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TW202332177A - Ｄｃ／ｄｃ轉換器 - Google Patents

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TW202332177A
TW202332177A TW111140127A TW111140127A TW202332177A TW 202332177 A TW202332177 A TW 202332177A TW 111140127 A TW111140127 A TW 111140127A TW 111140127 A TW111140127 A TW 111140127A TW 202332177 A TW202332177 A TW 202332177A
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日商特瑞仕半導體股份有限公司
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Abstract

本發明提供了一種DC/DC轉換器，該轉換器在連續電流模式和非連續電流模式下被驅動，並且在控制下一週期的從屬開關裝置的導通時間時，能夠準確地行使既定的控制，而不會引起誤差。該DC/DC轉換器有一個線圈L，連接到串聯的主開關SW1和從屬開關SW2之間的連接點；並交替導通/關斷主開關SW1和從屬開關SW2，使得將直流輸入電壓轉換為既定的直流輸出電壓。該DC/DC轉換器包括：電流模式檢測單元III，用於在從屬開關SW2導通時，檢測流過線圈L的電流不通過零點的連續電流模式，或流過線圈L的電流通過零點的非連續電流模式；以及從屬開關控制單元II，用於根據從屬開關SW2的關斷直到連接點的電壓達到既定閾值的時間，在下一個或以後的週期內控制從屬開關SW2的導通時間。從屬開關控制單元II根據電流模式檢測單元III的檢測結果，進一步修正從屬開關SW2在下一個或以後週期的導通時間。

Description

DC/DC轉換器
本發明有關於一種DC/DC轉換器，且特別有關於在當應用於兩種驅動模式下的驅動相當有用的DC/DC轉換器，這兩種驅動模式例如適合重負荷的PWM模式和適合輕負荷的PFM模式。
作為DC/DC轉換器，廣泛使用的是這樣的一種轉換器，它有一個連接到兩個串聯的開關裝置之間的連接點的線圈，並執行一個開關動作，以交替導通/關斷主開關裝置（當能量儲存在線圈中時被導通的兩個開關裝置之一）和從屬開關裝置（當儲存在線圈中的能量被送出到輸出側時被導通的兩個開關裝置的另一個），藉此將直流輸入電壓轉換為既定的直流輸出電壓。
作為這種DC/DC轉換器的一種類型，已經提出了一種配備有從屬開關控制裝置的DC/DC轉換器，該裝置在下一個或以後的週期中控制從屬開關裝置的導通時間。基於從關斷附屬開關裝置開始直到到達連接點上升波形電壓的最小值和最大值之間的既定閾值（在降壓形式的情況下）所經過的時間，以試圖防止（不會失敗）由於流過線圈的電流的極性逆轉而出現有害現象。這種類型的DC/DC轉換器已經公開（見專利文件1）。
專利文件1中揭露的DC/DC轉換器面臨以下問題：如果有兩種電流模式，即流過線圈的電流不通過零點的連續電流模式（CCM）和流過線圈的電流通過零點的非連續電流模式（DCM），在開關裝置的開關動作期間，在連續電流模式的控制和非連續電流模式的控制之間會出現錯誤。
詳細地說，對於專利文件1中揭露的DC/DC轉換器，在非連續電流模式下，從從屬開關裝置的關斷直到連接點的電壓達到既定的閾值的時間可能比連續電流模式下更長。其原因如下。在連續電流模式中，在從屬開關裝置關斷後，連接點的電壓會瞬間垂直上升。另一方面，在非連續電流模式中，在附屬開關裝置關斷後，由於線圈的諧振和連接點上存在的寄生能力，連接點上的電壓被誘發出振鈴，因此上述電壓緩緩上升。也就是說，與前一種情況下達到閾值的時間相比，後一種情況下達到閾值的時間會延遲。
在專利文件1中公開的DC/DC轉換器中，如上所述，在連續電流模式和非連續電流模式中，從從屬開關裝置的關斷直到連接點的電壓達到既定的閾值的時間之間產生了偏差。該偏差導致連續電流模式下的既定控制和非連續電流模式下的既定控制之間的錯誤。
因此，可能會出現線圈電流從輸出側向後流向接地側的現象。這種現象導致輸出的充電被丟棄到接地GND，導致DC/DC轉換器的效率下降。 [先前技術文件] [專利文件]
專利文件1：日本專利第4674661號
[發明所欲解決的問題]
本發明是在上述現有技術的基礎上完成的。本發明的目的是提供一種DC/DC轉換器，該轉換器在連續電流模式和非連續電流模式下被驅動，並且在根據從關斷從屬開關裝置直到連接到線圈末端的連接點的電壓達到既定的閾值的時間來控制下一個週期中從屬開關裝置的導通時間時，能夠準確地進行既定的控制而不會造成錯誤。 [用以解決問題的手段]
本發明用於實現上述目的的第一方面是一種DC/DC轉換器，它有一個連接到兩個串聯的開關裝置之間的連接點的線圈；將兩個開關裝置中的一個開關裝置作為主開關裝置，當能量儲存在線圈中時被導通，並將兩個開關裝置中的另一個開關裝置作為從屬開關裝置，當儲存在線圈中的能量被送出到輸出側時被導通；並執行開關動作，以交替導通/關斷主開關裝置和從屬開關裝置，以將直流輸入電壓轉換為既定的直流輸出電壓。該DC/DC轉換器包括：電流模式檢測裝置，用於在主開關裝置關斷時，檢測流過線圈的電流不為零的連續電流模式，或流過線圈的電流為零的非連續電流模式；以及從屬開關控制裝置，用於在下一個或以後的週期中控制從屬開關裝置的導通時間，該時間基於從關斷從屬開關裝置直到連接點的電壓達到位於電壓的最小值和最大值之間的既定閾值的時間。其中，如果根據電流模式檢測裝置的檢測結果檢測到非連續電流模式，則從屬開關控制裝置在下一個或以後的週期中對從屬開關裝置的受控的導通時間進行修正。
本發明的第二方面是根據第一方面的DC/DC轉換器，其中從屬開關控制裝置用於在下一個或以後的週期中控制從屬開關裝置的導通時間，以使流過線圈的電流極性不被逆轉。
本發明的第三個方面是根據第一或第二方面的DC/DC轉換器，其中從屬開關控制裝置根據電壓值進行控制，該電壓值在一個方向上變化，使得根據從附屬開關裝置的關斷直到連接點的電壓達到閾值的時間而上升或下降。
本發明的第四方面是根據第一或第二方面的DC/DC轉換器，其中從屬開關控制裝置根據電壓值進行控制，該電壓值在一個方向上變化，以根據從附屬開關裝置的關斷到連接點的電壓達到閾值的時間而上升或下降，並且在與變化方向相反的方向上以固定的量下降或上升，以在每個週期中相似地上升或下降。
本發明的第五方面是根據第一或第二方面的DC/DC轉換器，其中，從屬開關控制裝置對兩個電壓值進行比較以進行控制，其中一個電壓值在一個方向上變化，使得根據從從屬開關裝置的關斷到連接點的電壓達到閾值的時間而上升或下降，並在與變化方向相反的方向上以固定的量下降或上升，以在每個週期內同樣地上升或下降；另一個電壓值在一個方向上變化，其根據從屬開關裝置的導通時間而上升或下降。
本發明的第六個方面是根據第三至第五方面中任一項的DC/DC轉換器，其中從屬開關控制裝置降低了電壓的上升率，該電壓的上升根據於從從屬開關裝置的關斷直到連接點的電壓達到閾值的時間，從而進行修正。
本發明的第七方面是根據第四或第五方面的DC/DC轉換器，其中從屬開關控制裝置增加電壓值，該電壓值在每個週期內下降，藉此進行修正。 [發明功效]
根據本發明，當在非連續電流模式下，下一週期的從屬開關裝置的導通時間是根據從屬開關裝置的關斷直到線圈電壓達到既定的閾值的時間來控制的，導通時間被糾正。因此，防止了由於連接點電壓的振鈴而導致的線圈電流的回流，並確保了DC/DC轉換器的高效運行。
現在將參照圖式對本發明的一個實施例進行詳細描述。
圖1是顯示根據本發明的實施例的DC/DC轉換器的整體方塊圖。根據本實施例的DC/DC轉換器是降壓式DC/DC轉換器的一個例子。然而，在本發明的技術思想中也包括一個升壓式DC/DC轉換器的例子。
如圖1所示，根據本實施例的DC/DC轉換器接受來自直流電源的直流電壓Vin作為輸入，將直流電源提供的能量儲存在線圈L中，並藉由輸出端2將儲存在線圈L中的能量作為直流電壓Vout供應給負載。由於本實施例為降壓式，所以從輸出端2輸出低於輸入的直流電壓Vin的直流電壓。
一個主開關SW1連接在輸入端子1和線圈L之間，當能量儲存在線圈L中時被導通，一個從屬開關SW2連接在接地GND和線圈L之間，當儲存在線圈L中的能量被送到輸出端子2時被導通。在主開關SW1和從屬開關SW2之間，以這種方式形成的連接點LX連接著線圈L的一端，線圈L的另一端連接到輸出端子2和電壓平滑電容器CL。
本實施例中的主開關SW1是一個PMOS電晶體。因此，源極有直流電壓Vin，汲極有連接點LX的電壓，而閘極則被提供主開關驅動單元3的驅動信號VG_H。從屬開關SW2是一個NMOS電晶體。因此，源極有接地GND處的電壓，汲極有在連接點LX處的電壓，閘極被提供從屬開關驅動單元4的驅動信號VG_L。
主開關驅動單元3根據主開關控制單元I提供的輸出信號Duty，藉由驅動信號VG_H控制主開關SW1的導通/關斷。附屬開關驅動單元4根據附屬開關控制單元II提供的輸出信號SYNC-DRV，藉由驅動信號VG_L控制附屬開關SW2的導通/關斷。
主開關控制單元I根據從輸出端2回饋的直流電壓Vout，產生輸出信號Duty，控制主開關SW1的導通/關斷。從屬開關控制單元II根據輸出信號Duty、連接點LX的電壓和電流模式檢測單元III的輸出信號Off-Off，產生輸出信號SYNC-DRV，控制從屬開關SW2的導通/關斷。從屬開關控制單元II的細節將在後面參考圖3說明。
電流模式檢測單元III判斷電流模式是不連續的電流模式還是連續的電流模式。不連續的電流模式下，當儲存在線圈中的能量向輸出端2輸送時，流過線圈L的電流達到零。連續的電流模式下，當儲存在線圈L中的能量被輸送到輸出端2時，流經線圈L的電流沒有達到零。基於主開關驅動單元3的驅動信號VG_H和從屬開關驅動單元4的驅動信號VG_L，電流模式檢測單元III輸出代表既定判斷結果的判斷信號Off-Off。關於電流模式檢測單元III的細節將在後面參考圖4說明。
圖2是以擷取和詳細的方式顯示了圖1的主開關控制單元的方塊圖。如圖所示，主開關控制單元I根據回饋的直流電壓Vout產生輸出信號Duty，該信號控制主開關SW1的導通/關斷。主開關控制單元I有一個用於在連續電流模式下控制主開關SW1的PWM控制單元5，一個用於在非連續電流模式下控制主開關SW1的PFM控制單元6，以及一個用於發送PWM信號或PFM信號作為輸出信號Duty的OR電路7。與輸出信號Duty的邏輯相同的驅動信號VG_H透過主開關驅動單元3提供給主開關SW1。當輸出信號Duty處於Lo電位時，主開關SW1被導通，而當輸出信號Duty處於Hi電位時則被關斷。
圖3是以擷取和詳細的方式顯示了圖1的從屬開關控制單元的方塊圖。如圖所示，從屬開關控制單元II根據輸出信號Duty、來自主開關SW1和從屬開關SW2之間的連接點LX的信號，以及電流模式檢測單元III的輸出信號Off-Off，傳送控制從屬開關SW2的導通/關斷的輸出信號SYNC-DRV。從屬開關控制單元II有一個用於決定從屬開關SW2的導通時間的算術單元8，一個用於檢測從關斷從屬開關SW2直到來自連接點LX的信號達到既定閾值的時間的關斷時間檢測單元9，以及一個用於修正由算術單元8在不連續電流模式下決定的導通時間的修正單元10。
在算術單元8中，在充電信號SYNC-CHG和斜坡信號SYNC-RAMP之間進行比較，前者的值上升取決於從關斷附屬開關SW2直到連接點LX達到既定的閾值的時間，並且在每個週期中以固定值下降，後者的值上升取決於附屬開關SW2的導通時間，因此附屬開關SW2的導通時間被決定。主開關控制單元I，提供輸出信號Duty給算術單元8內的脈衝產生部分11。在脈衝產生部分11中，一個脈衝信號SYNC-1shot被生成，它是一個持續規定時間的Hi脈衝，當輸出信號Duty的電位從Lo電位變為Hi電位時被生成。
脈衝信號SYNC-1shot被送給SR鎖存電路12的一個設定端，當脈衝信號SYNC-1shot變為Hi時，SR鎖存電路12的輸出信號SYNC-DRV變為Hi電位。以這種方式，與輸出信號SYNC-DRV的邏輯相同的驅動信號VG_L藉由從屬開關驅動單元4提供給從屬開關SW2。因此，在輸出信號Duty的電位達到Hi時，算術單元8的輸出信號SYNC-DRV輸出Hi，將從屬開關SW2導通。
此外，輸出信號Duty被反相器INV1反相，並傳遞給一個PMOS電晶體Tr1和一個NMOS電晶體Tr2。因此，當輸出信號Duty為Lo電位時，反相器INV1的輸出為Hi電位。因此，電晶體Tr1處於關斷狀態，而電晶體Tr2處於導通狀態。因此，在這個時候，斜坡信號SYNC-RAMP處於接地GND電位。
當輸出信號Duty從Lo電位變為Hi電位時，電晶體Tr1被從關斷切換到導通，而電晶體Tr2被從導通切換到關斷。在此，一個電流源I1被配置在電晶體Tr1和算術單元8的電源之間。因此，當電晶體Tr1從關斷切換到導通時，從電流源I1提供的電流透過電晶體Tr1被給到斜坡信號SYNC-RAMP。
斜坡信號SYNC-RAMP和接地GND之間有一個電容C1。因此，斜坡信號SYNC-RAMP的電壓值從GND電位上升，會與電晶體Tr1從關斷到導通的時間以及從電流源I1提供的電流值成正比；會與電容C1的電容值成反比。也就是說，在輸出信號Duty保持在Lo電位的時間內，斜坡信號SYNC-RAMP處於接地GND電位，並且從屬開關SW2被控制和驅動到關斷。與輸出信號Duty從Lo電位變為Hi電位以及從屬開關SW2被控制和驅動為關斷到導通後所經過的時間成正比，斜坡信號SYNC-RAMP在電壓值的電位上升。
斜坡信號SYNC-RAMP被提供至比較器CMP的非反相輸入端，並與提供至比較器CMP的反相輸入端的充電信號SYNC-CHG進行比較。充電信號SYNC-CHG的電壓值由關斷時間檢測單元9的輸出信號SYNC-Off和脈衝信號SYNC-1shot控制。輸出信號SYNC-Off是來自關斷時間檢測單元9的輸出信號，是在從屬開關SW2的關斷直到連接點LX達到既定閾值的時間內以Hi電位輸出的信號。該信號透過反相器INV2提供至PMOS電晶體Tr3。
因此，在輸出信號SYNC-Off處於Hi電位時，電晶體Tr3保持導通，從配置在電晶體Tr3和電源之間的電流源I2提供的電流被傳遞至充電信號SYNC-CHG。充電信號SYNC-CHG和接地GND之間有一個電容C2。因此，充電信號SYNC-CHG的電壓值的上升，會與電晶體Tr3從關斷轉為導通後所經過的時間以及從電流源I2提供的電流值成正比；與電容C2的容量值成反比。
代表單次Hi電位脈衝的脈衝信號SYNC-1shot被給予一個NMOS電晶體Tr4。在脈衝信號SYNC-1shot處於Hi電位時，電晶體Tr4保持導通，由配置在電晶體Tr4和GND之間的電流源I3流出的電流會從充電電壓SYNC-CHG排出。也就是說，充電電壓SYNC-CHG的控制方式是：在從關斷附屬開關SW2直到連接點LX的電壓值達到既定的閾值的時間內，電位上升；在附屬開關SW2從關斷切換到導通後立即發生的規定時間內，電位下降。
斜坡電壓SYNC-RAMP和充電電壓SYNC-CHG由比較器CMP進行比較，代表比較結果的停止信號SYNC-Stop被傳遞到SR鎖存電路12的重設端。當斜坡電壓SYNC-RAMP的電位較高時，Hi電位的停止信號SYNC-Stop輸出，使SR鎖存電路12的輸出信號SYNC-DRV變為Lo電位。
與輸出信號SYNC-DRV相同邏輯的驅動信號VG_L透過從屬開關驅動單元4給到從屬開關SW2。因此，在斜坡電壓SYNC-RAMP＞充電電壓SYNC-CHG的時候，算術單元8的輸出信號SYNC-DRV輸出Lo電位，使附屬開關SW2關斷。
因此，算術單元8被配置為向輸出信號SYNC-DRV輸出一個Hi電位，使得從屬開關SW2在主開關SW1從導通切換到關斷時導通。此外，算術單元8將與從屬開關SW2導通後經過的時間成正比的斜坡電壓SYNC-RAMP與充電電壓SYNC-CHG進行比較，後者的電位上升與從屬開關SW2關斷到連接點LX達到既定閾值的時間成正比，並且在從屬開關SW2導通的規定時間內電位下降。算術單元8向輸出信號SYNC-DRV輸出一個Lo電位，使得從屬開關SW2在斜坡電壓SYNC-RAMP的電位變為Hi電位時關斷。
關斷時間檢測單元9檢測從屬開關SW2的關斷直到連接點LX達到既定閾值的時間。關斷時間檢測單元9接受輸出信號SYNC-DRV、停止信號SYNC-Stop和連接點LX的電壓值作為其輸入，並發出輸出信號SYNC-Off。
此外，輸出信號SYNC-DRV和停止信號SYNC-Stop在AND電路13中進行AND運算，其輸出被提供到SR鎖存電路14的設定端。如果輸出信號SYNC-DRV處於Hi電位，停止信號SYNC-Stop處於Hi電位，Hi電位被輸入到鎖存電路14的設定端，SR鎖存電路14的輸出信號SYNC-Off以Hi電位輸出。連接點LX的電壓資訊被提供到SR鎖存電路14的一個重設端。如果連接點LX處於Hi電位，輸出信號SYNC-Off則以Lo電位輸出。
當算術單元8控制從屬開關SW2從導通到關斷時，輸出信號SYNC-DRV從Lo電位反相到Hi電位。如果當從屬開關SW2導通時，斜坡電壓SYNC-RAMP的電位高於充電電壓SYNC-CHG的電位，算術單元8輸出Hi電位到停止信號SYNC-Stop，並輸出Lo電位到輸出信號SYNC-DRV，藉此控制從屬開關SW2從導通到關斷。此外，一個Hi電位信號藉由AND邏輯器傳給關斷時間檢測單元9的SR鎖存電路14的設定端。因此，輸出信號SYNC-Off被作為Hi電位輸出到算術單元8。
當從屬開關SW2被關斷時，Lo被輸出為輸出信號SYNC-DRV。因此，一個Lo電位被給到SR鎖存電路14的設定端。如果在從屬開關SW2關斷後，連接點LX達到Hi電位，輸出信號SYNC-Off從Hi電位反相到Lo電位。
在本實施例中，連接點LX的電壓資訊直接提供給SR鎖存電路14的重設端。因此，重設輸入的邏輯閾值作為一個既定的閾值。如果設置了不同的閾值，則適合用比較器比較連接點LX的電壓和對應於既定閾值的參考電壓，並將比較結果輸入到重設端。
在本實施例中，修正單元10在非連續電流模式中對由算術單元8決定的從屬開關SW2的導通時間進行修正。由電流模式檢測單元III提供的判斷信號Off-Off被輸入到修正單元10以修正充電電壓SYNC-CHG。更詳細地說，當檢測到主開關SW1和從屬開關SW2由於在非連續電流模式下的動作而被關斷時，判斷信號Off-Off是一個轉為Hi的信號。脈衝產生部分15產生脈衝信號OffOff-1shot，這是一個在判斷信號Off-Off的電位從Lo電位轉為Hi電位時會持續規定時間的Hi脈衝信號。脈衝信號OffOff-1shot被傳給一個NMOS電晶體Tr5，並能在Hi脈衝產生的期間保持電晶體Tr5導通。一個電流源I4配置在電晶體Tr5和接地GND之間，在電晶體Tr5的導通狀態下，從電流源I4流出的電流從充電電壓SYNC-CHG排出。也就是說，當主開關SW1和從屬開關SW2關斷時，充電電壓SYNC-CHG的電位在規定的時間內被降低，以進行預期的修正。
圖4是以擷取和詳細的方式顯示圖1的電流模式檢測單元的方塊圖。如圖所示，電流模式檢測單元III檢測到主開關SW1和從屬開關SW2在非連續電流模式下已經關斷。使用主開關驅動單元3的輸出信號VG_H和從屬開關驅動單元4的輸出信號VG_L作為輸入，它產生判斷信號Off-Off。
更詳細地說，輸出信號VG_H和VG_L由一個反相器INV3和一個NAND電路NAND進行邏輯處理，並作為NAND電路的輸出信號傳給一個PMOS電晶體Tr6和一個NMOS電晶體Tr7。電晶體Tr6、Tr7和電容C3連接點的資訊透過兩個串聯的反相器INV4和IVN5作為判斷信號Off-Off被送出到修正單元10。
如果主開關SW1被控制和驅動到導通，而從屬開關SW2被控制和驅動到關斷，則輸出信號VG_H被給予Lo電位，輸出信號VG_L被給予Lo電位，NAND電路NAND輸出Hi。因此，電晶體Tr6、Tr7和電容C3的連接點的電位與接地GND相同，所以判斷信號Off-Off輸出為Lo電位。
如果主開關SW1被控制和驅動到關斷，而從屬開關SW2被控制和驅動到導通，則驅動信號VG_H被給予Hi電位，驅動信號VG_L被給予Hi電位，NAND電路NAND輸出Hi。因此，電晶體Tr6、Tr7和電容C3的連接點的被置於與地面GND的電位相同，所以判斷信號Off-Off輸出Lo電位。
如果主開關SW1被控制並驅動到關斷，而從屬開關SW2也被控制並驅動到關斷，則驅動信號VG_H被給予Hi電位，而驅動信號VG_L被給予Lo電位。在這種情況下，NAND電路NAND輸出Lo電位。
在不連續電流模式期間，主開關SW1關斷和從屬開關SW2導通的狀態被切換為主開關SW1關斷和從屬開關SW2也關斷的狀態。因此，電晶體Tr6被關斷和電晶體Tr7被導通的狀態變為電晶體Tr6被導通和電晶體Tr7被關斷的狀態。
當電晶體Tr6被導通和電晶體Tr7被關斷時，從電流源I5提供的電流被傳遞到電晶體Tr6、電晶體Tr7和電容C3的連接點。當從屬開關SW2導通時，該連接點被置於與接地GND相同的電位。從屬開關SW2關斷後，電流源I5的電流開始送出。因此，與從屬開關SW2從導通到關斷的時間成正比，連接點的電壓從GND電位上升。如果連接點的電壓上升到超過接收來自連接點的輸入的反相器INV4的邏輯閾值，由反相器INV5反相的判斷信號Off-Off輸出從Lo電位轉為Hi電位，向從屬開關控制單元II提供主開關SW1和從屬開關SW2已經關斷的資訊。
接下來，將根據每個模式下各部分的信號波形來說明本實施例的動作。 1） 如果在連續電流模式下沒有進行修正 圖5（a）至5（j）為顯示了圖1所示實施例中連續電流模式下各部分的信號波形（無修正）的波形圖。圖5（a）顯示在線圈L中流動的電流，圖5（b）顯示連接點LX的電壓，5（c）顯示驅動信號VG_H，圖5（d）顯示驅動信號VG_L，圖5（e）顯示輸出信號Duty，圖5（f）顯示輸出信號SYNC-Off，圖5（g）顯示脈衝信號SYNC-1shot，圖5（h）顯示充電電壓SYNC-CHG和斜坡電壓SYNC-RAMP，圖5（i）顯示停止信號SYNC-Stop，以及圖5（j）顯示輸出信號SYNC-DRV。與本實施例的方塊結構有關的符號與圖1至圖4相符（以下也適用）。
如圖5（a）至5（j）所示，本實施例中的連續電流模式由以下階段組成：主開關SW1（見圖1；下文同樣適用）被導通以增加線圈電流，將能量儲存在線圈L中；以及主開關SW1被關斷以減少線圈電流，將儲存在線圈中的能量輸送到輸出。
首先，主開關控制單元I監測直流電壓Vout，並根據直流電壓Vout的電壓值與直流電壓Vout的設定值之間的差異，確定主開關SW1保持導通的時期。在主開關SW1被導通的期間，主開關控制單元I將輸出信號Duty置於一個Lo電位。因此，主開關驅動單元3接收Lo電位的輸出信號Duty，並輸出驅動信號VG_H，即相同邏輯的Lo電位信號，以傳輸給主開關SW1。
主開關SW1是PMOS電晶體，在其源極提供直流電壓Vin，在其閘極提供來自驅動信號VG_H的Lo電位，因而成為導通狀態。當主開關SW1導通時，連接點LX的電壓幾乎等於直流電壓Vin。此時，連接到線圈L一端的連接點LX具有直流電壓Vin，而線圈L的另一端處於直流電壓Vout。由於本實施例的轉換器是一個降壓式轉換器，而Vin＞Vout。因此，流過線圈L的電流的極性在遠離連接點LX朝向輸出端2的方向是正的，由此提供了增加正電流的效果。
在Lo電位上的輸出信號Duty也被傳遞給從屬開關控制單元II的算術單元8。在此，Lo電位信號被給予至算術單元8的脈衝產生部分11。脈衝產生部分11利用從Lo電位到Hi電位的轉換作為觸發器來生成脈衝。因此，在輸出信號Duty處於Lo電位的期間，沒有產生脈衝，也沒有給SR鎖存電路12的設定端一個設定信號。因此，輸出信號SYNC-DRV持續輸出Lo電位。
另一方面，從屬開關驅動單元4將與輸出信號SYNC-DRV相同邏輯的驅動信號VG_L傳給從屬開關SW2。因此，如果輸出信號SYNC-DRV處於Lo電位，驅動信號VG_L也處於Lo電位，結果是從屬開關SW2被關斷。
主開關控制單元I在由直流電壓Vout決定的期間內提供一個Lo電位，然後將輸出信號Duty從Lo電位轉向Hi電位。有了這樣輸出信號Duty的邏輯轉換，主開關驅動單元3將驅動信號VG_H從Lo電位反相到Hi電位，以驅動主開關SW1從導通到關斷。在這個時候，輸出信號Duty從Lo電位到Hi電位的轉換也被給到從屬開關控制單元II的算術單元8。在這個轉換時間，脈衝產生部分8產生了規定Hi寬度的脈衝信號SYNC-1shot。脈衝信號SYNC-1shot作為設定信號被送給SR鎖存電路12的設定端，藉此使輸出信號SYNC-DRV從Lo電位轉換到Hi電位。由於輸出信號SYNC-DRV的轉換，驅動信號VG_L也經歷了從Lo電位到Hi電位的轉換，使從屬開關SW2從關斷轉為導通。
當從屬開關SW2被導通時，連接點LX的電壓幾乎等於接地GND的電壓。這時，線圈L的一端連接到連接點LX，並帶到接地GND的電位。線圈L的另一端連接到輸出端2。因此，正線圈電流減少。
如上所述，輸出信號Duty從Lo電位到Hi電位的轉換，造成主開關SW1從導通到關斷和從屬開關SW2從關斷到導通的控制和驅動。然而，如果主開關SW1的導通期間和從屬開關SW2的導通期間重疊，就會形成一條從直流電源開始，並透過主開關SW1和從屬開關SW2到達地GND的路徑。因此，過電流流過，並有可能損壞電流路徑。為了防止這種過電流，一般的措施是在主開關SW1從導通轉到關斷的時間點和從屬開關SW2從關斷轉到導通的時間點之間提供一個極短期間，在這期間主開關SW1是關斷，從屬開關SW2是關斷。在主開關SW1關斷和從屬開關SW2也關斷的這段期間裡，從屬開關SW2的寄生二極體作為線圈電流的流動路徑。因此，在從主開關SW1被導通、連接點LX的電壓幾乎等於直流電壓Vin的狀態，到從屬開關SW2被導通、連接點LX的電壓幾乎等於接地GND的狀態的極短轉換期間，連接點LX的電壓變為負值。
脈衝信號SYNC-1shot也被給到算術單元8的NMOS電晶體Tr4，在算術單元8的脈衝產生部分11對脈衝信號SYNC-1shot輸出Hi脈衝的期間，電晶體Tr4保持導通。電流源I3配置在電晶體Tr4和地GND之間，在脈衝信號SYNC-1shot的Hi狀態期間，配置在充電電壓SYNC-CHG和接地GND之間的電容C2的充電被放掉。在這個時候，給到電晶體Tr4的Hi脈衝有一個規定的寬度，所以充電電壓SYNC-CHG的電壓下降量是一個固定值。因此，在輸出信號Duty從Lo電位轉換到Hi電位時，充電信號SYNC-CHG的電壓下降了一個固定的量。
輸出信號Duty也被給到算術單元8的反相器INV1，反相器INV1的輸出被給到PMOS電晶體Tr1和NMOS電晶體Tr2。在從屬開關SW2的關斷期間，輸出信號Duty為Lo電位。因此，電晶體Tr1處於關斷狀態，而電晶體Tr2處於導通狀態，斜坡電壓SYNC-RAMP被置於接地GND處。如果在這種狀態下，輸出信號Duty變成Hi電位，那麼從屬開關SW2被轉到導通，電晶體Tr1被轉到導通，而電晶體Tr2被轉到關斷。
電流源I1被放置在電晶體Tr1和算術單元8的電源之間。在電晶體Tr1的導通期間，配置在斜坡電壓SYNC-RAMP和接地GND之間的電容C1開始以既定的電流值被充電。因此，在從屬開關SW2的關斷期間，斜坡電壓SYNC-RAMP處於接地GND的電位。在從屬開關SW2從關斷變為導通的時間，其電壓開始上升，並且與從屬開關SW2的導通時間成正比，其電壓不斷上升。
斜坡電壓SYNC-RAMP和充電電壓SYNC-CHG由算術單元8的比較器CMP進行比較。如果斜坡電壓SYNC-RAMP的電壓值較高，比較器輸出的停止信號SYNC-Stop就會輸出一個Hi電位。在一個時間點上，當充電電壓SYNC-CHG的電壓值變比較高時，停止信號SYNC-Stop會轉到一個Lo電位。
在從屬開關SW2關斷的情況下，斜坡電壓SYNC-RAMP處於接地GND的電位，因此停止信號SYNC-Stop處於Lo電位輸出狀態。當從屬開關SW2從關斷轉到導通時，斜坡電壓SYNC-RAMP的電壓值開始上升。如果它變得高於充電電壓SYNC-CHG的電壓值，停止信號SYNC-Stop輸出Hi電位。
停止信號SYNC-Stop作為重設信號給SR鎖存電路12的重設端，當停止信號SYNC-Stop變成Hi電位時，輸出信號SYNC-DRV從Hi電位轉換到Lo電位。根據輸出信號SYNC-DRV的轉換，驅動信號VG_L也從Hi電位轉換到Lo電位，從而將從屬開關SW2從導通切換到關斷。在從屬開關SW2切換到關斷之後，輸出信號Duty緊接著處於一個Hi電位。因此，驅動信號VG_H也是Hi電位，使主開關SW1變為關斷。
這個時期也是主開關SW1關斷，從屬開關SW2也是關斷的時期。因此，附屬開關SW2的寄生二極體作為線圈電流的流動路徑，連接點LX的電壓變為負值。
停止信號SYNC-Stop也被給到關斷時間檢測單元9的AND電路13。當從屬開關SW2被導通時，Hi電位被輸出到輸出信號SYNC-DRV。因此，當Hi電位被輸出到停止信號SYNC-Stop時，AND電路13的AND輸出也被轉為Hi電位，並且一個設定信號被給到SR鎖存電路14的設定端。結果，SR鎖存電路14實現了輸出信號SYNC-Off從Lo電位到Hi電位的轉換。當輸出信號SYNC-Off從Lo電位變為Hi電位時，Lo電位透過反相器INV2被給到PMOS電晶體Tr3，其結果是電晶體Tr3從關斷轉為導通。
電流源I2被放置在電晶體Tr3和算術單元8的電源之間。當電晶體Tr3被導通時，配置在充電電壓SYNC-CHG和接地GND之間的電容C2開始以既定的電流值充電。之後，開始下一個開關週期。當主開關控制單元I輸出Lo電位到輸出信號Duty時，主開關驅動單元3輸出Lo電位作為驅動信號VG_H，驅動主開關SW1從關斷到導通。因此，連接點LX的電壓實際上等於直流電壓Vin。在主開關SW1導通的同時，連接點LX的電壓從負電壓轉換到直流電壓Vin。連接點LX的電壓也被輸入到關斷時間檢測單元9的SR鎖存電路14的重設端，因此連接點LX的電位的轉變使SR鎖存電路14重設。結果，輸出信號SYNC-Off從Hi電位變為Lo電位，將電晶體Tr3關斷。正如這裡所指出的，充電電壓SYNC-CHG在從屬開關SW2被導通後立即以固定的電壓下降。與從屬開關SW2關斷後開始下一個開關週期直到主開關SW1被導通的期間成正比，充電電壓SYNC-CHG的電壓上升。
在從屬開關SW2關斷到下一個週期開始的期間，線圈電流流過從屬開關SW2的寄生二極體。因此，在這段時間內，功率損失比線圈電流在導通狀態下流過從屬開關SW2的時期要大。因此，從關斷附屬開關SW2到開始下一個週期的時間應該盡可能地短。
如果下一個週期開始時，從屬開關SW2保持導通，而主開關SW1被導通，另一方面，過電流從輸入端子1流向接地GND，可能會損壞開關。因此，在下一個週期開始之前，需要可靠地關斷附屬開關SW2。例如，如果在外部干擾或類似因素的影響下，某週期內從屬開關SW2的導通時間短於預期值，則從關斷從屬開關SW2到開始下一週期的時間長於預期值。因此，在這個週期中，充電電壓SYNC-CHG的電壓上升量是很大的。在這種情況下，下一個週期開始時的充電電壓SYNC-CHG比這個週期中的要高。因此，從導通附屬開關SW2直到斜坡電壓SYNC-RAMP變得比充電電壓SYNC-CHG高的期間，在下一個週期會比這個週期長。因此，在下一個週期中，使從屬開關SW2的導通時間比這個週期長。
同樣地，如果從屬開關SW2的導通時間長於預期值，從關斷從屬開關SW2到下一個週期開始的時間就短於預期值。因此，在這個週期中，充電電壓SYNC-CHG的電壓上升量是小。在這種情況下，下一個週期開始時的充電電壓SYNC-CHG比這個週期低。因此，從導通從屬開關SW2直到斜坡電壓SYNC-RAMP變得比充電電壓SYNC-CHG高的期間，在下一個週期比這個週期短。因此，在下一個週期中，使從屬開關SW2的導通時間比這個週期短。
2） 在不連續電流模式下進行修正的情況下 圖6（a）至6（l）為顯示了在圖1所示的實施例中各部分在不連續電流模式下的信號波形（有修正）的波形圖。圖6（a）至6（g）對應於圖5（a）至5（g）。由於本實施例有修正功能，所以加入了與此功能對應的判斷信號Off-Off（h）和脈衝信號Off-1shot（i）的波形。圖6（j）至6（l）分別對應於圖5（h）至5（j）。
如圖6（a）至6（l）所示，非連續電流模式包括：主開關被導通以增加線圈電流，在線圈中儲存能量的階段；主開關被關斷以減少線圈電流，將儲存在線圈中的能量輸送到輸出端的階段；以及主開關和從屬開關被關斷以消除透過線圈接受和輸送能量的階段。
在非連續電流模式下，與連續電流模式一樣，主開關控制單元I決定了主開關SW1保持導通的時間，並在這期間將輸出信號Duty設置為Lo電位。當主開關SW1被導通時，連接點LX被帶到一個幾乎等於直流電壓Vin的值，即輸入端1的電壓。因此，流向線圈L的電流以正值增加。之後，各部分的波形表現出與連續電流模式下相同的行為，直到斜坡電壓SYNC-RAMP的值高於充電電壓SYNC-CHG的值，Hi電位被輸出到停止信號SYNC-Stop。
當停止信號SYNC-Stop得到Hi電位時，從屬開關SW2被控制和驅動從導通到關斷。在連續電流模式的情況下，在主開關SW1和由運算單元8控制的從屬開關SW2的關斷期間之後，開始下一個週期。另一方面，在非連續電流模式的情況下，主開關SW1和由算術單元8控制的從屬開關SW2的關斷期間之後，是主開關SW1和不受算術單元8控制的從屬開關SW2的關斷期間。這個不受運算單元8控制的關斷期取決於連接在直流電壓Vout和接地GND之間的負載的輕重程度。如果負載很輕，這個期間就長，但如果負載很重，這個期間就短。
在此，由運算單元8控制的關斷期是輸出信號SYNC-Off保持Hi電位的時期。不受算術單元8控制的關斷期是指從輸出信號SYNC-Off從Hi電位轉換到Lo電位，直到下一週期值從Hi電位轉換到Lo電位的時期。
在非連續電流模式中，修正單元10對充電電壓SYNC-CHG的電位進行修正。也就是說，當停止信號SYNC-Stop從Lo電位變為Hi電位時，一個設定信號被給到關斷時間檢測單元9的SR鎖存電路14的設定端，從而將輸出信號SYNC-Off從Lo電位切換到Hi電位。結果，算術單元8的電晶體Tr3從關斷轉為導通，從而使電流源I2開始對電容C2充電。
當停止信號SYNC-Stop變為Hi電位時，輸出信號SYNC-DRV變為Lo電位，驅動信號VG_L也轉為Lo電位，從而使從屬開關SW2關斷。先前，從從屬開關SW2導通的時候開始，線圈電流在正向分量上逐漸減少。即使在從屬開關SW2關斷後，連接到線圈L一端的連接點LX的電壓是負的，而線圈L另一端的電壓是直流電壓Vout。因此，正方向的電流繼續逐漸減少。
由於上述影響，當線圈電流減小並最終為零時，寄生電容元件(出現在主開關SW1和從屬開關SW2的汲極)與線圈L在連接點LX處產生一個共振電壓波形。由於這種諧振現象，一個重設輸入被給到關斷時間檢測單元9的SR鎖存電路14的重設端。因此，輸出信號SYNC-Off從Hi電位轉換到Lo電位。根據這一轉換，電流源I2對電容C2的充電結束，充電電壓SYNC-CHG的電壓上升也結束。
判斷信號Off-Off，即電流模式檢測單元III的輸出信號，控制是否執行修正。電流模式檢測單元III接收驅動信號VG_H和驅動信號VG_L。如果驅動信號VG_H是Hi電位，主開關SW1是關斷，且驅動信號VG_L是Lo電位，從屬開關SW2也是關斷，那麼NAND電路NAND的輸出是Lo電位。結果，電晶體Tr6被導通，而電晶體Tr7被關斷。因此，電流源I5開始對電容C3充電。電容C3的充電開始於從屬開關SW2從導通變為關斷時，即當停止信號SYNC-Stop從Lo電位轉換到Hi電位時。
在開始充電之前，電流模式檢測單元III的電晶體Tr7是導通的。因此，電晶體Tr6、Tr7和電容C3的連接點處於接地GND的電位。開始充電時，連接點的電壓上升。如果連接點的電壓超過輸入的反相器INV4的邏輯閾值，由反相器INV5反相的判斷信號Off-Off從Lo電位變為Hi電位。
判斷信號Off-Off被給到從屬開關控制單元II的修正單元10，並且在判斷信號Off-Off從Lo電位轉換到Hi電位的時間點，產生規定Hi寬度的脈衝信號OffOff-1shot。脈衝信號OffOff-1shot被給到修正單元10的電晶體Tr5，電流源I4被配置在電晶體Tr5和接地GND之間。因此，在與脈衝信號OffOff-1shot中規定的Hi寬度相對應的期間，電容C2的充電被排出。因此，當主開關SW1和從屬開關SW2關斷後的既定時間過去後，SYNC-CHG的電壓被降低了一個固定的量。
為了在不連續的電流模式下增加一個修正，最好將從主開關和從屬開關的關斷直到判斷信號Off-Off進入Hi電位的時間設置為比由算術單元8控制的關斷時間長。
以下，將對專利文件1或類似文件中揭露的現有技術和本發明的實施例進行比較。現有技術和本發明的實施例在連續電流模式下的功能是相同的。因此，在這種情況下，顯示各部分波形的波形圖也是相同的。
將根據圖7（a）至7（c）來說明連續電流模式下的常用功能。圖7（a）顯示了線圈電流的波形，圖7（b）顯示了連接點LX的電壓波形，圖7（c）顯示了作為比較器CMP輸入的斜坡電壓SYNC-RAMP和充電電壓SYNC-CHG的波形。如圖7（a）所示，線圈電流的波形在正區連續。如圖7（b）所示，連接點LX的電壓從負到輸入端1的直流電壓Vin的轉換幾乎垂直，因為在下一週期，從主開關SW1、SW2關斷、連接點LX的電壓為負的狀態，轉換到主開關SW1的導通狀態。
另一方面，在非連續電流模式的情況下，根據先前技術，如圖8A（a）至8A（c）所示，在主開關和從屬開關SW1、SW2關斷後，由於線圈L的諧振和增加到連接點LX的寄生電容，連接點LX的電壓在一定程度上緩緩上升。因此，從連接點LX的電壓為負值的時間點開始，直到它達到既定的閾值（在本實施例中，該閾值是關斷時間檢測單元9的SR鎖存電路14的重設的邏輯閾值，例如被設定為輸入端1的直流電壓Vin的1/2）的時間比在連續電流模式的情況下更長。
結果，在根據先前技術的不連續電流模式中，在相對於某個開關週期的下一個開關週期中充電電壓SYNC-CHG變得很高。在充電電壓SYNC-CHG更高的週期中，從屬開關SW2的導通時間也延長了。因此，發生線圈電流達到一個負值的情況。
另一方面，在非連續電流模式的情況下，根據本實施例，如圖8B（a）至8B（c）所示，在主開關和從屬開關SW1、SW2關斷後，由於線圈L的諧振和增加到連接點LX的寄生電容，連接點LX的電壓在一定程度上緩緩上升。因此，與根據先前技術相同，從連接點LX的電壓為負值的時間點開始，直到它達到既定的閾值的時間比在連續電流模式要長。
然而，在本實施例的情況下，直到達到閾值的期間由修正單元10適當地修正，因此不會出現先前技術中的問題。也就是說，根據本實施例，當主開關和從屬開關SW1、SW2關斷後經過既定的時間，電流模式檢測單元III檢測到不連續的電流模式，並向從屬開關控制單元II的修正單元10輸出判斷信號Off-Off。在接收到判斷信號Off-Off後，修正單元10進行修正，使充電電壓SYNC-CHG降低固定量。
這樣的修正消除了連續電流模式下連接點電壓的垂直轉換和非連續電流模式下起因於諧振而緩和電壓上升之間的差異。因此，即使在非連續電流模式下，每個開關週期中充電電壓SYNC-CHG的電位差異也可以被消除。也就是說，由於每個週期中主開關SW1和從屬開關SW2的導通時間沒有差別，線圈電流不會下降到負值。
在上述實施例中的算術單元8將充電信號SYNC-CHG和斜坡信號SYNC-RAMP進行比較，前者的電壓值上升取決於從關閉附屬開關SW2到連接點LX達到既定的閾值的時間，並在每個週期中以固定的量下降；後者的電壓值上升取決於從屬開關SW2的接通時間。算術單元8並決定從屬開關SW2的接通時間（對應於請求項5的配置）。然而，這並不是限制性的，在本發明的技術思想中還包括以下內容：1）根據電壓進行控制，該電壓的上升取決於從從屬開關SW2的關斷直到連接點LX達到既定的閾值的時間（見SYNC-CHG）（對應請求項3的配置）；2）根據電壓進行控制，該電壓的上升取決於時間（見SYNC-CHG）和透過電晶體Tr4以固定量下降的電壓（對應請求項4的配置）。
上述配置1）在圖3所示的元件中，有脈衝產生部分11、SR鎖存電路12、14、比較器CMP、電流源I2、電晶體Tr3、電容C2、反相電路INV2和AND電路13。在這種配置中，比較器CMP會將充電信號SYNC-CHG（其上升取決於從關斷附屬開關SW2直到連接點LX達到既定閾值的時間）與參考電壓（例如既定的標準值）進行比較，根據比較結果，決定附屬開關SW2的導通時間。
上述配置2）在圖3所示的元件中，有脈衝產生部分11，SR鎖存電路12、14，比較器CMP，電流源I2、I3，電晶體Tr3、Tr4，電容C2，反相電路INV2和AND電路13。在這種配置中，比較器CMP會將充電信號SYNC-CHG（其上升取決於從關斷附屬開關SW2直到連接點LX達到既定閾值的時間，並且由被單次脈衝信號SYNC-1shot控制導通或關斷的電晶體Tr4產生）與參考電壓（例如既定的標準值）進行比較，根據比較結果，決定附屬開關SW2的導通時間。
此外，在配置1）的情況下，使用「電壓下降」和「電壓上升」都可以進行同樣的既定控制。同樣，在2）的情況下，隨時間變化的電壓可以是「電壓下降」，而每個週期內的電壓變化可以是「電壓以固定的量上升」。
同樣，在圖3所示的算術單元8的情況下，「電壓上升」可以用電壓下降代替，而「電壓下降」可以用電壓上升代替。簡而言之，在圖3的情況下，可以進行控制，使得電壓值（在一個方向上變化，使得根據從從屬開關關斷直到連接點LX的電壓值達到閾值的時間長度而上升或下降，且在反方向變化，使得每個週期下降或上升固定量）與電壓值（在一個方向上變化，使得根據從屬開關SW2的導通時間而上升或下降）相比較。
在上述實施例中，修正單元10被配置為藉由增加每個週期內下降的電壓值來進行修正。然而，這並不是限制性的。即使藉由將修正單元10配置成藉由降低電壓的上升率來執行修正，也可以獲得同樣的效果，而電壓的上升率取決於從關斷附屬開關SW2直到連接點LX的電壓達到閾值的時間。
圖9是顯示從屬開關控制單元的配置實例的方塊圖，該單元藉由降低電壓的上升率來執行修正，而電壓的上升率取決於直到連接點LX的電壓達到閾值的時間。與圖3中相同的部分被給到相同的符號，重複的說明會被省略。
如圖9所示，本實施例的修正單元30由電流模式檢測單元III提供判斷信號Off-Off（見圖1，下文同樣適用）。如果檢測到不連續的電流模式，判斷信號Off-Off從Lo電位變為Hi電位。當判斷信號Off-Off從Lo電位變為Hi電位時，修正單元30的脈衝產生部分15輸出一個脈衝信號Off-1shot，該信號在一個既定的時期內保持在Hi電位。這個脈衝信號Off-1shot被給到一個D觸發器電路17的時鐘輸入端，該D觸發器電路17的D端與電源相連，此時從D觸發器電路17的Q端輸出的輸出信號SlowSlope被轉到Hi電位。
輸出信號SlowSlope被給到一個算術單元28的PMOS電晶體Tr8的閘極。因此，當輸出信號SlowSlope為Hi電位時，電晶體Tr8被關斷。一個電流源I7被放置在電晶體Tr8的源極和電源之間，當輸出信號SlowSlope為Hi電位時，電流源I7的輸出電流被電晶體Tr8關斷。
另一方面，當一個關斷時間檢測單元29的輸出信號SYNC-Off保持Hi電位時，一個電晶體Tr3被導通，向一個電容C2提供電流。因此，基於電容C2的充電量的電壓上升會與Hi電位的期間成正比。此時提供的電流是由電流源I6、I7提供，使得從電流源I6提供的電流值和從電流源I7提供的電流值之和等於從圖3的電流源I2提供的電流值。
因此，當來自修正單元30的輸出信號SlowSlope為Hi電位時，電晶體Tr8被關斷。因此，作為充電信號SYNC-CHG的電流僅由電流源I6提供。從電流源I6供應的電流量小於圖3中所示的從電流源I2供應的量。因此，充電信號SYNC-CHG的電壓上升率比圖3所示的實施例中要低。
在本例中的修正單元30中，從關斷時間檢測單元29輸出的判斷信號SYNC-Off被反相器6反相，並提供給脈衝產生部分18。產生的脈衝信號SYNC-Off_B_1shot被提供給D觸發器電路17的重設端，以重設D觸發器電路17。
在圖9所示的例子中，各部分在非連續電流模式下的波形如圖10（a）至10（m）所示。藉由參考這些圖，在圖10（l）所示的波形中，充電信號SYNC-CHG的電壓上升率很低。
圖11是顯示根據本發明的另一個實施例的升壓式DC/DC轉換器的整體方塊圖。如該圖所示，根據本實施例的升壓式DC/DC轉換器是升壓式。因此，相對於圖1所示的降壓式，流過線圈L的線圈電流的方向是反向的（朝向連接點LX的方向），同時，主開關SW1和從屬開關SW2之間的關係是反向的。也就是說，主開關SW1是由一個與圖1的從屬開關SW2相同類型的NMOS電晶體組成，而從屬開關SW2是由一個與圖1的主開關SW1相同類型的PMOS電晶體組成。一個驅動信號VG_L表示與圖1的驅動信號VG_L相同波形的切換脈衝，而一個驅動信號VG_H表示與圖1的驅動信號VG_H相同波形的切換脈衝。關斷時間檢測單元9由來自連接點LX的信號提供，該信號由反相器INV7反相。其他特徵與圖1中的相同。因此，相同的部分被給予相同的符號，重複的說明將省略。
1:輸入端 2:輸出端 3:主開關驅動單元 4:從屬開關驅動單元 5:PWM控制單元 6:PFM控制單元 7:OR電路 8,28:算術單元 9,29:關斷時間檢測單元 10,30:修正單元 11,15,18:脈衝產生部分 12,14:SR鎖存電路 13:AND電路 17:D觸發器電路 CL:電壓平滑電容器 C1,C2:電容 Duty:輸出信號 GND:接地 I:主開關控制單元 II:從屬開關控制單元 III:電流模式檢測單元 I1,I2,I3,I4,I5,I6,I7:電流源 INV1,INV2,INV3,INV4,INV5:反相器 L:線圈 LX:連接點 SW1:主開關 SW2:從屬開關 SYNC-1shot:脈衝信號 SYNC-CHG:充電電壓 SYNC-DRV:輸出信號 SYNC-Stop:停止信號 SYNC-RAMP:斜坡信號 SYNC-Off:輸出信號 SYNC-Off_B_1shot:脈衝信號 SlowSlope:輸出信號 Tr1,Tr2,Tr3,Tr4,Tr5,Tr6,Tr7:電晶體 Off-Off:判斷信號 OffOff-1shot:脈衝信號 Vin:直接電流電壓 Vout:直接電流電壓 VG_H,VG_L:驅動信號
圖1是顯示根據本發明的一個實施例的降壓式DC/DC轉換器的整體方塊圖。 圖2是以擷取和詳細的方式顯示了圖1的主開關控制單元的方塊圖。 圖3是以擷取和詳細的方式顯示了圖1的一個從屬開關控制單元的方塊圖。 圖4是以擷取和詳細的方式顯示了圖1的電流模式檢測單元的方塊圖。 圖5（a）至5（j）是顯示了在圖1所示的實施例中，各部分在連續電流模式下的信號波形（未修正）的波形圖。 圖6（a）至6（l）是顯示了在圖1所示的實施例中，各部分在不連續電流模式下的信號波形（已修正）的波形圖。 圖7（a）至7（c）是顯示現有技術和圖1所示實施例中連續電流模式下各部分信號波形的波形圖。 圖8A（a）至（c）及8B（a）至（c）是顯示現有技術（圖8A（a）至（c））和圖1所示實施例（圖8B（a）至（c））中用於比較非連續電流模式下功能的各部分的信號波形圖。 圖9是顯示根據另一個配置實例的從屬開關控制單元的配置與上述實施例有所不同的方塊圖。 圖10（a）至10（m）是顯示圖9所示例子中各部分在不連續電流模式下的波形的波形圖。 圖11是顯示根據本發明另一實施例的升壓式DC/DC轉換器的整體方塊圖。
1:輸入端
2:輸出端
3:主開關驅動單元
4:從屬開關驅動單元
8:算術單元
9:關斷時間檢測單元
10:修正單元
CL:電壓平滑電容器
Duty:輸出信號
I:主開關控制單元
II:從屬開關控制單元
III:電流模式檢測單元
L:線圈
LX:連接點
SW1:主開關
SW2:從屬開關
Vin:直接電流電壓
Vout:直接電流電壓

Claims (7)

  1. 一種DC/DC轉換器，具有連接到串聯的兩個開關裝置之間的連接點的一線圈；將該兩個開關裝置中的一個開關裝置作為主開關裝置，當能量儲存在該線圈中時被導通，並將該兩個開關裝置中的另一個開關裝置作為從屬開關裝置，當儲存在該線圈中的能量被送出到一輸出端時被導通；並執行一個開關動作，以交替地導通/關斷該主開關裝置和該從屬開關裝置，藉此將直流輸入電壓轉換為既定的直流輸出電壓， 該DC/DC轉換器，包括： 一電流模式檢測裝置，用於在該主開關裝置關斷時，檢測流過該線圈的電流不會到達零的一連續電流模式，或流經線圈的電流會到達零的一非連續電流模式；以及 一從屬開關控制裝置，基於從該從屬開關裝置的關斷直到該連接點的一電壓達到既定的閾值的時間，用於在下一個或以後的週期中控制該從屬開關裝置的導通時間，該閾值位於該電壓的最小值和最大值之間的範圍， 其中，如果根據該電流模式檢測裝置的檢測結果檢測到該不連續的電流模式，則該從屬開關控制裝置在下一個或以後的週期中對該從屬開關裝置的受控的導通時間進行修正。
  2. 如請求項1的DC/DC轉換器，其中該從屬開關控制裝置適於控制該從屬開關裝置在下一個或以後的週期中的導通時間，使得流過該線圈的電流的極性不被逆轉。
  3. 如請求項1或2的DC/DC轉換器，其中該從屬開關控制裝置根據一電壓值進行控制，該電壓值在一個方向上變化，以根據從該從屬開關裝置的關斷到該連接點的該電壓達到該閾值的時間而上升或下降。
  4. 如請求項1或2的DC/DC轉換器，其中該從屬開關控制裝置根據一電壓值進行控制，該電壓值在一個方向上變化，以根據從該從屬開關裝置的關斷到該連接點的該電壓達到該閾值的時間而上升或下降，並且在與該變化方向相反的方向上以固定的量下降或上升，以在每個週期內相似地上升或下降。
  5. 如請求項1或2的DC/DC轉換器，其中該從屬開關控制裝置對兩個電壓值進行比較以進行控制，其中一個電壓值在一個方向上變化，以根據從該從屬開關裝置的關斷到該連接點的該電壓達到該閾值的時間而上升或下降，並在與該變化方向相反的方向上以固定的量下降或上升，以在每個週期內同樣地上升或下降；另一個電壓值在一個方向上變化，其根據該從屬開關裝置的導通時間而上升或下降。
  6. 如請求項3中任一項所述的DC/DC轉換器，其中該從屬開關控制裝置降低該電壓的上升率，該上升率取決於從該從屬開關裝置的關斷到該連接點的該電壓達到該閾值的時間，藉此進行修正。
  7. 如請求項4的DC/DC轉換器，其中該從屬開關控制裝置增加該電壓的值，其在每個週期內下降，藉此進行修正。
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