TW201810891A - 升壓電源轉換電路及其不連續電流模式的控制方法 - Google Patents
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Abstract
本發明係一種升壓電源轉換電路及其不連續電流模式的控制方法，係主要包含有一第一及第二階段的不連續電流模式，當負載自輕載轉為極輕載時，其所需的負載電流已足以由該升壓電源轉換電路的第二MOS電晶體的自體二極體供應，故當判斷目前負載為極輕載，於脈寬調變訊號的各周期時間內不導通該第二MOS電晶體，而由該第二MOS電晶體的自體二極體順向導通，將電感電流輸出至該輸出電容，維持對負載供電；如此，可藉由減少切換損失來改善極輕載時的電源轉換效率。
Description
本發明係關於一種升壓電源轉換電路，尤指一種升壓電源轉換電路之不連續電流模式的控制方法。
如圖4所示，係為一種升壓電源電路50a，其主要包含有一電源積體電路51與外掛在該電源積體電路51之外的一電感L、一二極體D、一輸出電容Cout及一分壓器R1、R2。該電源積體電路51包含有一切換開關M1、一閘極驅動電路511、一脈寬調變電路512及一電壓比較單元513；其中該切換開關M1係透過該電感L連接於一輸入電壓端Vin，透過該該二極體D連接至該輸出電容Cout，該電壓比較單元513係透過分壓器R1、R2取得目前輸出電壓Vout，再與一參考電壓Vref比較後，輸出一比較電壓訊號至該脈寬調變電路512，由該脈寬調變電路512依據該比較電壓訊號調整對應的脈寬調變訊號PWM予該閘極驅動電路511，再由該閘極驅動電路511依據該脈寬調變訊號PWM驅動該切換開關M1導通或不導通。
當該切換開關M1導通時，該輸入電壓Vin對該電感L充電；當該切換開關M1不導通，則該電感L提供該二極體D一順向電壓而導通，如此該電感電壓即透過該輸出電容Cout後提供高於該輸入電壓Vin的輸出電壓至該電壓輸出端Vout。
如圖5所示，係為另一種升壓電源電路50b，其與前揭升壓電源電路50a大致相同，惟將外掛於該電源積體電路的二極體D替換為另一切換開關M2，並由該閘極驅動電路511依據該脈寬調變訊號交替驅動此二切換開關M1、M2導通或不導通，同樣將該輸入電壓Vin予以升壓後輸出至該電壓輸出端Vout。
由於該升壓電源轉換電路50b會依據負載60的重載或輕載，而提供連續電流模式(CCM)及不連續電流模式(DCM)的控制方式，使電源轉換效率更佳。請配合圖6所示，在連續電流模式下，該二切換開關M1、M2的導通時間大約等於一個脈寬調變訊號PWM_G1、PWM_G2的周期時間，使電感電流IL連續不中斷；惟當負載60轉為輕載時，該輸出電壓Vout會逐漸升高，此時該電壓比較單元513輸出的比較電壓訊號Vcomp會相對降低，當低於一預設臨界電壓Vth時，該脈寬調變電路512會對應縮減該二切換開關M1、M2的導通時間；此時，該電感電流IL會呈現不連續電流；因此，當該電壓比較單元513輸出的比較電壓訊號Vcomp低於一預設臨界電壓Vth時，即進入不連續電流模式。
由於圖5的升壓電源轉換電路50b增加一切換開關M2，很明顯地於電感電壓VL波形對應該切換開關M2導通及不導通的時間均會產生一電壓突波V_pon、V_poff，該些電壓突波V_pon、V_poff是該切換開關切換損失所造成，相對造成圖5所示的升壓電源轉換電路50b於不連續電流模式下的電源轉換效率差，故而有必要進一步提出改善。
有鑑於前揭升壓電源轉換電路於不連續電流模式下的轉換效率差的技術問題，本發明主要目的係提供一種升壓電源轉換電路及其不連續電流模式的控制方法，以改善輕載時的電源轉換效率。
欲達上述目的所使用的主要技術手段係令該升壓電源轉換電路包含有：一電感、一第MOS電晶體、一第二MOS電晶體、一輸出電容、一閘極驅動電路、一脈寬調變電路、一電壓比較單元及一分壓器；其中該脈寬調變電路預設有一第一臨界電壓及一低於該第一臨界電壓的第二臨界電壓，並於一不連續電流模式下，依據該比較電壓訊號並透過該閘極驅動電路對該第一及第二MOS電晶體進行以下控制步驟： 該脈寬調變電路預設有一第一臨界電壓及一低於該第一臨界電壓的第二臨界電壓，並於一不連續電流模式下，依據該比較電壓訊號並透過該閘極驅動電路對該第一及第二MOS電晶體進行以下控制步驟： 判斷該電壓比較單元輸出的一比較電壓是否低於該第一臨界電壓；若是，則進入第一階段不連續電流模式，並於第一階段不連續電流模式的脈波調變訊號的各周期時間內，交替控制該第一及第二MOS電晶體導通；其中該第一MOS電晶體的導通時間及第二MOS電晶體導通時間小於該周期時間；以及 判斷該電壓比較單元輸出的該比較電壓是否低於該第二臨界電壓；若是，則進入第二階段不連續電流模式，並於第二階段不連續電流模式的脈波調變訊號的各周期時間內，控制該第一MOS電晶體導通及不導通，關閉第二MOS電晶體；若否，則返回第一階段不連續電流模式。
欲達上述目的所使用的主要技術手段係令該升壓電源轉換電路主要包含有一第一MOS電晶體、一第二MOS電晶體及一電壓比較單元；其中該第二MOS電晶體係串接於一電感及一輸出電容之間，該電壓比較單元係取得目前輸出電壓，並與一參考電壓比較後輸出一比較電壓訊號；其中該升壓電源轉換電路的不連續電流模式的控制方法包含有： 設定一第一臨界電壓及一第二臨界電壓；其中該第二臨界電壓低於該第一臨界電壓； 判斷該電壓比較單元輸出的一比較電壓是否低於該第一臨界電壓；若是，則進入第一階段不連續電流模式，並於第一階段不連續電流模式的脈波調變訊號的各周期時間內，交替控制該第一及第二MOS電晶體導通；其中該第一MOS電晶體的導通時間及第二MOS電晶體導通時間小於該周期時間；以及 判斷該電壓比較單元輸出的該比較電壓是否低於該第二臨界電壓；若是，則進入第二階段不連續電流模式，並於第二階段不連續電流模式的脈波調變訊號的各周期時間內，控制該第一MOS電晶體導通及不導通，關閉第二MOS電晶體；若否，則返回第一階段不連續電流模式。
上述本發明升壓電源轉換電路於一不連續電流模式下的控制方法主要包含有二階段的不連續電流模式，當負載自輕載轉為極輕載時，其所需的負載電流已足以由該第二MOS電晶體的自體二極體供應，故不再導通第二MOS電晶體，而由其自體二極體順向導通，將電感電流輸出至該輸出電容，維持負載供電；如此藉由減少切換損失並改善極輕載時的電源轉換效率。
本發明主要針對升壓電源轉換電路於不連續電流模式下的控制方法改良，使本發明相較既有輕載下的轉換效率更佳。
首先請參閱圖1所示，係為本發明升壓電源轉換電路10的電路圖，其包含有一電感L、一第一MOS電晶體M1、一第二MOS電晶體M2、一輸出電容Cout、一閘極驅動電路11、一脈寬調變電路12、一電壓比較單元13及一分壓器R1、R2。於一較佳實施例中，該第一及第二MOS電晶體M1、M2、該閘極驅動電路11、該脈寬調變電路12與一電壓比較單元13可整合於同一電源積體電路中，但不以此為限。
上述第一MOS電晶體M1係透過該電感L連接於一輸入電壓端Vin，以與一輸入電源耦接，並透過該第二MOS電晶體M2連接至該輸出電容Cout，該輸出電容Cout係連接至一電壓輸出端Vout，該電壓輸出端Vout係供一負載20連接。於一較佳實施例，該第一MOS電晶體M1係為N型電晶體(如NMOS)，而該第二MOS電晶體M2為P型電晶體(如PMOS)。如圖所示，該第一MOS電晶體M1的汲極D1係連接至該電感L，其源極S1係連接至一接地端，其閘極G1則連接至該閘極驅動電路11。該第二MOS電晶體M2的汲極D2係連接至該電感L，其源極S2係連接至該輸出電容Cout，其閘極G2同樣連接至該閘極驅動電路11。
該電壓比較單元13係透過分壓器R1、R2取得對應目前輸出電壓Vout的回饋電壓VFB，再與一參考電壓Vref比較後，輸出一比較電壓Vcomp訊號至該脈寬調變電路12，由該脈寬調變電路12依據該比較電壓訊號Vcomp調整對應的脈寬調變訊號PWM予該閘極驅動電路11，再由該閘極驅動電路11依據該脈寬調變訊號PWM驅動該第一及第二MOS電晶體M1、M2導通或不導通。於一較佳實施例，該電壓比較單元13主要包含有一誤差放大器，其反向輸入端(-)連接至該分壓器R1、R2，而非反向端(+)係連接至該參考電壓Vref；因此，如圖3所示，當該輸出電壓Vout逐漸提升，則該誤差放大器輸出輸出的比較電壓訊號Vcomp則逐漸下降；反之，當該輸出電壓Vout逐漸下降，則該誤差放大器輸出的比較電壓訊號Vcomp則逐漸上升。
當該負載20連接至該升壓電源轉換電路10的電壓輸出端Vout，且該負載20處於重載時，該升壓電源轉換電路10為提供負載較大電流IL，故操作於一連續電流模式下，如圖3所示。當負載20轉為輕載時，該升壓電源轉換電路20會進入不連續電流模式，以下謹進一步配合圖2說明本發明不連續電流模式的控制方法。
當負載20轉為輕載時，因不需要較大電流，由於輸出電壓Vout會逐漸升高，而該電壓比較單元13透過分壓器R1、R2取得此時輸出電壓Vout對應的回饋電壓VFB與該參考電壓Vref比較後，其輸出的比較電壓訊號Vcomp會相對降低，因此該脈寬調變電路12預設有一第一臨界電壓Vth1及一第二臨界電壓Vth2(S10)；其中該第二臨界電壓低於該第一臨界電壓。
當該比較電壓訊號Vcomp低於該第一臨界電壓Vth1(S11)，則先進入第一階段不連續電流模式(S12)，即該脈寬調變電路12透過該閘極驅動電路11交替控制該第一及第二MOS電晶體M1、M2導通，惟該脈寬調變電路12會對應縮減該二MOS電晶體M2的導通時間，使該第一MOS電晶體M1的導通時間及第二MOS電晶體M2導通時間小於一脈寬調變訊號PWM_G1、PWM_G2的一周期時間。倘若此時負載20又轉回重載，即會經由判斷該電壓比較單元13的比較電壓訊號Vcomp高於該第一臨界電壓Vth1，則返回連續電流模式(S13)。
反之，若負載20自輕載轉為極輕載，則該輸出電壓Vout會持續降低，且該電壓比較單元13的該比較電壓訊號Vcomp會降低至低於該第二臨界電壓Vth2；故此時會判斷該電壓比較單元13的該比較電壓訊號Vcomp是否降低至低於該第二臨界電壓Vth2 (S14)；若是，即進入第二階段不連續電流模式(S15)，即由該脈寬調變單元12透過閘極驅動電路11於脈寬調變訊號PWM_G1、PWM_G2的各周期時間內只控制該第一MOS電晶體M1導通及不導通，並完全關閉第二MOS電晶體M2。倘若此時負載20又轉回輕載，即會經由判斷該電壓比較單元13的比較電壓訊號Vcomp高於該第二臨界電壓Vth2，但低於第一臨界電壓Vth1，故會再返回第一階段的不連續電流模式(S12)。
由於負載20為極輕載時所需電流相當小，本發明以該第二MOS電晶體M2的自體二極體D的導通電流定義為該極輕載的負載電流，即該第二電晶體M2的自體二極體D的導通電流係大於或等於負載20於極輕載時的負載電流。於一較佳實施例中，可當負載電流小於5mA時判斷負載20為極輕載，又上述第二臨電界電壓Vth2係對應此一負載電流而設，故約為0.8V；該些電流及電壓數值可依據實際電路設計需求而調整，本發明並不以此為限。
請配合參閱圖3所示，當該電壓比較單元13的該比較電壓訊號Vcomp降低至低於該第二臨界電壓Vth2時，由於本發明已完全關閉第二MOS電晶體M2，電感電壓因為第二MOS電晶體M2不再被導通及不導通，不會有切換損失；故於第二階段的不連續電流模式中的各電感電壓波形，對比圖6所示的對應電感電壓波形，已無電壓突波(見圖3的Vp的標示處)；因此，相較圖6整體的不連續電流模式的電源轉換效率，本發明的轉換效率相對提高。
綜上所述，本發明不連續電流模式的控制方式係包含有二階段的不連續電流模式，當負載自輕載轉為極輕載時，其所需的負載電流已足以由該第二MOS電晶體的自體二極體供應，故當該電壓比較單元輸出的比較電壓低於第二臨界電壓，代表該負載為極輕載，而僅保留第一MOS電晶體的導通及不導通的控制，且不控制該第二MOS電晶體導通，而由該第二MOS電晶體其自體二極體順向導通，將電感電流輸出至該輸出電容，維持負載供電；如此，於第二階段的不連續電流模式下，電感電壓將不因第二MOS電晶體的導通及不導通的切換損失開造成電壓突波，以改善極輕載時的電源轉換效率。
10‧‧‧升壓電源轉換電路
11‧‧‧閘極驅動電路
12‧‧‧脈寬調變電路
13‧‧‧電壓比較單元
20‧‧‧負載
50a、50b‧‧‧升壓電源轉換電路
51‧‧‧電源積體電路
511‧‧‧閘極驅動電路
512‧‧‧脈寬調變電路
513‧‧‧電壓比較單元
60‧‧‧負載
11‧‧‧閘極驅動電路
12‧‧‧脈寬調變電路
13‧‧‧電壓比較單元
20‧‧‧負載
50a、50b‧‧‧升壓電源轉換電路
51‧‧‧電源積體電路
511‧‧‧閘極驅動電路
512‧‧‧脈寬調變電路
513‧‧‧電壓比較單元
60‧‧‧負載
圖1：本發明升壓電源轉換電路的電路圖。 圖2：本發明不連續電流模式之控制方法的流程圖。 圖3：圖1於連續電流模式、第一階段不連續電流模式及第二階段不連續電流模式的電壓電流波形圖。 圖4：既有一升壓電源轉換電路的電路圖。 圖5：既有另一升壓電源轉換電路的電路圖。 圖6：圖5於連續電流模式及不連續電流模式的電壓電流波形圖。
Claims (8)
- 一種升壓電源轉換電路之不連續電流模式的控制方法，其中該升壓電源轉換電路包含有一第一MOS電晶體、一第二MOS電晶體及一電壓比較單元；其中該第二MOS電晶體係串接於一電感及一輸出電容之間，該電壓比較單元係取得目前輸出電壓，並與一參考電壓比較後輸出一比較電壓訊號；其中該不連續電流模式的控制方法包括： 設定一第一臨界電壓及一第二臨界電壓；其中該第二臨界電壓低於該第一臨界電壓； 判斷該電壓比較單元輸出的一比較電壓是否低於該第一臨界電壓；若是，則進入第一階段不連續電流模式，並於第一階段不連續電流模式的脈波調變訊號的各周期時間內，交替控制該第一及第二MOS電晶體導通；其中該第一MOS電晶體的導通時間及第二MOS電晶體導通時間小於該周期時間；以及 判斷該電壓比較單元輸出的該比較電壓是否低於該第二臨界電壓；若是，則進入第二階段不連續電流模式，並於第二階段不連續電流模式的脈波調變訊號的各周期時間內，控制該第一MOS電晶體導通及不導通，關閉第二MOS電晶體；若否，則返回第一階段不連續電流模式。
- 如請求項1所述之不連續電流模式的控制方法，其中該升壓電源轉換電路的電壓輸出端係供一負載連接，該第二臨界電壓係對應該負載於一極輕載時的負載電流。
- 如請求項2所述之不連續電流模式的控制方法，該第一MOS電晶體為一N型電晶體，該第二MOS電晶體為一P型電晶體；其中該P型電晶體的自體二極體的導通電流係大於或等於負載於極輕載時的負載電流。
- 一種升壓電源轉換電路，包括：一電感、一第MOS電晶體、一第二MOS電晶體、一輸出電容、一閘極驅動電路、一脈寬調變電路、一電壓比較單元及一分壓器；其中該第一MOS電晶體係透過該電感連接於一輸入電壓端，並透過該第二MOS電晶體連接至該輸出電容，該輸出電容係連接至一電壓輸出端；該電壓比較單元係透過分壓器取得對應目前輸出電壓的反饋電壓，並與一參考電壓比較後，輸出一比較電壓訊號至該脈寬調變電路；該脈寬調變電路依據該比較電壓訊號調整對應的脈寬調變訊號予該閘極驅動電路，由該閘極驅動電路依據該脈寬調變訊號驅動該第一及第二MOS電晶體導通或不導通；其中： 該脈寬調變電路預設有一第一臨界電壓及一低於該第一臨界電壓的第二臨界電壓，並於一不連續電流模式下，依據該比較電壓訊號並透過該閘極驅動電路對該第一及第二MOS電晶體進行以下控制步驟： 判斷該電壓比較單元輸出的一比較電壓是否低於該第一臨界電壓；若是，則進入第一階段不連續電流模式，並於第一階段不連續電流模式的脈波調變訊號的各周期時間內，交替控制該第一及第二MOS電晶體導通；其中該第一MOS電晶體的導通時間及第二MOS電晶體導通時間小於該周期時間；以及 判斷該電壓比較單元輸出的該比較電壓是否低於該第二臨界電壓；若是，則進入第二階段不連續電流模式，並於第二階段不連續電流模式的脈波調變訊號的各周期時間內，控制該第一MOS電晶體導通及不導通，關閉第二MOS電晶體；若否，則返回第一階段不連續電流模式。
- 如請求項4所述之升壓電源轉換電路，該電壓輸出端係供一負載連接，該第二臨界電壓係對應該負載於一極輕載時的負載電流。
- 如請求項5所述之升壓電源轉換電路，其中： 該第一MOS電晶體為一N型電晶體，其汲極係連接至該電感，其源極係連接至一接地端，其閘極則連接至該閘極驅動電路； 該第二MOS電晶體為一P型電晶體，其汲極係連接至該電感，其源極係連接至該輸出電容，其閘極同樣連接至該閘極驅動電路；其中該P型電晶體的自體二極體的導通電流係大於或等於負載於極輕載時的負載電流。
- 如請求項4所述之升壓電源轉換電路，該電壓比較單元包含有一誤差放大器，其反向輸入端連接至該分壓器，而非反向端係連接至該參考電壓。
- 如請求項4至7中任一項所述之升壓電源轉換電路，該第一及第二MOS電晶體、該閘極驅動電路、該脈寬調變電路與一電壓比較單元係整合於一電源積體電路。
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