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TW201813306A - 驅動裝置及電力供給系統 - Google Patents

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TW201813306A
TW201813306A TW106119380A TW106119380A TW201813306A TW 201813306 A TW201813306 A TW 201813306A TW 106119380 A TW106119380 A TW 106119380A TW 106119380 A TW106119380 A TW 106119380A TW 201813306 A TW201813306 A TW 201813306A
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Inventor
歸山隼一
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瑞薩電子股份有限公司
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Abstract

本發明之目的在於提供一種可反映製造過程或外部環境的差異同時以低電力驅動功率電晶體的驅動裝置以及電力供給系統。為了達成上述目的，本發明之觸發檢出電路TDET，在功率電晶體TR的開關期間，監視其端子間電壓或端子間電流，並檢出端子間電壓或端子間電流已到達既定的基準值。電流切換電路ISWC，從複數個暫存器REG1～REGn之中選擇輸出到可變電流驅動器電路IDVC的暫存器，在開關期間，以觸發檢出電路TDET的檢出結果為觸發信號切換所選擇之暫存器，藉此，令可變電流驅動器電路IDVC的驅動電流變化。

Description

驅動裝置及電力供給系統
本發明，係關於一種驅動裝置以及電力供給系統，例如，係關於一種在反相器或開關電源等的系統中，控制功率電晶體的導通、切斷的技術。
例如，非專利文獻1揭示了開放迴路型的構造或類比回授型的構造作為主動閘極驅動器的構造。在前者的構造中，係預先將閘極的充放電期間分割成複數個區間，並在將各區間的長度與各區間的充放電電流定為固定的狀態下驅動閘極。在後者的構造中，係將di/dt或dv/dt的觀測結果與目標值的誤差高速地反映給類比放大器，並利用該類比放大器驅動閘極。 [先前技術文獻] [專利文獻]
[非專利文獻1] Y. Lobsiger, J. W. Kolar, ”Closed-loop IGBT gate drive featuring highly dynamic di/dt and dv/dt control, ”2012 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE)
[發明所欲解決的問題] 例如，在驅動MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金屬氧化物半導體場效電晶體)或IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，絕緣閘極雙極電晶體)等的功率電晶體時，考慮其開關速度有其必要。具體而言，當加快開關速度時，雖可減少開關損失，惟作為其代價，可能會發生伴隨著電壓波形或電流波形的過調量或不足量的雜訊增大或超過功率電晶體的耐壓等問題。相反的，當減緩開關速度時，雖可達到降低雜訊等目的，惟作為其代價，可能會發生開關損失增大等問題。因此，吾人期望考慮該等互償的關係，適當地控制開關速度。
關於開關速度的控制方式，一般而言，調整閘極電阻的電阻值的方式已為人所習知。然而，該方式，若試論之，則並非係發現前述之互償關係的妥協點的方式，且並非係享有開關速度較快時與較慢時各自之好處的方式。因此，使用如非專利文獻1所示之主動閘極驅動器的方式有其效益。然而，在前述之開放迴路型的構造中，若發生製造過程或外部環境的差異[所謂PVT(Process Voltage and Temperature)差異]，有時會無法獲得吾人所期望的性能。另一方面，在類比回授型的構造中，例如，可能會有高速類比放大器所導致之電力消耗增大等的問題。
後述之實施態樣，係有鑑於該等問題者，其他的問題與新穎性特徴，根據本說明書的敘述以及所附圖式，應可明瞭。 [解決問題的手段]
本發明一實施態樣之驅動裝置，具有：複數個暫存器、可變電流驅動器電路、第1檢出電路，以及電流切換電路。複數個暫存器，各自以數位值保持電流值。複數個暫存器的其中任一個數位值輸入到可變電流驅動器電路，其以基於該數位值的驅動電流驅動功率電晶體。第1檢出電路，在功率電晶體的開關期間，監視其端子間電壓或端子間電流，並檢出端子間電壓或端子間電流已到達既定的基準值。電流切換電路，從複數個暫存器之中選擇輸出到可變電流驅動器電路的暫存器，在開關期間，以第1檢出電路的檢出結果為觸發信號切換所選擇之暫存器，藉此，令可變電流驅動器電路的驅動電流變化。 [發明的功效]
若根據該一實施態樣，便可反映製造過程或外部環境的差異同時以低電力驅動功率電晶體。
在以下的實施態樣中，於便宜作法上有其必要時，會分割成複數個段落或實施態樣進行説明，惟除了特別明示的情況之外，該等內容並非互無相關，而係具有其中一方為另一方的部分或全部的變化實施例、詳細說明、補充説明等的關係。另外，在以下的實施態樣中，當提及要件的數目等(包含個數、數值、數量、範圍等)時，除了特別明示的情況以及在原理上明顯限定於特定數值的情況等之外，並非僅限於該特定的數目，在特定的數目以上或以下均可。
再者，在以下的實施態樣中，其構成要件(亦包含要件步驟等)，除了特別明示的情況以及認為在原理上明顯為必須的情況等之外，並非一定為必要構件，自不待言。同樣地，在以下的實施態樣中，當提及構成要件等的形狀、位置關係等時，除了特別明示的情況以及認為在原理上明顯並非如此的情況等之外，亦包含實質上與該形狀等近似或類似的態樣等。此點，針對上述數值以及範圍也是同樣。
以下，根據圖式詳細説明本發明的實施態樣。另外，在用來說明實施態樣的全部圖式中，相同的構件原則上會附上相同的符號，其重複説明省略。
(實施態樣1) 《電力供給系統整體的概略構造》 圖1，係表示本發明之實施態樣1的電力供給系統的整體的構造例的概略圖。圖1所示之電力供給系統，係具有微控制器MCU、驅動裝置DVIC以及反相器電路IVC的反相器系統。反相器電路IVC，利用PWM(Pulse Width Modulation，脈衝寬度調變)控制，對馬達MT等的負載供給3相(u相、v相、w相)的交流電力。
反相器電路IVC，具有：分別連接在電源電壓VBUS與3相輸出端子U、V、W之間的高側電晶體TRhu、TRhv、TRhw，以及分別連接在接地電源電壓PGND與3相輸出端子U、V、W之間的低側電晶體TRlu、TRlv、TRlw。高側電晶體以及低側電晶體，均為功率電晶體。在本說明書中，將各功率電晶體統稱為功率電晶體TR。另外，在本說明書中，係以功率電晶體TR為IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，絕緣閘極雙極電晶體)的態樣為例，惟其亦可為MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金屬氧化物半導體場效電晶體)等。此時，集極以及射極，會分別被置換成汲極以及源極。
電源電壓VBUS，例如，係數百V(有時為數千V)的電壓，供給到高側電晶體TRhu、TRhv、TRhw的集極。接地電源電壓PGND，供給到低側電晶體TRlu、TRlv、TRlw的射極。高側電晶體TRhu、TRhv、TRhw，分別與回流二極體Dhu、Dhv、Dhw並聯連接，低側電晶體TRlu、TRlv、TRlw，亦分別與回流二極體Dlu、Dlv、Dlw並聯連接。
驅動裝置DVIC，具備：分別驅動高側電晶體TRhu、TRhv、TRhw的閘極驅動器GDVhu、GDVhv、GDVhw，以及分別驅動低側電晶體TRlu、TRlv、TRlw的閘極驅動器GDVlu、GDVlv、GDVlw。例如，閘極驅動器GDVhu，以高側電晶體TRhu的射極為接地電源電壓而動作，並根據來自微控制器MCU的PWM信號PWMhu，驅動高側電晶體TRhu的閘極。同樣地，閘極驅動器GDVhv、GDVhw，亦分別根據來自微控制器MCU的PWM信號PWMhv、PWMhw，驅動高側電晶體TRhv、TRhw的閘極。
另一方面，例如，閘極驅動器GDVlu，以低側電晶體TRlu的射極為接地電源電壓而動作，並根據來自微控制器MCU的PWM信號PWMlu，驅動低側電晶體TRlu的閘極。同樣地，閘極驅動器GDVlv、GDVlw，亦分別根據來自微控制器MCU的PWM信號PWMlv、PWMlw，驅動低側電晶體TRlv、TRlw的閘極。微控制器MCU，例如，反映3相輸出端子U、V、W的相電流Iu、Iv、Iw的檢出結果，或旋轉角感測器PSEN對馬達MT的旋轉角度的檢出結果等，適當決定PWM信號PWMhu、PWMhv、PWMhw、PWMlu、PWMlv、PWMlw的能率。
圖2(a)以及圖2(b)，係表示與圖1不同的電力供給系統的整體的構造例的概略圖。圖2(a)以及圖2(b)所示之電力供給系統，係利用PWM控制產生既定電源的開關調節器，圖2(a)，係降壓轉換器，圖2(b)，係升壓轉換器。圖2(a)的降壓轉換器，具備：閘極驅動器GDV1、電壓源VC1、功率電晶體TR1、回流二極體D1、線圈L1，以及電容器C1。
閘極驅動器GDV1，根據來自圖中未顯示之回授控制電路的PWM信號PWMi驅動功率電晶體TR1。在功率電晶體TR1導通的期間，驅動電流以電壓源VC1→功率電晶體TR1→線圈L1→電容器C1的路徑流動，在功率電晶體TR1切斷的期間，回流電流以線圈L1→電容器C1→回流二極體D1的路徑流動。藉此，將電壓源VC1的電壓降壓的輸出電壓VO1，被供給到負載LD1。
圖2(b)的升壓轉換器，具備：閘極驅動器GDV2、電壓源VC2、功率電晶體TR2、升壓二極體D2、線圈L2，以及電容器C2。閘極驅動器GDV2，根據來自圖中未顯示之回授控制電路的PWM信號PWMi驅動功率電晶體TR2。在功率電晶體TR2導通的期間，電力以電壓源VC2→線圈L2→功率電晶體TR2的路徑累積於線圈L2，在功率電晶體TR2切斷的期間，線圈L2的電流經由升壓二極體D2流到電容器C2。藉此，將電壓源VC2的電壓升壓的輸出電壓VO2，被供給到負載LD2。
在該等電力供給系統中，功率電晶體TR，根據PWM信號，例如，以數kHz到數十kHz的開關頻率頻繁地控制導通、切斷。因此，為了達到提高電力轉換效率或抑制發熱等目的，減少開關損失尤為重要。另外，從在安全動作範圍內使用功率電晶體TR的觀點來看，抑制伴隨著開關的各種尖銳雜訊等亦很重要。
《閘極驅動器(比較例)的概要內容》 圖19，係表示使用本發明之第1比較例的閘極驅動器的功率電晶體的驅動波形的一例的圖式，圖20，係表示圖19之閘極驅動器周圍的構造例的概略圖。一般而言，在驅動功率電晶體TR時，會使用如圖20所示的驅動方式。在圖20中，閘極驅動器GDV’，透過閘極電阻Rg驅動功率電晶體(IGBT)TR的閘極。藉由調整該閘極電阻Rg的電阻值，便可調整功率電晶體TR的開關速度。
如圖19所示的，當開關速度較慢時(亦即當閘極電阻Rg的電阻值較高、閘極的充放電速度較慢時)，功率電晶體TR為半導通(換言之作為電阻)狀態的時間變長，功率電晶體TR所發生的開關損失Ploss增大。其結果，可能會發生系統的電力轉換效率降低，或伴隨著功率電晶體TR的散熱對策所導致之成本增加等的問題。
相反的，當開關速度較快時(亦即當閘極電阻Rg的電阻值較低、閘極的充放電速度較快時)，集極、射極間電流Ice的變化率(dI/dt)，或集極、射極間電壓Vce的變化率(dV/dt)變大。當“dI/dt”變大時，會因為封裝件或配線等的寄生電感(Ls)，而導致於集極、射極間電壓Vce產生較大的突波電壓[Ls×(dI/dt)]。此時，可能會發生超過功率電晶體TR的耐壓等的問題。另外，由於磁場的變動變大，故外部電路所產生之感應電壓，亦即放射雜訊也可能會變大。
另一方面，當“dV/dt”變大時，可能會發生與集極、射極間電流Ice重疊的回復電流變大的情況，或因為電容耦合而導致錯誤動作的情況。回復電流，例如，係指在圖1的回流二極體Dlu實行回流動作的狀態下接通高側電晶體TRhu時伴隨著回流二極體Dlu回復到逆向偏壓的電流。該接通的速度越快，回復電流越大。
像這樣，當以閘極電阻Rg的電阻值調整開關速度時，會發生如圖21所示的互償關係。圖21，係將圖19以及圖20的閘極電阻的電阻值與各種特性的關係的範例彙總的圖式，其係將前述的説明內容彙總者。欲決定閘極電阻Rg的電阻值，須考慮該互償關係而找到平衡點。
因此，為了打破該等被制約成互償的狀況，使用主動閘極驅動器有其效益。圖22，係在使用本發明之第1比較例的閘極驅動器的態樣與使用主動閘極驅動器的態樣下，比較功率電晶體的驅動波形的一例的圖式。主動閘極驅動器，如圖22所示的，將成為突波電壓或放射雜訊的原因的電流的變化率(dI/dt)，或成為回復電流或電容耦合所導致之錯誤動作的原因的電壓的變化率(dV/dt)，抑制在適當的數值，同時減少開關損失Ploss。
具體而言，功率電晶體TR的閘極的充放電期間(換言之係開關期間)，存在影響“dI/dt”或“dV/dt”的期間[1]，以及不影響“dI/dt”或“dV/dt”但影響開關損失的期間[2]。主動閘極驅動器，藉由在前者的期間[1]，適度抑制閘極的充放電速度，並在後者的期間[2]，盡可能快速地實行閘極的充放電，以縮短電力消耗期間，並減少開關損失Ploss。像這樣，藉由主動地改變閘極電流，便可兼具圖21所示之閘極電阻Rg的電阻值較高時與較低時的好處。
關於主動閘極驅動器的構造，例如，可考慮如圖23(a)以及圖23(b)所示的構造。圖23(a)以及圖23(b)，各自係表示本發明之第2比較例的閘極驅動器的構造例的概略圖。圖23(a)的閘極驅動器，係開放迴路型(前饋型)的構造，圖23(b)的閘極驅動器，係類比回授型的構造。
在開放迴路型的構造中，如圖23(a)所示的，預先將功率電晶體TR的閘極G的充放電期間分割成複數個區間(t0～t1、t1～t2、t2～)，各區間的長度與各區間的充放電電流定為固定值。該構造，由於不需要實行回授用的電壓、電流的檢出電路，或回授的運算電路等，故能夠以簡單且低成本的方式實現之。然而，由於閘極的充放電電流的波形為既定，故欲追隨因為零件的製造差異、電壓的變動、溫度的變動等PVT(Process Voltage and Temperature，製程、電壓與溫度)差異所導致之功率電晶體TR的特性變動有其困難，有時會無法獲得吾人所期望的性能。
在類比回授型的構造中，如圖23(b)所示的，係將功率電晶體TR的“dI/dt”或“dV/dt”的觀測結果與目標值(Vref)的誤差高速地反映給類比放大器AMP，並利用該類比放大器AMP驅動功率電晶體TR。該構造，由於會回授實際的觀測結果，故可追隨PVT差異。然而，該構造，需要高速的類比回授，故需要高速的類比放大器AMP，尤其會有消耗電力增大之虞。
例如，即使是以數百V、數百A導通、切斷的較大的功率電晶體TR，電流從零到數百A進行開關，通常，數百ns左右便足夠。因此，為了一邊觀測“dI/dt”或“dV/dt”，一邊將其控制為目標值，必須建構回應在數十ns以下的高速回授迴路。一般而言構成高速類比回授迴路，需要高速放大器，故消耗電力會變大。當消耗電力變大時，驅動器本身的發熱量也會變大，故在周圍溫度較高的環境下會變得難以使用。例如，如圖1所示之驅動馬達MT的系統，大多係在高溫環境下使用，故其驅動器的消耗電力變大並非吾人所期望者。
另外，該等高速、大電流的類比電路，會在半導體晶片上占有較大的面積，包含閘極驅動器在內的驅動裝置DVIC的成本會變高。再者，從實際上的設計的觀點來看，若加快回授迴路的回應速度，則可能會變得難以確保迴路的穩定性。
《驅動裝置(實施態樣1)的概略內容》 圖3，係表示在本發明之實施態樣1的驅動裝置中，各閘極驅動器的構造例以及動作例的概略圖。圖3所示之閘極驅動器GDV，具有：控制器CTR、複數個暫存器REG1～REGn、選擇電路SEL、可變電流驅動器電路IDVC、觸發檢出電路TDET，以及變化率檢出電路SDET。控制器CTR，具備：電流切換電路ISWC，以及電流值調整電路ITRMC。
複數個暫存器REG1～REGn，例如，均為8位元的暫存器，將電流值以數位值保持。在本例中，複數個暫存器REG1～REGn，分別保持電流值I1～In。複數個暫存器REG1～REGn的其中任一個數位值(電流值)透過選擇電路SEL輸入到可變電流驅動器電路IDVC，其以基於該數位值的驅動電流(閘極電流Ig)驅動功率電晶體TR。
觸發檢出電路TDET，在功率電晶體TR的開關期間(換言之係閘極的充放電期間)，監視功率電晶體TR的端子間電壓或端子間電流，並檢出該端子間電壓或端子間電流已到達既定的基準值。具體而言，觸發檢出電路TDET，檢出功率電晶體TR的集極、射極間電壓Vce，集極、射極間電流Ice，以及閘極、射極間電壓Vge其中至少一個(宜為全部)。另外，當功率電晶體TR為MOSFET時，集極、射極間電壓Vce，集極、射極間電流Ice，以及閘極、射極間電壓Vge，會分別變成汲極、源極間電壓Vds，汲極、源極間電流Ids，以及閘極、源極間電壓Vgs。
在本例中，觸發檢出電路TDET，具備比較電路CMP1～CMP3。比較電路CMP1，檢出閘極、射極間電壓Vge已到達既定的基準值Vrf1。同樣地，比較電路CMP2，檢出集極、射極間電流Ice已到達既定的基準值Vrf2，比較電路CMP3，檢出集極、射極間電壓Vce已到達既定的基準值Vrf3。
變化率檢出電路SDET，在功率電晶體TR的開關期間，檢出功率電晶體TR的端子間電壓或端子間電流的變化率。具體而言，變化率檢出電路SDET，檢出功率電晶體TR的集極、射極間電壓Vce的變化率(dVce/dt)，以及集極、射極間電流Ice的變化率(dIce/dt)其中至少一個(宜為全部)。在本例中，變化率檢出電路SDET，具備比較電路CMP4、CMP5。比較電路CMP4，檢出變化率(dIce/dt)與預先設定好之目標值Vtg1的大小關係，比較電路CMP5，檢出變化率(dVce/dt)與預先設定好之目標值Vtg2的大小關係。
電流切換電路ISWC，藉由對選擇電路SEL輸出電流切換信號ISW，以從複數個暫存器REG1～REGn之中選擇輸出到可變電流驅動器電路IDVC的暫存器。具體而言，電流切換電路ISWC，例如，由狀態機所構成，在功率電晶體TR的開關期間，以觸發檢出電路TDET的檢出結果為觸發信號切換所選擇之暫存器，藉此，令可變電流驅動器電路IDVC的驅動電流(閘極電流Ig)變化。另外，電流切換電路ISWC，除了觸發檢出電路TDET的檢出結果之外，亦可使用來自外部的PWM信號PWM，作為切換所選擇之暫存器時的觸發信號。
電流值調整電路ITRMC，以變化率檢出電路SDET的檢出結果接近預先設定好之目標值的方式，用電流值調整信號TRM，對複數個暫存器REG1～REGn之中的既定的暫存器(例如REG2、REG5)的電流值(I2、I5)進行回授控制。此時，電流值調整電路ITRMC，雖並未特別限定，惟以觸發檢出電路TDET(具體而言係比較電路CMP2、CMP3)的檢出結果為觸發信號，取得攝入變化率檢出電路SDET的檢出結果的時序(亦即，電流以及電壓的上升/下降期間的時序)。
像這樣，電流切換電路ISWC，實質上，利用開放迴路(前饋控制)，高速切換閘極電流Ig。亦即，由於並非係反映檢出結果與目標值的誤差決定控制量(類比值)的一般回授控制，而係將檢出結果單純當作觸發信號使用的控制，故實質上，為前饋控制。該閘極電流Ig的切換，為了在功率電晶體TR的一次的接通期間或關斷期間(例如數百ns)內實行複數次，係使用可高速動作的開放迴路。
另一方面，電流值調整電路ITRMC，反映變化率(dVce/dt)或變化率(dIce/dt)與各自之目標值的誤差，利用回授控制調整既定的暫存器的電流值。亦即，形成「根據該暫存器的值決定閘極電流Ig的大小，因應於此，當“dVce/dt”或“dIce/dt”改變時，反映其檢出結果與目標值的誤差調整暫存器的值」此等回授迴路。
該暫存器的值，一旦調整到適當的值，之後只要微幅修正即可，故無須高速地令值變化，回授的速度以低速即可。具體而言，功率電晶體TR的PWM信號的開關頻率，為數十kHz左右(例如20kHz)，導通與切斷，以50μs(＝1/20kHz)的周期實行。回授迴路的追蹤時間，亦可在其數倍以上，例如1ms左右，回授迴路的頻帶寬度，亦可為1kHz左右。
另外，圖3的構造例，根據觀察方式，可視為係由伴隨著電流切換電路ISWC的動作的內迴路與伴隨著電流值調整電路ITRMC的動作的外迴路所構成的雙重迴路的控制系統。一般而言，雙重迴路，為了實行穩定的回授控制，外迴路的迴路頻帶，會定在內迴路的迴路頻帶的1/3以下。因此，電流值調整電路ITRMC所實行之回授控制的迴路頻帶，宜定在功率電晶體TR的開關頻率的1/3以下，實際上，亦可為1/100或1/1000等。另外，亦可構成可從外部規劃圖3中的基準值Vrf1～Vrf3、目標值Vtg1、Vtg2以及電流值I1～In的初期值等的構造。
圖4，係表示圖3之驅動裝置的功率電晶體的概略的驅動波形的一例的圖式。電流切換電路ISWC，如圖4所示的，根據在一次的接通期間內以及一次的關斷期間內所檢出之複數個觸發信號高速地切換閘極電流Ig的電流值。觸發信號，係基於所輸入之PWM信號PWM的變化的接通指示以及關斷指示，或觸發檢出電路TDET所實行之端子間電壓(Vge、Vce)以及端子間電流(Ice)與基準值的比較結果。
像這樣，電流切換電路ISWC，與圖23(a)的態樣的前饋控制不同，並非在預先設定好的時序切換閘極電流Ig，而係根據來自觸發檢出電路TDET等的觸發信號切換閘極電流Ig。該觸發信號產生的時序，因應功率電晶體TR的PVT差異等而變化。因此，電流切換電路ISWC，與圖23(a)的態樣不同，可在反映了功率電晶體TR的PVT差異等的時序切換電流。
另外，在圖4中，尤其重要的是，當集極、射極間電壓Vce以及集極、射極間電流Ice正在變化的途中，以抑制閘極電流Ig的方式實行電流的切換。該電流的切換處理，係利用電流切換電路ISWC高速地實行。另一方面，該切換後的電流值(例如I2、I5)，係利用電流值調整電路ITRMC低速地調整。
具體而言，變化率檢出電路SDET，檢出接通期間與關斷期間的集極、射極間電壓Vce的變化率(dVce/dt)以及集極、射極間電流Ice的變化率(dIce/dt)與目標值的大小關係。電流值調整電路ITRMC，累積變化率檢出電路SDET所檢出的複數個檢出結果(亦即大小關係)，並根據其累計值調整既定的暫存器(例如REG2、REG5)的電流值。亦即，電流值調整電路ITRMC，反映以過去複數次(例如10次、100次、1000次等)的接通期間以及關斷期間為對象的檢出結果，花費時間調整電流值。
像這樣，在調整電流值時，不實行像圖23(b)的態樣那樣的，檢出現在的變化率(“dVce/dt”以及“dIce/dt”)，並將其與目標值的誤差立即地反映到現在的閘極電流Ig的高速的回授控制，而係實行低速的回授控制。藉由使用低速的回授控制，與圖23(b)的態樣不同，無須高速的放大器，可減少消耗電力或減少晶片面積等。再者，確保回授迴路的穩定性變得更容易。
《驅動裝置(實施態樣1)的詳細內容》 圖5(a)，係表示在圖4中，功率電晶體的接通時的詳細的驅動波形的一例的圖式，圖5(b)，係表示在圖4中，功率電晶體的關斷時的詳細的驅動波形的一例的圖式。
在圖5(a)中，電流切換電路ISWC，以基於來自外部的PWM信號PWM的接通指示TON為觸發信號，變化到狀態1(ST1)，並實行選擇暫存器REG1的處理，作為該狀態1(ST1)的處理。因應於此，可變電流驅動器電路IDVC，以電流值I1的閘極電流(在此為源極/沉極的源極電流)Ig對功率電晶體TR的閘極進行充電，功率電晶體TR的閘極、射極間電壓Vge上升。暫存器REG1所保持之電流值I1，例如，係基於預先設定好之固定值的最大源極電流值。
接著，觸發檢出電路TDET(具體而言係比較電路CMP1)，檢出閘極、射極間電壓Vge已上升到基準值Vrf1(例如3V等)。電流切換電路ISWC，以該檢出結果為觸發條件CND1，變化到狀態2(ST2)，並實行將所選擇之暫存器從暫存器REG1切換到暫存器REG2的處理，作為該狀態2(ST2)的處理。因應於此，可變電流驅動器電路IDVC，以電流值I2(|I2|＜|I1|)的閘極電流Ig對功率電晶體TR的閘極進行充電，並控制功率電晶體TR的集極、射極間電流Ice上升時的變化率。
像這樣，電流切換電路ISWC，直到閘極、射極間電壓Vge到達既定的電晶體閾值(Vth)為止，主要對閘極、射極間電容(Cge)以較大的電流高速地進行充電。然後，電流切換電路ISWC，在到達電晶體閾值(Vth)時(例如即將到達之前)，藉由縮小電流值以抑制集極、射極間電流Ice的變化率(dIce/dt)，並減少回復電流等所導致的過調量。另外，在此，作為移到狀態2(ST2)的觸發條件CND1，係使用閘極、射極間電壓Vge，惟亦可取而代之，檢出集極、射極間電流Ice的上升始點，並以其為觸發條件CND1。
之後，對向側的回流二極體(例如將圖1的TRhu接通時的Dlu)回復到逆向偏壓，集極、射極間電壓Vce下降。伴隨著該集極、射極間電壓Vce的下降，電流值I2的閘極電流Ig，主要用於閘極、集極間電容(米勒電容)Cgc的充電。其結果，產生閘極、射極間電壓Vge大致平坦的所謂米勒平台期間。
接著，觸發檢出電路TDET(具體而言係比較電路CMP3)，檢出集極、射極間電壓Vce已下降到基準值Vrf3(例如7V等)。電流切換電路ISWC，以該檢出結果為觸發條件CND2，變化到狀態3(ST3)，並實行將所選擇之暫存器從暫存器REG2切換到暫存器REG3的處理，作為該狀態3(ST3)的處理。因應於此，可變電流驅動器電路IDVC，以電流值I3(|I3|＞|I2|)的閘極電流Ig對功率電晶體TR的閘極高速地進行充電。
像這樣，在狀態3(ST3)，電流切換電路ISWC，縮短米勒電容的充電期間(米勒平台期間)，令集極、射極間電壓Vce迅速地接近到0V位準，以減少電力損失。另外，在狀態3(ST3)中，閘極電流(源極電流)Ig減少的期間，並非主動地控制電流的期間，而係伴隨著接近充電完成電流被動地受到控制的期間。
另一方面，在圖5(b)中，電流切換電路ISWC，以基於來自外部的PWM信號PWM的關斷指示TOFF為觸發信號，變化到狀態4(ST4)，並實行選擇暫存器REG4的處理，作為該狀態4(ST4)的處理。因應於此，可變電流驅動器電路IDVC，以電流值I4的閘極電流(在此為源極/沉極的沉極電流)Ig令功率電晶體TR的閘極放電，功率電晶體TR的閘極、射極間電壓Vge下降。因應於此，功率電晶體TR的集極、射極間電壓Vce上升。暫存器REG4所保持之電流值I4，例如，係基於預先設定好之固定值的最大沉極電流值。
接著，觸發檢出電路TDET(具體而言係比較電路CMP3)，檢出集極、射極間電壓Vce已上升到基準值Vrf3(例如7V等)。電流切換電路ISWC，以該檢出結果為觸發條件CND3，變化到狀態5(ST5)，並實行將所選擇之暫存器從暫存器REG4切換到暫存器REG5的處理，作為該狀態5(ST5)的處理。因應於此，可變電流驅動器電路IDVC，以電流值I5(|I5|＜|I4|)的閘極電流Ig令功率電晶體TR的閘極放電，控制功率電晶體TR的集極、射極間電壓Vce上升時的變化率。
像這樣，電流切換電路ISWC，直到集極、射極間電壓Vce上升開始為止，以較大的電流令閘極、射極間電容(Cge)以及閘極、集極間電容(Cgc)高速地放電。然後，當集極、射極間電壓Vce開始上升時，電流切換電路ISWC，藉由縮小電流值以縮小集極、射極間電壓Vce的變化率(dVce/dt)，並減少突波電壓等所導致的過調量。
之後，在集極、射極間電壓Vce充分上升之後，對向側的回流二極體切換成順向偏壓，集極、射極間電流Ice開始下降。在此，觸發檢出電路TDET(具體而言係比較電路CMP2)，檢出集極、射極間電流Ice已下降到基準值Vrf2(例如1A等)。或者，觸發檢出電路TDET(具體而言係比較電路CMP1)，檢出閘極、射極間電壓Vge已下降到基準值Vrf1(例如3V等)。
電流切換電路ISWC，以該檢出結果的其中任一方或雙方為觸發條件CND4，變化到狀態6(ST6)，並實行將所選擇之暫存器從暫存器REG5切換到暫存器REG6的處理，作為該狀態6(ST6)的處理。因應於此，可變電流驅動器電路IDVC，以電流值I6(|I6|＞|I5|)的閘極電流Ig令功率電晶體TR的閘極高速地放電。藉此，電流切換電路ISWC，令閘極、射極間電壓Vge高速地接近到0V位準，同時令閘極的阻抗等價地下降，以防止功率電晶體TR的錯誤導通等。
另外，在狀態6(ST6)中，閘極電流(沉極電流)Ig減少的期間，並非主動地控制電流的期間，而係伴隨著接近放電完成電流被動地受到控制的期間。另外，電流值調整電路ITRMC，在狀態2(ST2)以及狀態5(ST5)的期間，擷取集極、射極間電流Ice的變化率(dIce/dt)或集極、射極間電壓Vce的變化率(dVce/dt)與目標值的比較結果，並將該比較結果反映到以後的周期的電流值I2、I5。
圖6，係表示在圖4的驅動裝置中，電流切換電路的動作序列的一例的狀態變化圖。電流切換電路ISWC，例如，係由實行如圖6所示之動作的狀態機所構成。在圖6中，各狀態1～6(ST1～ST6)的處理內容，或令狀態變化時的觸發條件，如圖5(a)以及圖5(b)所述的。
另外，在圖6中，電流切換電路ISWC，在接收到電源導入等的動作開始的指示INIT時，例如，變化到狀態6(ST6)，並從將功率電晶體TR驅動為切斷的狀態開始動作。另外，雖並非必要限定，惟當電流切換電路ISWC，在狀態1、2、3(ST1、ST2、ST3)接收到關斷指示TOFF時，會分別變化到狀態6、5、4(ST6、ST5、ST4)。相反的，當電流切換電路ISWC，在狀態6、5、4(ST6、ST5、ST4)接收到接通指示TON時，會分別變化到狀態1、2、3(ST1、ST2、ST3)。
另外，電流切換電路ISWC，在圖5(a)、圖5(b)以及圖6的例子中，係以6個狀態1～6(ST1～ST6)動作，惟並非必須限定於此，只要在接通期間以及關斷期間各自以2個以上的狀態動作即可。例如，令狀態1(ST1)與狀態3(ST3)共通化，作為使用最大源極電流值的狀態，或令狀態4(ST4)與狀態6(ST6)共通化，作為使用最大沉極電流值的狀態，根據情況的不同，亦為可能的態樣。
另外，在各狀態所使用的暫存器亦可適當變更。例如，暫存器REG3可與暫存器REG1共通化，並在狀態1(ST1)與狀態3(ST3)共通使用暫存器REG1的電流值I1。同樣地，暫存器REG6可與暫存器REG4共通化，並在狀態4(ST4)與狀態6(ST6)共通使用暫存器REG4的電流值I4。
《電力供給系統的主要部位的詳細內容》 圖7，係表示在本發明之實施態樣1的電力供給系統中，著眼於觸發信號檢出的主要部位的構造例的電路方塊圖。於圖7顯示出功率電晶體TR、驅動裝置DVIC所包含之閘極驅動器GDV，以及功率電晶體TR與閘極驅動器GDV之間的各種電路。功率電晶體TR，對既定的負載供給電力，閘極驅動器GDV，例如，係由一個半導體晶片所構成，並根據PWM信號PWM驅動功率電晶體TR。
閘極驅動器GDV，具備複數個外部端子PN1～PN6。PWM信號PWM輸入到外部端子PN6。控制器CTR，如前所述的，因應各狀態1～6(ST1～ST6)控制選擇電路SELc、SELd，將既定的暫存器的電流值輸出到可變電流驅動器電路IDVC。在本例中，選擇電路SELc，輸出伴隨著充電[狀態1～3(ST1～ST3)]的電流值，選擇電路SELd，輸出伴隨著放電[狀態4～6(ST4～ST6)]的電流值。另外，在本例中，在狀態1(ST1)與狀態3(ST3)共通使用暫存器REG1的電流值I1，在狀態4(ST4)與狀態6(ST6)共通使用暫存器REG4的電流值I4。
外部端子PN1，與比較電路CMP3以及功率電晶體TR的集極連接。然而，功率電晶體TR的集極，例如，依序透過安裝於印刷配線基板等的阻斷二極體Dsat以及低通濾波器LPF1與外部端子PN1連接。阻斷二極體Dsat，為高耐壓二極體。
集極、射極間電壓Vce，因應功率電晶體TR的導通、切斷，在大略0V位準與功率電晶體TR的電源電壓(例如400V等)位準之間推移。另一方面，閘極驅動器GDV，例如，以15V等的電源電壓VDD動作。因此，根據閘極驅動器GDV的耐壓，並無法將400V等的電源電壓位準直接輸入到比較電路CMP3。於是，設置阻斷二極體Dsat，同時於閘極驅動器GDV內的比較電路CMP的輸入節點，設置用來令微小的偏壓電流流到該阻斷二極體Dsat的偏壓電路。
當集極、射極間電壓Vce比閘極驅動器GDV的電源電壓VDD更低時，集極、射極間電壓Vce加上阻斷二極體Dsat的順向電壓(VF)的電壓成為比較電路CMP3的輸入電壓。藉此，比較電路CMP3，便可檢出集極、射極間電壓Vce已到達7V等的基準值Vrf3。另一方面，當集極、射極間電壓Vce比電源電壓VDD更高時，阻斷二極體Dsat成為逆向偏壓。其結果，變成電源電壓VDD以上的電壓並未施加於比較電路CMP3的輸入節點。低通濾波器LPF1，發揮吸收阻斷二極體Dsat的回復電流，以避免過電壓施加於閘極驅動器GDV的保護功能。
外部端子PN2，與可變電流驅動器電路IDVC以及功率電晶體TR的閘極連接。可變電流驅動器電路IDVC，具有：在電源電壓VDD與外部端子PN2之間並聯設置的複數個充電用電晶體CT0～CTm，以及在接地電源電壓GND與外部端子PN2之間並聯設置的複數個放電用電晶體DT0～DTm。在本說明書中，將複數個充電用電晶體CT0～CTm統稱為充電用電晶體CT，並將複數個放電用電晶體DT0～DTm統稱為放電用電晶體DT。例如，充電用電晶體CT，係由p通道型的MOSFET所構成，放電用電晶體DT，係由n通道型的MOSFET所構成。
複數個充電用電晶體CT0～CTm，根據來自選擇電路SELc的電流值(數位值)控制導通數，複數個放電用電晶體DT0～DTm，根據來自選擇電路SELd的電流值(數位值)控制導通數。更詳細而言，例如，選擇電路SELc，藉由將數位值解碼，以產生充電用電晶體CT0～CTm各自的導通、切斷信號，選擇電路SELd，亦藉由將數位值解碼，以產生放電用電晶體DT0～DTm各自的導通、切斷信號。
在此，外部端子PN2，例如，透過安裝於印刷配線基板等的閘極電阻Rg與功率電晶體TR的閘極連接。當使用實施態樣1的方式時，如前所述的，可取代閘極電阻Rg而改控制電壓以及電流的變化率，故從該觀點來看，可將閘極電阻Rg除去。然而，基於以下的理由另外設置閘極電阻Rg亦有其效益。
閘極電阻Rg，除了(1)調整電壓以及電流的變化率的功能之外，更可發揮(2)作為用來防止伴隨著功率電晶體TR以及其連接配線的寄生電容以及寄生電感的振動的阻尼電阻的功能，以及(3)將半導體晶片所產生之熱向外發散的功能。關於(3)，例如，係假設在將充電用電晶體CT控制為導通的情況下。此時，電源電壓VDD，被充電用電晶體CT的導通電阻與晶片外的閘極電阻Rg所分壓，故可減少充電用電晶體CT的發熱量。
因此，為了令閘極電阻Rg發揮如前所述的(2)以及(3)的功能，另外設置閘極電阻Rg變得有其效益。然而，閘極電阻Rg的電阻值，在並未使用實施態樣1的方式的情況下[亦即在令閘極電阻Rg更發揮(1)的功能的情況下]係定為5～10Ω等，惟當使用實施態樣1的方式時，例如，係定為其一半以下的值(1～2Ω等)。
外部端子PN3，與功率電晶體TR的主射極E連接，被當作閘極驅動器GDV的接地電源電壓GND用的端子使用。外部端子PN4，與比較電路CMP1以及功率電晶體TR的閘極連接，成為閘極、射極間電壓Vge的檢出端子。外部端子PN5，與比較電路CMP2連接，成為集極、射極間電流Ice的檢出端子。
詳細而言，例如，當功率電晶體TR為具有感測射極SE的多重射極型的IGBT時，來自感測射極SE的感測電流，被感測電阻Rsen轉換成電壓後輸入到外部端子PN5。此時，感測電阻Rsen所轉換之電壓，亦可透過用來緩和雜訊的低通濾波器LPF2輸入到外部端子PN5。集極、射極間電流Ice的檢出方法，不限於該等利用感測射極SE的方法，亦可為用感測電阻感測主射極E的電流的方法、使用霍耳元件或磁電阻效應元件(MR元件)的方法，或是使用變流器的方法等。
圖8，係表示在本發明之實施態樣1的電力供給系統中，著眼於變化率檢出的主要部位的構造例的電路方塊圖。圖8所示之閘極驅動器GDV，一部分的圖式雖省略，惟除了具備圖7所示之外部端子PN1～PN6以及各周邊電路之外，更具備外部端子PN7、PN8。外部端子PN7，與比較電路CMP5p以及功率電晶體TR的集極連接。然而，功率電晶體TR的集極，例如，透過安裝於印刷配線基板等的微分電路DFC與外部端子PN7連接。
微分電路DFC，具備在外部端子PN7與功率電晶體TR的集極之間串聯插入的電容器Cd以及並聯插入的電阻Rd1、Rd2，並將反映集極、射極間電壓Vce的變化率(dVce/dt)的電壓輸出到外部端子PN7。雖並無特別限定，惟電容器Cd的大小為數十pF左右，電阻Rd1、Rd2的電阻值為數Ω左右。比較電路CMP5p，檢出成為該微分電路DFC的輸出電壓的集極、射極間電壓Vce的變化率(dVce/dt)與預先設定好之上升斜率的目標值Vtg2p(V＋)的大小關係。
外部端子PN8，與比較電路CMP4p以及功率電晶體TR的功率射極(功率端子)PE連接。另外，外部端子PN3，與功率電晶體TR的凱氏射極(凱氏端子)KE連接。在凱氏射極KE與功率射極PE之間，存在起因於印刷配線基板的配線或是功率電晶體TR的封裝件內的引線框架或結合導線等的寄生電感分量(Ls)。
因此，於功率射極PE，以凱氏射極KE為基準，產生反映集極、射極間電流Ice的變化率(dIce/dt)的電壓[Ls×(dIce/dt)]。比較電路CMP4p，以該凱氏射極KE的電壓為接地電源電壓GND而動作，檢出功率射極PE所產生之電壓[Ls×(dIce/dt)]與預先設定好之上升斜率的目標值Vtg1p(I＋)的大小關係。
圖9(a)以及圖9(b)，係表示圖8中的功率電晶體的構造例的概略圖。如圖9(a)所示的，功率電晶體(IGBT)TR，形成於半導體晶片CHP，於半導體晶片CHP的表面，形成了射極墊片EP、閘極墊片GP、感測射極墊片SEP。該半導體晶片CHP，被具備外部端子(引線或引線框架)PN＿GT、PN＿PE、PN＿SE、PN＿KE、PN＿CR的封裝件PKG所封裝。
外部端子PN＿GT、PN＿PE、PN＿SE，分別為閘極端子、功率射極端子(PE)、感測射極端子(SE)，與閘極墊片GP、射極墊片EP，感測射極墊片SEP透過結合導線BW連接。外部端子PN＿KE，為凱氏射極端子(KE)，與射極墊片EP透過結合導線BW連接。外部端子PN＿CR，為集極端子，與形成於半導體晶片CHP的背面的集極墊片連接。
功率射極端子(PE)，係用來對既定的負載供給電力的端子，其成為大致全部的集極、射極間電流Ice流過的端子。另一方面，凱氏射極端子(KE)，係用來對閘極驅動器GDV供給接地電源電壓GND的端子，其成為實質上集極、射極間電流Ice並未流過的端子。因此，關於起因於結合導線BW或外部端子等的寄生電感分量，且係有益於集極、射極間電流Ice的寄生電感分量(Ls)，等價地，功率射極端子(PE)具有，但凱氏射極端子(KE)並不具有。
另外，功率電晶體(IGBT)TR，通常，如圖9(b)所示的，係由形成在半導體晶片CHP內的複數個單位IGBT所構成，並係藉由將該複數個單位IGBT的集極間或閘極間分別共通地連接所構成。該複數個單位IGBT的一部分(例如1/1000等)，成為感測用功率電晶體TRs，剩下的成為主用功率電晶體TRm。感測用功率電晶體TRs的射極，與成為感測射極SE的外部端子PN＿SE連接，主用功率電晶體TRm的射極，與成為功率射極PE的外部端子PN＿PE連接。
另外，例如，當使用並未具備凱氏射極KE的功率電晶體TR時，例如，只要在印刷配線基板上，另外設置相當於凱氏射極KE的配線即可。例如，只要在印刷配線基板上，從功率電晶體TR的射極端子拉出接地用的配線與主電流路徑用的配線，令前者的配線與閘極驅動器GDV連接，令後者的配線，以從拉出既定長度的前端分支的形態與閘極驅動器GDV連接即可。
《電流值調整電路的詳細內容》 圖10(a)，係表示圖3的驅動裝置中的電流值調整電路的主要部位的構造例的概略圖，圖10(b)以及圖10(c)，係說明圖10(a)的動作例的補充圖。圖10(a)所示之電流值調整電路ITRMC，例如，具備：FIFO(First In First Out，先進先出)等的記憶體MEM1、MEM2、記憶體控制電路MCTL、乘算器MUL1、MUL2，以及加算器ADD。
首先，針對電流值調整電路ITRMC的動作方式進行説明。圖3的比較電路CMP4、CMP5所檢出之比較結果，係表示大小關係的2進位值(‘0’或‘1’)。另外，毎次的接通、關斷時的電壓變化率(dVce/dt)或電流變化率(dIce/dt)，如圖10(b)所示的，存在某種程度的差異，如圖10(c)所示的，於“dVce/dt”或“dIce/dt”的值與發生頻度的關係產生分布。再者，在比較電路CMP4、CMP5中，亦因為熱雜訊或1/f雜訊，隨著時間在2個輸入間產生偏置電壓，該偏置電壓，形成常態分布。例如，當於2個輸入施加了完全相同的電壓時，輸出，有50％的機率為‘0’，有50％的機率為‘1’。
於是，吾人應用該現象，以從比較電路CMP4、CMP5所檢出之比較結果獲得線性值，而非獲得2進位值。例如，當“dVce/dt”或“dIce/dt”與目標值一致時，比較電路CMP4、CMP5，以50％的機率輸出‘0’，以50％的機率輸出‘1’。若“dVce/dt”或“dIce/dt”稍微偏離目標值，則該‘0’與‘1’的比例會發生變化。若對其進行統計處理，便可獲得對應偏移量的類比量。例如，若以比較電路CMP4、CMP5輸出‘0’的次數與輸出‘1’的次數相等的方式實行回授控制，便可控制成“dVce/dt”或“dIce/dt”的平均值與目標值大致相等。
在圖10(a)中，例如，係假設電流值調整電路ITRMC，根據圖8的比較電路CMP5p的檢出結果(與目標值的大小關係)控制集極、射極間電壓Vce的變化率(dVce/dt)的態樣。此時，每次發生集極、射極間電壓Vce上升，便將比較電路CMP5p所檢出之檢出結果儲存於記憶體MEM1、MEM2。具體而言，當超過目標值時，便將表示其意旨的1位元資訊儲存於記憶體MEM1，當未達目標值時，便將表示其意旨的1位元資訊儲存於記憶體MEM2。
記憶體控制電路MCTL，每於記憶體MEM1、MEM2累積既定次數(例如數十次或數百次等)的檢出結果，便讀取記憶體MEM1、MEM2，將基於記憶體MEM1的超過目標值的發生次數N1輸出到乘算器MUL1，將基於記憶體MEM2的未達目標值的發生次數N2輸出到乘算器MUL2。乘算器MUL1，對‘N1’乘以加權係數W1，乘算器MUL2，對‘N2’乘以加權係數W2。加算器ADD，算出“N1×W1”與“N2×W2”的差分。
電流值調整電路ITRMC，根據來自加算器ADD的差分值(換言之，係比較電路CMP5p所檢出之複數次檢出結果的累計值)，決定令電流值增加，或令其減少，或是維持。然後，電流值調整電路ITRMC，將表示電流值的增加指示UP、減少指示DN、維持指示HLD的其中任一個的電流值調整信號TRM輸出到既定的暫存器。
在此，假設加權係數W1與加權係數W2相等，此時“dVce/dt”有50％的機率超過目標值。例如，將目標值定為可容許突波電壓或放射雜訊的上限值，此時“dVce/dt”有50％的機率超過該上限值。於是，加權係數W1，設定成比加權係數W2更大的值。此時，以對超過目標值的次數N1乘以‘W1’的值與對未達目標值的次數N2乘以‘W2’(＜W1)的值相當的方式實行回授控制。其結果，如圖10(c)所示的，便可大幅降低“dVce/dt”超過目標值(上限值)的頻度。另外，在此，係假設控制“dVce/dt”的情況，惟控制“dIce/dt”的情況也是同樣。
圖11(a)，係表示圖10(a)的電流值調整電路所實行之動作方式的概念圖，圖11(b)，係表示作為圖11(a)之比較例的動作方式的概念圖。如圖11(b)所示的，當使用根據比較電路所檢出之1次的檢出結果調整電流值的方式[所謂砰砰(bang-bang)型的方式]時，即使是本來應維持電流值的狀況也會經常地發生電流值的增減。
此時，電壓以及電流的變化率會經常地產生差異。這樣的話，例如，PWM能率也會產生差異，若以圖1的反相器系統為例，則會有根據PWM信號所生成之各相的正弦波發生變形之虞，或雜訊分量增大之虞等。另外，欲兼顧回授迴路的穩定性與追蹤速度可能會變得困難，有時控制的收斂性會降低。
另一方面，當使用圖10(a)的方式時，如圖11(a)所示的，可因應複數次檢出結果與目標值的誤差，實行於電流值的增加/減少加上維持的3種調整。例如，當圖10(a)的加算器ADD的算出結果為零或是以零為中心的既定範圍(例如±2以內等)時，便可維持電流值。其結果，便可解決如圖11(b)所述之變化率的差異的問題。
另外，亦可因應加算器ADD的算出結果的值，調整增加/減少電流值的量(例如增加ΔI、增加(2×ΔI)等)。具體而言，可在加算器ADD的算出結果的值為範圍[1](例如＋3～＋6等)時令其增加ΔI，並在為範圍[1]接下來的範圍[2](例如＋7～＋10等)時令其增加(2×ΔI)。再者，由於係實行累積複數次檢出結果之後才進行反映的低速回授控制，故可輕易地構築穩定的回授迴路，亦可令控制的收斂性提高。
圖12，係表示用圖3的閘極驅動器驅動功率電晶體時的模擬結果的波形圖。於圖12，如用虛線所示的，亦一併顯示出以圖20的閘極電阻方式驅動功率電晶體TR時的波形圖，作為比較例。若使用實施態樣1的方式，便可一邊保持與閘極電阻方式的態樣同等的集極、射極間電流Ice的變化率(dIce/dt)以及集極、射極間電壓Vce的變化率(dVce/dt)，一邊大幅地縮短開關時間。藉此，便可達到減少功率電晶體TR的電力損失、提高電力轉換效率，或降低散熱成本等目的。
《實施態樣1的代表性功效》 以上，藉由使用實施態樣1的驅動裝置以及電力供給系統，便可實現將成為突波電壓或放射雜訊等之原因的電流的變化率、成為回復電流或電容耦合等所導致之錯誤動作的原因的電壓的變化率抑制在適當的值，同時減少開關損失的主動閘極驅動器。再者，利用該主動閘極驅動器，相較於圖23(a)或圖23(b)的態樣，更可令功率電晶體反映PVT差異，同時以低電力驅動之。藉由該低電力化，將主動閘極驅動器應用於在高溫環境下使用的系統亦變得更容易。
若具體進行説明，則像圖23(a)那樣的開放迴路型的構造，由於可數位控制，故可達到低電力化等目的，惟難以反映PVT差異。相反的，像圖23(b)那樣的類比回授型的構造，雖可反映PVT差異，惟由於係類比電路為主體，故難以達到低電力化等目的。於是，在實施態樣1中，如圖3等所示的，設置了以功率電晶體TR的端子間電壓或端子間電流到達基準值為觸發信號切換電流的數位控制的高速開放迴路系統。藉此，與圖23(a)的構造不同，可在反映PVT差異的時序高速地切換電流。
再者，在實施態樣1中，如圖3等所示的，設置了反映端子間電壓或端子間電流的變化率調整電流值的數位控制的低速回授系統。藉此，與圖23(a)的態樣不同，可用反映了PVT差異的電流值驅動功率電晶體TR。再者，除了開放迴路系統之外回授系統亦使用數位控制，藉此，與圖23(b)的態樣不同，可達到低電力化等目的。另外，關於回授系統，為了應用數位控制，係使用比較電路，而並非使用類比放大器。然後，藉由根據比較電路所檢出之複數次檢出結果實行回授控制，便可實行像類比放大器那樣的線性控制。
另外，變化率檢出電路SDET，像這樣從消耗電力或電路面積等的觀點來看宜由比較電路所構成，惟並非必須限定於此。例如，根據情況的不同，亦可由類比放大器或類比數位轉換器等的類比電路所構成，並使用將該數位輸出低速回授的構造。亦即，實施態樣1的方式，與圖23(b)的方式不同，係併用開放迴路控制，故不需要包含高速放大器在內的高速回授電路，可使用低速回授電路，因此可在某種程度上抑制消耗電力。
(實施態樣2) 《電力供給系統(應用例[1])的主要部位的詳細內容》 圖13，係表示在本發明之實施態樣2的電力供給系統中，著眼於觸發信號檢出的主要部位的構造例的電路方塊圖。圖13所示之電力供給系統，相較於圖8的構造例，在追加了比較電路CMP4n、CMP5n此點，以及暫存器REG2變更成暫存器REG2a、REG2b，暫存器REG5變更成暫存器REG5a、REG5b此點，有所不同。
比較電路CMP5n，和前述的比較電路CMP5p一起與外部端子PN7連接，並檢出成為微分電路DFC的輸出電壓的集極、射極間電壓Vce的變化率(dVce/dt)與預先設定好之下降斜率的目標值Vtg2n(V－)的大小關係。另外，比較電路CMP4n，亦和前述的比較電路CMP4p一起與外部端子PN8連接，並檢出功率射極PE所產生之電壓(Ls×(dIce/dt))與預先設定好之下降斜率的目標值Vtg1n(I－)的大小關係。
圖14(a)，係表示在圖13中，功率電晶體的接通時的詳細驅動波形的一例的圖式，圖14(b)，係表示在圖13中，功率電晶體的關斷時的詳細驅動波形的一例的圖式。圖14(a)，相較於圖5(a)的態樣，狀態2(ST2)分割成狀態2A(ST2a)與狀態2B(ST2b)。
與圖5(a)的態樣同樣地，電流切換電路ISWC，因應觸發條件CND1，從狀態1(ST1)變化到狀態2A(ST2a)，並實行將所選擇之暫存器從暫存器REG1切換到暫存器REG2a的處理，作為該狀態2A(ST2a)的處理。因應於此，可變電流驅動器電路IDVC，以電流值I2a(|I2a|＜|I1|)的閘極電流Ig對功率電晶體TR的閘極進行充電，並控制功率電晶體TR的集極、射極間電流Ice上升時的變化率。
接著，觸發檢出電路TDET(在圖13中省略)，檢出集極、射極間電流Ice已上升到既定的基準值(例如上升即將完成之前的值)。或者，觸發檢出電路TDET，檢出集極、射極間電壓Vce已下降到既定的基準值(例如下降剛開始之後的值)。電流切換電路ISWC，以該檢出結果為觸發條件CND2a，變化到狀態2B(ST2b)，實行將所選擇之暫存器從暫存器REG2a切換到暫存器REG2b的處理，作為該狀態2B(ST2b)的處理。因應於此，可變電流驅動器電路IDVC，以電流值I2b(例如|I1|＞|I2b|＞|I2a|)的閘極電流Ig對功率電晶體TR的閘極進行充電，並控制功率電晶體TR的集極、射極間電壓Vce下降時的變化率。
之後，與圖5(a)的觸發條件CND2的態樣同樣地，觸發檢出電路TDET(具體而言係比較電路CMP3)，檢出集極、射極間電壓Vce已下降到基準值Vrf3(例如7V等)。電流切換電路ISWC，以該檢出結果為觸發條件CND2b，變化到狀態3(ST3)，並實行將所選擇之暫存器從暫存器REG2b切換到暫存器REG3的處理，作為該狀態3(ST3)的處理。
另一方面，圖14(b)亦同，相較於圖5(b)的態樣，狀態5(ST5)分割成狀態5A(ST5a)與狀態5B(ST5b)。與圖5(b)的觸發條件CND3的態樣同樣地，觸發檢出電路TDET(具體而言係比較電路CMP3)，檢出集極、射極間電壓Vce已上升到基準值Vrf3(例如7V等)。電流切換電路ISWC，以該檢出結果為觸發條件CND3a，變化到狀態5A(ST5a)，並實行將所選擇之暫存器從暫存器REG4切換到暫存器REG5a的處理，作為該狀態5A(ST5a)的處理。因應於此，可變電流驅動器電路IDVC，以電流值I5a(|I5a|＜|I4|)的閘極電流Ig令功率電晶體TR的閘極放電，並控制功率電晶體TR的集極、射極間電壓Vce上升時的變化率。
接著，觸發檢出電路TDET(在圖13中省略)，檢出集極、射極間電流Ice已下降到既定的基準值(例如下降剛開始之後的值)。或者，觸發檢出電路TDET，檢出集極、射極間電壓Vce已上升到既定的基準值(例如上升即將完成之前的值)。電流切換電路ISWC，以該檢出結果為觸發條件CND3b，變化到狀態5B(ST5b)，並實行將所選擇之暫存器從暫存器REG5a切換到暫存器REG5b的處理，作為該狀態5B(ST5b)的處理。
因應於此，可變電流驅動器電路IDVC，以電流值I5b(例如|I4|＞|I5b|＞|I5a|)的閘極電流Ig令功率電晶體TR的閘極放電，並控制功率電晶體TR的集極、射極間電流Ice下降時的變化率。之後，與圖5(b)的態樣同樣地，電流切換電路ISWC，因應觸發條件CND4，變化到狀態6(ST6)，並實行將所選擇之暫存器從暫存器REG5b切換到暫存器REG6的處理，作為該狀態6(ST6)的處理。
在此，圖13的電流值調整電路ITRMC，根據在狀態2A(ST2a)的比較電路CMP4p的檢出結果，調整暫存器REG2a的電流值I2a，並根據在狀態2B(ST2b)的比較電路CMP5n的檢出結果，調整暫存器REG2b的電流值I2b。另外，電流值調整電路ITRMC，根據在狀態5A(ST5a)的比較電路CMP5p的檢出結果，調整暫存器REG5a的電流值I5a，並根據在狀態5B(ST5b)的比較電路CMP4n的檢出結果，調整暫存器REG5b的電流值I5b。
《實施態樣2的代表性功效》 以上，藉由使用實施態樣2的驅動裝置以及電力供給系統，除了實施態樣1所述的各種功效之外，更可分別獨立控制電壓以及電流的上升/下降的變化率，有時可達到令開關特性更進一步提高之目的。若具體説明，則在圖5(a)中，係利用電流值I2控制集極、射極間電流Ice的上升的變化率，並以該電流值I2就這樣控制集極、射極間電壓Vce的下降的變化率。同樣地，在圖5(b)中，係利用電流值I5控制集極、射極間電壓Vce的上升的變化率，並以該電流值I5就這樣控制集極、射極間電流Ice的下降的變化率。
另一方面，吾人有時會想要積極地控制集極、射極間電壓Vce或集極、射極間電流Ice的下降的變化率。藉此，例如，不僅過調量，更可控制不足量的大小，另外，當不足量不會造成太大的問題時，藉由盡可能地縮短電壓以及電流的下降時間[亦即圖14(a)以及圖14(b)的ST2b、ST5b的期間]，便可達到更進一步減少開關損失之目的。
為了獲得該等功效，像實施態樣2那樣，使用可分別獨立控制電壓以及電流的上升/下降的變化率的構造，有其效益。然而，若狀態的數量增加，則隨之可能會導致比較電路的數量增加、電路面積的增大，或動作趨向複雜化等。從該觀點來看，像實施態樣1那樣，每一開關期間使用3個狀態等，有其效益。
(實施態樣3) 《電力供給系統(應用例[2])的主要部位的詳細內容》 圖15，係表示在本發明之實施態樣3的電力供給系統中，主要部位的構造例的電路方塊圖。圖15，係將前述之圖7的構造例與圖13的構造例組合的構造例。除此之外，圖15的閘極驅動器GDV，具備：外部端子PN9、低通濾波器LPFi1、LPFi4、LPFi5、LPFi7、LPFi8、比較電路CMP6、主動式米勒箝位用開關SWclp，以及發熱控制電路HCTRc、HCTRd。
低通濾波器LPFi1、LPFi4、LPFi5、LPFi7、LPFi8，分別與外部端子PN1、PN4、PN5、PN7、PN8連接，並將各比較電路的輸入中的雜訊除去。比較電路CMP6，透過低通濾波器LPFi5與外部端子PN5連接，並藉由將對應外部端子PN5所檢出之集極、射極間電流Ice的電壓與基準值(例如0.5V)作比較以檢出過電流。當過電流在既定期間內持續地被檢出時，過電流檢出信號OCD便輸出到外部端子PN9。另外，電流切換電路ISWC，接收過電流檢出信號OCD，並實行將功率電晶體TR強制地關斷等的既定的保護動作。
另外，在此，前述之電流值調整電路ITRMC、各暫存器REG以及選擇電路SEL，係搭載於閘極控制電路GCTR。主動式米勒箝位用開關SWclp，連接在外部端子PN4與接地電源電壓GND之間。閘極控制電路GCTR，根據來自電流切換電路ISWC的電流切換信號ISW將功率電晶體TR關斷，當該關斷完成時，將主動式米勒箝位用開關SWclp控制為導通。藉此，功率電晶體TR的閘極，不透過閘極電阻Rg與接地電源電壓GND連接，可更確實地防止功率電晶體TR的誤觸發等。
發熱控制電路HCTRc，從閘極控制電路GCTR接收充電用電晶體CT0～CTm的導通數，並控制充電用電晶體CT0～CTm各自的導通、切斷。同樣地，發熱控制電路HCTRd，從閘極控制電路GCTR接收放電用電晶體DT0～DTm的導通數，並控制放電用電晶體DT0～DTm各自的導通、切斷。
《發熱控制電路的動作》 圖16，係表示圖15中的發熱控制電路的概略的動作例的説明圖。在圖15以及圖16中，例如，可變電流驅動器電路IDVC的複數(m＋1)個充電用電晶體CT0～CTm，以相同電晶體尺寸構成，複數(m＋1)個放電用電晶體DT0～DTm，亦以相同電晶體尺寸構成。發熱控制電路HCTRc、HCTRd，各自在每次將複數個充電用電晶體CT0～CTm控制成導通時，變更該等被控制成導通的充電用電晶體的位置，並在每次將複數個放電用電晶體DT0～DTm控制成導通時，變更該等被控制成導通的放電用電晶體的位置。
例如，在圖16的PWM周期T1中的時序t1[圖5(a)的狀態1(ST1)]，藉由將複數個充電用電晶體CT0～CTm全部控制成導通，以流過4A等的閘極電流(源極電流)Ig。另一方面，在接續時序t1的時序t2[圖5(a)的狀態2(ST2)]，藉由將複數個充電用電晶體CT0～CTm之中的25％控制成導通，以將控制閘極電流Ig控制成1A等。
在此，假設，在下一PWM周期T2的時序t8[狀態2(ST2)]，將與時序t2相同之位置的電晶體控制成導通，則發熱會集中在可變電流驅動器電路IDVC的一部分，其會導致特性的變動或壽命的減少等。於是，發熱控制電路HCTRc，在時序t8，將與時序t2不同之位置的充電用電晶體CT控制成導通。同樣地，發熱控制電路HCTRd，在PWM周期T1的時序t5[圖5(b)的狀態5(ST5)]與PWM周期T2的時序t11[狀態5(ST5)]，將不同位置的放電用電晶體DT控制成導通。藉此，便可達到發熱部位分散、溫度上升所導致之特性變動程度減輕、使用壽命延長(可靠度提高)等目的。
圖17(a)，係表示圖15中的發熱控制電路的詳細處理內容的一例的流程圖，圖17(b)，係圖17(a)的補充圖。在此，假設可變電流驅動器電路IDVC具備256個充電用電晶體CT0～CT255以及256個放電用電晶體DT0～DT255的態樣。在圖17(a)中，發熱控制電路HCTRc(發熱控制電路HCTRd亦同樣)，將K定為0(步驟S101)，並等待從閘極控制電路GCTR重新接收電晶體的導通數N(例如N＝0～256之中的整數)(步驟S102)。
發熱控制電路HCTRc(HCTRd)，在重新接收到電晶體的導通數N之後，將第K個～第[K＋(N－1)]個充電用電晶體CT(放電用電晶體DT)控制成導通(步驟S103)。接著，發熱控制電路HCTRc(HCTRd)，將K更新為(K＋N)(步驟S104)。其結果，當K＞255時，發熱控制電路HCTRc(HCTRd)，將K定為(K－256)。然後，發熱控制電路HCTRc(HCTRd)，在並無因為錯誤或重置等所產生之動作結束的指示的情況下，回到步驟S102，繼續進行處理(步驟S105)。
若使用該等處理內容，則如圖17(b)所示的，在每次將複數個電晶體(充電用電晶體CT或放電用電晶體DT)控制成導通時，變更該等被控制成導通之電晶體的位置。藉此，便可在各導通周期分散發生熱的部位。然而，在圖17(b)的例子中，由於互相鄰接的電晶體被控制成導通，故在各導通周期之中，發熱會集中在256個電晶體區域內的局部區域。
圖18，係表示在圖15中，可變電流驅動器電路內的各電晶體的配置構造例的概念圖。如圖18所示的，第0個～第m個電晶體(充電用電晶體CT或放電用電晶體DT)，以連續的編號的電晶體並未鄰接的方式配置。藉此，若實行圖17(a)的步驟S103的處理，則如圖18所示的，被控制成導通的電晶體的位置在電晶體區域內廣泛地分散，可抑制發熱集中在局部區域的情況。其結果，便可更進一步減輕溫度上升所導致之特性變動的程度等。
《實施態樣3的代表性功效》 以上，藉由使用實施態樣3的驅動裝置以及電力供給系統，除了實施態樣1或實施態樣2所述的各種功效之外，更可達到減輕可變電流驅動器電路IDVC的特性變動的程度，或延長使用壽命(提高可靠度)等目的。另外，發熱的分散方法，並不一定僅限於如圖17(a)或圖18的方式，亦可用其他各種方法實現之。例如，亦可在每次將電晶體控制成導通時以使用了虛擬亂數產生電路等的隨機的方法決定控制成導通的電晶體。然而，此時，在短期內仍存在發熱集中的可能性，故從此觀點來看，仍宜使用如圖17(a)或圖18所示之規則性的方法。
以上，係根據實施態樣具體説明本發明人之發明，惟本發明並非僅限於該等實施態樣，在不超出其發明精神的範圍內可作出各種變更。例如，前述的實施態樣，係為了以容易理解的方式説明本發明而詳細進行説明者，並非限定必須具備所説明之全部構造者。另外，可將某實施態樣的構造的一部分置換成另一實施態樣的構造，另外，亦可對某實施態樣的構造加入另一實施態樣的構造。另外，可針對各實施態樣的構造的一部分，追加、刪除、置換其他構造。
《附註》 (1)本實施態樣之驅動裝置，具有：複數個暫存器、可變電流驅動器電路、第1檢出電路、電流切換電路、第2檢出電路，以及電流值調整電路。複數個暫存器，各自以數位值保持電流值。複數個暫存器的其中任一個數位值輸入到可變電流驅動器電路，其以基於該數位值的驅動電流驅動功率電晶體。第1檢出電路，在功率電晶體的開關期間，監視其端子間電壓或端子間電流，並檢出端子間電壓或端子間電流已到達既定的基準值。電流切換電路，從複數個暫存器之中選擇輸出到可變電流驅動器電路的暫存器，在開關期間，以第1檢出電路的檢出結果為觸發信號切換所選擇的暫存器，藉此，令可變電流驅動器電路的驅動電流變化。第2檢出電路，在開關期間，檢出功率電晶體的端子間電壓或端子間電流的變化率。電流值調整電路，以第2檢出電路的檢出結果接近預先設定好之目標值的方式，對複數個暫存器之中的既定的暫存器的電流值進行回授控制。
(2)電流切換電路，實行第1、第2以及第3處理。在第1處理中，電流切換電路，以來自外部的功率電晶體的接通指示為觸發信號，選擇複數個暫存器所包含的第1暫存器。在第2處理中，電流切換電路，以第1檢出電路所檢出之第2端子間電壓(閘極、射極間電壓或閘極、源極間電壓)或第1端子間電流(集極、射極間電流或汲極、源極間電流)的檢出結果為觸發信號，將所選擇之暫存器，從第1暫存器切換到第2暫存器。在第3處理中，電流切換電路，以第1檢出電路所檢出之第1端子間電壓(集極、射極間電壓或汲極、源極間電壓)的檢出結果為觸發信號，將所選擇之暫存器，從第2暫存器切換到第3暫存器。
(3)電流切換電路，在第2處理中，實行第2A處理與第2B處理。在第2A處理中，電流切換電路，以第1檢出電路所檢出之第2端子間電壓或第1端子間電流的檢出結果為觸發信號，將所選擇之暫存器，從第1暫存器切換到第2A暫存器。在第2B處理中，電流切換電路，以第1檢出電路所檢出之第1端子間電流或第1端子間電壓的檢出結果為觸發信號，將所選擇之暫存器，從第2A暫存器切換到第2B暫存器。
(4)第3暫存器，與第1暫存器共通化。
(5)電流切換電路，實行第4、第5以及第6處理。在第4處理中，電流切換電路，以來自外部的功率電晶體的關斷指示為觸發信號，選擇複數個暫存器所包含的第4暫存器。在第5處理中，電流切換電路，以第1檢出電路所檢出之第1端子間電壓的檢出結果為觸發信號，將所選擇之暫存器，從第4暫存器切換到第5暫存器。在第6處理中，電流切換電路，以第1檢出電路所檢出之第2端子間電壓或第1端子間電流的檢出結果為觸發信號，將所選擇之暫存器，從第5暫存器切換到第6暫存器。
(6)電流切換電路，在第5處理中，實行第5A處理與第5B處理。在第5A處理中，電流切換電路，以第1檢出電路所檢出之第1端子間電壓的檢出結果為觸發信號，將所選擇之暫存器，從第4暫存器切換到第5A暫存器。在第5B處理中，電流切換電路，以第1檢出電路所檢出之第1端子間電流或第1端子間電壓的檢出結果為觸發信號，將所選擇之暫存器，從第5A暫存器切換到第5B暫存器。
(7)第6暫存器，與第4暫存器共通化。
(8)第2檢出電路，係檢出端子間電壓或端子間電流的變化率與預先設定好的目標值的大小關係的比較電路，電流值調整電路，根據該比較電路所檢出之複數次檢出結果的累計值決定令既定的暫存器的電流值增加、減少或維持。
(9)電流值調整電路，根據對從比較電路產生之複數次檢出結果所得到的比目標值更大的次數與比目標值更小的次數分別實行加權計算的結果的差分值，決定既定的暫存器的電流值。
(10)可變電流驅動器電路，具有：在電源電壓與功率電晶體的閘極之間並聯設置，且由相同電晶體尺寸所構成的複數個充電用電晶體，以及在接地電源電壓與功率電晶體的閘極之間並聯設置，且由相同電晶體尺寸所構成的複數個放電用電晶體。驅動裝置，具有在每次將複數個充電用電晶體控制成導通時，變更該等被控制成導通的充電用電晶體的位置，並在每次將複數個放電用電晶體控制成導通時，變更該等被控制成導通的放電用電晶體的位置的發熱控制電路。
(11)複數個充電用電晶體或複數個放電用電晶體，由第0個～第M個電晶體所構成，發熱控制電路，在每次從第0個～第M個電晶體之中將N[N為0以上(M＋1)以下的整數]個電晶體控制成導通時，實行將第K個～第K＋(N－1)個電晶體控制成導通的處理，以及將K的值更新為(K＋N)的值的處理。
(12)第0個～第M個電晶體，以連續編號的電晶體不鄰接的方式配置。
ADC‧‧‧類比數位轉換器
ADD‧‧‧加算器
AMP‧‧‧放大器
BW‧‧‧結合導線
C‧‧‧集極
C1、C2、Cd‧‧‧電容器
CHP‧‧‧半導體晶片
CMP1～CMP6、CMP4n、CMP4p、CMP5n、CMP5p‧‧‧比較電路
CND1～CND4、CND2a、CND2b、CND3a、CND3b‧‧‧觸發條件
CT0～CTm‧‧‧充電用電晶體
CTR‧‧‧控制器
D1、Dhu、Dhv、Dhw、Dlu、Dlv、Dlw‧‧‧回流二極體
D2‧‧‧升壓二極體
DFC‧‧‧微分電路
dI/dt、dIce/dt‧‧‧集極、射極間電流Ice的變化率
DN‧‧‧減少指示
Dsat‧‧‧阻斷二極體
DT0～DTm‧‧‧放電用電晶體
dV/dt、dVce/dt‧‧‧集極、射極間電壓Vce的變化率
DVIC‧‧‧驅動裝置
E‧‧‧主射極
EP‧‧‧射極墊片
FIFO‧‧‧先進先出
G‧‧‧閘極
GCTR‧‧‧閘極控制電路
GDV、GDV’、GDV1、GDV2、GDVhu、GDVhv、GDVhw、GDVlu、GDVlv、GDVlw‧‧‧閘極驅動器
GND‧‧‧接地電源電壓
GP‧‧‧閘極墊片
HCTRc、HCTRd‧‧‧發熱控制電路
HLD‧‧‧維持指示
I1～In、I2a、I2b、I5a、I5b‧‧‧電流值
Ice‧‧‧集極、射極間電流
IDVC‧‧‧可變電流驅動器電路
Ig‧‧‧閘極電流
INIT‧‧‧動作開始指示
ISW‧‧‧電流切換信號
ISWC‧‧‧電流切換電路
ITRMC‧‧‧電流值調整電路
Iu、Iv、Iw‧‧‧相電流
IVC‧‧‧反相器電路
KE‧‧‧凱氏射極
L1、L2‧‧‧線圈
LD1、LD2‧‧‧負載
LPF1、LPF2、LPFi1、LPFi4、LPFi5、LPFi7、LPFi8‧‧‧低通濾波器
Ls‧‧‧寄生電感
MCTL‧‧‧記憶體控制電路
MCU‧‧‧微控制器
MEM1、MEM2‧‧‧記憶體
MT‧‧‧馬達
MUL1、MUL2‧‧‧乘算器
N、S‧‧‧磁極
N1‧‧‧超過目標值的發生次數
N2‧‧‧未達目標值的發生次數
OCD‧‧‧過電流檢出信號
ON/OFF ratio‧‧‧導通/切斷率
Over‧‧‧超過目標值
PE‧‧‧功率射極
PGND‧‧‧接地電源電壓
PKG‧‧‧封裝件
Ploss‧‧‧開關損失
PN＿GT、PN＿PE、PN＿SE、PN＿KE、PN＿CR‧‧‧外部端子
PN1～PN9‧‧‧外部端子
PSEN‧‧‧旋轉角感測器
PWM、PWMhu、PWMhv、PWMhw、PWMlu、PWMlv、PWMlw、PWMi‧‧‧PWM信號
Rd、Rd1、Rd2‧‧‧電阻
REG、REG1～REGn、REG2a、REG2b、REG5a、REG5b‧‧‧暫存器
Rg‧‧‧閘極電阻
Rsen‧‧‧感測電阻
S101～S105‧‧‧步驟
SDET‧‧‧變化率檢出電路
SE‧‧‧感測射極
SEL、SELc、SELd‧‧‧選擇電路
SEP‧‧‧感測射極墊片
ST1～ST6、ST2a、ST2b、ST5a、ST5b‧‧‧狀態
SWclp‧‧‧主動式米勒箝位用開關
t‧‧‧時間
T1、T2‧‧‧PWM周期
t1～t12‧‧‧時序
TDET‧‧‧觸發檢出電路
TOFF‧‧‧關斷指示
TON‧‧‧接通指示
TR、TR1、TR2‧‧‧功率電晶體
TRhu、TRhv、TRhw‧‧‧高側電晶體
TRlu、TRlv、TRlw‧‧‧低側電晶體
TRm‧‧‧主用功率電晶體
TRM‧‧‧電流值調整信號
TRs‧‧‧感測用功率電晶體
U、V、W‧‧‧輸出端子
Under‧‧‧未達目標值
UP‧‧‧增加指示
VBUS、VDD‧‧‧電源電壓
VC1、VC2‧‧‧電壓源
Vce‧‧‧集極、射極間電壓
Vge‧‧‧閘極、射極間電壓
VO1、VO2‧‧‧輸出電壓
Vrf1～Vrf3、Vrf6‧‧‧基準值
Vtg1、Vtg2、Vtg1n、Vtg1p、Vtg2n、Vtg2p‧‧‧目標值
W1‧‧‧加權係數
W2‧‧‧加權係數
θ‧‧‧旋轉角
[圖1]係表示在本發明之實施態樣1的電力供給系統中，整體的構造例的概略圖。 [圖2](a)以及(b)，係表示與圖1不同的電力供給系統的整體的構造例的概略圖。 [圖3]係表示在本發明之實施態樣1的驅動裝置中，各閘極驅動器的構造例以及動作例的概略圖。 [圖4]係表示圖3的驅動裝置的功率電晶體的概略的驅動波形的一例的圖式。 [圖5](a)，係表示在圖4中，功率電晶體的接通時的詳細的驅動波形的一例的圖式，(b)，係表示在圖4中，功率電晶體的關斷時的詳細的驅動波形的一例的圖式。 [圖6]係表示在圖4的驅動裝置中，電流切換電路的動作序列的一例的狀態變化圖。 [圖7]係表示在本發明之實施態樣1的電力供給系統中，著眼於觸發信號檢出的主要部位的構造例的電路方塊圖。 [圖8]係表示在本發明之實施態樣1的電力供給系統中，著眼於變化率檢出的主要部位的構造例的電路方塊圖。 [圖9](a)以及(b)，係表示圖8中的功率電晶體的構造例的概略圖。 [圖10](a)，係表示圖3的驅動裝置中的電流值調整電路的主要部位的構造例的概略圖，(b)以及(c)，係說明(a)的動作例的補充圖。 [圖11](a)，係表示圖10(a)的電流值調整電路的動作方式的概念圖，(b)，係表示作為(a)之比較例的動作方式的概念圖。 [圖12]係表示用圖3的閘極驅動器驅動功率電晶體時的模擬結果的波形圖。 [圖13]係表示在本發明之實施態樣2的電力供給系統中，著眼於觸發信號檢出的主要部位的構造例的電路方塊圖。 [圖14](a)，係表示在圖13中，功率電晶體的接通時的詳細的驅動波形的一例的圖式，(b)係表示在圖13中，功率電晶體的關斷時的詳細的驅動波形的一例的圖式。 [圖15]係表示在本發明之實施態樣3的電力供給系統中，主要部位的構造例的電路方塊圖。 [圖16]係表示圖15中的發熱控制電路的概略的動作例的説明圖。 [圖17](a)，係表示圖15中的發熱控制電路的詳細的處理內容的一例的流程圖，(b)，係(a)的補充圖。 [圖18]係表示在圖15中，可變電流驅動器電路內的各電晶體的配置構造例的概念圖。 [圖19]係表示使用本發明之第1比較例的閘極驅動器時的功率電晶體的驅動波形的一例的圖式。 [圖20]係表示圖19中的閘極驅動器周圍的構造例的概略圖。 [圖21]係將圖19以及圖20中的閘極電阻的電阻值與各種特性的關係的範例彙總的圖式。 [圖22]係在使用本發明之第1比較例的閘極驅動器的態樣與使用主動閘極驅動器的態樣下，比較功率電晶體的驅動波形的一例的圖式。 [圖23](a)以及(b)，各自係表示本發明之第2比較例的閘極驅動器的構造例的概略圖。

Claims (20)

  1. 一種驅動裝置，驅動功率電晶體，其特徵為包含： 複數個暫存器，其各自以數位值保持電流值； 可變電流驅動器電路，其接收該複數個暫存器的其中任一個該數位值的輸入，並以基於該數位值的驅動電流驅動該功率電晶體； 第1檢出電路，其在該功率電晶體的開關期間，監視該功率電晶體的端子間電壓或端子間電流，並檢出該端子間電壓或該端子間電流已到達既定的基準值；以及 電流切換電路，其從該複數個暫存器之中選擇輸出到該可變電流驅動器電路的暫存器，在該開關期間，以該第1檢出電路的檢出結果為觸發信號切換該選擇之暫存器，藉此，令該可變電流驅動器電路的該驅動電流變化。
  2. 如申請專利範圍第1項之驅動裝置，其中， 該第1檢出電路，檢出該功率電晶體的集極、射極間電壓或汲極、源極間電壓，亦即第1端子間電壓，與集極、射極間電流或汲極、源極間電流，亦即第1端子間電流，以及閘極、射極間電壓或閘極、源極間電壓，亦即第2端子間電壓之中的至少一個。
  3. 如申請專利範圍第2項之驅動裝置，其中， 該電流切換電路，實行： 第1處理，其以來自外部的該功率電晶體的接通指示為觸發信號，選擇該複數個暫存器所包含的第1暫存器；以及 第2處理，其以該第1檢出電路所檢出之該第2端子間電壓或該第1端子間電流的檢出結果為觸發信號，將該選擇之暫存器，從該第1暫存器切換到該複數個暫存器所包含的第2暫存器； 該第2暫存器所保持的電流值，比起該第1暫存器所保持的電流值而言，絶對值更小。
  4. 如申請專利範圍第3項之驅動裝置，其中， 該電流切換電路，實行： 第3處理，其以該第1檢出電路所檢出之該第1端子間電壓的檢出結果為觸發信號，將該選擇之暫存器，從該第2暫存器切換到該複數個暫存器所包含的第3暫存器； 該第3暫存器所保持的電流值，比起該第2暫存器所保持的電流值而言，絶對值更大。
  5. 如申請專利範圍第2項之驅動裝置，其中， 該電流切換電路，實行： 第4處理，其以來自外部的該功率電晶體的關斷指示為觸發信號，選擇該複數個暫存器所包含的第4暫存器；以及 第5處理，其以該第1檢出電路所檢出之該第1端子間電壓的檢出結果為觸發信號，將該選擇之暫存器，從該第4暫存器切換到該複數個暫存器所包含的第5暫存器； 該第5暫存器所保持的電流值，比起該第4暫存器所保持的電流值而言，絶對值更小。
  6. 如申請專利範圍第5項之驅動裝置，其中， 該電流切換電路，實行： 第6處理，其以該第1檢出電路所檢出之該第2端子間電壓或該第1端子間電流的檢出結果為觸發信號，將該選擇之暫存器，從該第5暫存器切換到該複數個暫存器所包含的第6暫存器； 該第6暫存器所保持的電流值，比起該第5暫存器所保持的電流值而言，絶對值更大。
  7. 一種驅動裝置，驅動功率電晶體，其特徵為包含： 複數個暫存器，其各自以數位值保持電流值； 可變電流驅動器電路，其接收該複數個暫存器的其中任一個該數位值的輸入，並以基於該數位值的驅動電流驅動該功率電晶體； 第1檢出電路，其在該功率電晶體的開關期間，監視該功率電晶體的端子間電壓或端子間電流，並檢出該端子間電壓或該端子間電流已到達既定的基準值； 電流切換電路，其從該複數個暫存器之中選擇輸出到該可變電流驅動器電路的暫存器，在該開關期間，以該第1檢出電路的檢出結果為觸發信號切換該選擇之暫存器，藉此，令該可變電流驅動器電路的該驅動電流變化； 第2檢出電路，其在該開關期間，檢出該端子間電壓或該端子間電流的變化率；以及 電流值調整電路，其以該第2檢出電路的檢出結果接近預先設定好之目標值的方式，對該複數個暫存器之中的既定的暫存器的電流值進行回授控制。
  8. 如申請專利範圍第7項之驅動裝置，其中， 該電流值調整電路所實行之回授控制的迴路頻帶，在該功率電晶體的開關頻率的1/3以下。
  9. 如申請專利範圍第7項之驅動裝置，其中， 該第2檢出電路，係檢出該端子間電壓或該端子間電流的變化率與預先設定好之目標值的大小關係的比較電路； 該電流值調整電路，根據該比較電路所檢出之複數次檢出結果的累計值決定令該既定的暫存器的電流值增加、減少或維持。
  10. 如申請專利範圍第7項之驅動裝置，其中， 該第2檢出電路，檢出該功率電晶體的集極、射極間電壓或汲極、源極間電壓的變化率，亦即第1變化率，與集極、射極間電流或汲極、源極間電流的變化率，亦即第2變化率之中的至少一個。
  11. 如申請專利範圍第10項之驅動裝置，其中， 該第1檢出電路，檢出該功率電晶體的集極、射極間電壓或汲極、源極間電壓，亦即第1端子間電壓，與集極、射極間電流或汲極、源極間電流，亦即第1端子間電流，以及閘極、射極間電壓或閘極、源極間電壓，亦即第2端子間電壓之中的至少一個。
  12. 如申請專利範圍第11項之驅動裝置，其中， 該電流切換電路，實行： 第1處理，其以來自外部的該功率電晶體的接通指示為觸發信號，選擇該複數個暫存器所包含的第1暫存器；以及 第2處理，其以該第1檢出電路所檢出之該第2端子間電壓或該第1端子間電流的檢出結果為觸發信號，將該選擇之暫存器，從該第1暫存器切換到該複數個暫存器所包含的第2暫存器； 該電流值調整電路，以該第2檢出電路所檢出之該第2變化率的檢出結果接近預先設定好之目標值的方式，對該第2暫存器的電流值進行回授控制； 該第1暫存器所保持的電流值，為預先設定好的固定值。
  13. 如申請專利範圍第11項之驅動裝置，其中， 該電流切換電路，實行： 第4處理，其以來自外部的該功率電晶體的關斷指示為觸發信號，選擇該複數個暫存器所包含的第4暫存器；以及 第5處理，其以該第1檢出電路所檢出之該第1端子間電壓的檢出結果為觸發信號，將該選擇之暫存器，從該第4暫存器切換到該複數個暫存器所包含的第5暫存器； 該電流值調整電路，以該第2檢出電路所檢出之該第1變化率的檢出結果接近預先設定好之目標值的方式，對該第5暫存器的電流值進行回授控制； 該第4暫存器所保持的電流值，為預先設定好的固定值。
  14. 如申請專利範圍第7項之驅動裝置，其中， 該可變電流驅動器電路，包含： 複數個充電用電晶體，其在電源電壓與該功率電晶體的閘極之間並聯設置；以及 複數個放電用電晶體，其在接地電源電壓與該功率電晶體的閘極之間並聯設置； 該複數個充電用電晶體，根據該數位值控制導通數； 該複數個放電用電晶體，根據該數位值控制導通數。
  15. 如申請專利範圍第14項之驅動裝置，其中， 該複數個充電用電晶體，以相同電晶體尺寸構成； 該複數個放電用電晶體，以相同電晶體尺寸構成； 該驅動裝置，包含： 發熱控制電路，其在每次將該複數個充電用電晶體控制成導通時，變更該等被控制成導通的充電用電晶體的位置，並在每次將該複數個放電用電晶體控制成導通時，變更該等被控制成導通的放電用電晶體的位置。
  16. 一種電力供給系統，包含： 功率電晶體，其對既定的負載供給電力；以及 驅動裝置，其根據PWM信號驅動該功率電晶體； 該電力供給系統的特徵為： 該驅動裝置包含： 複數個暫存器，其各自以數位值保持電流值； 可變電流驅動器電路，其接收該複數個暫存器的其中任一個該數位值的輸入，並以基於該數位值的驅動電流驅動該功率電晶體； 第1檢出電路，其在該功率電晶體的開關期間，監視該功率電晶體的端子間電壓或端子間電流，並檢出該端子間電壓或該端子間電流已到達既定的基準值；以及 電流切換電路，其從該複數個暫存器之中選擇輸出到該可變電流驅動器電路的暫存器，在該開關期間，以該第1檢出電路的檢出結果為觸發信號切換該選擇之暫存器，藉此，令該可變電流驅動器電路的該驅動電流變化。
  17. 如申請專利範圍第16項之電力供給系統，其中， 該驅動裝置，包含： 第2檢出電路，其在該開關期間，檢出該端子間電壓或該端子間電流的變化率；以及 電流值調整電路，其以該第2檢出電路的檢出結果接近預先設定好之目標值的方式，對該複數個暫存器之中的既定的暫存器的電流值進行回授控制。
  18. 如申請專利範圍第17項之電力供給系統，包含： 電阻元件，其以串聯的方式插入該驅動裝置與該功率電晶體的閘極之間。
  19. 如申請專利範圍第17項之電力供給系統，包含： 微分電路，其包含以串聯的方式插入該驅動裝置與該功率電晶體的集極或汲極之間的電容器； 該第2檢出電路，藉由檢出該微分電路的輸出電壓，以檢出該功率電晶體的集極、射極間電壓或汲極、源極間電壓的變化率。
  20. 如申請專利範圍第17項之電力供給系統，其中， 該功率電晶體，包含： 凱氏端子，其係用來對該驅動裝置供給接地電源電壓的射極端子或源極端子；以及 功率端子，其係用來對該既定的負載供給電力的射極端子或源極端子，且具有比該凱氏端子更大的寄生電感分量； 該第2檢出電路，藉由檢出該凱氏端子與該功率端子之間的電位差，以檢出該功率電晶體的集極、射極間電流或汲極、源極間電流的變化率。
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