TW202429818A

TW202429818A - 使用ｉｑ混頻器偵測反射信號之振幅調變之穩頻微波源

Info

Publication number: TW202429818A
Application number: TW112148798A
Authority: TW
Inventors: 詹姆斯Ａ德威; 蓋瑞Ｉ穆爾
Original assignee: 美商雷神公司
Priority date: 2023-01-11
Filing date: 2023-12-14
Publication date: 2024-07-16
Also published as: AU2024208019A1; IL321566B1; JP2026500834A; IL321566A; US11817867B1; TWI881601B; EP4649591A1; WO2024151618A1

Abstract

一IQ混頻器用在一龐德穩定微波源中以偵測自參考諧振器反射之信號之振幅調變。藉由正確組態IQ混頻器使得LO輸入及RF輸入在Q混頻器處維持正交，因此在I混頻器處同相，可在與對諧振器耦合及最大相位到振幅轉換之最佳選擇相容之較低調變頻率下偵測到較低位準的振幅調變。

Description

使用IQ混頻器偵測反射信號之振幅調變之穩頻微波源

本發明係關於使用「龐德(Pound)穩定」或「龐德伺服」技術之穩頻微波源，且更特定言之係關於使用一IQ混頻器來偵測反射信號之振幅調變。

穩定微波頻率源用在諸如雷達及通信系統等應用中。例如氫微波激射器或低溫藍寶石振盪器之最穩定微波源尋求作為準確時脈之時間基準之應用。此等源及時脈體積龐大且不適合即使在相距很遠的情況下亦可能需要同步的便攜式裝置。因此，諸多此等裝置將藉由利用由GPS信號提供的時間資訊進行同步。然而，GPS接收可在一些時段內不可用，並且需要穩定性足以在此等時段內維持同步之小型低功率振盪器。

一簡單振盪器可包括一迴路，該迴路至少包括一諧振器、一放大器及一移相器。此等可一起滿足迴路周圍增益及相移分別大於1及2π倍數之振盪條件。若透過放大器及移相器取得的相移亦不係高度穩定的，則具有一高度穩定中心頻率之一諧振器不會即刻產生一高度穩定振盪頻率。

R. V.龐德於1947年12月在《IRE学报》第35卷第12期第1405頁至第1415頁發表的「微波振盪器之頻率穩定(Frequency Stabilization of Microwave Oscillators)」描述了一種利用來自一參考諧振器之微波振盪器信號之反射來改良振盪器穩定性之技術。在第2,681,998號美國專利中，龐德將此技術與振盪器信號之調變結合以避免微波偵測器中之閃爍雜訊所造成的限制。人們普遍將涉及自一諧振器反射一調變信號之微波振盪器穩定技術稱為「龐德穩定」或「龐德伺服」技術。最近，一單個諧振器通常被用作一微波振盪器迴路之一組件以及用於改良振盪器迴路的穩定性之穩定元件兩者。請參閱N. Luiten、A. G. Mann、N. J. McDonald及D. G. Blair於1995年在《1995 IEEE國際頻率控制研討會學報(第49屆年度研討會)》第433頁至第437頁發表的「UWA低溫藍寶石振盪器之最新結果(Latest results of the U.W.A. cryogenic sapphire oscillator)」以及N. Luiten、A. G. Mann、M. E. Costa及D. G. Blair於1994年在《IEEE第48屆頻率控制年度研討會學報》第441頁至第446頁發表的「具有卓越穩定性之低溫藍寶石諧振器-振盪器：更新”」。

現在參考圖1，一穩頻微波源 100使用龐德穩定技術來相對於一參考諧振器 104穩定微波振盪器(即，一壓控振盪器(VCO) 102)以在輸出埠 108處產生一穩頻輸出信號 106。VCO產生一輸出信號 110，其一部分被視為穩頻輸出信號 106。信號頻率可以由施加到VCO的調諧埠 114之一龐德伺服電壓 112來調諧。輸出信號 110在作用參考諧振器 104之前經過一移相器 116及一循環器 118。VCO 102之頻率必須係可調諧的以匹配諧振器之中心頻率f _Res。通常，儘管諧振器可為可包括一介電質元件之一空腔諧振器，但可使用具有一合適的中心頻率及穩定性之任何諧振器來應用該技術。

作用在諧振器上之輸出信號 110之一部分將根據諧振器之眾所周知的性質被反射為反射信號 120。此反射能量由循環器 118引導至一振幅偵測器 122，最常見的振幅偵測器係一簡單二極體偵測器。調變源 124產生具有一調變頻率f _m之一調變信號 125，以借助於移相器 116對作用在諧振器上之輸出信號 110施加相位調變。如下面將更詳細描述的，相位調變可導致振幅偵測器 122發現反射信號 120中之振幅調變。任何這樣的振幅調變將在偵測器輸出上引起一波動信號，該波動具有相同的調變頻率f _m。

諸如一同步整流器之類之一同步偵測器 126將振幅偵測器 122之輸出與調變信號 125混合，以將具有調變頻率f _m之振幅偵測器輸出中之波動轉換成表示波動幅度之一DC頻率誤差電壓 128。然後，此DC頻率誤差電壓被放大並且較佳地經由積分器 130進行積分，以提供龐德伺服增益，以產生被饋送到VCO 102之調諧埠 114之龐德伺服電壓 112。同步整流器在所屬領域中亦可被稱為諸如一同步偵測器、鎖定偵測器、鎖定放大器或鎖定混頻器的術語。

為了理解穩頻微波源之操作，將作用在如圖2A所示之參考諧振器上之信號之一入射頻譜 200以及參考諧振器之一複反射係數 202隨頻率變化的變動分別視為如圖2B所示的單獨幅度曲線圖 204及相位曲線圖 206。出於解釋目的，載波 208之VCO頻率f _c特意與諧振器之中心頻率不對準f _c≠f _Res。第一對相位調變邊帶 210及 212分別關於載波在頻率f _U＝f _c+f _m及f _L＝f _c-f _m下對稱定位。

上邊帶 210及下邊帶 212將分別自具有不同振幅及相位之參考諧振器反射，這係因為它們沒有關於諧振中心f _Res對稱地放置。結果將係反射載波在相位及振幅兩個方面皆被調變。僅在f _c=f _Res的特殊情況下，上邊帶 210及下邊帶 212兩者將被同等地反射，產生在頻率f _m下沒有振幅調變之一反射載波。顯而易見，反射載波信號上存在的頻率f _m下的振幅調變程度係對頻率誤差f _c-f _Res之一指示。

為了理解自相位調變到振幅調變之轉換，考慮圖3A至圖3E所示之相量圖 300及 302。圖3A至圖3C提供了相位調變之一簡化表示，如一相位調變載波 304(諸如作用在參考諧振器上之相位調變載波)之相量圖 300所示。相位調變由兩個相量 306及 308表示，該等相量在載波相量的末端以每秒±2πf _m弧度的速率反向旋轉。當邊帶相量 306及 308如圖3A所示與載波 304對準時，相量總和為零。然而，如圖3B及圖3C所示，當邊帶相量 306及 308不與載波 304對準時，入射下邊帶 310及入射上邊帶 312添加到載波 304以將載波相位分別提前及延遲。結果係載波相位在調變頻率f _m下的週期性變動且沒有振幅調變。仔細考慮圖3A至圖3C表明，需要更高階的邊帶來準確描述純相位調變，這係因為與3A相比，載波相量(幅度)的長度在圖3B及圖3C中略有變化；但忽略高階邊帶之簡化足以說明該過程。

若入射信號係一載波 304加上兩個等幅邊帶 306及 308，如圖3A所示，該兩個等幅邊帶相加為零，則反射邊帶 316及 318具有不同振幅及不同相位，如圖3D所示。

考慮一反射信號 320，其中邊帶根據諧振器反射係數之頻率相關性在振幅 322及相位 324兩者方面改變。如圖3E(未按比例)所示，經反射上邊帶 326以比經反射下邊帶 328大得多的振幅被反射。現在邊帶不再可能在任何取向上抵消，並且它們的總和遵循一大致橢圓形軌跡 330。因此，反射載波之長度及相位角兩者皆顯著變化，並且每當f _c≠f _Res時，反射載波在頻率f _m下會發生振幅及相位調變兩者。

此外，當頻率誤差具有相反的正負號時，反射邊帶 326及 328之相對變化被交換，並且下邊帶 328將占主導地位使得圍繞橢圓軌跡 330之求和運動被反轉。因此，在偵測器輸出處發現的振幅調變信號之相位將相對於原始調變信號反轉，並且由同步偵測器恢復之DC信號之正負號亦會反轉，並且對於小於諧振器之頻寬的頻率誤差f _c-f _Res，同步偵測器輸出與f _C-f _Res成比例。

對於具有f _c≈f _Res之一入射載波，入射相位調變邊帶到經反射振幅調變邊帶之轉換隨調變頻率f _m以與成比例之方式變化，其中係諧振器振幅反射係數之斜率，並且係頻率f _Res+f _m處之相位反射係數之斜率。因此，當圖2B中之曲線 204及 206之斜率為高時，即，f _m為小時，轉換係最有效的。轉換因子以由圖2中之虛線 214指示之一方式相對於其最大值變化。

應理解，振幅反射係數 204中之谷之寬度或者替代地相位到幅度轉換 214中之峰值之寬度取決於諧振器之耦合係數，並且它不係諧振之傳輸頻寬。若諧振器之耦合接近臨界，則自相位調變到振幅調變之轉換將係最大的，且f _m之最佳範圍可能遠小於諧振器頻寬。例如，在f _Res=10 GHz且一傳輸頻寬為400 kHz之一臨界耦合諧振器中，自相位到幅度轉換時之峰值寬度(由自最大值起3 dB變化來量測)小於1 kHz。

圖4中示出了一穩頻微波源 400之另一個實施例作為圖1所示之微波源 100之一修改，其中相同數字用於標識相同元件。移相器 116被消除，並且調變源 124經由一求和節點 402與龐德伺服電壓 112相加到VCO調諧埠 114中以引起VCO 102之頻率調變。頻率調變及相位調變僅由一因子相關，該載波之相位調變相對於調變源發生一90°相移。然而，在佈置同步偵測器 126處之信號之相對相位時，易於考慮此情況。

現在參考圖5，一穩頻微波源 500經佈置使得一參考諧振器 502亦形成一振盪器迴路 504之一部分，該振盪器迴路包括經調諧以使諧振頻率f _Res通過之一帶通濾波器(BPF) 506以及一迴路放大器 510，使得不需要一單獨VCO。圖5與圖4一樣，透過頻率調變達成入射到參考諧振器上之信號之相位調變。

振盪器迴路 504中之任何相位變化皆會引起一頻率變化。因此，可藉由將一調變信號 516自一調變源 518饋送到振盪器迴路 504中之任何移相器來調變頻率。龐德伺服回饋及調變信號可施加於一共用移相器或單獨的移相器。若一共用移相器可提供龐德伺服回饋所需之頻率調變及調諧兩者的效能，則可使用該共用移相器。若在其中達成調變所需準確度之相移範圍不足以完成龐德伺服回饋所需的調諧，則可能需要單獨的移相器。

若使用一共用移相器，則龐德伺服電壓 520及調變信號 516由求和節點 522求和並輸入到共用調變移相器，該共用調變移相器係迴路放大器 510之前之一迴路移相器 508或迴路放大器 510之後之一調變移相器 524。在此組態中消除了另一移相器。可較佳地將共用移相器放置在迴路放大器 510之前以便使用全部放大器輸出功率。

若使用單獨的移相器，則龐德伺服電壓 520被輸入到迴路移相器 508，並且調變信號 516被輸入到調變移相器 524。在此組態中消除了求和節點 522。移相器在迴路中之位置可翻轉，並且將由諸如它們可處理放大的輸出功率的實際考慮來規定。

透過信號 512中之頻率調變引起之相位調變可導致由一循環器 532引導至一振幅偵測器 534之一反射信號 530之振幅調變。任何這樣的振幅調變將在偵測器輸出上引起一波動信號；該波動信號具有相同的調變頻率f _m。一同步偵測器 536將調變頻率f _m處之振幅偵測器輸出之波動轉換成表示波動幅度之一DC頻率誤差電壓 538。然後，此DC電壓被放大並且較佳地被積分 540以產生龐德伺服電壓 520，該龐德伺服電壓被饋送到求和節點 522或直接饋送到迴路移相器 508。

如圖5所示，一穩頻輸出信號 542取自位於振盪器迴路 504中之參考諧振器 502之後之一不同輸出 544，這通常導致歸因於參考諧振器 502之濾波動作而導致振盪器輸出中之雜訊降低。然而，輸出同樣可取自參考諧振器之前，如圖1及圖4所示，而不會另外影響微波源之功能。

以下係提供對本發明之一些態樣之一基本理解之一概述。該概述並不旨在標識本發明之關鍵或重要元件或者描繪本發明之範疇。其唯一目的係以一简化形式呈现本发明之一些概念，作为稍后呈现之更详细實施方式及定義申請專利範圍之序言。

本發明描述了在龐德伺服迴路中使用一IQ混頻器來偵測自參考諧振器反射之信號之振幅調變。藉由正確組態IQ混頻器使得LO輸入及RF輸入在Q混頻器處維持正交，因此在I混頻器處同相，可在與對諧振器耦合及最大相位到振幅轉換之最佳選擇相容之較低調變頻率下偵測到較低位準的振幅調變。

在使用龐德穩定或龐德伺服技術來穩定振盪頻率之一穩頻微波源中，振幅偵測器被實施為一IQ混頻器，其中自參考諧振器反射之信號提供RF輸入，並且I輸出產生具有調變頻率f _m之一解調變信號，該解調變信號表示反射載波之振幅調變(AM)。該解調變信號被施加到同步偵測器。指示在Q輸出處提供之入射載波與反射載波之間的一相位差之一相位誤差電壓被積分並被回饋到一LO移相器，在該LO移相器中，該相位誤差電壓與作用在諧振器上之信號之一部分組合以在LO輸入處產生一信號使得LO輸入及RF輸入在Q混頻器處維持正交，因此在I混頻器處維持同相。結果，同步偵測器產生與頻率誤差f _c–f _Res成比例之一頻率誤差電壓，繼而將振盪器迴路中之頻率誤差減小到零。

如此組態的IQ混頻器可用作利用龐德穩定或龐德伺服技術之任何穩頻微波源中之AM偵測器。例如，此等技術可利用一參考諧振器作為一振盪器迴路內之頻率判定元件，並且藉由將一調變信號施加到振盪器迴路中之任意點處之一移相器來調變入射到諧振器上之信號之相位。可在振盪器迴路中提供一或多個移相器，使得調變信號可與龐德伺服回饋信號組合或分離。此外，此等技術可包括其中參考諧振器與產生一微波信號之一VCO分離並且借助於VCO輸出與參考諧振器之間的一移相器或藉由將調變信號與經施加以調諧之伺服回饋信號組合來達成相位調變之組態。

在一實施例中，一正交補償電壓可與積分器之輸入處之Q輸出處之相位誤差電壓相加，以補償各個I混頻器及Q混頻器處之LO信號之間的正交相移之非理想性。

根據結合隨附圖式對較佳實施例之以下詳細描述，本發明之此等及其他特徵及優勢對熟習此項技術者將係顯而易見的，在隨附圖式中：

本發明描述了在龐德伺服迴路中使用一IQ混頻器而非一簡單二極體來偵測自參考諧振器反射之信號之振幅調變。藉由正確組態IQ混頻器使得LO輸入及RF輸入在Q混頻器處維持正交，可在與對諧振器耦合及最大相位到振幅轉換之最佳選擇相容之較低調變頻率下偵測到較低位準的振幅調變。

在使用龐德穩定或龐德伺服技術之一穩頻微波源中，二極體偵測器係恢復參考諧振器反射信號中之振幅調變之非常簡單且低成本之方法。然而，在選擇一偵測器時，需要考慮信雜比(SNR)。二極體係非線性元件，其中轉換比(即，针对輸入振幅之給定變化時產生之信號電壓)(有時以mv/dB為單位)取決於輸入載波之振幅以及二極體具有的負載電阻，如Serge Grop及Enrico Rubiola於2009年在《2009年IEEE國際頻率控制研討會與第22屆歐洲頻率及時間論壇聯合會議》第40頁至第43頁發表的「微波功率偵測器之閃爍雜訊(Flicker Noise of Microwave Power Detectors)」之圖1所示。二極體偵測器亦產生將限制最小可偵測信號之雜訊，該雜訊具有取決於入射載波功率之閃爍或1/f分量以及通常由負載電阻設定之白底雜訊。

一同步偵測器內固有的係一低通濾波器(LPF)元件，使得同步偵測器僅對調變頻率f _m附近之一頻率頻寬敏感。因此，龐德穩定方案之一優勢在於，僅同步偵測器在f _m附近的頻寬內之雜訊功率才會對二極體偵測器輸出處之雜訊產生影響。因此，對於具有諸如圖6中之虛線所示之雜訊 600之二極體偵測器，選擇大於約10 kHz的f _m以達成最低偵測器雜訊將係適當的。

在選擇二極體偵測器時，設計人員亦必須考慮二極體偵測器處存在之功率量(由入射到諧振器上之功率產生)以及由諧振器耦合係數β產生之諧振器反射係數。若反射到二極體上之功率非常低，就像諧振器臨界耦合的情況一樣，則二極體轉換比將為低，並且若選擇一高負載電阻器來改良轉換比，則該電阻器將產生更高的熱雜訊。替代地，若諧振器耦合被設定為一次較佳值，使得更高功率到達二極管，則轉換比可能更高，並且可以使用一更低的負載電阻器。然而，隨著入射在二極體上功率的增加，閃爍或1/f雜訊亦會增加，使得可能需要增大調變頻率f _m以改良信號雜訊比。因此，二極體偵測器之使用規定小於藉由將相位到振幅轉換最大化規定之最佳選擇，即，接近諧振器處之臨界耦合及小的f _m，如先前所論述的。

藉由將輸入LO信號及RF信號佈置為正交(90°相對相位)，混頻器可用作具有微波頻率之相位偵測器，例如請參閱Stephan R. Kurtz於1978年1月/2月在Watkins-Johnson公司發表的第5卷第1期「 作為相位偵測器之混頻器(Mixers as Phase Detectors)」技術說明。相反，若輸入LO信號與RF信號同相(0°相對相位)，則混頻器回應於RF信號之振幅調變。在LO於RF之間的中間相位角處，一混頻器將對相位及振幅調變兩者敏感，相對敏感度隨相位角之正切而變化。由於一混頻器可經佈置以偵測振幅調變，因此它亦可被視為二極體偵測器之替代方案。

鑑於裝置及工況的廣泛變化，在對二極體及作為AM偵測器之混頻器之相對效能進行全面比較時，始終可找到例外。通常，二極體及混頻器之轉換比類似，但混頻器雜訊位準可顯著降低。圖6示出了一典型微波AM偵測應用中分別用於二極體及混頻器偵測器之雜訊功率(本底雜訊) 600及 602之示例。例如，Grop及Rubiola的論文中已經報告了二極體本底雜訊。C.A. Barnes等人於2011年在2011年《IEEE國際頻率控制及歐洲頻率及時間論壇(FCS)聯合會議學報》第1頁至第5頁發表的「射頻混頻器之殘餘PM雜訊評估(Residual PM Noise Evaluation of Radio Frequency Mixers)」報告了混頻器本底雜訊。

使用如圖6中之實線 602所示之混頻器可達成的較低雜訊功率提供一顯著優勢。自圖6中可明顯看出，與前文提及的二極體10 kHz相比，調變頻率f _m僅需要大於約100 Hz即可達到最小混頻器雜訊。這與最大相位到幅度轉換之一最佳選擇相容。

雖然這些優勢很明顯，但I混頻器處之LO信號與RF信號之間的同相關係必須被維持在接近0°之恆定值，以最大限度地減少反射信號中相位調變之偵測。若不維持同相關係，則伴隨相位調變之不必要偵測對振幅偵測之污染可能會抵消與二極體偵測器相比較低雜訊功率之優勢。LO信號與RF信號之間的相位差會隨時間及溫度變化而漂移，這意味著相位調變之污染程度以及隨之而來的頻率誤差漂移。

圖7係被稱為一IQ混頻器 704之一電路之一示意圖 700及符號 702。 IQ混頻器 704包括一對常規混頻器；一I混頻器 706及一Q混頻器 708，以及用於在每個混頻器處之LO信號之間提供一固定90°相移之一電路元件 710。電路元件 710通常係一微波傳輸線結構或功率分配器，諸如一支線耦合器，亦稱為一正交混合器，其將LO輸入埠 713處之傳入共用LO信號 712分成分開相對功率相位90°之兩個相等信號 714及 716。RF輸入埠 715處之一輸入RF信號 720亦被一微波功率分配器 717分成相等分量 722及 724，每個分量被饋送到IQ佈置中之混頻器中的一者。注意，等效地，90°相移可施加在RF輸入而非LO輸入上。取決於施加於該佈置之LO信號與RF信號之間的相位關係，若圖7中之下部混頻器對相位調變(PM)敏感，則其將被標識為「Q」(正交)混頻器 708，而上部混頻器係「I」(同相)或AM敏感混頻器 706。Q混頻器 708在其中頻(IF)埠 732處產生一下變頻Q信號 730，並且I混頻器 706在其IF埠 736處產生一下變頻I輸出 734。用於在微波頻率下操作之IQ混頻器易於以容納在一單個封裝中之積體電路的形式提供。因此，此等裝置提供了一種同時量測AM及PM信號調變兩者之方法，其中僅需要共用LO信號與RF信號之間的一個相位調整。為了方便起見，一IQ混頻器可由圖7右側所示之更簡單示意符號 702來表示。

本發明係關於偵測反射信號之振幅調變之方法；並且它可應用於使用龐德穩定或龐德伺服技術之穩頻微波源之任何實施方式中。本發明以一IQ混頻器(經特別組態)取代二極體偵測器，以便在較低調變頻率下達成較低AM偵測本底雜訊。如此組態之IQ混頻器可解決並緩解隨時間及溫度變化之任何相位漂移，因此解決相位調變污染中之任何漂移。

使用龐德穩定或龐德伺服技術之穩頻微波源包括：一振盪器迴路，該振盪器迴路提供大於1的增益及2pi倍數相移；一調變源，該調變源經組態以利用上邊帶及下邊帶以調變頻率f _m調變具有載波頻率f _c之一微波載波信號；具有諧振頻率f _Res之一參考諧振器，該參考諧振器用於反射微波信號之一部分；以及一龐德伺服迴路，該龐德伺服迴路用於經由反射信號在調變頻率f _m下的AM偵測載波頻率與諧振頻率之間的差值，並回饋一誤差信號以將載波頻率驅動至諧振頻率，藉此將載波信號穩定在諧振器頻率。如前所述，在不同組態中，調變可直接在相域中執行或間接地在頻域中執行。此外，在不同組態中，可由其中諧振器與一VCO分離之一佈置或其中參考諧振器被包括在一振盪環內之一佈置來提供振盪。本發明使用龐德伺服迴路中之一IQ混頻器來偵測自參考諧振器反射之信號之振幅調變。

現在參考圖8，根據本發明之任何此等龐德穩定微波源包括一核心電路 800，其中一微波信號 802經過一循環器 804並且被反射離開一參考諧振器 806。一調變源 808產生具有調變頻率f _m之一調變信號 810，以直接或透過頻率調變間接地將相位調變施加於作用在諧振器上之微波信號 802。反射載波信號上存在的頻率f _m下的振幅調變程度係對載波頻率f _c與諧振器頻率f _Res之間的頻率誤差f _c-f _Res之一指示。反射信號 812被循環器 804重定向到一AM偵測器 814。一同步偵測器 816將調變頻率f _m處之振幅偵測器輸出之波動轉換成表示波動幅度之一DC頻率誤差電壓 818。然後，此DC電壓被放大並且較佳地經由積分器 820進行積分，以提供龐德伺服增益以產生龐德伺服電壓 822，該龐德伺服電壓被回饋(到VCO之調諧埠或到一振盪器迴路內之一移相器)以將載波頻率f _c驅動到諧振器頻率f _Res。

根據本發明，AM偵測器 814被實施為一IQ混頻器 830以偵測反射信號 812中之振幅調變(AM)。這達成與圖6中所示之一混頻器相關聯之較低本底雜訊 602，並且因此有利於使用較低調變頻率f _m(例如，f _m僅需要大於約100 Hz以達到最小混頻器雜訊)，這與諧振器耦合及最大相位到振幅轉換之最佳選擇相容。此外，自Q混頻器之輸出向IQ混頻器之LO輸入提供回饋，以將Q混頻器之LO輸入處之相位保持在大約90度，使得I混頻器之LO輸入處之相位大約為0度。這亦稱為「在Q混頻器處維持LO輸入及RF輸入正交」。這對於最大限度地減少對反射信號 812中之任何相位調變之偵測係至關重要的，使得在I混頻器之輸出處偵測到的信號僅歸因於反射信號中之振幅調變。若Q混頻器之LO輸入沒有維持在90度，則反射信號 812中之相位調變將引發龐德伺服電壓 822中之一誤差。

IQ混頻器 830包括分別具有LO輸入埠 834及RF輸入埠 836以及一IF輸出 埠840之一I混頻器 832及分別具有LO輸入埠 844及RF輸入埠 846以及一IF輸出埠 850之一Q混頻器 842。一微波功率分配器 852將一LO信號 854分別分成分開相對相位90°之第一LO信號 856及第二LO信號 858，它們分別施加到LO輸入埠 834及 844。一微波功率分配器 860將反射信號 812分成分別具有相同相位之第一RF信號 862及第二RF信號 864，它們分別施加到RF輸入埠 836及 846。I混頻器及Q混頻器分別在IF輸出埠 840及 850處產生I下變頻信號 870及Q下變頻信號 872。

在操作中，被引導到參考諧振器 806之信號 802之一部分 880被耦合截止並經由一本地振盪器(LO)移相器 882作為LO信號 854發送到IQ混頻器之LO埠。出於解釋目的，假設施加到LO移相器 882之電壓為零伏，並且合適的傳輸線路徑長度或其他移相構件(諸如集總電路元件之組合(圖中未示出))已被提供使得LO信號 854及RF信號 812分別以一些小的相位差Δφ≠0到達IQ混頻器之輸入埠。實際的移相器將通常以控制電壓之僅一種極性起作用，但對偏移量求和以滿足此條件係簡單的。

在此場景中，I混頻器 832雖然主要回應於反射信號 812之振幅調變，但亦對反射信號中之相位調變具有小的敏感性，使得同步偵測器輸出處之DC頻率誤差電壓 818可被認為係由反射載波之振幅調變及相位調變產生的兩個分量電壓V _AM及V _PH之一總和。因此，施加於載波並(仍然由於相位調變)自諧振器反射之相位調變將導緻小的V _PH=V _Error。回應於V _Error，龐德伺服電壓 822將調整振盪器迴路之頻率，其中諧振器反射之振幅到相位轉換動作產生足夠的振幅調變以提供V _AM=-V _Error，使得同步偵測器輸出變為零伏，並且振盪器迴路保持在一頻率f _c=f _Res+f _Error。

現在，小相位誤差Δφ可被認為係在Q混頻器 842之輸入處LO信號 858與RF信號 864之間的相位之一「DC調變」。作為一相位誤差電壓之下變頻Q信號 872因此將承載與Δφ成比例之一DC信號Vφ。重要的係要注意，Vφ係由混頻器處之載波(入射及反射)之間的相位差產生，而不係由調變邊帶產生。邊帶將在Q輸出處產生頻率為f _m之一波動信號。

若Vφ被放大並經由一LPF或放大積分器 890以正確的正負號回饋到LO移相器 882，則相位誤差Δφ將被減小，同時將Q混頻器 842調整為純相位敏感度並將I混頻器 832調整為純振幅敏感度。當I混頻器 832失去相位敏感度時，電壓V _Error減小，結果係龐德伺服中之頻率誤差f _Error減小。

藉由積分器(或LPF)之低通濾波動作，可自考慮中有效消除Q輸出處由於載波之相位調變而產生的波動信號。顯然，在以上論述中，Q輸出 850與LO移相器 882之間的一簡單低通濾波器及放大器將用於產生一類似結果。然而，由一積分器提供之無限DC增益將導致相位誤差Δφ減小到零。LO相位回饋迴路中之積分器之時間常數可為長的，這係因為它僅需要補償相對較慢的熱或老化效應，並且因此它在消除具有f _m之調變信號方面非常有效。

結果，下變頻I信號 870包括具有頻率fm之一解調變信號。解調變信號具有表示反射載波之振幅調變之一幅度及正負號。因而，同步偵測器產生僅與頻率誤差f _c–f _Res成比例之一頻率誤差電壓 818，繼而將振盪器迴路中之頻率誤差減小到零。

迄今為止的論述假設IQ混頻器內的獨立I混頻器及Q混頻器具有理想回應，就好像它們的LO信號之間的相位差恰好為90°(正交)。此理想狀態在實際上可能無法實現，並且通常會存在一些小的正交誤差。結果，即使調整LO移相器使得Q混頻器完全相位敏感，I混頻器仍會對相位調變保留一些輕微的敏感性，從而在龐德伺服中產生一經相位調變引發的頻率誤差f _PMError.≠0。二極體偵測器對相位調變亦稍微敏感。從根本上講，二極體偵測器及一AM敏感混頻器兩者皆具有一定的低通頻寬，其負責抑制偵測器輸出處之載波頻率f _c。最小偵測器頻寬以及對f _c之最大抑制取決於使調變頻率f _m通過的需要。因此，二極體及混頻器振幅偵測器兩者皆受到對相位調變信號抑制之相同基本限制及相同的最小f _PMError _之影響。

在圖8中描述之佈置的情況下，實現此基本限制可能需要補償IQ混頻器中之任何小的正交誤差。此補償係藉由經由求和節點 902在積分器 890之輸入處添加小的正交補償電壓 900來達成，如圖9所示。由於由IQ混頻器 830中之正交誤差產生的f _Error之正負號隨正交誤差經過零而反轉，因此藉由調整正交補償電壓 900的幅度以降低解調變信號對反射信號中之相位調變之敏感度來確定該正交補償電壓之幅度係簡單的。

無論如何，載波頻率f _c保持恆定之要求並不一定擴展到要求f _PMError=0，而係僅要求f _PMError=恆定。f _PMError之穩定性係一單獨的考慮因素，並且由於其本底雜訊較低而不會降低混頻器振幅偵測器偵測龐德伺服迴路中之一較小頻率偏差之能力。

因此，證明所揭示技術在IQ混頻器處維持LO信號與RF信號之間的正確相位關係，使得Q輸出被維持對振幅調變最大敏感度及對相位調變最小敏感度，藉此實現一混頻器而非二極體之實際使用作為一龐德穩定系統中之偵測器，並實現混頻器的較低本底雜訊之優勢。

如所描述，IQ混頻器可在任何龐德穩定或龐德伺服穩頻微波源中實施。圖10至圖12分別說明圖1、圖4及圖5中說明的已知的龐德穩定微波源拓樸中的三者。

現在參考圖10，一穩頻微波源 1000使用龐德穩定技術來相對於一參考諧振器 1004穩定微波振盪器(即，一VCO 1002)以在輸出埠 1008處產生一穩頻輸出信號 1006，該參考諧振器與該VCO分離。VCO產生一輸出信號 1010，其一部分被視為穩頻輸出信號 1006。信號頻率可以由施加到VCO的調諧埠 1014之一龐德伺服電壓 1012來調諧。輸出信號 1010在作用參考諧振器 1004之前經過一移相器 1016及一循環器 1018。VCO 1002之頻率必須係可調諧的以匹配諧振器之中心頻率f _Res。通常，儘管諧振器可為可包括一介電質元件之一空腔諧振器，但可使用具有一合適的中心頻率及穩定性之任何諧振器來應用該技術。

作用在諧振器上之輸出信號 1010之一部分將根據諧振器之眾所周知的性質被反射為反射信號 1020。此反射能量由循環器 1018引導到被實施作為一I/Q混頻器 1023之一振幅偵測器 1022上。調變源 1024產生具有一調變頻率f _m之一調變信號 1025，以借助於移相器 1016對作用在諧振器上之輸出信號 1010施加相位調變。相位調變可導致振幅偵測器 1022發現反射信號 1020中之振幅調變。任何這樣的振幅調變將在偵測器輸出上引起一波動信號，該波動具有相同的調變頻率f _m。IQ混頻器 1023經組態以最大限度地減少或消除由反射信號 1020中之相位調變引起之對解調變信號 1032之任何貢獻。

IQ混頻器 1023在其RF輸入 1030處接收反射信號 1020，並且在其I輸出 1034處產生具有調變頻率f _m之一解調變信號 1032，該解調變信號表示反射載波之AM。一LO移相器 1042接收信號 1010之一部分 1044。在混頻器的Q輸出 1038處提供指示入射載波與反射載波之間的一相位差之一相位誤差電壓 1036，其被積分 1040並且作為一近似DC信號回饋到LO移相器 1042，在該LO移相器中該相位誤差電壓透過LO移相器 1042修改有效相移以在混頻器的LO輸入 1048處產生一信號 1046，使得LO輸入及RF輸入在Q混頻器處維持正交，因此在I混頻器處同相。

一同步偵測器 1050將解調變信號 1032轉換成表示波動幅度之一DC頻率誤差電壓 1052。藉由維持Q混頻器之輸入正交，同步偵測器產生僅與反射信號之任何振幅調變成比例之一頻率誤差電壓，藉此產生頻率誤差f _c–f _Res，繼而將振盪器迴路中之頻率誤差減小到零。然後，此DC電壓被放大並且較佳地經由積分器 1054進行積分，以提供龐德伺服增益，以產生被饋送到VCO 1002之調諧埠 1014之龐德伺服電壓 1012。

圖11中示出了一穩頻微波源 1100之另一個實施例作為圖10所示之微波源 1000之一修改，其中相同數字用於標識相同元件。移相器 1016被消除，並且調變源 1024經由一求和節點 1102與龐德伺服電壓 1012相加到VCO調諧埠 1014中以引起VCO 1002之頻率調變。頻率調變及相位調變僅由一因子相關，該載波之相位調變相對於調變源發生一90°相移。然而，在佈置同步偵測器 1050處之信號之相對相位時，易於考慮此情況。IQ混頻器 1023經組態並且如前所述操作。

現在參考圖12，一穩頻微波源 1200經佈置使得一參考諧振器 1202亦形成一振盪器迴路 1204之一部分，該振盪器迴路包括經調諧以使諧振頻率f _Res通過之一帶通濾波器(BPF) 1206以及一迴路放大器 1210，使得不需要一單獨VCO。圖12與圖11一樣，透過頻率調變達成入射到參考諧振器上之信號之相位調變。

振盪器迴路 1204中之任何相位變化皆會引起一頻率變化。因此，可藉由將一調變信號 1216自一調變源 1218饋送到振盪器迴路 1204中之任何移相器來調變頻率。龐德伺服回饋及調變信號可施加於位於振蕩器迴路 1204中任意位置處之一共用移相器或單獨的移相器。若一共用移相器可提供龐德伺服回饋所需之頻率調變及調諧兩者的效能，則可使用該共用移相器。若在其中達成調變所需準確度之相移範圍不足以完成龐德伺服回饋所需的調諧，則可能需要單獨的移相器。如圖所示，一共用移相器 1224位於迴路放大器 1210之輸出處。一龐德伺服電壓 1220及調變信號 1216由求和節點 1222求和並輸入到共用移相器 1224。

透過信號 1212之頻率調變引發的相位調變可導致由一循環器 1232引導到被實施為一IQ混頻器1236之一振幅偵測器 1234之一反射信號 1230中之振幅調變，在該IQ混頻器中對Q輸出處之相位誤差電壓進行積分 1238並且由一LO移相器 1240將該相位誤差電壓與信號 1212之一部分相加，並將該相位誤差電壓回饋到LO輸入以保持Q混頻器之LO輸入及RF輸入正交。任何這樣的振幅調變將在偵測器輸出上引起一波動信號；該波動信號具有相同的調變頻率f _m。IQ混頻器 1236經組態以最大限度地減少或消除I輸出處由反射信號 1230中之相位調變引起之對解調變信號 1241之任何貢獻。

同步偵測器 1242將具有調變頻率f _m之I輸出信號之波動轉換成表示波動幅度之一DC頻率誤差電壓 1244。藉由維持Q混頻器之輸入正交，同步偵測器產生僅與反射信號之任何振幅調變成比例之一頻率誤差電壓，藉此產生頻率誤差f _c– f _Res，繼而將振盪器迴路中之頻率誤差減小到零。此DC電壓然後被放大並且較佳地經由積分器 1246進行積分以產生被饋送到求和節點 1222之龐德伺服電壓 1220。

一穩頻輸出信號 1250取自位於振盪器迴路 1204中之參考諧振器 1202之後之一不同輸出 1242，這通常導致歸因於參考諧振器 1202之濾波動作而導致振盪器輸出中之雜訊降低。然而，輸出同樣可取自參考諧振器之前，而不會影響微波源之功能。

雖然已示出及描述了本發明之若干說明性實施例，但熟習此項技術者將想到許多變動及替代實施例。在不脫離如所附申請專利範圍定義之本發明之精神及範疇之情況下，可設想且可做出此等變動及替代實施例。

100:穩頻微波源 102:壓控振盪器 104:參考諧振器 106:穩頻輸出信號 108:輸出埠 110:輸出信號 112:龐德伺服電壓 114:調諧埠 116:移相器 118:循環器 120:反射信號 122:振幅偵測器 124:調變源 125:調變信號 126:同步偵測器 128:DC頻率誤差電壓 130:積分器 200:入射頻譜 202:複反射係數 204:幅度曲線圖 206:相位曲線圖 208:載波 210:上邊帶 212:下邊帶 214:虛線 300:相量圖 302:相量圖 304:相位調變載波 306:邊帶相量 308:邊帶相量 310:入射下邊帶 312:入射上邊帶 316:反射邊帶 318:反射邊帶 320:反射信號 322:振幅 324:相位 326:經反射上邊帶 328:經反射下邊帶 330:大致橢圓形軌跡 400:穩頻微波源 402:求和節點 500:穩頻微波源 502:參考諧振器 504:振盪器迴路 506:帶通濾波器 508:迴路移相器 510:迴路放大器 512:信號 516:調變信號 518:調變源 520:龐德伺服電壓 522:求和節點 524:調變移相器 530:反射信號 532:循環器 534:振幅偵測器 536:同步偵測器 538:DC頻率誤差電壓 540:積分 542:穩頻輸出信號 544:輸出 600:雜訊功率 602:雜訊功率 700:示意圖 702:符號 704:IQ混頻器 706:I混頻器 708:Q混頻器 710:電路元件 712:傳入共用LO信號 713:LO輸入埠 714:信號 715:RF輸入埠 716:信號 717:微波功率分配器 720:輸入RF信號 722:分量 724:分量 730:下變頻Q信號 732:中頻埠 734:下變頻I輸出 736:IF埠 800:核心電路 802:微波信號 804:循環器 806:參考諧振器 808:調變源 810:調變信號 812:反射信號 814:AM偵測器 816:同步偵測器 818:DC頻率誤差電壓 820:積分器 822:龐德伺服電壓 830:IQ混頻器 832:I混頻器 834:LO輸入埠 836:RF輸入埠 840:IF輸出埠 842:Q混頻器 844:LO輸入埠 846:RF輸入埠 850:IF輸出埠 852:微波功率分配器 854:LO信號 856:第一LO信號 858:第二LO信號 860:微波功率分配器 862:第一RF信號 864:第二RF信號 870:I下變頻信號 872:Q下變頻信號 880:部分 882:本地振盪器移相器 890:放大積分器 900:正交補償電壓 902:求和節點 1000:穩頻微波源 1002:壓控振盪器 1004:參考諧振器 1006:穩頻輸出信號 1008:輸出埠 1010:輸出信號 1012:龐德伺服電壓 1014:調諧埠 1016:移相器 1018:循環器 1020:反射信號 1022:振幅偵測器 1023:IQ混頻器 1024:調變源 1025:調變信號 1030:RF輸入 1032:解調變信號 1034:I輸出 1036:相位誤差電壓 1038:Q輸出 1040:積分 1042:LO移相器 1044:部分 1046:信號 1048:LO輸入 1050:同步偵測器 1052:DC頻率誤差電壓 1054:積分器 1100:穩頻微波源 1102:求和節點 1200:穩頻微波源 1202:參考諧振器 1204:振盪器迴路 1206:帶通濾波器 1210:迴路放大器 1212:信號 1216:調變信號 1218:調變源 1220:龐德伺服電壓 1222:求和節點 1224:共用移相器 1230:反射信號 1232:循環器 1234:振幅偵測器 1236:IQ混頻器 1238:積分 1240:LO移相器 1241:解調變信號 1242:同步偵測器 1244:DC頻率誤差電壓 1246:積分器 1250:穩頻輸出信號

圖1如上所述係一穩頻微波源之一已知組態，其中使用龐德穩定以相對於一獨立參考諧振器來穩定一振盪器；圖2A至圖2B如上所述係來自參考諧振器之入射光譜及反射光譜之曲線圖；圖3A至圖3E如上所述係說明自相位到振幅調變之轉換之相量圖；圖4如上所述係一穩頻微波源之另一個已知組態，其中使用龐德穩定以相對於一獨立參考諧振器來穩定一振盪器；圖5如上所述係一穩頻微波源之一已知組態，其中利用亦形成一振盪器迴路之一部分之一參考諧振器來實施龐德穩定；圖6係作為AM偵測器之二極體及一混頻器之本底雜訊之一曲線圖；圖7係一IQ混頻器之一示意圖及符號表示；圖8係包括經組態以執行振幅調變偵測之一IQ混頻器之一龐德穩定微波源之一核心部分之一示意圖；圖9係用於補償各個I混頻器及Q混頻器中之非理想性之一IQ混頻器之一替代組態；圖10係一龐德穩定穩頻微波源之一第一實施例，其中一IQ混頻器經組態以執行AM偵測；圖11係一龐德穩定穩頻微波源之一第二實施例，其中一IQ混頻器經組態以執行AM偵測；以及圖12係一龐德穩定穩頻微波源之一第一實施例，其中一IQ混頻器經組態以執行AM偵測。

800:核心電路

802:微波信號

804:循環器

806:參考諧振器

808:調變源

810:調變信號

812:反射信號

814:AM偵測器

816:同步偵測器

818:DC頻率誤差電壓

820:積分器

822:龐德伺服電壓

830:IQ混頻器

832:I混頻器

834:LO輸入埠

836:RF輸入埠

840:IF輸出埠

842:Q混頻器

844:LO輸入埠

846:RF輸入埠

850:IF輸出埠

852:微波功率分配器

854:LO信號

856:第一LO信號

858:第二LO信號

860:微波功率分配器

862:第一RF信號

864:第二RF信號

870:I下變頻信號

872:Q下變頻信號

880:部分

882:本地振盪器移相器

890:放大積分器

Claims

一種穩頻微波源，其包括：一振盪器，該振盪器經組態以產生包括具有一微波載波頻率f _c之一載波之一信號，並且具有回應於一調諧電壓而控制該頻率f _c之一調諧埠；一龐德穩定環，該龐德穩定環包括：一調變源，該調變源經組態以產生具有調變頻率f _m之一調變信號，該調變信號經組態以將上邊帶f _c+f _m及下邊帶f _c-f _m添加到該信號；具有一中心頻率f _Res之一參考諧振器，該參考諧振器經組態以接收該信號之至少一部分並產生一反射載波以及反射上邊帶及反射下邊帶，該反射上邊帶及該反射下邊帶之一部分表示該反射載波在調變頻率f _m下的振幅調變(AM)及一頻率誤差f _c–f _Res之一指標；一AM偵測器，該AM偵測器回應於該反射信號而產生表示該反射載波在調變頻率f _m下的該振幅調變之一解調變信號；以及一同步偵測器，該同步偵測器將該解調變信號與該調變信號混合以產生指示該頻率誤差f _c-f _Res之一頻率誤差電壓，該頻率誤差電壓控制該調諧電壓以將該頻率誤差減小到零，其中該AM偵測器包括一IQ混頻器，該IQ混頻器具有LO輸入埠及RF輸入埠以及I輸出埠及Q輸出埠，其中該RF輸入埠接收該反射信號並且該解調變信號在該I輸出埠處產生，其中該IQ混頻器產生一相位誤差電壓，該相位誤差電壓指示在該Q輸出埠處該載波與該反射載波之間的一相位差，一LO移相器，該LO移相器回應於該相位誤差電壓，對該信號進行取樣並產生一相移信號，其中該相移信號被施加到該IQ混頻器之該LO輸入埠，使得在該I輸出埠處產生之該解調變信號對該反射信號中之相位調變不敏感。
如請求項1之穩頻微波源，其中該振盪器包括產生該信號之一壓控振盪器(VCO)，其中該參考諧振器與該VCO分離。
如請求項2之穩頻微波源，其進一步包括：該VCO之該輸出處之一移相器，該移相器回應於該調變信號而對該信號施加相位調變以添加該等上邊帶及下邊帶。
如請求項2之穩頻微波源，其進一步包括：該VCO之該調諧埠處之一求和節點，該求和節點回應於該調變信號及該頻率誤差電壓而對載波頻率f _c進行頻率調變。
如請求項2之穩頻微波源，其進一步包括：一積分器，該積分器經組態以對饋送到該VCO之該調諧埠之該頻率誤差電壓進行積分。
如請求項1之穩頻微波源，其中該振盪器包括該參考諧振器作為一振盪器迴路內之一頻率判定元件，該穩頻微波源進一步包括該振盪器迴路中之一第一移相器，該移相器具有一壓控埠，該壓控埠回應於該調諧電壓而控制該頻率f _c。
如請求項6之穩頻微波源，其進一步包括：該振盪器迴路中之一第二移相器，該第二移相器回應於該調變信號而對該信號施加相位調變以添加該等上邊帶及下邊帶。
如請求項7之穩頻微波源，其中該第一移相器及該第二移相器係一共用移相器，該穩頻微波源進一步包括一求和節點，該求和節點對該調變信號及該頻率誤差電壓進行求和。
如請求項8之穩頻微波源，其進一步包括：一積分器，該積分器經組態以對提供給該求和節點之該頻率誤差電壓進行積分。
如請求項1之穩頻微波源，其進一步包括位於該Q輸出埠與該LO移相器之間的一低通濾波器(LPF)或積分器。
如請求項10之穩頻微波源，其進一步包括：該LPF或積分器之該輸入處之一求和節點，該求和節點經組態以對該Q輸出埠處之該相位誤差電壓與一正交補償電壓求和，該正交補償電壓具有被設定為降低該解調變信號對該反射信號中之相位調變之敏感度之一幅度。
如請求項1之穩頻微波源，其中該I/Q混頻器包括：一I混頻器，該I混頻器具有一LO輸入埠、一RF輸入埠及該I輸出埠；一Q混頻器，該Q混頻器具有一LO輸入埠、一RF輸入埠及該Q輸出埠；一第一微波功率分配器，該第一微波功率分配器位於該IQ混頻器的LO輸入埠與該I混頻器及該Q混頻器之該等LO輸入埠之間，該第一微波功率分配器接收該相移信號並產生第一LO信號及第二LO信號；一第二微波功率分配器，該第二微波功率分配器位於該IQ混頻器的RF輸入埠與該I混頻器及該Q混頻器之該等RF輸入埠之間，該第二微波功率分配器接收該反射信號並產生具有相同相位之第一RF信號及第二RF信號；其中該第一微波功率分配器及該第二微波功率分配器經佈置以分別產生該第一LO信號及該第一RF信號與該第二LO信號及該第二RF信號之間的第一相對相位及第二相對相位，該第一相對相位與該第二相對相位之間的差值係90°，並且其中該相移信號施加到該IQ混頻器之該LO輸入埠，使得分別在該Q混頻器之該LO輸入埠及該RF輸入埠處之該第二LO信號及該第二RF信號維持正交，使得在該I輸出埠處產生之該解調變信號對該反射信號中之相位調變不敏感。
如請求項1之穩頻微波源，其中5 Hz ＜ f _m＜ 5 KHz。
一種穩頻微波源，其包括：一振盪器，該振盪器經組態以產生包括具有一微波載波頻率f _c之一載波之一信號，並且具有回應於一調諧電壓而控制該頻率f _c之一調諧埠；一龐德穩定環，該龐德穩定環包括：一調變源，該調變源經組態以產生具有調變頻率f _m之一調變信號，該調變信號經組態以將上邊帶f _c+f _m及下邊帶f _c-f _m添加到該信號；具有一中心頻率f _Res之一參考諧振器，該參考諧振器經組態以接收該信號之至少一部分並產生一反射載波以及反射上邊帶及反射下邊帶，該反射上邊帶及該反射下邊帶之一部分表示該反射載波在調變頻率f _m下的振幅調變(AM)及一頻率誤差f _c– f _Res之一指標；一AM偵測器，該AM偵測器回應於該反射信號而產生表示該反射載波在調變頻率fm下的該振幅調變之一解調變信號；以及一同步偵測器，該同步偵測器將該解調變信號與該調變信號混合以產生指示該頻率誤差f _c-f _Res之一頻率誤差電壓，該頻率誤差電壓控制該調諧電壓以將該頻率誤差減小到零，其中該AM偵測器包括一IQ混頻器，該混頻器包括：一I混頻器，該I混頻器具有一LO輸入埠、一RF輸入埠及一I輸出埠；一Q混頻器，該Q混頻器具有一LO輸入埠、一RF輸入埠及一Q輸出埠；一第一微波功率分配器，該第一微波功率分配器接收一相移信號並分別在該I混頻器輸入埠及該Q混頻器輸入埠處產生第一LO信號及第二LO信號；一第二微波功率分配器，該第二微波功率分配器接收該反射信號並分別在該I混頻器RF埠及該Q混頻器RF埠處產生第一RF信號及第二RF信號；其中該第一微波功率分配器及該第二微波功率分配器經佈置以分別產生該第一LO信號及該第一RF信號與該第二LO信號及該第二RF信號之間的第一相對相位及第二相對相位，該第一相對相位與該第二相對相位之間的差值係90°；其中該I混頻器在其I輸出埠處產生該解調變信號；其中該Q混頻器產生一相位誤差電壓，該相位誤差電壓指示在該Q輸出埠處該載波與該反射載波之間的一相位差，一LO移相器，該LO移相器回應於該相位誤差電壓，對該信號進行取樣並產生該相移信號，其中該相移信號施加到該Q混頻器之該LO輸入埠，使得分別在該Q混頻器之該LO輸入埠及該RF輸入埠處之該第二LO信號及該第二RF信號維持正交，使得在該I輸出埠處產生之該解調變信號對該反射信號中之相位調變不敏感。
如請求項14之穩頻微波源，其中該振盪器包括產生該信號之一壓控振盪器(VCO)，其中該參考諧振器與該VCO分離。
如請求項14之穩頻微波源，其中該振盪器包括該參考諧振器作為一振盪器迴路內之一頻率判定元件，該穩頻微波源進一步包括該振盪器迴路中之一第一移相器，該移相器具有一壓控埠，該壓控埠回應於該調諧電壓而控制該載波頻率f _c。
如請求項14之穩頻微波源，其進一步包括位於該Q輸出埠與該LO移相器之間的一低通濾波器(LPF)或積分器。
如請求項14之穩頻微波源，其進一步包括：該LPF或積分器之該輸入處之一求和節點，該求和節點經組態以對該Q輸出埠處之該相位誤差電壓與一正交補償電壓求和，該正交補償電壓具有被設定為降低該解調變信號對該反射信號中之相位調變之敏感度之一幅度。
一種用於一龐德穩定微波源之一振幅調變(AM)偵測器，其中具有一中心頻率f _Res之一參考諧振器經組態以反射包括具有載波頻率f _c之一載波以及具有調變頻率f _m之上邊帶f _c+f _m及下邊帶f _c-f _m之一信號，該AM偵測器包括：一IQ混頻器，該IQ混頻器具有LO輸入埠及RF輸入埠以及I輸出埠及Q輸出埠；其中該RF輸入埠經組態以接收包括一反射載波以及反射上邊帶及反射下邊帶之一反射信號，該反射上邊帶及該反射下邊帶之一部分表示該反射載波在調變頻率f _m下的AM以及一頻率誤差f _c–f _Res之一指標；其中該IQ混頻器經組態以產生一解調變信號，該解調變信號表示在該I輸出埠處該反射載波在調變頻率f _m下的該振幅調變；其中該IQ混頻器經組態以產生一相位誤差電壓，該相位誤差電壓指示在該Q輸出埠處該載波與該反射載波之間的一相位差，一LO移相器，該LO移相器回應於該相位誤差電壓，對該信號進行取樣並產生一相移信號，其中該相移信號被施加到該IQ混頻器之該LO輸入埠，使得在該I輸出埠處產生之該解調變信號對該反射信號中之相位調變不敏感。
如請求項19之穩頻微波源，其中該I/Q混頻器包括：一I混頻器，該I混頻器具有一LO輸入埠、一RF輸入埠及該I輸出埠；一Q混頻器，該Q混頻器具有一LO輸入埠、一RF輸入埠及該Q輸出埠；一第一微波功率分配器，該第一微波功率分配器位於該IQ混頻器的LO輸入埠與該I混頻器及該Q混頻器之該等LO輸入埠之間，該第一微波功率分配器接收該相移信號並產生第一LO信號及第二LO信號；一第二微波功率分配器，該第二微波功率分配器位於該IQ混頻器的RF輸入埠與該I混頻器及該Q混頻器之該等RF輸入埠之間，該第二微波功率分配器接收該反射信號並產生第一RF信號及第二RF信號；其中該第一微波功率分配器及該第二微波功率分配器經佈置以分別產生該第一LO信號及該第一RF信號與該第二LO信號及該第二RF信號之間的第一相對相位及第二相對相位，該第一相對相位與該第二相對相位之間的差值係90°，其中該相移信號施加到該IQ混頻器之該LO輸入埠，使得分別在該Q混頻器之該LO輸入埠及該RF輸入埠處之該第二LO信號及該第二RF信號維持正交，使得在該I輸出埠處產生之該解調變信號對該反射信號中之相位調變不敏感。
如請求項19之穩頻微波源，其進一步包括位於該Q輸出埠與該LO移相器之間的一低通濾波器(LPF)或積分器。