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TW201841460A - 雙向ｄｃ／ｄｃ功率變換器 - Google Patents

雙向ｄｃ／ｄｃ功率變換器 Download PDF

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TW201841460A
TW201841460A TW107105569A TW107105569A TW201841460A TW 201841460 A TW201841460 A TW 201841460A TW 107105569 A TW107105569 A TW 107105569A TW 107105569 A TW107105569 A TW 107105569A TW 201841460 A TW201841460 A TW 201841460A
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Taiwan
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circuit
resonant
switching transistor
bypass switch
rectifying
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TW107105569A
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English (en)
Inventor
陳小宇
Original Assignee
大陸商上海蔚來汽車有限公司
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Abstract

本發明涉及一種雙向DC/DC功率變換器。本發明的變換器中，在左側的第一諧振電路和右側的第二諧振電路上分別並聯一個旁路開關。當正向輸送功率時，將第二諧振電路中的諧振電感和諧振電容旁路掉；當反向輸送功率時，將第一諧振電路中的諧振電感和諧振電容旁路掉；這樣做，能夠減少感性損耗和容性損耗，提高了能量傳輸的效率，並且在一定程度上抑制寄生參數的影響。本發明拓撲無論正向還是反向，在進行功率傳輸時，其頻率增益曲線都是單調的，保證了系統的可控性，利於回饋環路的設計。

Description

雙向DC/DC功率變換器
本發明涉及電力電子變換器領域，具體涉及一種雙向DC/DC(直流/直流)功率變換器。
簡單的雙向變換器是由兩個全橋或者半橋電路互為對稱組成，其實現起來較為簡單，但是缺點也是明顯的，兩邊的開關電晶體都工作於硬開關模式，電磁干擾 (Electromagnetic Interference，EMI)特性和效率都顯得相對較差，以LLC諧振變換器為例，傳統控制方案是使其工作在下諧振區，略低於諧振頻率，這樣原邊的半導體金屬氧化物 (Metal-Oxide-Semiconductor，MOS)電晶體和副邊的二極體都能夠實現零電壓開通或者零點流關閉，效率相對於硬開關模式有了大大的提高，如果副邊二極體換成MOS電晶體，工作於同步整流模式，那麼效率會進一步提高。
現有專利檔CN104993707(發明名稱：基於LLC諧振的雙向DC/DC變換器的控制方法，公佈日：2015.10.21) 如圖1所示，該專利描述的是基於LLC拓撲的雙向變換器，在不增加元件的情況下，通過在文中給出了一種控制方案，使得功率反向傳輸時，即從右側傳輸到左側時，增益能夠大於1，但是該方案並沒有解決反向傳輸時右側開關電晶體工作於硬開關模式的問題，從而導致效率比較低。
為了解決現有技術中的上述問題，本發明提出了一種雙向DC/DC功率變換器，提高了能量傳輸的效率，並且在一定程度上抑制寄生參數的影響。
本發明提出一種雙向DC/DC功率變換器，包括第一整流/逆變電路、第一諧振電路、變壓器、第二整流/逆變電路，所述第一諧振電路設置於第一整流/逆變電路的交流側；還包括第二諧振電路，以及旁路開關組。
所述第一整流/逆變電路的直流側為所述功率變換器的電源輸入/輸出端，對應的第二整流/逆變電路的直流側為所述功率變換器的電源輸出/輸入端。
所述第二諧振電路設置於第二整流/逆變電路的交流側。
所述旁路開關組，配置為在正向輸送功率時，將第二諧振電路旁路；在反向輸送功率時，將第一諧振電路旁路。
優選地，所述旁路開關組包括：第一旁路開關和第二旁路開關。
所述第一旁路開關與所述第一諧振電路並聯。
所述第二旁路開關與所述第二諧振電路並聯。
優選地，正向輸送功率時，所述第一整流/逆變電路工作於高頻逆變模式，所述第二整流/逆變電路工作於高頻整流模式；所述第一旁路開關為截止狀態，所述第二旁路開關為導通狀態。
優選地，反向輸送功率時，所述第二整流/逆變電路工作於高頻逆變模式，所述第一整流/逆變電路工作於高頻整流模式；所述第一旁路開關為導通狀態，所述第二旁路開關為截止狀態。
優選地，正向輸送功率時，第一整流/逆變電路的開關頻率選擇在電路諧振點附近。
優選地，反向輸送功率時，第二整流/逆變電路的開關頻率選擇在電路諧振點附近。
優選地，所述第一諧振電路包括諧振電感(Lres1 )和諧振電容(Cres1 )，諧振電感(Lres1 )和諧振電容(Cres1 )串聯。
所述第二諧振電路包括諧振電感(Lres2 )和諧振電容(Cres2 )，諧振電感(Lres2 )和諧振電容(Cres2 )串聯。
所述第一整流/逆變電路交流側的一端在依次串聯諧振電感(Lres1 )、諧振電容(Cres1 )後與變壓器原邊的一端相連；所述第一整流/逆變電路交流側的另一端與變壓器原邊的另一端相連。
所述第二整流/逆變電路交流側的一端與諧振電感(Lres2 )、諧振電容(Cres2 )依次串聯後與變壓器副邊的一端相連；所述第二整流/逆變電路交流側的另一端與變壓器副邊的另一端相連。
所述第一旁路開關與諧振電感(Lres1 )、諧振電容(Cres1 )組成的串聯電路並聯。
所述第二旁路開關與諧振電感(Lres2 )、諧振電容(Cres2 )組成的串聯電路並聯。
優選地，正向輸送功率時，第一整流/逆變電路的開關頻率選擇在第一諧振電路的下諧振區域，低於諧振點1/sqrt(Lres1 *Cres1 )，但高於諧振點1/sqrt((Lres1 +Lm )*Cres1 ))，其中Lm 為變壓器的勵磁電感。
優選地，反向輸送功率時，第二整流/逆變電路的開關頻率選擇在第二諧振電路的下諧振區域，低於諧振點1/sqrt(Lres2 *Cres2 )，但高於諧振點1/sqrt((Lres2 +Lm )*Cres2 ))，其中Lm 為變壓器的勵磁電感。
優選地，還包括旁路開關組控制單元，開關組控制單元配置為依據所述變換器的功率傳輸方向，控制旁路開關組旁路第一諧振電路或第二諧振電路。
優選地，所述第一旁路開關和所述第二旁路開關均由包含開關電晶體的旁路電路構成。
優選地，所述第一旁路開關由兩個開關電晶體(S5 、S6 )反向串聯組成，開關電晶體(S5 )的源極連接開關電晶體(S6 )的源極；將開關電晶體(S5 )的汲極和開關電晶體(S6 )的汲極分別接到第一諧振電路中諧振電感(Lres1 )、諧振電容(Cres1 )串聯電路的兩端。
或者由開關電晶體(S5 )和開關電晶體(S6 )各反向串聯一個二極體，再並聯組成；開關電晶體(S5 )的源極連接二極體(D5 )的正極，開關電晶體(S6 )的源極連接二極體(D6 )的正極，開關電晶體(S5 )的汲極連接二極體(D6 )的負極，開關電晶體(S6 ) 的汲極連接二極體(D5 )的負極；將開關電晶體(S5 )的汲極和開關電晶體(S6 ) 的汲極分別接到第一諧振電路中諧振電感(Lres1 )、諧振電容(Cres1 )串聯電路的兩端。
優選地，所述第二旁路開關由兩個開關電晶體(S7 、S8 )反向串聯組成，開關電晶體(S7 )的源極連接開關電晶體(S8 )的源極；將開關電晶體(S7 )的汲極和開關電晶體(S8 )的汲極分別接到第二諧振電路中諧振電感(Lres2 )、諧振電容(Cres2 )串聯電路的兩端。
或者由開關電晶體(S7 )和開關電晶體(S8 )各反向串聯一個二極體，再並聯組成；開關電晶體(S7 )的源極連接二極體(D7 )的正極，開關電晶體(S8 )的源極連接二極體(D8 )的正極，開關電晶體(S7 )的汲極連接二極體(D8 )的負極，開關電晶體(S8 )的汲極連接二極體(D7 )的負極；將開關電晶體(S7 )的汲極和開關電晶體(S8 )的汲極分別接到第二諧振電路中諧振電感(Lres2 )、諧振電容(Cres2 )串聯電路的兩端。
優選地，所述第一旁路開關和第二旁路開關為繼電器。
優選地，所述第一整流/逆變電路為全橋或半橋開關電路。
優選地，所述第二整流/逆變電路為全橋或半橋開關電路。
優選地，組成所述第一旁路開關和所述第二旁路開關的開關電晶體為金屬氧化物半導體型場效應電晶體 (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET)、絕緣柵雙極型電晶體 (Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)、碳化矽 (Silicon Carbide，SiC)或氮化鎵 (Gallium Nitride，GaN)開關電極體中的任意一種。
在本發明的變換器中，在正向輸送功率時，將第二諧振電路中的諧振電感和諧振電容旁路掉；反向輸送功率時，將第一諧振電路中的諧振電感和諧振電容旁路掉；這樣做，能夠減少感性損耗和容性損耗，提高了能量傳輸的效率，並且在一定程度上抑制寄生參數的影響。本發明拓撲無論正向還是反向，在進行功率傳輸時，其頻率增益曲線都是單調的，保證了系統的可控性，利於回饋環路的設計。
下面參照附圖來描述本發明的優選實施方式。本領域技術人員應當理解的是，這些實施方式僅僅用於解釋本發明的技術原理，並非旨在限制本發明的保護範圍。
本發明提出一種雙向DC/DC功率變換器，如圖2所示，包括第一整流/逆變電路、第一諧振電路、變壓器、第二諧振電路、第二整流/逆變電路，所述第一諧振電路設置於第一整流/逆變電路的交流側，所述第二諧振電路設置於第二整流/逆變電路的交流側；此外，還包括旁路開關組以及濾波電容C1 、C2 ；所述旁路開關組包括由S5 、S6 組成的第一旁路開關和由S7 、S8 組成的第二旁路開關。
所述第一整流/逆變電路為全橋電路，包括開關電晶體S1 、S2 、S3 和S4 ；所述第二整流/逆變電路也為全橋電路，包括開關電晶體S9 、S10 、S11 和S12 ；當所述功率變換器正向輸送功率時，所述第一整流/逆變電路的直流側作為輸入端，所述第二整流/逆變電路的直流側作為輸出端；當所述功率變換器反向輸送功率時，所述第一整流/逆變電路的直流側作為輸出端，所述第二整流/逆變電路的直流側作為輸入端。
所述第二諧振電路設置於第二整流/逆變電路的交流側。
所述旁路開關組，配置為在正向輸送功率時，將第二諧振電路旁路；在反向輸送功率時，將第一諧振電路旁路。
本實施例中，所述旁路開關組包括：由S5 、S6 組成的第一旁路開關和由S7 、S8 組成的第二旁路開關。
所述第一旁路開關與所述第一諧振電路並聯。
所述第二旁路開關與所述第二諧振電路並聯。
本實施例中，正向輸送功率時，所述第一整流/逆變電路工作於高頻逆變模式，所述第二整流/逆變電路工作於高頻整流模式；所述第一旁路開關為截止狀態，所述第二旁路開關為導通狀態。
本實施例中，反向輸送功率時，所述第二整流/逆變電路工作於高頻逆變模式，所述第一整流/逆變電路工作於高頻整流模式；所述第一旁路開關為導通狀態，所述第二旁路開關為截止狀態。
圖2中， Cp 為變壓器原邊寄生電容，Cs 為變壓器副邊寄生電容。 正向輸送功率時，變壓器的勵磁電感Lm 位於原邊，反向輸送功率時，變壓器的勵磁電感Lm 位於副邊。
所述第一諧振電路，包括諧振電感Lres1 和諧振電容Cres1 ，諧振電感Lres1 和諧振電容Cres1 串聯；所述第二諧振電路，包括諧振電感Lres2 和諧振電容Cres2 ，諧振電感Lres2 和諧振電容Cres2 串聯。
所述第一整流/逆變電路交流側的一端在依次串聯諧振電感Lres1 、諧振電容Cres1 後與變壓器原邊的一端相連；所述第一整流/逆變電路交流側的另一端與變壓器原邊的另一端相連。
所述第二整流/逆變電路交流側的一端與諧振電容Cres2 、諧振電感Lres2 依次串聯後與變壓器副邊的一端相連；所述第二整流/逆變電路交流側的另一端與變壓器副邊的另一端相連。
所述第一旁路開關由兩個MOSFET開關電晶體S5 、S6 反向串聯構成，與諧振電感Lres1 、諧振電容Cres1 組成的串聯電路並聯。
所述第二旁路開關由兩個MOSFET開關電晶體S7 、S8 反向串聯構成，與諧振電感Lres2 、諧振電容Cres2 組成的串聯電路並聯。
本實施例中，還包括旁路開關組控制單元（圖中未畫出），開關組控制單元配置為依據所述變換器的功率傳輸方向，控制旁路開關組旁路第一諧振電路或第二諧振電路。
所述第一旁路開關和所述第二旁路開關均由包含開關電晶體的旁路電路構成。其中MOSFET開關電晶體S5 、S6 、S7 、S8 的源極和汲極之間有一個阻尼二極體，可以對開關電晶體S5 、S6 、S7 、S8 起到保護作用。
本實施例中，正向輸送功率時，所述第一整流/逆變電路工作於高頻逆變模式，所述第二整流/逆變電路工作於高頻整流模式；功率由所述直流電源V1 輸送到所述直流電源V2 ，通過控制所述第一旁路開關和所述第二旁路開關的驅動信號，讓所述第一旁路開關處於截止狀態、所述第二旁路開關處於導通狀態；從而將第二諧振電路旁路掉，讓第一諧振電路正常工作。
正向輸送功率時的波形圖如圖4所示。
Vgs1 和Vgs2 分別為開關電晶體S1 和開關電晶體S2 的驅動信號，開關電晶體S4 和開關電晶體S1 採用相同的驅動信號，開關電晶體S3 和開關電晶體S2 採用相同的驅動信號，驅動信號Vgs1 和驅動信號Vgs2 占空比均為50%，而且互補；Vgs7 為開關電晶體S7 和開關電晶體S8 的驅動信號，它可以由所述旁路開關組控制單元發送獨立的數位開關信號，也可以是由所述旁路開關組控制單元將驅動信號Vgs1 和驅動信號Vgs2 做或(OR)運算所得的信號；Vgs5 為開關電晶體S5 和開關電晶體S6 的驅動信號，它可以由所述旁路開關組控制單元發送獨立的數位開關信號，也可以是由所述旁路開關組控制單元將驅動信號Vgs1 和驅動信號Vgs2 做與(AND)運算所得的信號；開關電晶體S5 和開關電晶體S6 在此工作模態處於截止狀態，確保了所述第一諧振電路能夠以正確的方式組合工作，為逆變電路(S1 ~S4 )和整流電路(S9 ~S12 )提供足夠的能量實現零電壓開關 (Zero Voltage Switch，ZVS)或者零電流開關 (Zero Current Switch，ZCS)。同時開關電晶體S7 和開關電晶體S8 處於導通狀態，旁路掉所述第二諧振電路中的諧振電感Lres2 和諧振電容Cres2 ，以減少感性損耗和容性損耗。
VAB 為所述第一整流/逆變電路的交流測A、B兩端的電壓，Ires1 為諧振電感Lres1 和諧振電容Cres1 上的電流，ILm 為變壓器勵磁電感Lm 上的電流。Vds1 和Vds2 分別為開關電晶體S1 和開關電晶體S2 的汲極和源極之間的電壓，Ids1 和Ids2 分別為開關電晶體S1 和開關電晶體S2 上的電流；Ids9 和Ids10 分別為開關電晶體S9 和開關電晶體S10 上的電流。
本實施例中，反向輸送功率時，所述第二整流/逆變電路工作於高頻逆變模式，所述第一整流/逆變電路工作於高頻整流模式；功率由所述直流電源V2 輸送到所述直流電源V1 ，通過控制所述第一旁路開關和所述第二旁路開關的驅動信號，讓所述第一旁路開關處於導通狀態、所述第二旁路開關處於截止狀態；從而將第一諧振電路旁路掉，讓第二諧振電路正常工作。
反向輸送功率時的波形圖如圖5所示。
Vgs9 和Vgs10 分別為開關電晶體S9 和開關電晶體S10 的驅動信號，開關電晶體S12 和開關電晶體S9 採用相同的驅動信號，開關電晶體S11 和開關電晶體S10 採用相同的驅動信號，驅動信號Vgs9 和驅動信號Vgs10 占空比均為50%，而且互補；Vgs5 為開關電晶體S5 和開關電晶體S6 的驅動信號，它可以由所述旁路開關組控制單元發送獨立的數位開關信號，也可以是由所述旁路開關組控制單元將驅動信號Vgs9 和驅動信號Vgs10 做或運算所得的信號；Vgs7 為開關電晶體S7 和開關電晶體S8 的驅動信號，它可以由所述旁路開關組控制單元發送獨立的數位開關信號，也可以是由所述旁路開關組控制單元將驅動信號Vgs9 和驅動信號Vgs10 做與運算所得的信號；開關電晶體S7 和開關電晶體S8 在此工作模態都處於截止狀態，確保了所述第二諧振電路能夠以正確的方式組合工作，為逆變電路(S9 ~S12 )和整流電路(S1 ~S4 )提供足夠的能量實現ZVS或者ZCS。同時開關電晶體S5 和開關電晶體S6 處於導通狀態，旁路掉所述第一諧振電路中的諧振電感Lres1 和諧振電容Cres1 ，以減少感性損耗和容性損耗。
VCD 為所述第二整流/逆變電路的交流測C、D兩端的電壓，Ires2 為諧振電感Lres2 和諧振電容Cres2 上的電流，ILm 為變壓器勵磁電感Lm 上的電流。Vds9 和Vds10 分別為開關電晶體S9 和開關電晶體S10 的汲極和源極之間的電壓，Ids9 和Ids10 分別為開關電晶體S9 和開關電晶體S10 上的電流；Ids1 和Ids2 分別為開關電晶體S1 和開關電晶體S2 上的電流。
本實施例中，正向輸送功率時，第一整流/逆變電路的開關頻率選擇在電路諧振點附近。
本實施例中，反向輸送功率時，第二整流/逆變電路的開關頻率選擇在電路諧振點附近。
本實施例中，正向輸送功率時，第一整流/逆變電路的開關頻率選擇在第一諧振電路的下諧振區域，低於諧振點1/sqrt(Lres1 *Cres1 )，但高於諧振點1/sqrt((Lres1 +Lm )*Cres1 ))，其中Lm 為變壓器的勵磁電感。
本實施例中，反向輸送功率時，第二整流/逆變電路的開關頻率選擇在第二諧振電路的下諧振區域，低於諧振點1/sqrt(Lres2 *Cres2 )，但高於諧振點1/sqrt((Lres2 +Lm )*Cres2 ))，其中Lm 為變壓器的勵磁電感。
本實施例中，所述第一旁路開關，如圖3(a)所示，由兩個開關電晶體S5 、開關電晶體S6 反向串聯組成，開關電晶體S5 的源極連接開關電晶體S6 的源極；將開關電晶體S5 的汲極和開關電晶體S6 的汲極分別接到第一諧振電路中諧振電感Lres1 、諧振電容Cres1 串聯電路的兩端。
所述第一旁路開關，還可以採用如圖3(b)所示的結構，由開關電晶體S5 和開關電晶體S6 各反向串聯一個二極體，再並聯組成；開關電晶體S5 的源極連接二極體D5 的正極，開關電晶體S6 的源極連接二極體D6 的正極，開關電晶體S5 的汲極連接二極體D6 的負極，開關電晶體S6的汲極連接二極體D5 的負極；將開關電晶體S5 的汲極和開關電晶體S6 的汲極分別接到第一諧振電路中諧振電感Lres1 、諧振電容Cres1 串聯電路的兩端。
所述第一旁路開關，還可以採用如圖3(c)所示的結構，將開關電晶體S5 的源極同時連接二極體D6 的正極和二極體D10 的正極，開關電晶體S5 的汲極同時連接二極體D5 的負極和二極體D9 的負極；二極體D5 的正極和二極體D6 的負極相連，並引出一個端子，二極體D9 的正極和二極體D10 的負極相連，並引出一個端子，將兩個引出的端子分別接到第一諧振電路中諧振電感Lres1 、諧振電容Cres1 串聯電路的兩端。
所述第一旁路開關，還可以採用繼電器開關組合（未圖畫）。
本實施例中，所述第二旁路開關，也可以像所述第一旁路開關一樣，採用圖3(a)~圖3(c)所示的結構，還可以是繼電器開關組合。
本實施例中，所述第一整流/逆變電路，為全橋或半橋開關電路。
本實施例中，所述第二整流/逆變電路，為全橋或半橋開關電路。
本實施例中，組成所述第一旁路開關和所述第二旁路開關的開關電晶體，為MOSFET、IGBT、SiC或GaN開關電晶體中的任意一種。
本領域技術人員應該能夠意識到，結合本文中所公開的實施例描述的各示例的方法步驟，能夠以電子硬體、電腦軟體或者二者的結合來實現，為了清楚地說明電子硬體和軟體的可互換性，在上述說明中已經按照功能一般性地描述了各示例的組成及步驟。這些功能究竟以電子硬體還是軟體方式來執行，取決於技術方案的特定應用和設計約束條件。本領域技術人員可以對每個特定的應用來使用不同方法來實現所描述的功能，但是這種實現不應認為超出本發明的範圍。
至此，已經結合附圖所示的優選實施方式描述了本發明的技術方案，但是，本領域技術人員容易理解的是，本發明的保護範圍顯然不局限於這些具體實施方式。在不偏離本發明的原理的前提下，本領域技術人員可以對相關技術特徵作出等同的更改或替換，這些更改或替換之後的技術方案都將落入本發明的保護範圍之內。
Cres1‧‧‧諧振電容
Cres2‧‧‧諧振電容
C1‧‧‧濾波電容
C2‧‧‧濾波電容
C3‧‧‧濾波電容
Cr‧‧‧諧振電容
CP‧‧‧變壓器原邊寄生電容
CS‧‧‧變壓器副邊寄生電容
D5‧‧‧二極體
D6‧‧‧二極體
D7‧‧‧二極體
D8‧‧‧二極體
D9‧‧‧二極體
D10‧‧‧二極體
D11‧‧‧二極體
D1 2‧‧‧二極體
Ires1‧‧‧電流
Ires2‧‧‧電流
ILm‧‧‧電流
Ids1‧‧‧電流
Ids2‧‧‧電流
Ids9‧‧‧電流
Ids10‧‧‧電流0
N1‧‧‧變壓器原邊線圈匝數
N2‧‧‧變壓器副邊線圈匝數
Lm‧‧‧勵磁電感
Lres1‧‧‧諧振電感
Lres2‧‧‧諧振電感
S1‧‧‧開關電晶體
S2‧‧‧開關電晶體
S3‧‧‧開關電晶體
S4‧‧‧開關電晶體
S5‧‧‧開關電晶體
S6‧‧‧開關電晶體
S7‧‧‧開關電晶體
S8‧‧‧開關電晶體
S9‧‧‧開關電晶體
S10‧‧‧開關電晶體
S11‧‧‧開關電晶體
S12‧‧‧開關電晶體
V1‧‧‧直流電源
V2‧‧‧直流電源
VAB‧‧‧電壓
VCD‧‧‧電壓
Vds1‧‧‧電壓
Vds2‧‧‧電壓
Vds9‧‧‧電壓
Vds10‧‧‧電壓
Vgs1‧‧‧驅動信號
Vgs2‧‧‧驅動信號
Vgs5‧‧‧驅動信號
Vgs7‧‧‧驅動信號
Vgs9‧‧‧驅動信號
Vgs10‧‧‧驅動信號
Q1‧‧‧開關電晶體
Q2‧‧‧開關電晶體
Q3‧‧‧開關電晶體
Q4‧‧‧開關電晶體
Q5‧‧‧開關電晶體
Q6‧‧‧開關電晶體
Q7‧‧‧開關電晶體
Q8‧‧‧開關電晶體
T1‧‧‧變壓器
通過參照附圖進一步詳細描述本發明的示例性實施例，本發明的上述和其他示例性實施例，優點和特徵將變得更加清楚，其中： 圖1為現有專利檔CN104993707中雙向變換器的電路原理圖； 圖2為本實施例中的雙向變換器電路原理圖； 圖3(a)~圖3(c)為本發明中3種可選的第一旁路開關結構原理圖； 圖4為本實施例中雙向變換器在正向輸送功率時的波形圖； 圖5為本實施例中雙向變換器在反向輸送功率時的波形圖。

Claims (17)

  1. 一種雙向DC/DC功率變換器，包括一第一整流/逆變電路、一第一諧振電路、一變壓器、一第二整流/逆變電路，所述第一諧振電路設置於所述第一整流/逆變電路的交流側，所述雙向DC/DC功率變換器，還包括： 一第二諧振電路，以及一旁路開關組； 其中： 所述第一整流/逆變電路的直流側為所述雙向DC/DC功率變換器的電源輸入/輸出端，對應的所述第二整流/逆變電路的直流側為所述雙向DC/DC功率變換器的電源輸出/輸入端； 所述第二諧振電路設置於所述第二整流/逆變電路的交流側；以及 所述旁路開關組，配置為在正向輸送功率時，將所述第二諧振電路旁路；在反向輸送功率時，將所述第一諧振電路旁路。
  2. 如請求項1所述的雙向DC/DC功率變換器，其中： 所述旁路開關組包括：一第一旁路開關和一第二旁路開關； 所述第一旁路開關與所述第一諧振電路並聯；以及 所述第二旁路開關與所述第二諧振電路並聯。
  3. 如請求項2所述的雙向DC/DC功率變換器，其中正向輸送功率時，所述第一整流/逆變電路工作於高頻逆變模式，所述第二整流/逆變電路工作於高頻整流模式；所述第一旁路開關為截止狀態；以及所述第二旁路開關為導通狀態。
  4. 如請求項3所述的雙向DC/DC功率變換器，其中反向輸送功率時，所述第二整流/逆變電路工作於高頻逆變模式，所述第一整流/逆變電路工作於高頻整流模式；所述第一旁路開關為導通狀態；以及所述第二旁路開關為截止狀態。
  5. 如請求項4所述的雙向DC/DC功率變換器，其中正向輸送功率時，所述第一整流/逆變電路的開關頻率選擇在一電路諧振點附近。
  6. 如請求項5所述的雙向DC/DC功率變換器，其中反向輸送功率時，所述第二整流/逆變電路的開關頻率選擇在一電路諧振點附近。
  7. 如請求項6所述的雙向DC/DC功率變換器，其中： 所述第一諧振電路，包括一諧振電感(Lres1 )和一諧振電容(Cres1 )，所述諧振電感(Lres1 )和所述諧振電容(Cres1 )串聯； 所述第二諧振電路，包括一諧振電感(Lres2 )和一諧振電容(Cres2 )，所述諧振電感(Lres2 )和所述諧振電容(Cres2 )串聯； 所述第一整流/逆變電路的交流側的一端在依次串聯所述諧振電感(Lres1 )、所述諧振電容(Cres1 )後與所述變壓器之原邊的一端相連；所述第一整流/逆變電路的交流側的另一端與所述變壓器之原邊的另一端相連； 所述第二整流/逆變電路交流側的一端與所述諧振電容(Cres2 )、所述諧振電感(Lres2 )依次串聯後與所述變壓器之副邊的一端相連；所述第二整流/逆變電路的交流側的另一端與所述變壓器之副邊的另一端相連； 所述第一旁路開關，與所述諧振電感(Lres1 )、所述諧振電容(Cres1 )組成的串聯電路並聯；以及 所述第二旁路開關，與所述諧振電感(Lres2 )、所述諧振電容(Cres2 )組成的串聯電路並聯。
  8. 如請求項7所述的雙向DC/DC功率變換器，其中正向輸送功率時，所述第一整流/逆變電路的開關頻率選擇在所述第一諧振電路的一下諧振區域，低於諧振點1/sqrt(Lres1 *Cres1 )，但高於諧振點1/sqrt((Lres1 +Lm )*Cres1 ))，其中Lm 為所述變壓器的勵磁電感。
  9. 如請求項8所述的雙向DC/DC功率變換器，其中反向輸送功率時，所述第二整流/逆變電路的開關頻率選擇在所述第二諧振電路的一下諧振區域，低於諧振點1/sqrt(Lres2 *Cres2 )，但高於諧振點1/sqrt((Lres2 +Lm )*Cres 2))，其中Lm 為變壓器的勵磁電感。
  10. 如請求項2至9中任一項所述的雙向DC/DC功率變換器，還包括旁路一開關組控制單元，所述開關組控制單元配置為依據所述變換器的功率傳輸方向，控制所述旁路開關組旁路所述第一諧振電路或所述第二諧振電路。
  11. 如請求項10所述的雙向DC/DC功率變換器，其中所述第一旁路開關和所述第二旁路開關均由包含開關電晶體的旁路電路構成。
  12. 如請求項11所述的雙向DC/DC功率變換器，其中所述第一旁路開關由兩個開關電晶體(S5 、S6 )反向串聯組成，所述開關電晶體(S5 )的源極連接所述開關電晶體(S6 )的源極；將所述開關電晶體(S5 )的汲極和所述開關電晶體(S6 )的汲極分別接到所述第一諧振電路中所述諧振電感(Lres1 )、所述諧振電容(Cres1 )串聯電路的兩端； 或者由所述開關電晶體(S5 )和所述開關電晶體(S6 )各反向串聯一個二極體，再並聯組成；所述開關電晶體(S5 )的源極連接二極體(D5 )的正極，所述開關電晶體(S6 )的源極連接二極體(D6 )的正極，所述開關電晶體(S5 )的汲極連接所述二極體(D6 )的負極，所述開關電晶體(S6 )的汲極連接所述二極體(D5 )的負極；將所述開關電晶體(S5 )的汲極和所述開關電晶體(S6 )的汲極分別接到所述第一諧振電路中所述諧振電感(Lres1 )、所述諧振電容(Cres1 )串聯電路的兩端。
  13. 如請求項12所述的雙向DC/DC功率變換器，其中所述第二旁路開關，由兩個開關電晶體(S7 、S8 )反向串聯組成，所述開關電晶體(S7 )的源極連接所述開關電晶體(S8 )的源極；將所述開關電晶體(S7 )的汲極和所述開關電晶體(S8 )的汲極分別接到所述第二諧振電路中所述諧振電感(Lres2 )、所述諧振電容(Cres2 )串聯電路的兩端； 或者由所述開關電晶體(S7 )和所述開關電晶體(S8 )各反向串聯一個二極體，再並聯組成；所述開關電晶體(S7 )的源極連接二極體(D7 )的正極，所述開關電晶體(S8 )的源極連接所述二極體(D8 )的正極，所述開關電晶體(S7 )的汲極連接二極體(D8 )的負極，所述開關電晶體(S8 )的汲極連接所述二極體(D7 )的負極，將所述開關電晶體(S7 )的汲極和所述開關電晶體(S8 )的汲極分別接到所述第二諧振電路中所述諧振電感(Lres2 )、所述諧振電容(Cres2 )串聯電路的兩端。
  14. 如請求項10所述的雙向DC/DC功率變換器，其中所述第一旁路開關和所述第二旁路開關為繼電器。
  15. 如請求項1至9中任一項所述的雙向DC/DC功率變換器，其中所述第一整流/逆變電路為全橋或半橋開關電路。
  16. 如請求項1至9中任一項所述的雙向DC/DC功率變換器，其中所述第二整流/逆變電路為全橋或半橋開關電路。
  17. 如請求項11所述的雙向DC/DC功率變換器，其中組成所述第一旁路開關和所述第二旁路開關的開關電晶體，為MOSFET、IGBT、SiC或GaN開關電晶體中的任意一種。
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