60度、180度以及300度這三個相位角的任一者，以縮小交錯式飛馳電容多階層電路600的總輸入電流I _total之漣波。

根據前揭公式，表1列舉幾個飛馳電容多階層轉換器在不同橋臂數目m與飛馳電容多階層電路的階層數L的條件下，可選相角∆phase與第二相角∆phaseX的角度值。 表1

L	m	可選相角 (度)	第二相角 (度)
3	2	90、180、270	180
4	2	60、120、180、240、300	120、240
5	2	45、90、135、180、225、270、315	90、180、270
3	3	60、120、180、240、300	180
4	3	40、80、120、160、200、240、280、320	120、240
5	3	30、60、90、120、150、180、210、240、270、300、330	90、180、270

以下，透過圖8~圖10示意的電流波形圖說明本發明交錯式飛馳電容多階層轉換器600所達到的降低漣波效果。如圖8所示，其為交錯式飛馳電容多階層轉換器600在兩個橋臂、四階層飛馳電容架構下的輸入電流波形示意圖。其中在圖8的上半部可明顯看出，當第一相角θ1為可選相角∆phase=60度、180度或300度其中之一時，可使得兩輸入電流I _{L_ 1}與I _{L_ 2}的波峰波谷達成錯相的效果。例如，圖8的輸入電流I _{L_1}與I _{L_2}為鋸齒波，當輸入電流I _{L_1}為最大值時，輸入電流I _{L_2}接近最小值；且當輸入電流I _{L_2}為最大值時，輸入電流I _{L_1}接近最小值。因此，輸入電流I _{L_1}和輸入電流I _{L_2}的波峰波谷達成錯相的效果，使加總後的總輸入電流I _total達到最佳的漣波抑制效果(參見圖10總輸入電流I _total)。然而，在圖8的下半部亦可明顯看出，當第一相角θ1為第二相角∆phaseX=120度或240度時，由於兩輸入電流I _{L_1}與I _{L_2}的波峰波谷並沒有顯著地錯相，因此總輸入電流I _total的漣波抑制效果不佳。

同樣地，如圖9所示，其為交錯式飛馳電容多階層轉換器600在三個橋臂、三階層飛馳電容架構下的輸入電流波形示意圖。其中在圖9的上半部可明顯看出，當第一相角θ1為可選相角∆phase=60度、120度、240度或300度其中之一時，可使得三個橋臂的輸入電流I _{L_1}、I _{L_2}以及I _{L_3}的波峰波谷達成錯相的效果，因此可對總輸入電流I _total達到最佳的漣波抑制效果。然而，在圖9的下半部亦可明顯看出，當第一相角θ1為第二相角∆phaseX=180度，由於三輸入電流I _{L_1}、I _{L_2}以及I _{L_3}的波峰波谷並沒有顯著地錯相，因此總輸入電流I _total的漣波抑制效果不佳。

此外，配合參見圖10~圖12，其分別為交錯式飛馳電容多階層轉換器600在兩個橋臂、三階層飛馳電容架構下選用不同第一相角θ1的輸入電流波形、控制信號波形示意圖，其中圖10為第一相角θ1為90度、圖11為第一相角θ1為180度以及圖12為第一相角θ1為270度。承前所述，可參見表1，在兩個橋臂(m=2)、三階層飛馳電容(L=3)架構下，第一相角θ1可選擇90度、180度以及270度其中之一，且排除第二相角 (亦即180度)，因此較佳的方案為第一相角θ1為可選相角∆phase=90度或270度。換言之，在圖10所示的第一相角θ1為90度或者圖12所示的第一相角θ1為270度，可使兩輸入電流I _{L_1}與I _{L_2}的波峰波谷達成錯相的效果，因此對圖10與圖12而言，當輸入電流I _{L_1}與I _{L_2}的峰對峰值為7安培時，總輸入電流I _total的漣波約可抑制為2安培(峰對峰值)。然而對圖11所示的第一相角θ1為180度，並無法使得兩輸入電流I _{L_1}與I _{L_2}的波峰波谷有明顯的錯相效果，當輸入電流I _{L_1}與I _{L_2}的峰對峰值為7安培時，總輸入電流I _total的漣波約為14安培，顯然圖11的總輸入電流I _total的漣波抑制效果較在圖10所示的選擇第一相角θ1為90度或者圖12所示的選擇第一相角θ1為270度時來得差。

配合參見圖10與圖4，如圖10所示，控制橋臂1下臂開關S _{1B_1}的控制信號為V _{1B_1}，而控制橋臂1下臂開關S _{2B_1}的控制信號為V _{2B_1}，兩者的相角差為第三相角θ3=180度，而控制與橋臂1下臂開關S _{1B_1}相應位置的橋臂2下臂開關S _{1B_2}的控制信號為V _{1B_2}，兩者的相角差為第一相角θ1=90度。在圖10的實施例中，選用的第一相角θ1=90度時，可使兩輸入電流I _{L_1}與I _{L_2}的波峰波谷達成錯相的效果，因此可對總輸入電流I _total產生較佳的漣波抑制效果。

同理，配合參見圖12與圖4，控制橋臂1下臂開關S _{1B_1}的控制信號為V _{1B_1}，而控制橋臂1下臂開關S _{2B_1}的控制信號為V _{2B_1}，兩者的相角差為第三相角θ3=180度，而控制與橋臂1下臂開關S _{1B_1}相應位置的橋臂2下臂開關S _{1B_2}的控制信號為V _{1B_2}，兩者的相角差為第一相角θ1=270度。在圖12的實施例中，選用的第一相角θ1=270度時，可使兩輸入電流I _{L_1}與I _{L_2}的波峰波谷達成錯相的效果，因此可對總輸入電流I _total產生較佳的漣波抑制效果。

然而，配合參見圖11與圖4，控制橋臂1下臂開關S _{1B_1}的控制信號為V _{1B_1}，而控制橋臂1下臂開關S _{2B_1}的控制信號為V _{2B_1}，兩者的相角差為第三相角θ3=180度，而控制與橋臂1下臂開關S _{1B_1}相應位置的橋臂2下臂開關S _{1B_2}的控制信號為V _{1B_2}，兩者的相角差為第一相角θ1=180度。在圖11的實施例中，選用的第一相角θ1=180度時，無法使得兩輸入電流I _{L_1}與I _{L_2}的波峰波谷有明顯的錯相效果，因此無法對總輸入電流I _total產生較佳的漣波抑制效果。

在一些實施例中，可設置移相脈寬調變信號產生電路610所產生各橋臂間的開關控制信號的相位差異都採用相同的第一相角，例如：橋臂2的各開關控制信號為對應的橋臂1的各開關控制信號延遲第一相角θ1，橋臂3的各開關控制信號為對應的橋臂1的各開關控制信號延遲2×∆phase，橋臂m的各開關控制信號為對應的橋臂1的各開關控制信號延遲(m-1)×∆phase。因此，各個橋臂的輸入電流I _{L_1}…I _{L_m}的波峰波谷都有明顯的錯相效果，而能對總輸入電流I _total產生漣波抑制效果。

在另一些實施例中，也可以因為簡化控制等不同的設計考量，而設置移相脈寬調變信號產生電路610產生部分橋臂的開關控制信號採用相同的第一相角，其部分橋臂的開關控制信號則不採用此方式的相位延遲。例如：橋臂2~g的各開關控制信號為對應的橋臂1的各開關控制信號延遲1~(g-1)個第一相角θ1，但橋臂(g+1)~m的各開關控制信號則不為對應的橋臂1的各開關控制信號延遲g~(m-1)個∆phase，g為正整數且2＜g＜m。由於橋臂1~g的輸入電流I _{L_1}…I _{L_g}的波峰波谷已有明顯的錯相效果，即使橋臂(g+1)~m的輸入電流I _{L_1}…I _{L_g}的波峰波谷沒有明顯的錯相效果，加總的總輸入電流I _total仍然可以產生可接受的漣波抑制效果。

在另一些實施例中，也可設置移相脈寬調變信號產生電路610所產生各橋臂(或部分橋臂)間的開關控制信號的相位差異也可以設置為不等於第一相角，而僅需要選擇非第二相角∆phaseX的適當角度，即可使全部或部分橋臂的輸入電流I _{L_1}…I _{L_m}的波峰波谷有錯相效果，而使加總的總輸入電流I _total可以產生可接受的漣波抑制效果。

綜上所述，本發明具有以下之特徵與優點：使用交錯式飛馳電容多階層轉換器，透過對多橋臂開關使用的特定相角的移相脈波寬度調變控制信號，使得全部或部分橋臂輸入電流的波峰波谷達成錯相的效果，進而對總輸入電流達到漣波抑制效果。

以上所述，僅為本發明較佳具體實施例之詳細說明與圖式，惟本發明之特徵並不侷限於此，並非用以限制本發明，本發明之所有範圍應以下述之申請專利範圍為準，凡合於本發明申請專利範圍之精神與其類似變化之實施例，皆應包括於本發明之範疇中，任何熟悉該項技藝者在本發明之領域內，可輕易思及之變化或修飾皆可涵蓋在以下本案之專利範圍。

600,700:交錯式飛馳電容多階層轉換器 610:移相脈寬調變信號產生電路 S _{1A_1}~S _{nA_1},…S _{1A_m}~S _{nA_m}:上臂開關 S _{1B_1}~S _{nB_1},…S _{1B_m}~S _{nB_m}:下臂開關 V _{1A_1}~V _{nA_1},…V _{1A_m}~V _{nA_m}:上臂開關控制信號 V _{1B_1}~V _{nB_1},…V _{1B_m}~V _{nB_m}:下臂開關控制信號 C _{1_1}~C _{(n-1)_1},…C _{1_m}~C _{(n-1)_m}:飛馳電容 N ₁~N _m:中間節點 L ₁…L _m:電感 Vin:電源 Vo:輸出電壓 Co:輸出電容 Load:負載 D1,D2:二極體 RECT:整流電路 I _{L_1}…I _{L_m}:輸入電流 I _total:總輸入電流 :可選相角 θ1:第一相角 第二相角 θ3:第三相角

圖1為現有交錯式升壓功因校正器的電路圖。

圖2為現有交錯式圖騰柱功因校正器的電路圖。

圖3為現有飛馳電容多階層電路的示意電路圖。

圖4為現有交錯式飛馳電容多階層圖騰柱功因校正器的電路圖。

圖5為現有交錯式飛馳電容多階層圖騰柱功因校正器的電路圖。

圖6為本發明交錯式飛馳電容多階層轉換器的一實施例的電路圖。

圖7為本發明交錯式飛馳電容多階層轉換器的另一實施例的電路圖。

圖8為本發明交錯式飛馳電容多階層轉換器在兩個橋臂、四階層飛馳電容架構下的輸入電流波形示意圖。

圖9為本發明交錯式飛馳電容多階層轉換器在三個橋臂、三階層飛馳電容架構下的輸入電流波形示意圖。

圖10~圖12分別為本發明交錯式飛馳電容多階層轉換器在兩個橋臂、三階層飛馳電容架構下的輸入電流波形、控制信號波形示意圖。

600:交錯式飛馳電容多階層轉換器

610:移相脈寬調變信號產生電路

S_{1A_1}~S_{nA_1},…S_{1A_m}~S_{nA_m}:上臂開關

S_{1B_1}~S_{nB_1},…S_{1B_m}~S_{nB_m}:下臂開關

V_{1A_1}~V_{nA_1},…V_{1A_m}~V_{nA_m}:上臂開關控制信號

V_{1B_1}~V_{nB_1},…V_{1B_m}~V_{nB_m}:下臂開關控制信號

C_{1_1}~C_{(n-1)_1},…C_{1_m}~C_{(n-1)_m}:電容

N₁~N_m:中間節點

L₁…L_m:電感

Vin:電源

Vo:輸出電壓

Co:輸出電容

Load:負載

RECT:整流電路

D1,D2:二極體

I_{L_1}…I_{L_m}:輸入電流

I_total:總輸入電流

Claims (8)

1. 一種交錯式飛馳電容多階層轉換器，用以依據一電源而供電至一負載，其包括： 一第一橋臂包含一第一飛馳電容多階層電路，其包含一第一中間節點用於耦接至該電源、一第一上臂具有n個第一上臂開關、一第一下臂具有n個第一下臂開關、和(n-1)個電容分別耦接至該第一上臂及該第一下臂，該第一上臂的一第一端用於耦接至該負載，該第一上臂的一第二端耦接至該第一中間節點，該第一下臂的一第一端耦接至該第一中間節點，該第一上臂的一第二端用於耦接至該負載； 一第二橋臂包含一第二飛馳電容多階層電路，其包含一第二中間節點用於耦接至該電源、一第二上臂具有n個第二上臂開關、一第二下臂具有n個第二下臂開關、和(n-1)個電容分別耦接至該第二上臂及該第二下臂，該第二上臂的一第一端用於耦接至該負載，該第二上臂的一第二端耦接至該第二中間節點，該第二下臂的一第一端耦接至該第二中間節點，該第二上臂的一第二端用於耦接至該負載；以及 一移相脈寬調變信號產生電路，用以產生複數個脈寬調變的開關控制信號以分別控制該複數個上臂開關以及該複數個下臂開關的導通狀態； 其中n為大於1的正整數； 該移相脈寬調變信號產生電路所產生用於控制該n個第一上臂開關的n個第一上臂開關控制信號與用於控制該n個第一下臂開關的n個第一下臂開關控制信號間，分別具有180度的相位差異； 該移相脈寬調變信號產生電路所產生用於控制該n個第二上臂開關的n個第二上臂開關控制信號與用於控制該n個第二下臂開關的n個第二下臂開關控制信號間，分別具有180度的相位差異； 第h個該第一上臂開關與第1個該第一上臂開關間具有(h-1)個第三相角θ3的相位差異，h為正整數且1＜h＜=n，該第三相角 ，L為該第一飛馳電容多階層電路的一階層數，且L=n+1； 第i個該第二上臂開關與第h個該第一上臂開關間具有1個第一相角θ1的相位差異，i為正整數且1≦i≦n，其中該第一相角θ1不等於第二相角 ，其中y=1,2,…(L-2)。
2. 如請求項1所述之交錯式飛馳電容多階層轉換器，其中該第一相角θ1為可選相角 的其中之一， x=1,2,…2×(L-1)-1。
3. 如請求項1所述之交錯式飛馳電容多階層轉換器，另包含(m-2)個橋臂，m為大於2的正整數，其中該第g個橋臂包含有一第g飛馳電容多階層電路，其包含一第g中間節點用於耦接至該電源、一第g上臂具有n個第g上臂開關、一第g下臂具有n個第g下臂開關、和(n-1)個電容分別耦接至該第g上臂及該第g下臂，該第g上臂的一第一端用於耦接至該負載，該第g上臂的一第二端耦接至該第一中間節點，該第g下臂的一第一端耦接至該第g中間節點，該第g上臂的一第二端用於耦接至該負載； g為正整數且2＜g＜=m； 該移相脈寬調變信號產生電路所產生用於控制該n個第g上臂開關的n個第g上臂開關控制信號與用於控制該n個第g下臂開關的n個第g下臂開關控制信號間，分別具有180度的相位差異； 第i個該第g上臂開關與第i個該第一上臂開關間具有(i-1)個第一相角θ1的相位差異，i為正整數且1≦i≦n，其中該第一相角θ1不等於第二相角 ，其中y=1,2,…(L-2)。
4. 如請求項3所述之交錯式飛馳電容多階層轉換器，其中該第二橋臂至該第g橋臂的該第一相角θ1為可選相角 的其中之一，並且該第g+1橋臂至該第m橋臂的該第一相角θ1非為可選相角 的其中之一，2＜g≦m，x=1,2,…m×(L-1)-1。
5. 如請求項3所述之交錯式飛馳電容多階層轉換器，其中該第二橋臂至該第m橋臂的該第一相角θ1為可選相角 的其中之一， x=1,2,…m×(L-1)-1。
6. 一種交錯式飛馳電容多階層轉換器，包括： 複數個橋臂，各該橋臂分別為一飛馳電容多階層電路，各該橋臂具有耦接於一中間節點的一上臂與一下臂，該上臂具有複數個上臂開關，該下臂具有複數個下臂開關；其中兩兩上臂開關與兩兩下臂開關之間耦接一電容；以及 一移相脈寬調變信號產生電路，用以產生複數個開關控制信號以分別控制該複數個上臂開關以及該複數個下臂開關的導通狀態； 其中該複數個橋臂中的一第一橋臂的一第一上臂的複數個第一上臂開關控制信號間分別差異一第三相角θ3，該第一橋臂的一第一下臂的複數個第一下臂開關控制信號分別與對應的該複數個第一上臂開關控制信號差異180度； 其中該複數個第一上臂開關控制信號與該複數個橋臂中的一第二橋臂的一第二上臂的複數個第二上臂開關控制信號差異一第一相角θ1，該第二橋臂的一第二下臂的複數個第二下臂開關控制信號分別與對應的該複數個第二上臂開關控制信號差異180度； 其中該第一相角θ1為可選相角 的其中之一，m為該複數個橋臂的數目、L為該飛馳電容多階層電路的一階層數、x=1,2,…m×(L-1)-1。
7. 如請求項6所述之交錯式飛馳電容多階層轉換器，其中該第一相角不包含一或多個第二相角； 其中該或多個第二相角為： ，其中y=1,2,…(L-2)。
8. 如請求項6所述之交錯式飛馳電容多階層轉換器，其中該第三相角 。