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TW201803310A - 使用唯一字(UW)離散傅立葉轉換展開正交分頻多工(DFT-s-OFDM)增進實體層效率方法及程序 - Google Patents

使用唯一字(UW)離散傅立葉轉換展開正交分頻多工(DFT-s-OFDM)增進實體層效率方法及程序

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TW201803310A
TW201803310A TW106110925A TW106110925A TW201803310A TW 201803310 A TW201803310 A TW 201803310A TW 106110925 A TW106110925 A TW 106110925A TW 106110925 A TW106110925 A TW 106110925A TW 201803310 A TW201803310 A TW 201803310A
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dft
dmrs
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wtru
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艾爾登 貝拉
艾爾芬 沙辛
李汶宜
愛辛 哈格海爾特
阿南斯 基尼
米海拉 貝露里
楊陸
珍妮特 史騰一博寇威斯
利昂德 卡薩凱費許
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Idac控股公司
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Abstract

本文描述了使用唯一字（UW）離散傅立葉轉換展開正交分頻多工（DFT-s-OFDM）來傳送資訊的方法、裝置及系統。在一個範例中，無線傳輸/接收單元（WTRU）可以產生參考序列。此外，該WTRU可基於對參考序列的上取樣產生DMRS序列。在一個範例中，DMRS序列可包括多個重複序列。此外，在一個範例中，每個重複序列可包括頭序列、參考序列和尾序列。同樣地，DMRS內的UW序列可包括所重複的頭序列之一以及所重複的尾序列之一。此外，該WTRU可以基於對DMRS序列的波形操作產生DMRS信號。WTRU然後可以傳送DMRS信號，作為參考信號。

Description

使用唯一字(UW)離散傅立葉轉換展開正交分頻多工(DFT-s-OFDM)增進實體層效率方法及程序
相關申請的交叉引用
本申請要求享有於2016年3月30日提交的美國臨時申請第62/315,448號、於2016年5月11日提交的美國臨時申請第62/334,855號和於2016年8月10日提交的美國臨時專利申請第62/373,087號的權益，其內容通過引用而結合於此。
由於能夠通過將頻選通道轉換成較小的平坦衰落子通道而在控制（mitigating）頻選通道方面具有簡單性，正交分頻多工（OFDM）已經用於長期演進（LTE）以及IEEE 802.11無線電技術。通過在將資料序列映射到子載波之前在逆快速傅立葉轉換（IFFT）輸入處使用DFT對資料序列進行擴展，離散傅立葉轉換展開OFDM（DFT-s-OFDM）可改善OFDM的峰-均功率比（PAPR）。
OFDM和DFT-s-OFDM兩者都可使用迴圈首碼（CP）來防止可能由於通道延遲擴展和定時同步誤差而導致的符號間干擾（ISI）。當前的LTE系統可以支援兩個CP值：正常CP和擴展CP。對於正常CP，每子訊框的OFDM符號的數量可以是14，而針對擴展CP，該數量可以是12。由於CP是按胞元配置的，所以如果針對擴展CP配置的話，系統可能會損失一些譜效率，並且並非胞元中的所有無線傳輸/接收單元（WTRU）都會經歷相同的大延遲擴展。
本文描述了使用唯一字（UW）離散傅立葉轉換展開正交分頻多工（DFT-s-OFDM）來傳送資訊的方法、裝置及系統。在一個範例中，無線傳輸/接收單元（WTRU）可以產生參考序列。此外，該WTRU可基於對參考序列的上取樣產生DMRS序列。在一個範例中，DMRS序列可包括多個重複序列。此外，在一個範例中，每個重複序列可包括頭序列、參考序列和尾序列。同樣，DMRS內的UW序列可包括所重複的頭序列之一以及所重複的尾序列之一。此外，該WTRU可以基於對DMRS序列的波形操作產生DMRS信號。WTRU然後可以傳送DMRS信號，作為參考信號。
在另一範例中，該WTRU可以產生多個輸入向量，其中，每個輸入向量包括資料符號的序列和該UW序列。該WTRU然後可以產生多個DFT-s-OFDM符號，其中，每個DFT-s-OFDM符號基於對每個輸入向量的波形操作。此外，該WTRU可以傳送該多個DFT-s-OFDM符號。
第1A圖為可以在其中實施一個或多個所揭露的實施方式的範例通信系統100的示意圖。該通信系統100可以是將諸如語音、資料、視訊、訊息發送、廣播等之類的內容提供給多個無線使用者的多存取系統。該通信系統100可以通過系統資源（包括無線頻寬）的共用使得多個無線使用者能夠存取這些內容。例如，該通信系統100可以使用一種或多種通道存取方法，例如分碼多重存取（CDMA）、分時多重存取（TDMA）、分頻多重存取（FDMA）、正交FDMA（OFDMA）、單載波FDMA（SC-FDMA）等等。
如第1A圖所示，通信系統100可以包括無線傳輸/接收單元（WTRU）102a、102b、102c、102d、無線電存取網路（RAN）104、核心網路106、公共交換電話網路（PSTN）108、網際網路110和其他網路112，但可以理解的是所揭露的實施方式可以涵蓋任意數量的WTRU、基地台、網路和/或網路元件。WTRU 102a、102b、102c、102d中的每一個可以是被配置成在無線環境中運行和/或通信的任何類型的裝置。作為範例，WTRU 102a、102b、102c、102d可以被配置成傳送和/或接收無線信號，並且可以包括使用者設備（UE）、行動站、固定或行動訂戶單元、呼叫器、行動電話、個人數位助理（PDA）、智慧型電話、可攜式電腦、小筆電、個人電腦、無線感測器、消費電子產品等等。
通信系統100還可包括基地台114a和基地台114b。基地台114a、114b中的每一個可以是被配置成與WTRU 102a、102b、102c、102d中的至少一個無線對接，以便於存取一個或多個通信網路（例如，核心網路106、網際網路110和/或其他網路112）的任何類型的裝置。例如，基地台114a、114b可以是基地台收發站（BTS）、節點B、e節點B、本地節點B、本地e節點B、網站控制器、存取點（AP）、無線路由器等。儘管基地台114a、114b每個均被描述為單個元件，但是可以理解的是基地台114a、114b可以包括任何數量的互聯基地台和/或網路元件。
基地台114a可以是RAN 104的一部分，該RAN 104還可以包括諸如基地台控制器（BSC）、無線電網路控制器（RNC）、中繼節點之類的其他基地台和/或網路元件（未示出）。基地台114a和/或基地台114b可以被配置成參數和/或接收特定地理區域內的無線信號，該特定地理區域可以被稱作胞元（未示出）。胞元還可以被劃分成胞元扇區。例如與基地台114a相關聯的胞元可以被劃分成三個扇區。由此，在一種實施方式中，基地台114a可以包括三個收發器，即針對該胞元的每個扇區都有一個收發器。在另一實施方式中，基地台114a可以使用多輸入多輸出（MIMO）技術，並且由此可以使用針對胞元的每個扇區的多個收發器。
基地台114a、114b可以通過空中介面116與WTRU 102a、102b、102c、102d中的一者或多者通信，該空中介面116可以是任何合適的無線通訊鏈路（例如，射頻（RF）、微波、紅外光（IR）、紫外光（UV）、可見光等）。空中介面116可以使用任何合適的無線電存取技術（RAT）來建立。
更具體地，如前所述，通信系統100可以是多存取系統，並且可以使用一種或多種通道存取方案，例如CDMA、TDMA、FDMA、OFDMA、SC-FDMA等。例如，在RAN 104中的基地台114a和WTRU 102a、102b、102c可以實施諸如通用行動電信系統（UMTS）陸地無線電存取（UTRA）之類的無線電技術，其可以使用寬頻CDMA（WCDMA）來建立空中介面116。WCDMA可以包括諸如高速封包存取（HSPA）和/或演進型HSPA（HSPA+）的通信協定。HSPA可以包括高速下鏈封包存取（HSDPA）和/或高速上鏈封包存取（HSUPA）。
在另一實施方式中，基地台114a和WTRU 102a、102b、102c可以實施諸如演進型UMTS陸地無線電存取（E-UTRA）之類的無線電技術，其可以使用長期演進（LTE）和/或高級LTE（LTE-A）來建立空中介面116。
在其他實施方式中，基地台114a和WTRU 102a、102b、102c可以實施諸如IEEE 802.16（即，全球微波互聯存取（WiMAX））、CDMA2000、CDMA2000 1X、CDMA2000 EV-DO、臨時標準2000（IS-2000）、臨時標準95（IS-95）、臨時標準856（IS-856）、全球行動通信系統（GSM）、增強型資料速率GSM演進（EDGE）、GSM EDGE（GERAN）之類的無線電技術。
第1A圖中的基地台114b可以是例如無線路由器、本地節點B、本地e節點B或者存取點，並且可以使用任何合適的RAT，以用於促進在諸如商業場所、家庭、車輛、校園之類的局部區域的無線連接。在一種實施方式中，基地台114b和WTRU 102c、102d可以實施諸如IEEE 802.11之類的無線電技術以建立無線區域網路（WLAN）。在另一實施方式中，基地台114b和WTRU 102c、102d可以實施諸如IEEE 802.15之類的無線電技術以建立無線個人區域網路（WPAN）。在又一實施方式中，基地台114b和WTRU 102c、102d可以使用基於胞元的RAT（例如，WCDMA、CDMA2000、GSM、LTE、LTE-A等）以建立微微（picocell）胞元和毫微微胞元（femtocell）。如第1A圖所示，基地台114b可以具有至網際網路110的直接連接。由此，基地台114b不必經由核心網路106來存取網際網路110。
RAN 104可以與核心網路106通信，該核心網路106可以是被配置成將語音、資料、應用和/或通過網際網路協定的語音（VoIP）服務提供到WTRU 102a、102b、102c、102d中的一者或多者的任何類型的網路。例如，核心網路106可以提供呼叫控制、帳單服務、基於行動位置的服務、預付費呼叫、網際互聯、視訊分配等，和/或執行高級安全性功能，例如使用者驗證。儘管第1A圖中未示出，需要理解的是RAN 104和/或核心網路106可以直接或間接地與其他RAN進行通信，這些其他RAN使用與RAN 104相同的RAT或者不同的RAT。例如，除了連接到可以採用E-UTRA無線電技術的RAN 104，核心網路106也可以與使用GSM無線電技術的其他RAN（未顯示）通信。
核心網路106也可以用作WTRU 102a、102b、102c、102d存取PSTN 108、網際網路110和/或其他網路112的閘道。PSTN 108可以包括提供普通老式電話服務（POTS）的電路交換電話網絡。網際網路110可以包括使用公共通信協定的互聯電腦網路及裝置的全球系統，該公共通信協定例如是傳輸控制協定（TCP）/網際網路協定（IP）網際網路協定套件中的傳輸控制協定（TCP）、使用者資料包協定（UDP）和網際網路協定（IP）。該網路112可以包括由其他服務提供方擁有和/或操作的無線或有線通信網路。例如，網路112可以包括連接到一個或多個RAN的另一核心網路，這些RAN可以使用與RAN 104相同的RAT或者不同的RAT。
通信系統100中的WTRU 102a、102b、102c、102d中的一些或者全部可以包括多模式能力，即WTRU 102a、102b、102c、102d可以包括用於通過不同的無線鏈路與不同的無線網路進行通信的多個收發器。例如，第1A圖中顯示的WTRU 102c可以被配置成與可使用基於胞元的無線電技術的基地台114a進行通信，並且與可使用IEEE 802無線電技術的基地台114b進行通信。
第1B圖是範例WTRU 102的系統圖。如第1B圖所示，WTRU 102可以包括處理器118、收發器120、傳輸/接收元件122、揚聲器/麥克風124、小鍵盤126、顯示器/觸控板128、非可移記憶體130、可移記憶體132、電源134、全球定位系統（GPS）晶片組136和其他週邊設備138。需要理解的是，在保持實施方式一致的同時，WTRU 102可以包括上述元件的任何子集。
處理器118可以是通用處理器、專用處理器、習用處理器、數位訊號處理器（DSP）、多個微處理器、與DSP核心相關聯的一個或多個微處理器、控制器、微控制器、專用積體電路（ASIC）、現場可程式設計閘陣列（FPGA）電路、任何其它類型的積體電路（IC）、狀態機等。處理器118可以執行信號編碼、資料處理、功率控制、輸入/輸出處理和/或使得WTRU 102能夠操作在無線環境中的其他任何功能。處理器118可以耦合到收發器120，該收發器120可以耦合到傳輸/接收元件122。儘管第1B圖中將處理器118和收發器120描述為獨立的組件，應該理解的是，處理器118和收發器120可以被一起整合到電子封裝或者晶片中。
傳輸/接收元件122可以被配置成通過空中介面116將信號傳送到基地台（例如，基地台114a），或者從基地台（例如，基地台114a）接收信號。例如，在一種實施方式中，傳輸/接收元件122可以是被配置成傳送和/或接收RF信號的天線。在另一實施方式中，傳輸/接收元件122可以是被配置成傳送和/或接收例如IR、UV或者可見光信號的傳輸器/檢測器。在又一實施方式中，傳輸/接收元件122可以被配置成傳送和接收RF信號和光信號兩者。應該理解的是，傳輸/接收元件122可以被配置成傳送和/或接收無線信號的任意組合。
此外，儘管傳輸/接收元件122在第1B圖中被描述為單個元件，但是WTRU 102可以包括任何數量的傳輸/接收元件122。更特別地，WTRU 102可以使用MIMO技術。由此，在一種實施方式中，WTRU 102可以包括兩個或更多個傳輸/接收元件122（例如，多個天線）以用於通過空中介面116傳送和接收無線信號。
收發器120可以被配置成對將由傳輸/接收元件122傳送的信號進行調製，並且被配置成對由傳輸/接收元件122接收的信號進行解調。如上所述，WTRU 102可以具有多模式能力。由此，收發器120可以包括多個收發器以用於使得WTRU 102能夠經由多個RAT進行通信，例如UTRA和IEEE 802.11。
WTRU 102的處理器118可以被耦合到揚聲器/麥克風124、小鍵盤126和/或顯示器/觸控板128（例如，液晶顯示器（LCD）顯示器單元或者有機發光二極體（OLED）顯示器單元），並且可以從上述裝置接收使用者輸入資料。處理器118還可以向揚聲器/麥克風124、小鍵盤126和/或顯示器/觸控板128輸出使用者資料。此外，處理器118可以存取來自任何類型的合適的記憶體中的資訊，以及向任何類型的合適的記憶體中儲存資料，該記憶體例如可以是非可移記憶體130和/或可移記憶體132。非可移記憶體130可以包括隨機存取記憶體（RAM）、唯讀記憶體（ROM）、硬碟或者任何其他類型的記憶體儲存裝置。可移記憶體132可以包括用戶身份模組（SIM）卡、記憶條、安全數位（SD）記憶卡等。在其他實施方式中，處理器118可以存取來自實體上未位於WTRU 102上（例如位於伺服器或者家用電腦（未示出）上）的記憶體的資料，以及向上述記憶體中儲存資料。
處理器118可以從電源134接收電能，並且可以被配置成將該電能分配給WTRU 102中的其他組件和/或對至WTRU 102中的其他元件的電能進行控制。電源134可以是任何適用於給WTRU 102供電的裝置。例如，電源134可以包括一個或多個乾電池（鎳鎘（NiCd）、鎳鋅（NiZn）、鎳氫（NiMH）、鋰離子（Li-ion）等）、太陽能電池、燃料電池等。
處理器118還可以耦合到GPS晶片組136，該GPS晶片組136可以被配置成提供關於WTRU 102的當前位置的位置資訊（例如，經度和緯度）。作為來自GPS晶片組136的資訊的補充或者替代，WTRU 102可以通過空中介面116從基地台（例如，基地台114a、114b）接收位置資訊，和/或基於從兩個或更多個相鄰基地台接收到的信號的定時（timing）來確定其位置。應該理解的是，在保持與實施方式一致的同時，WTRU可以通過任何合適的位置確定方法來獲取位置資訊。
處理器118還可以耦合到其他週邊設備138，該週邊設備138可以包括提供附加特徵、功能和/或無線或有線連接的一個或多個軟體和/或硬體模組。例如，週邊設備138可以包括加速度計、電子指南針（e-compass）、衛星收發器、數位相機（用於照片或者視訊）、通用序列匯流排（USB）埠、震動裝置、電視收發器、免持耳機、藍牙®模組、調頻（FM）無線電單元、數位音樂播放器、媒體播放器、視訊遊戲機模組、網際網路瀏覽器等等。
第1C圖是根據實施方式的RAN 104及核心網路106的系統圖。如上所述，RAN 104可使用E-UTRA無線電技術通過空中介面116與WTRU 102a、102b和102c通信。RAN 104還可以與核心網路106進行通信。
RAN 104可包括e節點B 140a、140b、140c，但應理解到，當保持與實施方式保持一致時，RAN 104可以包括任意數量的e節點B。e節點B 140a、140b、140c每一者均可包括用於通過空中介面116與WTRU 102a、102b、102c通信的一個或多個收發器。在一個實施方式中，e節點B 140a、140b、140c可以實施MIMO技術。從而，舉例來講，e節點B 140a可以使用多個天線來向WTRU 102a傳輸無線信號並從WTRU 102a接收無線信號。
e節點B 140a、140b、140c中的每一個可以與特定胞元（未示出）相關聯，並可被配置為處理無線電資源管理決定、切換決定、在上鏈和/或下鏈中對使用者進行調度等。如第1C圖所示，e節點B 140a、140b、140c可以在X2介面上互相通信。
第1C圖中示出的核心網路106可以包括行動性管理實體（MME）142、服務閘道144和封包資料網路（PDN）閘道146。儘管前述每一個元件被描述為核心網路106的一部分，但可以理解的是這些元件的任何一個可以由除核心網路操作者之外的實體所擁有和/或操作。
MME 142可經由S1介面連接到RAN 104中的e節點B 140a、140b、140c中的每一個，並可充當控制節點。例如，MME 142可負責認證WTRU 102a、102b、102c的使用者、承載啟動/去啟動、在WTRU 102a、102b、102c的初始附著期間選擇特定服務閘道，等等。MME 142還可提供控制平面功能，以用於在RAN 104和使用其它無線電技術（比如GSM或WCDMA）的其它RAN（未示出）之間進行切換。
服務閘道144可經由S1介面連接到RAN 104中的e節點B 140a、140b、140c中的每一個。服務閘道144可以一般地向/從WTRU 102a、102b、102c路由並轉發使用者資料封包。服務閘道144還可執行其它功能，比如在e節點B間切換期間錨定使用者平面、當下鏈資料對WTRU 102a、102b、102c是可用的時觸發尋呼、管理並儲存WTRU 102a、102b、102c的上下文，等等。
服務閘道144還可連接到PDN閘道146，其可向WTRU 102a、102b、102c到封包交換網路（比如網際網路110）的存取，以促進WTRU 102a、102b、102c和IP賦能裝置之間的通信。
核心網路106可以促進與其它網路的通信。例如，核心網路106 可以向WTRU 102a、102b、102c提供到電路切換式網路（比如PSTN 108）的存取，以促進WTRU 102a、102b、102c和傳統地線通信裝置之間的通信。例如，核心網路106可以包括充當核心網路106與PSTN 108之間的介面的IP閘道（例如IP多媒體子系統（IMS）伺服器）或者可以與該IP閘道通信。此外，核心網路106可以向WTRU 102a、102b、102c提供到網路112的存取，其中可包括由其他服務提供者擁有和/或操作的其它有線或無線網路。
其他網路112還可連接到基於IEEE 802.11的無線區域網路（WLAN）160。WLAN 160可包括存取路由器165。存取路由器可包含閘道功能。存取路由器165可與多個存取點（AP）170a、170b通信。存取路由器165與AP 170a、170b之間的通信可以經由有線乙太網（IEEE 802.3標準）或任意類型的無線通訊協定。AP 170a通過空中介面與WTRU 102d進行無線通訊。
由於能夠通過將頻選通道轉換成較小的平坦衰落子通道而在控制頻選通道方面具有簡單性，正交分頻多工（OFDM）已經用於LTE以及IEEE 802.11。通過在將資料序列映射到子載波之前在逆快速傅立葉轉換（IFFT）輸入處使用DFT對資料序列進行擴展，離散傅立葉轉換展開OFDM（DFT-s-OFDM）可改善OFDM的峰-均功率比（PAPR）。
OFDM和DFT-s-OFDM兩者都使用迴圈首碼（CP）來防止可能由於通道延遲擴展和定時同步誤差而導致的符號間干擾（ISI）。CP的長度可以是固定的，並且針對通道的最大延遲擴展而定尺寸。這可在通道的延遲擴展小於CP持續時間時導致譜效率的損失。此外，基於CP的方案可導致在接收器處不充分利用符號能量（由於接收器丟棄符號的CP部分），以及引起傳輸器處的額外功耗。
當前的LTE系統（比如可以使用諸如參照第1A圖、第1B圖和第1C圖示出和描述的那些裝置和系統實現的系統）可支援CP的兩個值：正常CP和擴展CP。對於正常CP，每子訊框的OFDM符號的數量可以是14，而針對擴展CP，該數量可以是12。由於CP是按胞元配置的，所以如果針對擴展CP配置的話，系統可能會損失一些譜效率，並且並非胞元中的所有WTRU都會經歷相同的大延遲擴展。
在由於缺乏配置使用者特定CP的靈活性而有可能損失譜效率的情況下，在一些情況中，可使用保護間隔（GI）來替代CP，GI位於逆離散傅立葉轉換（IDFT）窗口內部，並且充當CP，但可在不改變OFDM符號長度的情況下進行配置。
使用內部保護間隔的方案可以包括零尾（ZT）DFT-s-OFDM，其中，時域傳送的信號的尾部可被抑制到幾乎為零。一些方案可涉及傳送確定性的信號，其可被稱為唯一字（UW），而不是ZT。一些範例可包括UW-OFDM和UW-DFT-s OFDM。本文還進一步討論對ZT和UW方案的高級別描述。
第2圖是對內部和外部保護間隔的範例的時域說明。如圖解200中所示，基於CP的波形的時域表示與基於UW/ZT的波形進行比較示出了外部保護間隔（CP）與內部保護間隔（UW）的比較。例如，在基於CP的波形中，CP 210可位於資料部分220之前，CP 230可位於資料部分240之前。可以通過在每個資料符號前附加資料部分的尾部的副本來創建每個CP。例如，可以通過在之前附加資料部分220的尾部225的副本來創建CP 210。此外，可以通過在之前附加資料部分240的尾部245的副本來創建CP 230。CP 210和資料部分220可以是一個IDFT輸出，CP 230和資料部分240也可以是一個IDFT輸出。此外，IDFT輸出可以被認為是一個有用的符號持續時間，並且這些術語在本文中可以互換使用。
此外，在基於UW的波形中，UW 250可位於資料部分260之前，UW 270可位於資料部分280之前。同樣，UW 290可以在進一步的資料之前。資料部分260和UW 270可以是一個IDFT輸出，資料部分280和UW 290可以是一個IDFT輸出。
ZT DFT-s-OFDM中的結構產生DFT-s-OFDM符號，其中，其在時域中每個塊的尾部的功率可以比資料部分的功率小15-20分貝（dB）。只要前面的DFT-s-OFDM符號遵循相同的結構，DFT-s-OFDM的尾部就可以近似地產生通道的迴圈卷積。因此，可以允許頻域均衡（FDE），同時消除CP的使用。
第3圖是示出了針對ZT DFT-s-OFDM的範例傳輸器結構的方塊圖。如方塊圖300中的範例所示，置換矩陣P 310可以接收資料向量d 和ZT向量0 ，以將d 和0 的元素映射到輸入矩陣S 塊340，比如將零映射到全部DFT矩陣的第一個和最後一個輸入。矩陣塊340可以使用多個DFT矩陣塊來應用多個DFT，比如DFT矩陣D 塊320到DFT矩陣D 塊330。此外，以下的IDFT矩陣FH 350可以接收DFT預編碼向量，以產生時域信號x 。
ZT方案可以依賴於DFT擴展塊的輸入的頭部和尾部的零符號。這些零可能在塊的尾部（IDFT的輸出）產生接近零的樣本，同時允許資料部分的洩漏。所獲得的尾部可以用作OFDM符號的資料部分之間的保護間隔（GI），以減輕符號間干擾（ISI）和由於傳輸器之間的時間失準引起的干擾。在多使用者情況中，該方案還可以通過簡單地將不同數量的零放置到DFT擴展塊中來提供低複雜度的自我調整GI利用。然而，該方案可能受到具有非零數量的取決於所傳送的資料的樣本的尾部的影響。如果符號通過多徑通道，則每個塊的非零尾可能洩漏到以下符號中，並且可能不維持通道的迴圈卷積。因此，只要在接收器處不考慮複雜的等化器，則該方案可能在多徑場景中是固有地干擾受限的。另外，具有低功率樣本的尾部在接收器處可能不是較佳的，這是因為其影響自動增益控制和相位追蹤性能。
UW-OFDM中的方案可以在每個OFDM符號的尾部產生完美的零樣本，並將額外的固定樣本（例如，UW）添加到符號尾部。為了在每個OFDM符號的尾部產生恰好零樣本，該方案引入了冗餘子載波的集合。
第4圖是示出了使用系統複編碼的範例UW-OFDM傳輸器的方塊圖。如方塊圖400中的範例所示，UW-OFDM方案可將向量置於冗餘子載波上。例如，系統編碼塊410中的尾部抑制塊415可以接收資料向量d 。冗餘子載波從而可以使用如第4圖所示通過尾部抑制塊415產生的值來調製。特別地，尾部抑制塊415可以根據資料向量d 計算抑制向量s ，並且置換矩陣P 420可以將s 的元素映射到冗餘子載波。由於該方法沒有使資料符號變形，其可以被稱為系統複編碼。在通過IDFT矩陣FH 450產生信號x data 之後，可將固定UW 460（比如，向量u ）添加到OFDM符號的尾部。通過這種方式，在IDFT輸出處將UW添加到時域中。在接收器側，可在均衡操作之後提取UW。
第5圖是示出了使用非系統複編碼的範例UW-OFDM傳輸器的方塊圖。如方塊圖500中的範例所示，非系統編碼塊510中的尾部抑制塊515可以接收資料向量d 。在通過IDFT矩陣FH 520產生信號x data 之後，可將固定UW 560（比如，向量）添加到OFDM符號的尾部。通過這種方式，在IDFT輸出處將UW添加到時域中。如第4圖中的範例所示，在第5圖所示的範例中，在接收器側，UW可在均衡操作後被提取。
UW-OFDM的一個劣勢在於，完美零尾產生器可能產生非常大的值。換言之，向量s 的元素的範數可能相當大，這可轉變成高功耗和由於實際實現中的量化誤差導致的失真。為了避免這一問題，一種方法可以是，優化置換矩陣P ，由此例如優化冗餘子載波的位置。然而，的優化可以是非確定性的多（polynomial）時（NP）硬問題並且可能需要在所有可能解中進行耗盡搜索。針對的啟發式演算法可以是可用的。
在UW-DFT-s-OFDM中，可以使用基於DFT-s-OFDM的波形（其中，DFT-s-OFDM符號的尾部包含固定序列，例如UW）。UW DFT-s OFDM波形可通過移除資料符號對所傳送的信號的尾部的影響來改善現有的ZT DFT-s-OFDM和UW OFDM兩者。這可通過創建使用總傳送能量的大約1%的冗餘符號向量來實現。
第6圖是示出了範例UW DFT-s-OFDM傳輸器和接收器的方塊圖。如方塊圖600中的範例所示，系統編碼塊610中的尾部抑制塊615可以接收資料向量d ，該資料向量d 還可由置換矩陣P 620接收。如第4圖所示，冗餘子載波從而可以使用如第6圖所示通過尾部抑制塊615產生的值來調製。具體地，尾部抑制塊615可以根據資料向量計算抑制向量s ，並且可將固定UW 616（例如，向量）添加到抑制向量的尾部，以創建向量r 。置換矩陣P 620可以將r 的元素映射到冗餘子載波。DFT矩陣S 塊630可以應用多個DFT矩陣塊，比如DFT矩陣D 塊633到DFT矩陣D 塊636，以應用擴展。系統編碼塊610、置換矩陣P 620和DFT矩陣S 塊630可以執行配置控制。IDFT矩陣FH 640可以產生信號x 650。由資料部分和UW部封包成的信號x 650然後可以通過RF收發器645和相應的天線646傳送。
此外，信號x 650然後可以通過RF收發器665和相應的天線660接收。DFT矩陣670可以應用於接收的信號，並且等化器675可用於頻域。然後，IDFT矩陣683可以將經過均衡的向量解擴展，並將d~ 和r~ 提供到解置換塊690，該塊然後可以輸出d~ 和r~ 。此外，IDFT矩陣683和解置換塊690可以接收配置控制資訊以改變它們的參數。
因此，UW DFT-s-OFDM方案可以保持UW OFDM和ZT DFT-s-OFDM的優點，例如在不使用CP的情況下對通道的迴圈卷積、低峰均功率比（PAPR）和低帶外（OOB）傳輸。此外，該方案可以使得能夠使用更簡單的接收器，因為如第6圖所示，UW序列可以被插入到DFT處理的輸入處，而不是如第4圖和第5圖所示，在UW-OFDM中，在IDFT輸出處在時域中添加。此外，UW DFT-s-OFDM可以通過調整UW序列中的元素的數量來允許頻率選擇性鏈路自我調整。因此，這可以解決上鏈和下鏈中的多種存取場景。
通過在DFT擴展OFDM系統中添加UW，可以優化和/或增強波形的不同特徵，例如時域尾部抑制和更好的頻率控制（frequency containment）。然而，添加UW可能會消耗可能影響系統的開銷效率的一定百分比的系統資源。一個問題是如何在傳送的信號中利用UW來提高鏈路品質。這裡討論了可以延伸UW的使用和益處的各種方案。
典型的蜂巢系統包括明確定義的訊框結構，其允許系統以同步的方式操作。例如，在LTE系統中，無線電訊框具有10毫秒（ms）的持續時間。每個訊框包括10個子訊框（或傳輸時間間隔（TTI））。每個子訊框包括兩個時隙，並且當為正常CP配置時，每個時隙包括7個OFDM符號。每個符號包含資料樣本和CP樣本。對CP持續時間的選擇可以通過部署場景和取樣速率的有限選項來確定。由於UW DFT-s-OFDM不使用CP，因此必須確定如何使其適應類似於LTE的訊框結構並使其支援較短的TTI。
在UW DFT-s-OFDM中，如果從DFT輸出到IDFT的輸入的映射不隨時間改變，則UW可以用作下一個OFDM符號的CP。然而，如果傳輸器在傳輸的兩個塊（例如，TTI）之間改變該映射，則映射改變之前的UW的時域序列將與映射改變之後的UW不同。這意味著在映射改變之後針對傳輸塊的第一個OFDM符號將不會有CP。這可能會導致性能下降，儘管影響可能很小。
UW是確定性序列，其可以用於實現系統過程，例如同步、用於解調的通道估計或通道品質的測量。為了實現這樣的過程，UW和資料可以被映射到正交的頻率資源。如本文的範例中所使用的，術語資料可以指代用於資料和/或控制資訊的經過編碼和調製符號。
在本文使用UW描述的範例中，TTI可以包括15個符號。然而，這裡描述的範例也可以應用於包括不同數量的符號的TTI，不同數量的符號包括更多數量的符號或更少數量的符號。例如並不失一般性，這裡描述的範例也可以應用於7個符號、10個符號、11個符號、12個符號、13個符號、14個符號、20個符號等的TTI。此外，在本文所描述的範例中，可以產生序列並且可以傳送對應的信號。在本文描述的一些範例中，序列可以與信號互換使用。
第7圖是示出了用於在正交頻率資源上資料和UW傳輸的範例傳輸器結構的方塊圖和信號圖。方塊圖和信號圖700中的範例示出了如下提出的方案：將唯一字和資料映射到正交子載波，同時確保在時域中，唯一字信號被放置在資料信號的（幾乎）零尾上。所提出的方案對於資料和UW使用不同的子載波間隔。
在第7圖中，x 740是長度等於N個樣本的資料信號。為了產生資料信號x 740，可將資料符號映射到尺寸為M的DFT塊710。DFT塊710的下部可以填充C個零，以在x 740的尾部產生幾乎是零的樣本。在這種情況下，幾乎零尾的長度是（C*N/M）。作為範例，如果N=1024、M=256以及C=64，那麼輸出信號將在幾乎為零的尾部具有（64/256）×1024 = 256個樣本。在此配置中，IDFT塊715可以基於通道頻寬和子載波間隔△f1確定IDFT尺寸N。此外，DFT塊710可以基於資源配置許可來確定DFT尺寸M，並且C可以由可被設置為通道延遲擴展的函數的零尾長度來確定。IDFT塊715可以將其輸出提供到並到串（P/S）塊730，該塊可輸出資料信號x 740。
注意到，諸如使用抑制信號或頻域加視窗的技術可以併入傳輸器中，以進一步抑制x 740的尾部處的幾乎零的樣本的功率。第7圖所示的尾部功率只是為了說明的目的；它可以例如比信號的資料部分小幾十分貝。
可以通過在DFT矩陣塊720中將UW序列饋送到尺寸為K的DFT塊721來產生UW信號。DFT塊721的尺寸可以由UW序列的長度來確定。然後可以將DFT塊721的輸出饋送到IDFT塊725的K個輸入。可以選擇IDFT尺寸L和子載波間隔Δf2，以使得系統頻寬L xΔf2= N×Δf1。L還可確定UW信號y 750的長度。IDFT塊725可以將其輸出提供到P/S塊735，該塊可輸出UW信號y 750。
在一個範例方案中，UW信號y 750的長度可被選為使得其等於或稍小於在資料信號x 740的尾部部分處的樣本的數量，即L≤CN/M。例如，在N = 1024、M = 256、C = 64的情況下，可以選擇L=（64/256）×1024 = 256。在該範例中，Δf2= 4×Δf1，即雖然UW信號在時間上可能較短，但是其在頻率上具有更寬的子載波間隔。在這種方案中，尺寸為L的UW信號y 750插入到資料信號x 740的尾部。實現這一方案的一種技巧是，使用{N-(CN/M)}個幾乎為零的樣本745對UW信號進行墊位元（pad），以使得得到的信號w = [0 1x{N-(CN/M)} y ] 747的尺寸為N。所傳送的信號760從而成為x +w 。UW信號可以被預先計算並儲存在裝置記憶體中。
在另一範例性方案中，IDFT塊的尺寸可以相等（L=N），並且DFT塊的尺寸也可以相等（K=M）。在該方案中，假設L/K=p （整數），UW分支上的DFT塊可以使用交織的子載波映射來每p 個輸入映射到IDFT一次，並在非零資料之間插入p -1個零。從而，可以在IDFT的輸出處產生多個（p 個）UW。只有其中一個可能添加到資料部分的尾部。該方案可以使兩個分支保持同步，例如以相同的取樣速率運行。
在另一種方案中，在將UW信號添加到資料信號之前，資料信號的尾部可以被完全清零，即尾部的樣本（具有非常低的值）可以被設置為零。
為了便於將UW用於同步目的，資料信號和UW信號可以被映射到系統頻寬內的非重疊子帶，第7圖中示出了其中的一個範例。因此，資料信號可以映射到子載波的一個集合780，並且UW信號可以映射到子載波的另一集合785。例如，m=Δf2/Δf1=N/L ，兩個分支中的子載波的索引分別為S 1 = [0,1，...N -1]，S2 = [0,1，...，L -1]。如果具有索引∈S 2 的子載波用於UW傳輸，則具有索引(k -1) xm 到k xm 的子載波不可用於資料傳輸。
在本文所述的範例中，UW可以用作探測參考信號（SRS）。接收器可以使用SRS來測量從傳輸器到接收器的通道的品質。用於通道探測目的的UW可以稱為UW-SRS。可以通過將UW序列映射到要測量其通道品質的目標子帶/子載波來產生UW-SRS。以上描述了將UW-SRS序列映射到目標子帶（與資料傳輸正交）的一個範例性方案。在一個範例性方案中，UW-SRS序列可以被映射到一組連續的子載波。在另一範例性方案中，UW-SRS可以被映射到子帶中的交織子載波。例如，UW-SRS可被映射到每k 個子載波，其中k是可配置參數。
多於一個WTRU可以在相同子帶上傳送探測參考信號。如果WTRU將其UW-SRS映射到相同的子載波，則可以通過使用正交UW來多工它們。備選地，WTRU可以以交織方式將其UW-SRS映射到子帶的不同子載波，使得不同WTRU使用的子載波不同。
UW-SRS信號可以僅在某些DFT-s-OFDM符號中傳送。作為範例，可以使用每n個子訊框中的最後一個DFT-s-OFDM符號來傳送SRS。用於連續的攜帶SRS的DFT-s-OFDM符號中的UW-SRS傳輸的子載波可以是不重疊的或部分重疊的。
分配給UW-SRS傳輸的資源（子帶/子載波的索引、攜帶SRS的DFT-s-OFDM符號的索引、用作UW的序列、UW序列的長度）可以由基地台配置。備選地，可以在控制通道中指示這些資訊中的一些或全部。
可以針對多個天線埠支援UW-SRS。在範例性方案中，參考信號的集合可以由按天線埠被時移的UW的集合定義。
第8A圖是示出了正交UW-SRS到多個天線埠的範例映射的信號圖。在第8A圖所示的範例性方案中，UW 815、825、835、845中的每一個具有相等的長度，但是可以用不同的時間偏移來映射。例如，UW 815可以跟隨天線埠1上的資料部分810，並且位於與跟隨天線埠2上的資料部分820的UW 825相同的符號邊界內。如圖所示，UW 815可以被映射為與UW 825具有不同的時間偏移。類似地，UW 835可以跟隨天線埠1上的資料部分830，並且位於與跟隨天線埠2上的資料部分840的UW 845相同的符號邊界內。從而，UW 835可以與UW 845以不同的時間偏移進行映射。UW 815、825、835、845中的每一個可以是相同的。
第8B圖是示出了正交UW-SRS到多個天線埠的另一範例映射的信號圖。在第8B圖所示的範例性方案中，可以每個天線埠選擇不同的UW，使得每個選擇的UW與另一個天線埠的UW正交。作為範例，可以基於具有良好關聯屬性的複序列（例如Zadoff-Chu（ZC））的集合來定義諸如UW的這樣的UW集合。在範例性設置中，該集合可以由ZC序列的相同根的不同迴圈移位組成。
例如，UW1 855可以跟隨天線埠1上的資料部分850，並且位於與跟隨天線埠2上的資料部分860的UW2 865相同的符號邊界內。UW1 855可以與UW2 865以相同的時間偏移進行映射，如圖所示。UW1 855可能與UW2 865不同。類似地，UW1 875可以跟隨天線埠1上的資料部分870，並且位於與跟隨天線埠2上的資料部分880的UW2 885相同的符號邊界內。UW1 875可以與UW2 885以相同的時間偏移進行映射，如圖所示。如信號圖800所示，第8A圖可以被認為是第8B圖的特殊情況，其中UW 815和UW 825具有特殊結構。
頻帶受限的UW信號可被設計為用作同步信號，並且可以被稱為UW-Synch（UW-同步）信號。在初始同步中，可能需要具有高功率效率。如果所傳送的同步信號是窄帶，則接收器可以首先對輸入信號進行濾波，對其進行下取樣，並搜索同步信號。使用下取樣信號進行搜索（例如通過關聯器）可能是更功率有效的操作。作為範例，對於20兆赫茲（MHz）通道，UW序列可以被設計為使得其在通道中心的1.25 MHz子帶上傳輸。第7圖所示的傳輸器架構可用於此目的。
第9圖是示出了UW同步信號和系統資訊（SI）的同時傳輸的範例的方塊圖和信號圖。在方塊圖和信號圖900所示的範例性方法中，可以將一些SI和UW都作為同步信號的一部分進行傳送。SI可以包括關於系統的資訊的若干位元。
與第7圖中所示的範例相似，在第9圖中所示的範例中，x 940是長度等於N個樣本的資料信號。為了產生資料信號x 940，可將資料符號映射到尺寸為M的DFT塊910。DFT塊910的下部可以填充C個零，以在x 940的尾部產生幾乎是零的樣本。在這種情況下，幾乎零尾的長度是（C*N/M）。作為範例，如果N = 1024、M = 256以及C = 64，那麼輸出信號將在幾乎為零的尾部具有（64/256）×1024 = 256個樣本。在該配置中，IDFT塊915可以基於通道頻寬和子載波間隔Δf1來確定IDFT尺寸N。此外，DFT塊910可以基於資源配置許可來確定DFT尺寸M，並且C可以由可被設置為通道延遲擴展的函數的零尾長度來確定。IDFT塊915可以將其輸出提供到P/S塊930，該塊可輸出資料信號x 940。
以與第7圖所示的範例不同的方式，在第9圖所示的範例中，UW信號可以通過將UW序列和SI兩者饋送到尺寸為L的IDFT塊920中的尺寸為K的DFT塊921來產生。DFT塊921的尺寸可以由UW/SI序列的長度來確定。然後可以將DFT塊921的輸出饋送到IDFT塊925的K個輸入。可以選擇IDFT尺寸L和子載波間隔Δf2，以使得系統頻寬L×Δf2= N×Δf1。L還可確定UW/SI信號y 950的長度。IDFT塊925可以將其輸出提供到P/S塊935，該塊可輸出UW/SI信號y 950。
在一個範例方案中，UW/SI信號y 950的長度可被選為使得其等於或稍小於在資料信號x 940的尾部部分處的樣本的數量，即L ≤CN/M。例如，在N = 1024、M = 256、C = 64的情況下，可以選擇L = （64/256）×1024 = 256。在該範例中，Δf2= 4×Δf1，即雖然UW/SI信號在時間上可能較短，但是其在頻率上具有更寬的子載波間隔。在這種方案中，尺寸為L的UW/SI信號y 950插入到資料信號x 940的尾部。實現這一方案的一種技巧是，使用{N-(CN/M)}個幾乎為零的樣本945對UW/SI信號進行墊位元，以使得得到的信號w = [0 1x{N-(CN/M)} y ] 947的尺寸為N。所傳送的信號960從而成為x +w 。UW/SI信號可以被預先計算並儲存在裝置記憶體中。
為了便於將UW/SI用於同步目的，資料信號和UW信號可以被映射到系統頻寬內的非重疊子帶，第9圖中示出了其中的一個範例。因此，資料信號可以映射到子載波的集合980和987，並且UW/SI信號可以被映射到子載波的另一集合985。通過這種方式，UW/SI信號可以被映射到頻帶的中心，這在學習系統的實際頻寬之前對於初始存取場景通常是有用的。
第10圖是示出了作為資料信號的一部分的UW傳輸的範例的方塊圖和信號圖。如方塊圖和信號圖1000所示，UW序列可以與資料一起映射到DFT塊1010的DFT輸入。此外，IDFT塊1015可以是尺寸為N的IDFT。IDFT塊1015可以向P/S塊1030提供其輸出，其可輸出信號v 1060。結果，可以產生由資料信號1040和UW信號1050組成的傳送的信號v 1060。
在這種情況中，可以在相同的頻帶中傳送資料和UW。在接收器側，UW可以用於增強同步，例如用於增強定時和頻率同步、相位追蹤等。
UW-Synch信號可以在某些DFT-s-OFDM符號上傳送。舉例來講，其可以在特定子訊框中的所有DFT-s-OFDM符號上傳送，或者可以在訊框中的特定DFT-s-OFDM符號上傳送。
第11A圖是示出了多個UW信號的分時多工的範例的信號圖。在第11A圖中示出了在訊框中的特定DFT-s-OFDM符號上傳送UW-Synch信號的範例，其中在子訊框n 的第6個DFT-s-OFDM符號1110中傳送UW-Synch信號。
第11B圖是示出了多個UW信號的分時多工的另一範例的信號圖。第11B圖示出了在訊框中的特定DFT-s-OFDM符號上傳送UW-Synch信號的另一範例。如第11B圖所示，可以在子訊框n+k 的最後一個DFT-s-OFDM符號1120中傳送UW-SRS信號。如第11A圖和第11B圖所示，子訊框n和n+k中的其他UW信號可以將UW序列和資料映射到相同的DFT塊。
在一個範例中，信號圖1100中所示的多工模式可以由控制器（諸如基地台）等配置為適應UW-Synch和/或UW-SRS的傳輸的頻率，以改善通道估計和/或鏈路適配。在另一範例中，為了在沒有中央控制器的情況下實現行動終端之間的通信，行動終端可以自主地確定多工模式和/或UW-Synch和UW-SRS序列。
第12圖是示出了用作資料解調參考信號的一個或多個UW的範例的方塊圖。如方塊圖1200所示，在另一個確定性序列（而不是資料）用作DFT塊的輸入的情況下，可以形成用於資料解調的參考信號（UW DM-RS）。在第12圖的範例中，UW1表示可用作資料解調目的的參考的序列。參考UW1序列與資料符號覆蓋相同的子載波集合（M個子載波）。如第12圖所示，UW和UW1被映射到DFT塊1210的DFT輸入。此外，IDFT塊1215可以是尺寸為N的IDFT。結果，可以產生由UW和UW1組成的信號。此外，IDFT塊1215可以將其輸出提供到P/S塊1215，該塊可輸出該信號。
攜帶資料的UW-DFT-s-OFDM符號（如第10圖所示）和攜帶資料解調參考信號的UW DFT-s OFDM符號（如第12圖所示）可以在子訊框期間被覆用。子訊框內的UW DM-RS符號的位置可以是預定義的，或者可以是可配置的。
為了基於第10圖中所示的單個UW DFT-s-OFDM符號展示通道估計，令為頻率中所接收的資料符號。在該表示中，是選擇感興趣的子帶的置換矩陣，是尺寸為N的離散傅立葉轉換（DFT）矩陣，以及是在時域中接收的信號。如果接收的信號使用FDE完美的進行了均衡，則UW序列需要如下式一樣出現在解擴展操作（例如，IDFT）的下端：式（1）
這裡，是在乘以平滑矩陣之後在感興趣的子帶上產生通道頻率回應的逆的向量，是UW序列，是UW序列的長度，以及是由下式顯式給出的組合矩陣：式（2）
這裡，是點DFT，是只選擇UW序列的置換矩陣，是厄密運算，以及是產生對角元素是變數的對角矩陣的算符。由於式（1）是線性的，所以可通過使用最小均方誤差（MMSE）、迫零（ZF）或最大似然（ML）來估計向量。例如，如果在估計中考慮了ZF，則如下式獲得向量：式（3）
這裡，是偽逆運算。注意到，平滑矩陣可被選為：式（4）
這裡，包括矩陣的前列。
例如，如果針對UW序列存在8個樣本並且頻域中的解析度點的數量是8，則的尺寸變為。因此，可以以更少的接收器複雜度來完成通道估計。
本文進一步討論了用於多天線傳輸的UW-DM-RS配置的範例。WTRU可以被配置為使用一個或多個UW序列來進行多天線傳輸，例如用於包括空間多工的多天線預編碼。由於空間多工需要每層一個DM-RS信號，所以可能要求WTRU能夠傳送多個DM-RS信號。例如，在WTRU被配置為並行傳送四個空間多工層的範例情況中，可能需要從同一WTRU傳送四個DM-RS信號。
在範例性方案中，可以每層選擇不同的UW，以使得每個選擇的UW與另一層的UW正交。作為範例，可以基於具有良好關聯屬性的複序列（例如ZC或Golay序列）的集合來定義UW的這種集合。在範例性設置中，該集合可以由ZC序列的相同根的不同迴圈移位組成。
在另一範例方案中，相同的UW可以應用於所有層，然而可以應用每層不同的覆蓋碼以允許在接收器處分離每層的UW。
UW序列可以通過多種方式配置用於DM-RS。對於基於DM-RS的相干解調，參考信號的頻寬可以等於相應資料傳輸的頻寬。結果，WTRU使用的UW的長度可以基於資料傳輸的頻寬而改變。
可以通過無線電資源控制（RRC）傳訊半靜態地配置WTRU，以使用UW序列（具有固定或不同長度）的固定或受限集合，以限制控制開銷。
可以通過RRC傳訊半靜態地配置WTRU，以利用例如通過應用相互正交的模式（例如[+1，+1]和[+1，-1]）根據相同的UW序列創建的參考信號，以防止參考信號之間的干擾。
可以通過L1/L2控制傳訊動態地配置WTRU，以利用UW序列的集合，並且可以被配置為對於每個空間多工層使用不同的UW序列。
在本文描述的範例中，可以使用UW來提供模擬回饋。在諸如閉環預編碼系統的範例系統中，WTRU可以對下鏈參考信號執行測量和/或可以報告測量的通道資訊，該測量的通道資訊可以包括通道品質資訊（CQI）、秩指示符（RI）和/或預編碼矩陣指示符（PMI）。WTRU可以將測量的通道資訊報告給基地台。可以量化所報告的PMI和CQI，例如，以減少回饋開銷。
在範例方案中，WTRU可以在下鏈參考信號上執行測量，以估計通道方向矩陣，和/或使用所測量的通道或其估計的本徵方向來波束成形參考向量（其可基於所選擇的UW來定義），例如，而不是對通道方向資訊進行量化並作為PMI對其進行報告。在該方案中，在e節點B處接收的信號可以表示為：式（5）
這裡，是加性高斯雜訊。eNB可以使用參考向量和UL通道估計來確定由WTRU使用的實際波束成形向量的估計，並對由WTRU觀測到的DL通道方向進行估計。用於確定的範例性方法可以基於ZF方法：式（6）
這裡，是偽逆函數。
可以每層選擇不同的UW，以使得每個選擇的UW可以與另一層的UW正交。作為範例，可以基於具有良好關聯屬性的複序列（例如ZC）的集合來定義UW的這種集合。在範例性設置中，該集合可以由ZC序列的相同根的不同迴圈移位組成。
在另一範例方案中，相同的UW可以應用於所有層，然而可以應用每層不同的覆蓋碼以允許在接收器處分離每層的UW。
這裡討論對UW中的改變進行處理的例子。例如，如果WTRU以高載模式進行傳送，例如在傳輸開始之前沒有傳輸週期，則第一DFT-s-OFDM符號可能不具有在其之前的UW。
第13A圖和第13B圖是示出了具有UW的突發傳輸的信號圖。在第13A圖中示出了傳輸在時間t = T開始的範例。由於缺少迴圈首碼，與通道的迴圈卷積將丟失，導致可能的載波間干擾。為了防止這種情況，可以將迴圈首碼1350附加到第一DFT-s-OFDM符號，如第13B圖所示。在信號圖1300所示的範例中，迴圈首碼1350可以是諸如UW信號1360的UW信號的副本。在這種情況下，傳輸從時間t= T - TUW 開始，其中TUW 是UW信號的持續時間，其以秒為單位。
本文進一步討論在傳輸期間處理UW的改變的範例。UW長度和信號有時可能在連續的DFT-s-OFDM符號中不同。例如，在某些DFT-s-OFDM符號處，可以傳送UW-SRS或UW-Synch信號。由於UW信號的改變，可能發生符號間干擾和載波間干擾。
第14圖是示出了UW信號發生改變的UW轉變的範例的信號圖。在信號圖1400中示出了UW信號的改變的範例，其中第五DFT-s-OFDM符號1450和第六DFT-s-OFDM符號1460可能由於從UW1到UW2並且從UW2回到UW1的轉變而受到干擾。例如，UW1可以在DFT-s-OFDM符號1440中使用，並且在DFT-s-OFDM符號1460中再次使用，而UW2可以在DFT-s-OFDM符號1450中在它們之間使用。
這些從一個UW到另一個UW的轉變可以在時間上被預先定義，例如，如果它們是由於UW-SRS或UW-Synch傳輸的傳輸造成的。如果獲得了正確的定時，則接收器可能知道何時期望轉變。降低干擾的影響的一種方法可以是在可能經歷干擾的DFT-s-OFDM符號的資料部分的開始處引入保護間隔。這可以通過將零饋送到DFT塊的頭來實現，如第15圖所示。
第15圖是示出了具有保護間隔的範例UW DFT-s-OFDM符號產生的信號圖。如信號圖1500中的範例所示，可以配置饋送到DFT塊1510的頭部中的零的數目。由於這些零可以減少可用於資料傳輸的資源的數量，所以可能需要改變傳輸塊尺寸或編碼速率。在接收器側，接收器可以丟棄用作保護間隔的時域樣本。作為範例，在DFT尺寸M =256、IDFT尺寸N =1024並且在DFT塊的頭部處的Nh =16個零的情況下，在時域信號的開始處的Nh N/M =64個樣本可以通過在接收器處採取N點DFT之前被設置為零而被丟棄。
如第15圖所示，配置數量的零、資料和UW可被饋送到DFT塊1510中。此外，IDFT塊1515可以確定IDFT尺寸N。結果，可以產生由資料符號1555和UW信號1550組成的發送信號1560。此外，IDFT塊1515可以將其輸出提供到P/S塊1530，該塊可輸出該信號1560。資料符號1555可以由用作保護間隔的資料信號1540和零樣本1545組成。
注意到，如果將UW設置為零，則可以使用花在UW的傳輸上的功率來提升資料傳輸的功率。例如，UW信號1550被設置為零，資料信號1540的功率可以被提升。
本文進一步討論用於通道估計和追蹤的聯合前導碼/解調參考信號（DMRS）和UW設計以及處理UW中的改變的範例。
在一個範例中，其針對基於UW的波形的穩健通道估計和處理該訊框中的UW中的改變，考慮基於頻率中的DMRS序列的序列產生UW序列的聯合DMRS和UW設計。因此，在該範例性方案中，UW序列和DMRS序列可以是相依賴的。例如，UW序列可以是DMRS序列的函數。在另一範例中，UW信號可以多次出現在DMRS信號中。
第16A圖是示出了聯合UW信號和DMRS設計的範例以及聯合UW和DMRS序列的產生的方塊圖和信號圖。用於在信號圖和方塊圖1600中使用的範例步驟如下進行解釋。如信號圖和方塊圖1600所示，可以產生用於在單個子帶中使用的聯合UW和DMRS序列。
初始步驟可如下發生。可離線的UW和DMRS定序器1610A可以產生DMRS序列。UW和DMRS序列產生器1610A可以令向量為在頻率鐘包含針對DMRS的原始序列的向量。該序列可以首先通過因數進行上取樣。在UW和DMRS序列產生器1610A中，上取樣序列可以標示為，其中是上取樣矩陣。可使用附加操作對上取樣序列進行進一步處理。附加操作可以包括例如由迴圈移位/複旋轉塊1605A執行的迴圈移位元或調製操作。為了獲取該附加處理，迴圈移位/複旋轉塊1605A可以使用由標示的線性預編碼器，其導致包括由給出的經過處理的序列的向量。為了將向量用作將要在頻域中採用的DMRS序列，可由IDFT塊1615為DFT-s-OFDM計算的IDFT。由於向量是通過因數的上取樣序列，所以通過利用上取樣的序列的DFT是重複序列這一屬性，的IDFT可以對應於重複序列，並且重複因數可以是。通過使用包括保護音調（guard tones）的IDFT轉換，可採用頻率中的DMRS序列來產生時間中的UW DMRS符號。
另一步驟可如下發生。這裡，UW和DMRS序列產生器1610A可基於DMRS序列產生UW序列。特別地，在以下範例中，UW和DMRS序列產生器1610A可基於經過處理的上取樣DMRS序列產生UW序列。在這一附加處理之後，可通過由下式給出的IDFT塊1615來對向量進行解擴展：式（7） 其中，是在擴展操作之後產生期望的序列的序列。向量可包括個重複子序列。UW序列和DMRS序列之間的關係可以為下式：式（8） 其中，是可選擇向量中的重複子序列中的一些元素的矩陣。
在第16A圖所示的範例中，當交換機1655被設置為接收DMRS序列時，IDFT塊1615可以產生頭序列1661a、1661b、1661c、1661d、參考序列1662a、1662b、1662c、1662d和尾序列1669a、1669b、1669c、1669d。本領域普通技術人員將容易地理解，第16A圖和第16C圖中的頭序列1661a、1661b、1661c、1661d、參考序列1662a、1662b、1662c、1662d和尾序列1669a、1669b、1669c、1669d可以分別對應於第16B圖中的頭信號1661a、1661b、1661c、1661d、參考信號1662a、1662b、1662c、1662d和尾信號1669a、1669b、1669c、1669d。由於第16A圖中的空間要求和清晰度，與第16B圖所示的信號1661c、1662c和1669c對應的序列在第16A圖中未示出，但是本領域普通技術人員將容易理解，在如第16A圖所示的範例中，可以產生這樣的序列。
如第16A圖所示，DFT塊1630可以接收頭序列1661a和尾序列1669d。此外，級聯塊1611可以接收由IDFT塊1615產生的剩餘序列，具體地是，頭序列1661b、1661c、1661d、參考序列1662a、1662b、1662c、1662d和尾序列1669a、1669b、1669c。級聯塊1611然後可以連接所接收的序列並且產生DMRS序列1650的至少一部分，DMRS序列1650隨後由波形產生器1620A中的DFT塊1630接收。DFT塊1630然後可以對頭序列1661a、DMRS序列1650的至少一部分和尾序列1669d執行預編碼，並在頻域中擴展這些序列。DFT塊1630可以向IDFT塊1640A提供擴展序列1631或資料符號（其可對應於向量）。然後，IDFT塊1640A然後將擴展序列或資料符號轉換成可以是波形的時域序列。然後，波形產生器1620A可以向收發器1645A提供時域序列，以用於傳輸。因此，如第16B圖的符號1660所示，收發器1645A可以傳送具有聯合UW和DMRS的信號。
在一個範例中，UW序列可以通過頭序列和尾序列（例如頭序列1661a和尾序列1669d）的級聯形成。此外，聯合UW和DMRS可以包括頭序列、參考序列和尾序列的重複。因此，諸如e節點B或WTRU的無線裝置可以產生參考序列，然後產生聯合UW和DMRS。具體地，在一個範例中，WTRU可以產生參考序列。此外，該WTRU可基於對參考序列的上取樣產生DMRS序列。在一個範例中，DMRS序列可包括多個重複序列。此外，在一個範例中，每個重複序列可包括頭序列、參考序列和尾序列。同樣，DMRS內的UW序列可包括所重複的頭序列之一以及所重複的尾序列之一。此外，該WTRU可以基於對DMRS序列的波形操作產生DMRS信號。WTRU然後可以傳送DMRS信號，作為參考信號。
在第16A圖中未示出的另一範例中，當交換機1655被設置為接收資料符號向量d 時，DFT塊1630可以接收資料符號向量d 、頭序列和尾序列。此外，DFT塊1630然後可以對資料符號向量d 、頭信號和尾信號執行預編碼。DFT塊1630可以將擴展序列或資料符號提供給IDFT塊1640A。然後，IDFT塊1640A然後將擴展序列或資料符號轉換成可以是波形的時域序列。然後，波形產生器1620A可以向收發器1645A提供時域序列，以用於傳輸。結果，收發器1645A可以如第16B圖的符號1670、1680-1690中的每一個所示傳送具有頭信號、資料信號和尾信號的信號。例如，DFT塊1630可以接收資料序列1672、頭序列1671和尾序列1679，其然後可以在符號1670中被處理和傳送，如第16B圖所示。
因此，在一個範例中，WTRU可以產生多個輸入向量，其中每個輸入向量包括資料符號序列和UW序列。在一個範例中，每個輸入向量可以包括資料符號向量和UW序列。該WTRU然後可以產生多個DFT-s-OFDM符號，其中，每個DFT-s-OFDM符號基於對每個輸入向量的波形操作。此外，該WTRU可以傳送該多個DFT-s-OFDM符號。
第16B圖是針對單個子帶的時域中的聯合UW DMRS的範例。如第16B圖所示，重複信號的第一個樣本和最後一個樣本可以分別是頭尾信號的樣本的函數。例如，頭信號1661a、1661b、1661c、1661d、1671、1681-1691可以是重複信號。本領域普通技術人員將理解，第16B圖中所示的每個符號將具有重複的頭信號和尾信號。因此，1661a、1661b、1661c、1661d、1671、1681-1691可以是重複多次的相同信號。此外，尾信號1669a、1669b、1669c、1669、1679、1689-1699可以是重複信號。因此，1669a、1669b、1669c、1669、1679、1689-1699可以是重複多次的相同信號。UW序列（即，其是基於向量產生的）可與TTI中的其他資料符號一起使用，比如資料符號向量d ，以及UW DMRS符號1660（例如的IDFT）的多個實例可以位於該TTI中的任何地方。在第16B圖中未示出的範例中，UW DMRS符號1660可以位於TTI的最後一個符號中，例如符號1690，或位於TTI的中間符號中，如符號1670或1680。如第16B圖所示，DMRS 1650的至少一部分可以位於第一符號UW DMRS 1660處，因為它增強了第一符號1660的解調性能。頭信號1671、1681-1691和尾信號1679、1689-1699可以與資料信號1672、1682-1692進行多工以形成信號1660、1670、1680-1690，如圖所示。
用於DMRS和UW的聯合構建的這些方法可能會帶來好處。例如，如果滿足了式（8）中提供的和之間的關係，則時間中第一資料符號的尾信號可以與UW DMRS符號的尾信號相同。從而，第一資料符號維持通道的迴圈卷積。
在該方案中，該DMRS序列通過因數進行上取樣。因此，該符號的結構在時域中通過因數進行重複。因此，DMRS符號能夠通過使用時域中的簡單替代操作來在沒有CP的情況下自己維持迴圈卷積。例如，令為4。從而，符號將具有因數4的重複結構，並且重複結構將包括如第16A圖、第16B圖、第16C圖、第17圖和第18圖所示的頭信號和尾信號。
例如，如第16A圖和第16B圖所示，重複的UW DMRS結構1660可以由4個重複的頭信號（例如，具體地，1661a、1661b、1661c、1661d）、4個重複的參考信號（例如1662a、1662b、1662c、1662d）和4個重複的尾信號（例如1669a、1669b、1669c、1669d）組成。然後可以在每個符號中使用頭信號作為重複標頭，並且尾信號可以同樣用作重複的尾信號。例如，符號1670可以包括頭信號1671、資料信號1672和尾信號1679。作為另一範例，符號1680可以包括標頭信號1681、資料信號1682和尾信號1689。通過這種方式，頭信號1661和尾信號1669在UW DMRS 1660以及TTI中的15個符號中的每一個中以重複的方式使用。
第16C圖是示出了用於在多個子帶中使用的聯合UW和DMRS設計的範例以及聯合UW和DMRS序列的產生的方塊圖和信號圖。在第16C圖所示的範例中，針對多個子帶的UW和DMRS產生器1610C（其可能離線）可以產生DMRS序列。UW和DMRS產生器1610C可以令向量為在頻率中包含針對DMRS的原始序列的向量，其方式與第16A圖中UW和DMRS產生器1610A的方式類似。此外，迴圈移位/複旋轉塊1605C可以使用線性預編碼器來產生向量，其方式與第16A圖中的迴圈移位/複旋轉塊1605A的方式類似。
如第16C圖中的範例所示，針對多個子帶，包括由IDFT塊（比如，IDFT塊1616-1619）執行的IDFT操作的組的操作還可應用於向量，以產生頻率中的期望的DMRS序列。在一個範例中，通過使用包括保護音調的IDFT轉換，可採用頻率中的DMRS序列來產生時間中的UW DMRS符號。
此外，UW和DMRS產生器1610C可以通過包括由對上取樣DMRS序列的IDFT操作的組進行的處理來產生UW。在該附加處理之後，可通過IDFT塊1616-1619來對向量進行解擴展，其方式與第16A圖的IDFT塊1615和式（7）的方式類似。結果，IDFT塊1616-1619可產生向量，其中向量是在擴展操作之後產生期望序列的序列。不失一般性，可以是塊對角矩陣，其包括多個IDFT擴展塊，比如IDFT塊1616-1619，其中，第i個IDFT的尺寸由標示，這導致。UW序列和DMRS序列之間的關係可以通過式（8）來獲得，其方式與第16A圖所示類似。結果，向量可包括重複序列。
在第16C圖所示的範例中，當交換機被設置為接收DMRS序列的一部分時，IDFT塊1616可以產生頭序列1661a、1661b、1661c、1661d、參考序列1662a、1662b、1662c、1662d和尾序列1669a、1669b 、1669c、1669d。如第16C圖所示，DFT塊1633可以接收頭序列1661a和尾序列1669d。由於第16C圖中的空間要求和清晰度，與第16B圖所示的信號1661c、1662c和1669c對應的序列在第16C圖中未示出，但是本領域普通技術人員將容易理解，在該範例中可以產生這樣的序列如第16C圖所示。
此外，級聯塊1612可以接收由IDFT塊1616產生的剩餘序列，具體地是，頭序列1661b、1661c、1661d、參考序列1662a、1662b、1662c、1662d和尾序列1669a、1669b、1669c。級聯塊1612然後可以連接所接收的序列並且產生DMRS序列1651的一部分，DMRS序列1650隨後由波形產生器1620C中的DFT塊1633接收。DFT塊1633然後可以對頭信號1661a、DMRS序列1651和尾序列1669d執行預編碼，並在頻域中擴展這些序列。DFT塊1633可以將擴展序列1634或資料符號提供給IDFT塊1640C。然後，IDFT塊1640C可以將擴展序列或資料符號轉換成可以是波形的時域序列。然後，波形產生器1620C可以向收發器1645C提供時域序列，以用於傳輸。因此，如第16B圖的符號1660所示（其中示出了時域中的信號），收發器1645C可以傳送具有聯合UW和DMRS的第一子帶中的信號。
在第16C圖中未示出的另一範例中，當交換機被設置為接收資料符號向量d 時，DFT塊1633可以接收資料符號向量d 、頭序列和尾序列。在該範例中，DFT塊1633然後可以對資料符號向量d 、頭序列和尾序列執行預編碼。DFT塊1633可以將擴展序列或資料符號提供給IDFT塊1640C。然後，IDFT塊1640C可以將擴展序列或資料符號轉換成可以是波形的時域序列。然後，波形產生器1620C可以向收發器1645C提供時域序列，以用於傳輸。結果，收發器1645C可以如第16B圖的符號1670，1680-1690中的每一個所示傳送具有頭信號、資料信號和尾信號的第一子帶中的信號。
通過類似的方式，可以產生另外的聯合UW和DMRS信號和資料信號並在附加子帶上傳送。在進一步示出對多個子帶的使用並且具體在第16C圖中示出最終子帶的產生和傳輸的範例中，交換機可被設置為接收DMRS序列1654的一部分。IDFT塊1619可以產生頭序列1663a、1663b、1663c、1663d、參考序列1664a、1664b、1664c，1664d和尾序列1668a、1668b、1668c、1668d。如第16C圖所示，DFT塊1636可以接收頭序列1663a和尾序列1668d。由於第16C圖中的空間要求和清晰度，未示出序列1663c、1664c和1668c，但是本領域普通技術人員將容易理解，在所示範例中可以產生這樣的序列。
此外，級聯塊1614可以接收由IDFT塊1619產生的剩餘序列，具體地是，頭序列1663b、1663c、1663d、參考序列1664a、1664b、1664c、1664d和尾序列1668a、1668b、1668c。級聯塊1612然後可以連接所接收的序列並且產生DMRS序列1654的一部分，DMRS序列1654隨後由波形產生器1620C中的DFT塊1636接收。DFT塊1636然後可以對頭信號1663a、DMRS序列1654和尾序列1668d執行預編碼，並在頻域中擴展這些序列。DFT塊1636可以將擴展序列1637或資料符號提供給IDFT塊1640C。然後，IDFT塊1640C可以將擴展序列或資料符號轉換成可以是波形的時域序列。然後，波形產生器1620C可以向收發器1645C提供時域序列，以用於傳輸。因此，收發器1645C可以傳送具有聯合UW和DMRS的最終子帶中的信號。
在第16C圖中未示出的另一範例中，當交換機被設置為接收資料符號向量d 時，DFT塊1636可以接收資料符號向量d 、頭序列和尾序列。在類似於上述處理的處理結束時，收發器1645C可以傳送具有頭信號、資料信號和尾信號的最終子帶中的信號。如本領域普通技術人員將容易理解的那樣，可以對第一子帶和最終子帶之間的子帶執行附加的類似處理，但是由於空間限制而未示出。聯合UW和DMRS符號和資料符號的傳輸可以如第16B圖中針對每個子帶所示。具體地，第16B圖可以被認為示出了在單個子帶的時域中的傳輸的範例。
第17圖是示出了聯合DMRS和UW的另一範例的方塊圖和信號圖。方塊圖和信號第17圖00示出了與方塊圖和信號圖1600中的類似的範例，但是示出了處理的不同方面。例如，原始DMRSb 向量可以由UW和DMRS產生器1710中的上取樣序列塊1702接收，以使用上取樣因數Nint 進行上取樣。可使用附加操作對上取樣序列進行進一步處理。附加操作可以包括例如由迴圈移位/複旋轉處理塊1705執行的迴圈移位元或調製操作。為了獲取該附加處理，迴圈移位/複旋轉處理塊1705可以使用線性預編碼器T。可通過IDFT塊1715來應用IDFT轉換，IDFT塊1715可以使用尺寸為M的IDFT，其中M = L xNint 。然後，選擇塊1718可以從IDFT塊1715的結果中選擇UW頭、UW尾和/或DM-RS的一部分。
可以在波形產生器1720中將來自選擇塊1718的所得到的選擇與資料符號一起映射到尺寸為M的DFT塊1730。DFT塊1730的結果通過子載波映射塊1735被映射到子載波。子載波映射塊1735的輸出經歷尺寸為N的IFFT處理塊1740的IFFT處理。然後，將IFFT處理塊1740的結果傳送到傳輸器進行傳輸。
以與第16A圖和第16C圖所示的範例類似的方式，在第17圖的範例中，所示的傳輸包括重複的UW DMRS結構。時域中的傳輸如第16B圖所示。
第18圖是示出了替代迴圈卷積的前R個樣本的範例的方塊圖。在方塊圖1800所示的範例中，在DMRS符號1860經過通道1810之後，所接收的符號不能被表示為迴圈卷積運算，這是因為所提出的DMRS符號不使用CP擴展。另一方面，由於DMRS符號具有重複結構，所以接收的DMRS符號的前R 個樣本可以用對應的樣本替代，這樣可以允許在如第18圖所示的替代操作之後的通道的迴圈卷積的表示。例如，替代塊1820可以用接下來在1870中出現的另R個樣本替代接收到的DMRS符號的前R 個樣本。在一個範例中，DMRS符號1870的頭信號1873可以替代頭信號1871，得到DMRS符號1880的頭信號1881。通過這種方式，DMRS符號1880的頭信號1883可以與頭信號1881相同。結果，DMRS符號1880可以是圓形的，即使接收到的DMRS符號1870不是。
此外，所得到的DMRS符號1880可以映射到DFT塊1830，然後在基於DMRS的通道估計（CHEST）塊1840中可以向DFT塊1830的輸出應用基於DMRS的CHEST。
各種傳訊方面的實例在本文進一步討論。例如，可以線上或離線計算UW和DMRS之間的關係，例如，可以離線產生包含UW和DMRS的圖或表。然後，可以用信號通知該表的一個或多個索引。
聯合UW和DMRS可以用於隱式傳訊，例如提供應答（ACK）/否定應答（NACK）操作。前導碼或DMRS信號可以位於TTI的任何地方，也可以省略。例如，如果WTRU不改變其RB，則可以在隨後的TTI中省略前導碼以提高頻譜效率。在這種情況下，可能需要用信號通知DMRS的存在。
如果在TTI記憶體在頻率和/或通道跳頻，則可以基於式（8）計算所提出的DMRS和UW，並且可以在每個時隙的開始傳送聯合DMRS和UW。
通過增加交叉因數，即，可以實現更為穩健的通道估計，這是由於該操作能夠增加針對DMRS的非零子載波上的能量。
這裡進一步討論通道估計各方面的範例，包括針對基於UW的波形的基於DMRS的通道估計的一些範例。
第19圖是示出了基於DMRS的通道估計的範例的方塊圖。如方塊圖1900中的範例所示，執行與第18圖中類似的處理，但是在第19圖中，可以發送資料和DMRS兩者。例如，DMRS符號1960可以作為15符號TTI 1911中的符號1912進行傳送。在一個例子中，可以在1 ms的TTI中傳送15個符號。TTI 1911的其他14個符號可以是資料符號。在TTI 1911經過通道1910之後，基於符號是DMRS還是資料符號，以每個符號為基礎來確定進一步的處理。如第18圖所示，所接收的DMRS符號不能表示為迴圈卷積運算，這是因為所提出的DMRS符號不使用CP擴展。因此，類似於第18圖中的處理，替代塊1920可以用接下來在1970中出現的另R樣本替代接收到的DMRS符號的前R 樣本。在一個範例中，DMRS符號1970的頭信號1973可以替代頭信號1971，得到DMRS符號1980的頭信號1981。通過這種方式，DMRS符號1980的頭信號1983可以與頭信號1981相同。結果，DMRS符號1980可以是圓形的，即使接收到的DMRS符號1970不是。
如果接收到資料符號，則它可以由DFT-s-OFDM接收器處理。DFT-s-OFDM接收器可以包括DFT塊1950、等化器塊1953和IDFT塊1956。此外，所得到的DMRS符號1980可以映射到DFT塊1930，然後在基於DMRS的CHEST塊1940中可以向DFT塊1930的輸出應用基於DMRS的CHEST。針對基於DMRS的通道估計，與DMRS的非零樣本相對應的子載波上的值可以按照頻率進行表示，即，x 表示為：式（9） 其中，和是針對可通過非零DMRS調製的子載波的通道頻率回應。在這一情況中，線性估計器的一般形式可被表示為：式（10） 其中，是規範化矩陣。可通過以下產生不同的估計器。
在一個範例中，可以使用線性最小均方誤差（LMMSE）估計器。具體地，舉例來講，如果，其中是雜訊且是的協變矩陣，則估計器可獲得LMMSE。在該情況中，估計器可能需要的二階統計，其可包括例如功率延遲分佈。然而，二階性質可能發生改變，從而可能需要進行習用的重新估計。
在另一範例中，可使用失配MMSE估計器。例如，為了避免對通道的二階性質進行估計，可以假定PDP是L 拍（tap）均勻的，並且每一拍都是彼此獨立的。在該情況中，，其中，是選擇與DMRS的非零符號位置相對應的行和正交化DFT矩陣的前L列的矩陣，以及是具有均勻功率延遲分佈的通道脈衝回應。
在另一範例中，可使用規範化估計器。特別地，舉例來講，如果，其中是標量，是單位矩陣，則估計器可以對應於規範化LS。該估計器可解決病態最小二乘估計器，但不計入的元素之間的關聯。
在估計了變數之後，對非零子載波的位置的估計通道回應可被插值。一種方法針對平滑矩陣使用DFT結構，比如在基於DMRS的CHEST塊1940中。通過使用該方法，可將估計通道頻率回應表示為：式（11） 其中，是估計通道頻率回應，是選擇與RB中的符號位置相對應的行以及DFT矩陣的前L 列的矩陣。
基於DMRS的通道追蹤的實例在本文進一步討論。假設通道脈衝回應是時變平滑函數，則可以利用先前和當前符號處的通道之間的時間相關性，以便增強通道估計性能。許多方法是可能的，例如最小均方（LMS）、遞迴最小二乘法（RLS）和/或基於卡爾曼的濾波，它們不需要對通道特性的任何先前的統計學知識，並且可以消除矩陣反演。這樣的自我調整演算法可以用於“學習”通道特性並且允許通道追蹤，因為通過使用所學習的通道特性和先前的通道估計來獲得新的通道估計。在下面的例子中，為了方便，使用了卡爾曼濾波。然而，可以使用其他濾波而不損失功能。
第20圖是示出了基於DMRS的通道追蹤的範例的方塊圖。如方塊圖2000中的範例所示，類似於第18圖和第19圖的處理，但是在第20圖中，可以發送多個DMRS符號，因此可以更好地估計通道。例如，DMRS符號可以作為15符號TTI 2011中的符號2012傳送。此外，DMRS符號2014可以在TTI 2013中發送，並且DMRS符號2016可以在TTI 2015中傳送。在一個例子中，可以在1 ms的TTI中發送15個符號。TTI 2011、2013、2015的其他14個符號可以是資料符號。在TTI（比如2011）經過通道2010之後，基於符號是DMRS還是資料符號，以每個符號為基礎來確定進一步的處理。如第18圖和第19圖所示，所接收的DMRS符號不能表示為迴圈卷積運算，這是因為所提出的DMRS符號不使用CP擴展。因此，類似於第18圖和第19圖中的處理，替代塊2020可以用接下來在2070中出現的另R樣本替代接收到的DMRS符號的前R樣本。在一個範例中，DMRS符號2070的頭信號2073可以替代頭信號2071，導致DMRS符號2080的頭信號2081。通過這種方式，DMRS符號2080的頭信號2083可以與頭信號2081相同。結果，DMRS符號2080可以是迴圈的，即使接收到的DMRS符號2070不是。
如果接收到資料符號，則它可以由DFT-s-OFDM接收器處理。DFT-s-OFDM接收器可以包括DFT塊2050、等化器塊2053和IDFT塊2056。此外，所得到的DMRS符號2080可以映射到DFT塊2030，然後在基於DMRS的CHEST塊2040中可以向DFT塊2030的輸出應用基於DMRS的CHEST。此外，在第20圖中，可以在每個TTI中確定回饋並回饋到基於DMRS的CHEST塊2040以更好地估計通道。
假設通道頻率回應基於由下式給出的線性模型進行改變：式（12） 其中，和是TTI矩陣。接下來，可進行新的觀測，這意味著新的DMRS符號可以背靠背地傳送或在不同的TTI中傳送。該方法可通過下式表示：式（13）
然後，卡爾曼濾波的步驟可被表示為：
步驟1：最小預測MSE矩陣：式（14）
步驟2：卡爾曼增益向量：式（15）
步驟3：最小MSE矩陣式（16）
步驟4：通道估計更新式（17）
這裡進一步討論使用UW啟用非同步存取的範例。具體來說，在將來的通信系統中可能需要非同步和免授權傳輸。對於不必等待資源配置的低延遲流量傳輸的節點，可能需要免授權傳輸。機器也可以使用它來減少傳訊開銷。對於不能始終保持同步的節點（例如由於功率有限），非同步傳輸可能是必需的。在這種情況下，可以促進UW以實現非同步和免授權傳輸。
由於UW是DFT-s-OFDM符號的一部分，所以其尺寸可以由WTRU改變，而不改變DFT-s-OFDM符號持續時間。只要UW長度大於或等於通道延遲擴展，不同的WTRU可以使用不同長度的UW。
第21圖是示出了範例WTRU特定UW長度配置的信號圖。如信號圖2100中的範例所示，UW的長度和要用作UW的序列可以由基地台半靜態地或在控制通道中指示。例如，WTRU1可以在資料部分2120之後使用UW 2130，在資料部分2140之後使用UW 2150。此外，WTRU2可以在資料部分2160之後使用UW 2170，在資料部分2180之後使用UW 2190。UW 2130、2150可能比UW 2170、2190更長。然而，第21圖所示的所有UW，特別是UW 2130、2150、2170、2190可以大於或等於通道延遲擴展。
本文進一步討論了收斂到正確的UW長度的範例方案。在該範例中，不具有正確定時同步的WTRU開始可能具有最大UW長度的傳輸。可以由控制器配置UW的可能長度的集合以及相應的序列，並且該資訊可能已經由WTRU儲存。如果接收器是中央控制器，或者具有必要的資訊，則可以盲檢測傳輸的UW並建立定時。如果UW長度大於所需的長度，則通過使用可以被包括在授權中的控制傳訊，可以通知WTRU開始使用另一個UW。
在另一範例中，可以使用足夠長的UW來補償通道延遲擴展和定時偏移。在首次連接到網路時，可將UW索引指派給WTRU。
本文進一步討論免授權傳輸的範例。在某些情況下，可能期望WTRU盡可能快地傳送其資料，而不等待經過隨機存取過程，或者不等待授權。在這種情況下，可以使用UW來補償定時偏移並且還用作WTRU識別字。
第22圖是示出了範例UW前導碼傳輸的信號圖。在信號圖2200所示的一個範例方法中，除了DFT-s-OFDM符號內的習用UW之外，還可以使用長UW。例如，可以在DFT-s-OFDM符號2220中傳送習用UW 2220。此外，可以傳送具有UW 2240的前導碼2230。前導碼2230可以用作長UW並且在UW 2220、2240的基礎上也被使用。在開始處傳送的前導碼2230可以與WTRU Id或另一識別字相關聯。該UW中的一個或多個UW也可以與WTRU識別字相關聯。
前導碼2230和UW序列2220、2240可以在WTRU存取網路（第一次或在特定時刻）時被指派給WTRU，並且可以儲存在裝置的記憶體中。在沒有建立連接的情況下傳送的信號可以在保留的時間和頻率資源上傳送。
在另一範例性方法中，前導碼可以就是UW信號。在這種情況下，接收器可以從UW序列識別WTRU，並且可以通過使用DFT-s-OFDM符號內的UW建立定時。
在另外的範例中，許多機器類型裝置可能需要共用相同的通道。因此，可能需要傳送資料，以使得接收的信噪比對於正確解碼資料來講足夠高。實現這一條件的一個可能辦法是使用擴展。饋送到DFT塊的資料符號可以用WTRU特定的擴展序列來擴展。
第23圖是示出了針對使用UW DFT-s-OFDM的穩健傳輸的資料擴展的範例的方塊圖。作為方塊圖2300所示的例子，假設DFT塊2310的尺寸為M。一個BPSK或一個QPSK符號d1可以與長度為pM 的擴展序列c 相乘，並被饋送到DFT塊2310的前pM 個輸入端中，如第23圖所示，其中0＜p＜1。結果，DFT塊2310可以使用可以是標量的一個資料符號，並且可以縮放序列c 。然後，可以將UW序列映射到DFT塊2310的最後（M － pM ）個輸入。可以在每個DFT-s-OFDM塊中傳送不同的資料符號。UW序列和擴展序列可以由基地台半靜態地配置。也能夠通過使用不同的擴展序列並且在饋送到DFT塊2310之前將它們相加來擴展更多的資料符號。較短的擴展序列也可以用於在被饋送到DFT塊2310的不同輸入之前擴展資料符號。IDFT塊2315可以是尺寸N的IDFT。此外，IDFT塊2315可以將其輸出提供給可輸出信號的P/S塊2330。
定時同步可能會逐漸丟失，例如由於定時漂移。在無授權傳輸中，由於基地台可能不能發送授權（授權還可以包括定時校正命令），所以同步丟失可能不會被恢復。恢復定時同步資訊的一種方案可以是儲存來自先前命令的定時提前資訊，並且使用所儲存的定時資訊用於第一傳輸機會。
在另一種方法中，WTRU可以監聽其他WTRU的傳輸，並自主地確定定時提前資訊。為了啟用該功能，當WTRU與網路同步時，可以修改UW信號。例如，可以修改UW的符號或UW序列本身。這對於與網路不同步的其他WTRU來說可能是有益的，以便盲調整其定時提前。
在另一種方法中，WTRU可以以長UW開始傳輸，然後基於接收到的回饋逐漸減小UW的持續時間。例如，基於ACK/NACK回饋，如果傳輸的成功率高於高臨界值，則可以在隨後的傳輸中開始減小UW的長度。可以從UW的清單中以預定義的方式選擇下一個UW，以使得接收器可以使用盲檢測來確定使用了哪個UW。用於解碼無授權傳輸（例如傳輸塊尺寸、調製類型、編碼速率）的接收器所需的資訊可由傳輸器作為控制資訊信號發送。
在另一種方法中，基於上鏈資料和/或參考信號傳輸的測量可以被網路用於估計上鏈接收定時。基於這些測量，網路可以確定是否需要修改UW序列的尺寸和/或索引。然後可以明確地用信號通知WTRU。
與定時提前相關的UW更新的傳訊可能相對不頻繁，並且可以取決於正在考慮的WTRU的類型。例如，對於低功耗、低複雜度的WTRU/裝置（如大規模機器類型通信（mMTC）中所涉及的那些），降低複雜性和最小功耗至關重要。在這種情況下，用於選擇用來補償定時偏移的UW序列的較粗的細微性級別就足夠了，因此可能不需要網路來顯式地傳送UW更新。
另一方面，涉及超可靠或關鍵的MTC（cMTC）通信的WTRU/裝置可能受益於UW的更精細的調諧水準。對於這些裝置，網路可以通過L1/L2控制傳訊動態地重新配置（基於上述的測量）UW序列尺寸和/或索引。網路可以基於WTRU使用的UW序列來識別WTRU類型（因為UW可以如前所述用作WTRU識別字）。
本文進一步討論具有UW的控制資訊的傳輸、控制資訊的UW傳訊及其傳訊過程的範例。具體來說，UW也可以用於攜帶某些控制和系統資訊。為了實現這一點，可以針對可能資料的每個組合確定序列集合，並且可以傳送與特定資料相對應的序列。作為範例，可以使用4個不同的UW序列來攜帶2位元的控制或系統資訊。
可以由UW攜帶的一個控制資訊是應答傳訊，例如ACK/NACK資訊。在一個範例中，可以保留兩個UW：一個用於ACK，一個用於NACK。如果WTRU需要傳送ACK，則可以選擇相應的序列用於傳輸。該序列可以在多個DFT-s-OFDM符號上傳送，以提高可靠性。兩個UW序列可以是不同的序列，或者例如可以通過用+b和-b（例如，b=1）調製序列從相同的序列產生。為了傳輸更多的控制位，可以使用更大數量的UW序列。例如，可以通過選擇4個可能序列之一來發送2位元的控制資訊。備選地，UW可由兩個分離的UW序列（UW = [uw 1uw 2]）組成，並且通過使用b和-b調製uw 1和uw 2可以創建4種可能性，即以下四種可能性：= [buw 1 buw 2]；= [buw 1 -buw 2]；= [-buw 1 buw 2]；以及= [-buw 1 -buw 2]。UW也可以用於傳送調度請求。
如果UW的長度改變，則可用於資料傳輸的資源數量也可能改變。WTRU可以基於其接收的控制資訊來選擇傳輸塊尺寸。如果UW長度改變，傳輸塊尺寸也可能改變，導致編碼率的改變。可以在DCI中用信號通知UW長度，並且UW長度可以是用來在傳輸塊尺寸確定中加以考慮的新參數。
可以在上鏈許可或下鏈指派中指示UW的長度，並且使用新的UW（長度）的時間可以是隱式的或者用信號通知的。UW長度可能被限制為用來減少控制通道開銷的若干選項。選擇集合內的UW的長度和索引也可以半靜態地用信號通知。
使用UW DFT-s-OFDM的子訊框結構的範例在本文中進一步討論。一些這樣的子訊框結構可以用於LTE系統或類似於現有LTE系統的環境中。這種LTE類似的環境可以通過通道延遲擴展來表徵，CP尺寸必須覆蓋這一通道延遲擴展。
在第24A圖中，示出了UW DFT-s-OFDM的子訊框結構與CP OFDM/CP DFT-s-OFDM的子訊框結構相比的範例的信號圖，其中TTI為1 ms。如信號圖2400所示，頂部子訊框結構2410可以在LTE中用於UL（CP OFDM）子訊框和DL（CP DFT-s-OFDM）子訊框。
對於1 ms的TTI，UW DFT-s-OFDM信號的15個OFDM符號可以容納於1個TTI中，如底部子訊框結構2450所示。標頭2451和尾部2459處的UW符號的和可以是4，其中UW符號可以是在尾部和/或標頭饋送到DFT塊中的符號。這四個符號如何分佈在標頭和尾部之間（例如，標頭和尾部中的符號數量）可以是設計選擇。對於該設計，可以被認為是UW DFT-s-OFDM子訊框結構2450的有效CP長度的標頭2451和尾部2459的長度可以比LTE子訊框結構2410中的OFDM/DFT-s-OFDM的CP 2411尺寸稍長。例如，標頭2451和尾部2459的長度可以是5.5556 μs，而CP 2411的長度可以是5.2083 μs，並且可以是80個樣本。此外，OFDM/DFT-s-OFDM LTE子訊框結構2410的資料部分（諸如資料部分2412）和CP（諸如CP 2411和CP 2413）的尺寸可以被設置，以用於1 ms的TTI。此外，UW DFT-s-OFDM子訊框結構2450的資料部分2452可以與OFDM/DFT-s-OFDM子訊框結構2410的資料部分2412大致相同的長度。此外，UW DFT-s-OFDM子訊框結構2450的重複標頭2451、資料部分（諸如資料部分2452）以及重複尾部2459可以被設置為在1 ms的TTI中使用。
第24B圖是示出了UW DFT-s-OFDM的子訊框結構與CP OFDM/CP DFT-s-OFDM的子訊框結構相比的範例的信號圖，其中TTI為0.5 ms。在使用0.5 ms的TTI的範例中，為了示出在類似於LTE的環境中工作的系統，用於CP OFDM/DFT-s-OFDM的子訊框結構的設計在第24B圖的最上方兩個子訊框結構2420、2430中示出。注意的是，在子訊框結構2420的設計中，13個OFDM符號可以容納於0.5 ms的TTI。在子訊框結構2430的設計中，儘管在0.5 ms的TTI中存在14個符號，但是CP 2431的尺寸可以僅為子訊框結構2420的設計中的CP 2421的尺寸的一半，其可以是適用於具有短延遲擴展的通道。對於UW DFT-s-OFDM，無論TTI是1 ms還是0.5 ms，一個TTI中的UW DFT-s-OFDM符號的數量不改變。不管TTI是1 ms還是0.5 ms，標頭和尾部中的樣本數量也不會改變。例如，第24B圖中的子訊框結構2460中的標頭2461與第24A圖中的子訊框結構2450中的標頭2451具有相同數量的樣本。類似地，第24B圖中的子訊框結構2460中的尾部2469與第24A圖中的子訊框結構2450中的尾部2459具有相同數量的樣本。此外，第24B圖中的子訊框結構2460中的資料部分2462所具有的樣本數量大約為第24A圖的子訊框結構2450的資料部分2452所具有的樣本數量的一半。此外，資料部分2462與子訊框結構2420中的資料部分2422以及子訊框結構2430中的資料部分2432具有相同數量的樣本。此外，子訊框結構2420包括CP 2429，子訊框結構2430包括CP 2439。子訊框結構2420和子訊框結構2430的CP和資料部分的尺寸適合0.5 ms的TTI訊框。
第24C圖是示出了UW DFT-s-OFDM的子訊框結構與CP OFDM/CP DFT-s-OFDM的子訊框結構相比的範例的信號圖，其中TTI為0.25 ms。也可以在LTE類似的設計中使用0.25 ms的TTI。針對這種情況，分別在長度為11個符號和14個符號的第24C圖的子訊框結構2440、2490中示出了用於CP OFDM/DFT-s-OFDM的兩個子訊框結構。在第24C圖的底部示出了使用0.25 ms的TTI的UW的子訊框結構UW DFT-s-OFDM 2470。如第24C圖中所示，UW DFT-s-OFDM子訊框結構2470的重複標頭2471、資料部分（諸如資料部分2472）以及重複尾部2479可以被設置為在0.25 ms的TTI中使用。此外，OFDM/DFT-s-OFDM LTE子訊框結構2440的資料部分（諸如資料部分2442）和CP（諸如CP 2441和CP 2443）以及OFDM/DFT-s-OFDM LTE子訊框結構2490的資料部分（諸如資料部分2492）和CP（諸如CP 2491和CP 2499）的尺寸可以被設置，以用於0.25 ms的TTI。
如這些範例設計所示，如果環境改變（例如，通道延遲擴展改變），不需要改變整個訊框結構。只有總標頭、資料和尾部尺寸可能需要改變，這使得設計非常靈活和穩定。因此，可能不需要改變硬體，這可以提高效率。
利用上述靈活性，傳統的調製和編碼方案（MCS）可以被重新使用或不被重新使用。除了編碼率和正交幅度調製（QAM）調製順序之外，針對UW DFT-s-OFDM的新MCS可以是用於尾部和標頭的多個符號的函數。
在一個範例中，如果DFT輸出到IDFT的輸入的分配在兩個連續TTI之間改變，則第一TTI的最後一個符號中的UW不能用作第二個TTI的第一個符號的CP。為了解決這個問題，或者一般來說，為了更好地接收子訊框，可以使用頻譜分配改變之後的子訊框的特殊的第一時域符號和頻譜分配改變之前的子訊框的特殊的最後時域符號。
第25圖是示出了具有特殊的第一個符號和特殊的最後一個符號的UW DFT-s-OFDM的子訊框結構的範例的方塊圖。在上述第一時域符號中，可能會產生時域間隙。如方塊圖2500所示的範例所示，可以在IDFT 2520的輸出處的標頭樣本和確定性樣本的集合之間創建時域間隙2451。
例如，輸入DFT塊2510可以映射標頭樣本、UW、零和資料。輸入DFT塊2510的結果可以被提供給IDFT塊2520，IDFT塊2520可以產生諸如符號2540、2550、2560、2570、2580的符號。如果輸出到IDFT塊2520的輸入的輸入DFT塊2510的分配在兩個連續的TTI之間改變，則確定性序列可以與針對符號2525的UW和資料一起由輸入DFT塊2510映射。然後，IFDT塊2520可以接收該符號2525。在發送該符號之前，可以使用標頭裁剪功能2530去除標頭樣本，導致帶有間隙2541的符號2540。因此，間隙可以防止由於先前傳輸的洩漏引起的問題。在一個範例中，間隙可以用作保護間隔。
因此，符號2540可以產生間隙2541、資料部分和尾部2543，並且沒有標頭。相比之下，TTI中的接下來的12個符號可以包括標頭、資料部分和尾部。作為範例，符號2550可以包括標頭2551、資料部分和尾部2553。
對於最後的特殊符號2580，如上所述，輸入DFT塊2510可以僅發送標頭和UW。例如，符號2528中所示的時域UW部分可以通過標頭裁剪功能2530裁剪出IDFT塊2520的輸出。因此，對於得到的符號2580，僅發送標頭樣本2581。注意到的是在發生資源改變時該最後一個特殊符號2580實際上可以在該子訊框的結束之後被發送。例如，子訊框可以在符號2570處結束，然後可以發送具有標頭樣本2581的最後一個特殊符號2580。
在另一範例中，確定性序列可以以其他方式在資源配置改變之後附加到第一符號。在一種這樣的方法的範例中，確定性序列可以在時域中的第一符號的UW之前直接附著。該序列可以是寬頻，並且可以佔據整個頻寬。在UL中的多個存取場景中，不同的使用者可以選擇或被指派不同的正交序列，使得它們不彼此干擾。
第26圖是示出了具有附著到第一個符號的時域寬頻序列的UW DFT-s-OFDM的範例子訊框結構的信號圖。如信號圖2600所示，確定性寬頻序列2642可以在時域中的第一符號的UW之前直接附著到符號2640中。時域中的第一符號的UW可以包括尾部2643和標頭2651。標頭2651可以是符號2650的標頭。此外，確定性寬頻序列2642可以具有可以佔據整個頻帶寬度的頻寬2622，如第26圖所示。
本文進一步討論使用UW修正損傷的範例。可以使用UW來檢測和/或校正接收信號中的損傷，這可能是因為在各種其它原因中的，在傳輸器和接收器硬體處的缺陷。在一個範例性方法中，UW可被設計為檢測任何I/Q不平衡，估計任何I/Q不平衡或兩者。饋送到DFT塊的UW序列可以被設計成使得它可以包括複序列，其中該序列的實部和虛部分可以包括彼此正交的兩個序列。
例如，UW序列w 可被定義為w = x + jy ，其中x 和y 是具有相同尺寸且正交的向量，即，其中上標H是厄密算符。例如，x 和y 可以是從Golay序列、Walsh序列或任何其他正交序列選擇的。
在接收器側，接收的UW的I分量（實分量）可以與x相關，而接收的UW的Q分量（虛分量）可以與y相關。相關輸出可以指示I和Q分支之間的幅度偏移。在另一範例性方法中，在接收器側，接收的UW的I分量（實分量）可以與y相關，而接收的UW的Q分量（虛分量）可以與x相關。相關輸出可以指示I和Q分支之間的相位偏移。
在另一範例性方法中，可以通過改善信號樣本之間的相位連續性來改善具有UW的信號的帶外傳輸特性。為了實現這一點，可以在最後一個資料樣本和UW的第一個樣本之間插入虛擬係數，例如在DFT操作之前。可以計算虛擬係數，使得時域中的信號的資料部分和UW部分，即IFFT塊的輸出處的信號具有連續相位。可以為每個符號（例如DFT-s-OFDM符號）計算虛擬係數。
雖然上面以特定組合的方式描述了特徵和元件，但是每個特徵或元件都可在沒有其他特徵和元件的情況下單獨使用，或與其他特徵和元件進行各種組合。此外，此處所述的方法可在結合至電腦可讀儲存媒體中的電腦程式、軟體或韌體中實現，以由電腦或處理器執行。電腦可讀媒體的範例包括電子信號（通過有線或無線連接傳送）和電腦可讀儲存媒體。電腦可讀儲存媒體的範例包括但不限於唯讀記憶體（ROM）、隨機存取記憶體（RAM）、暫存器、快取記憶體、半導體記憶體裝置、例如內部硬碟和可移除磁碟的磁媒體、磁光媒體和光媒體（例如CD-ROM碟片和數位多功能光碟（DVD））。與軟體相關聯的處理器可被用於實施在WTRU、UE、終端、基地台、RNC或任何主機中使用的射頻收發器。
100‧‧‧通信系統
102、102a、102b、102c、102d‧‧‧無線傳輸/接收單元（WTRU）
104‧‧‧無線電存取網路（RAN）104
106‧‧‧核心網路（CN）
108‧‧‧公共交換電話網路（PSTN）
110‧‧‧網際網路
112‧‧‧其他網路
114a、114b‧‧‧基地台
116‧‧‧空中介面
118‧‧‧處理器
120、1645A、1645C‧‧‧收發器
122‧‧‧傳輸/接收元件
124‧‧‧揚聲器/麥克風
126‧‧‧小鍵盤
128‧‧‧顯示器/觸控板
130‧‧‧非可移記憶體
132‧‧‧可移記憶體
134‧‧‧電源
136‧‧‧全球定位系統（GPS）晶片組
138‧‧‧週邊設備
140a、140b、140c‧‧‧e節點B
142‧‧‧行動性管理實體（MME）
144‧‧‧服務閘道
146‧‧‧封包資料網路（PDN）閘道
160‧‧‧無線區域網路（WLAN）
165‧‧‧存取路由器165
170a、170b‧‧‧存取點（AP）
210、230、2411、2413、2431、2491、2499‧‧‧迴圈首碼（CP）
220、240、260、280、810、820、830、840、850、860、870、880、2120、2140、2412、2442、2452、2462、2472、2492‧‧‧資料部分
225、245、2459、2469、2553‧‧‧尾部
250、270、290、460、560、616、815、825、835、845、2130、2170、2190、2240‧‧‧UW
300、400、500、600、2300、2500‧‧‧方塊圖
310、420、620‧‧‧置換矩陣P
320、633‧‧‧DFT矩陣D塊
330、633-636‧‧‧DFT矩陣D塊
340‧‧‧輸入矩陣S塊
350、450、520、640‧‧‧IDFT矩陣FH
410、610‧‧‧系統編碼塊
415、515、615‧‧‧尾部抑制塊
510‧‧‧非系統編碼塊
630‧‧‧DFT矩陣S塊
645、665‧‧‧RF收發器
646、660‧‧‧天線
650‧‧‧信號x
670‧‧‧DFT矩陣
675‧‧‧等化器
683、715、725‧‧‧IDFT矩陣
690‧‧‧解置換塊
700、900、1600‧‧‧信號圖和方塊圖
710、910、921、1010、1210、1510、1630、1633、1636、1730、1830、1950、2050、2310、2510‧‧‧DFT塊
730‧‧‧串（P/S）塊
740、940‧‧‧資料信號x 745 、 945 、 1545 ‧‧‧零樣本
747‧‧‧信號w= [0 1x{N-(CN/M)} y]
750‧‧‧UW信號y 760 ‧‧‧信號
780 、 785 ‧‧‧集合
800、1100、1300、1400、1500、2100、2200、2400、2600‧‧‧信號圖
855、875‧‧‧UW1
865、885‧‧‧UW2
915、920、925、1015、1215、1515、1615、1616、1619、1640A、1715、1956、2056、2315、2520‧‧‧IDFT塊
930、935、1030、1230、1530、2330‧‧‧P/S塊
950‧‧‧UW/SI信號y 1040 、1540、1672、1682-1692‧‧‧資料信號
1050、1360、1550‧‧‧UW信號
1060 ‧‧‧輸出信號v
1110 、 1120 、 1440 、 1450 、 1460 、 2220 ‧‧‧DFT-s-OFDM符號
1200、1800、1900、2000‧‧‧方塊圖
1350‧‧‧迴圈首碼
1555‧‧‧資料符號
1560‧‧‧發送信號
1605A、1605C‧‧‧迴圈移位/複旋轉塊
1610A‧‧‧UW和DMRS序列產生器
1611、1614‧‧‧級聯塊
1620A‧‧‧波形產生器
1631、1637‧‧‧擴展序列
1650、1654‧‧‧DMRS序列
1655‧‧‧交換機
1661、1871、1873、1881、1883、1971、1973、1981、1983、2071、2073、2081、2643‧‧‧頭信號
1661a、1661b、1661c、1661d、1671‧‧‧頭序列
1662a、1662b、1662c、1662d‧‧‧參考序列
1669、1689‧‧‧尾信號
1669a、1669b、1669c、1669d、1679‧‧‧尾序列
1660、1670、1680、2012、2525、2528、2540、2550、2560、2570、2580、2640、2650‧‧‧符號
1672‧‧‧資料序列
1681‧‧‧標頭信號
1702‧‧‧上取樣序列塊
1705‧‧‧迴圈移位/複旋轉處理塊
1710‧‧‧UW和DMRS產生器
1718‧‧‧選擇塊
1720‧‧‧波形產生器
1735‧‧‧子載波映射塊
1740‧‧‧IFFT處理塊
1810、1910‧‧‧通道
1820、1920、2020‧‧‧替代塊
1860、1870、1880、1960、1970、1980、2014、2070、2080‧‧‧DMRS符號
1911、2011、2013、2015‧‧‧傳輸時間間隔（TTI）
1840、1940、2040‧‧‧通道估計（CHEST）塊
1953、2053‧‧‧等化器塊
2230‧‧‧前導碼
2410‧‧‧頂部子訊框結構
2420、2430、2440、2460、2490‧‧‧子訊框結構
2450‧‧‧底部子訊框結構
2451、2551、2651‧‧‧標頭
2470‧‧‧UW DFT-s-OFDM
2471‧‧‧重複標頭
2479‧‧‧重複尾部
2580‧‧‧特殊符號
2581‧‧‧標頭樣本
2622‧‧‧頻寬
2642‧‧‧確定性寬頻序列
DMRS‧‧‧解調參考信號
DFT‧‧‧離散傅立葉
IDFT‧‧‧逆離散傅立葉轉換
UW‧‧‧唯一字
從以下以結合這裡所附的附圖的範例給出的描述可以獲得對本發明更加詳細的理解，其中： 第1A圖是可在其中實現一個或多個揭露的實施方式的範例通信系統的系統圖； 第1B圖是可在第1A圖中所示的通信系統中使用的範例無線傳輸/接收單元（WTRU）的系統圖； 第1C圖是可在第1A圖中所示的通信系統中使用的範例無線電存取網路和範例核心網路的系統圖； 第2圖是對內部和外部保護間隔的範例的時域說明； 第3圖是示出了針對零尾（ZT）離散傅立葉轉換展開正交分頻多工（DFT-s-OFDM）的範例傳輸器結構的方塊圖； 第4圖是示出了使用系統複編碼的範例唯一字OFDM（UW-OFDM）的方塊圖； 第5圖是示出了使用非系統複編碼的範例UW-OFDM的方塊圖； 第6圖是示出了範例UW DFT-s-OFDM傳輸器和接收器的方塊圖； 第7圖是示出了用於在正交頻率資源上資料和UW傳輸的範例傳輸器結構的方塊圖和信號圖； 第8A圖和第8B圖是示出了正交UW探測參考信號（SRS）到多個天線埠的範例映射的信號圖； 第9圖是示出了UW同步信號和系統資訊（SI）的同時傳輸的範例的方塊圖和信號圖； 第10圖是示出了作為資料信號的一部分的UW傳輸的範例的方塊圖和信號圖； 第11A圖是示出了多個UW信號的分時多工的範例的信號圖； 第11B圖是示出了多個UW信號的分時多工的另一範例的信號圖； 第12圖是示出了用作資料解調參考信號的一個或多個UW的範例的方塊圖； 第13A圖和第13B圖是示出了具有UW的突發傳輸的信號圖； 第14圖是示出了UW信號發生改變的UW轉變的範例的信號圖； 第15圖是示出了具有保護間隔的範例UW DFT-s-OFDM符號產生的信號圖； 第16A圖是示出了聯合UW信號和解調參考信號（DMRS）設計的範例以及聯合UW和DMRS序列的產生的方塊圖和信號圖； 第16B圖是針對單個子帶的時域中的聯合UW DMRS的範例； 第16C圖是示出了用於在多個子帶中使用的聯合UW和DMRS設計的範例以及聯合UW和DMRS的產生的方塊圖和信號圖； 第17圖是示出了聯合DMRS和UW的另一範例的方塊圖和信號圖； 第18圖是示出了替代迴圈卷積的前R個樣本的範例的方塊圖； 第19圖是示出了基於DMRS的通道估計的範例的方塊圖； 第20圖是示出了基於DMRS的通道追蹤的範例的方塊圖； 第21圖是示出了範例WTRU特定UW長度配置的信號圖； 第22圖是示出了範例UW前導碼傳輸的信號圖； 第23圖是示出了針對使用UW DFT-s-OFDM的穩健傳輸的資料擴展的範例的方塊圖； 第24A圖是示出了UW DFT-s-OFDM的子訊框結構與迴圈首碼（CP）OFDM/CP DFT-s-OFDM的子訊框結構相比的範例的信號圖，其中傳輸時間間隔（TTI）為1 ms； 第24B圖是示出了UW DFT-s-OFDM的子訊框結構與CP OFDM/CP DFT-s-OFDM的子訊框結構相比的範例的信號圖，其中TTI為0.5 ms； 第24C圖是示出了UW DFT-s-OFDM的子訊框結構與CP OFDM/CP DFT-s-OFDM的子訊框結構相比的範例的信號圖，其中TTI為0.25 ms； 第25圖是示出了具有特殊的第一個符號和特殊的最後一個符號的UW DFT-s-OFDM的子訊框結構的範例的方塊圖；以及 第26圖是示出了具有附著到第一個符號的時域寬頻序列的UW DFT-s-OFDM的範例子訊框結構的信號圖。
1600‧‧‧信號圖和方塊圖
1605A‧‧‧迴圈移位/複旋轉塊
1610A‧‧‧UW和DMRS序列產生器
1611‧‧‧級聯塊
1615、1640A‧‧‧IDFT塊
1620A‧‧‧波形產生器
1630‧‧‧DFT塊
1631‧‧‧擴展序列
1645A‧‧‧收發器
1650‧‧‧DMRS序列
1655‧‧‧交換機
1661a、1661b、1661c、1661d‧‧‧頭序列
1662a、1662b、1662c、1662d‧‧‧參考序列
1669a、1669b、1669c、1669d‧‧‧尾序列
DMRS‧‧‧解調參考信號
DFT‧‧‧離散傅立葉
IDFT‧‧‧逆離散傅立葉轉換
UW‧‧‧唯一字

Claims (16)

  1. 一種用於在一無線傳輸/接收單元（WTRU）中使用的使用一唯一字（UW）離散傅立葉轉換展開正交分頻多工（DFT-s-OFDM）來傳送資訊的方法，該方法包括： 由該WTRU產生一參考序列； 由該WTRU基於對該參考序列的上取樣產生一DMRS序列，其中，該DMRS序列包括多個重複序列，其中，每個重複序列包括一頭序列、一參考序列和一尾序列，以及該DMRS內的一UW序列包括所重複的頭序列之一以及所重複的尾序列之一； 由該WTRU基於對該DMRS序列的一波形操作產生一DMRS信號；以及 由該WTRU傳送該DMRS信號，作為一參考信號。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的方法，還包括： 由該WTRU產生多個輸入向量，其中，每個輸入向量包括資料符號的一序列和該UW序列； 由該WTRU產生多個DFT-s-OFDM符號，其中，每個DFT-s-OFDM符號基於對每個輸入向量的一波形操作；以及 由該WTRU傳送該多個DFT-s-OFDM符號。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的方法，其中，該DMRS信號和該多個DFT-s-OFDM符號是在突發傳輸中傳送的。
  4. 如申請專利範圍第2項所述的方法，其中，該DMRS信號和該多個DFT-s-OFDM符號由該WTRU用來執行通道估計。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中，該DMRS序列是使用線性預編碼產生的。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中，該DMRS序列是使用離散傅立葉轉換（DFT）操作產生的。
  7. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中，該DMRS信號由該WTRU用來執行通道估計。
  8. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中，針對多個附加子帶中的每一個傳送一附加DMRS信號和附加DFT-s-OFDM符號。
  9. 一種用於使用一唯一字（UW）離散傅立葉轉換展開正交分頻多工（DFT-s-OFDM）來傳送資訊的無線傳輸/接收單元（WTRU），該WTRU包括： 一處理器，被配置為產生一參考序列； 該處理器還被配置為基於對該參考序列的上取樣產生一DMRS序列，其中，該DMRS序列包括多個重複序列，其中，每個重複序列包括一頭序列、一參考序列和一尾序列，以及該DMRS內的一UW序列包括所重複的頭序列之一以及所重複的尾序列之一； 該處理器還被配置為基於對該DMRS序列的一波形操作產生一DMRS信號；以及 一收發器，操作地耦接到該處理器，該收發器和該處理器被配置為傳送該DMRS信號，作為一參考信號。
  10. 如申請專利範圍第9項所述的WTRU，還包括： 該處理器還被配置為產生多個輸入向量，其中，每個輸入向量包括資料符號的一序列和該UW序列； 該處理器還被配置為產生多個DFT-s-OFDM符號，其中，每個DFT-s-OFDM符號基於對每個輸入向量的一波形操作；以及 該收發器和該處理器還被配置為傳送該多個DFT-s-OFDM符號。
  11. 如申請專利範圍第9項所述的WTRU，其中，該DMRS信號和該多個DFT-s-OFDM符號是在突發傳輸中傳送的。
  12. 如申請專利範圍第9項所述的WTRU，其中，該DMRS信號和該多個DFT-s-OFDM符號由該WTRU用來執行通道估計。
  13. 如申請專利範圍第9項所述的WTRU，其中，該DMRS序列是使用線性預編碼產生的。
  14. 如申請專利範圍第9項所述的WTRU，其中，該DMRS序列是使用離散傅立葉轉換（DFT）操作產生的。
  15. 如申請專利範圍第9項所述的WTRU，其中，該DMRS信號由該WTRU用來執行通道估計。
  16. 如申請專利範圍第9項所述的WTRU，其中，針對多個附加子帶中的每一個傳送一附加DMRS信號和附加DFT-s-OFDM符號。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2025209220A1 (zh) * 2024-04-04 2025-10-09 华为技术有限公司 一种通信的方法和通信装置

Families Citing this family (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10764102B2 (en) * 2016-04-25 2020-09-01 Idac Holdings, Inc. Apparatus and methods for non-systematic complex coded discrete fourier transform spread orthogonal frequency division multiplexing
US10461979B2 (en) * 2016-05-19 2019-10-29 Intel IP Corporation Subframe structure for discrete Fourier transform (DFT) spread orthogonal frequency division multiplexing (S-OFDM) waveforms
CN107508661B (zh) * 2016-06-14 2020-07-21 华为技术有限公司 一种数据处理的方法、网络设备和终端
EP3282624B1 (en) * 2016-08-10 2019-05-15 Alcatel Lucent Device and user equipment to process a channel state information reference signal
WO2018100591A1 (en) 2016-12-02 2018-06-07 Wisig Networks Private Limited A method and a system for transmitting dft-s-ofdm symbols
KR102409785B1 (ko) * 2017-03-23 2022-06-16 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 초기 접속을 수행하기 위한 장치 및 방법
WO2019091572A1 (en) * 2017-11-10 2019-05-16 Huawei Technologies Co., Ltd. Sequence generator, transmitter and system for unique word orthogonal frequency multiplexing
US11412378B2 (en) * 2017-12-13 2022-08-09 Shenzhen University Smoothing technology-based blind authentication method and system for frequency selective fading channel
CN112166635B (zh) * 2019-02-13 2024-11-22 捷开通讯(深圳)有限公司 物理上行共享信道重复传输的参考信号
CN113439413B (zh) * 2019-02-15 2023-12-22 Lg电子株式会社 在无线通信系统中生成低papr序列的方法及用于该方法的装置
US11088799B2 (en) * 2019-03-08 2021-08-10 Qualcomm Incorporated Multi-symbol self-contained waveform design
JP7519389B2 (ja) * 2019-06-24 2024-07-19 中興通訊股▲ふん▼有限公司 時間ドメインデータ内の基準信号シーケンス
KR102853495B1 (ko) * 2019-09-19 2025-09-04 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 신호를 송수신 하는 방법 및 이를 지원하는 장치
EP3820103B1 (en) 2019-11-05 2024-09-11 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Low papr hybrid reference signal for dft-spread-ofdm
US11671123B1 (en) 2020-02-29 2023-06-06 Space Exploration Technologies Corp. Digital pre-distortion compensation in a wireless communications system
US12244396B1 (en) 2020-02-29 2025-03-04 Space Exploration Technologies Corp. Configurable orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signal and transmitter and receiver for satellite to gateway uplink and downlink communications
WO2021251510A1 (ko) * 2020-06-08 2021-12-16 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 상향링크 데이터 또는 하향링크 데이터를 전송하는 방법 및 이를 위한 장치
KR20230022825A (ko) * 2020-06-10 2023-02-16 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 신호 송수신 방법 및 장치
WO2022014751A1 (ko) * 2020-07-16 2022-01-20 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 주파수 도메인 채널 추정을 위한 uw 생성 방법 및 장치
CN117527499A (zh) * 2020-09-22 2024-02-06 展讯通信（上海）有限公司 一种符号应用方法及通信装置
CN114258114A (zh) * 2020-09-22 2022-03-29 展讯通信（上海）有限公司 一种数据传输方法及通信装置
WO2022073191A1 (en) * 2020-10-09 2022-04-14 Huawei Technologies Co., Ltd. Flexible reference symbol pattern for wireless communication
US11737043B2 (en) * 2021-01-15 2023-08-22 Rakuten Mobile, Inc. Satellite signal propagation delay variation compensation
WO2022230340A1 (ja) * 2021-04-28 2022-11-03 ソニーグループ株式会社 通信装置及び通信方法
CN115378779A (zh) * 2021-05-21 2022-11-22 中兴通讯股份有限公司 数据传输方法、装置、电子设备和存储介质
CN115378771A (zh) * 2021-05-21 2022-11-22 中兴通讯股份有限公司 数据传输方法、装置、电子设备和存储介质
US12438763B2 (en) * 2021-08-10 2025-10-07 Ntt Docomo, Inc. Electronic device
US20240323063A1 (en) * 2021-08-10 2024-09-26 Ntt Docomo, Inc. Electronic device based on unified non-orthogonal waveform
US11843495B2 (en) * 2021-08-16 2023-12-12 Qualcomm Incorporated Guard interval based waveform
US11870627B2 (en) * 2021-08-18 2024-01-09 Qualcomm Incorporated Guard interval-based waveform with data part and tail part
US11611459B1 (en) * 2021-08-25 2023-03-21 Qualcomm Incorporated Symbol configuration for single-carrier for frequency domain equalization waveform
US11552662B1 (en) * 2021-08-30 2023-01-10 Rockwell Collins, Inc. Method for improving detection in multipath channels
US12476854B2 (en) * 2021-11-03 2025-11-18 Qualcomm Incorporated Techniques for signaling symbol format for guard interval based waveforms
JP7702854B2 (ja) * 2021-11-09 2025-07-04 日本放送協会 シングルキャリアｍｉｍｏ送信装置及びシングルキャリアｍｉｍｏ受信装置
WO2023110112A1 (en) * 2021-12-17 2023-06-22 Nokia Technologies Oy Phase tracking reference signal configuration for single-carrier waveforms
US11616671B1 (en) * 2022-01-10 2023-03-28 Qualcomm Incorporated Subcarrier mapping techniques for guard interval-based orthogonal frequency division multiplexing communications
US11784862B1 (en) * 2022-01-21 2023-10-10 Qualcomm Incorporated Mixed guard interval configurations
US20230370213A1 (en) * 2022-05-16 2023-11-16 Qualcomm Incorporated Techniques for multiplexing for unique word waveforms in wireless communications
EP4533755A1 (en) * 2022-06-01 2025-04-09 Nokia Technologies Oy Transmitting data in head and/or tail of single carrier waveform symbol
CN116801371B (zh) * 2023-07-06 2025-05-06 华东师范大学 一种5g卫星通信时间同步方法
WO2025137804A1 (en) * 2023-12-25 2025-07-03 Mediatek Inc. Method for generating on-off keying (ook) waveform for backscattering transmission using dft-s-ofdm for a-iot

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
PL2540019T3 (pl) * 2010-02-22 2019-05-31 Samsung Electronics Co Ltd Zastosowanie kodów przeskakiwania sekwencji i pokrywania ortogonalnego do sygnałów odniesienia łącza wysyłania
WO2014069945A1 (ko) * 2012-11-01 2014-05-08 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 송수신하는 방법 및 장치
WO2014124661A1 (en) * 2013-02-12 2014-08-21 Nokia Solutions And Networks Oy Zero insertion for isi free ofdm reception
CN105981454B (zh) * 2014-01-26 2019-11-15 Lg电子株式会社 在支持设备到设备通信的无线通信系统中发送同步信号和同步信道的方法及其装置
EP3396885B1 (en) * 2015-12-21 2021-09-01 LG Electronics Inc. Method and apparatus for generating and transmitting reference signal and data in wireless communication system
EP3429116B1 (en) * 2016-03-07 2021-11-10 LG Electronics Inc. Techniques of dmrs transmission in wireless communication systems supporting nb-iot
US11563618B2 (en) 2016-03-31 2023-01-24 Interdigital Patent Holdings, Inc. Methods, apparatuses and systems directed to unique word discrete Fourier transform spread and shaped orthogonal frequency division multiplexing based transmissions
CN105898872B (zh) * 2016-03-31 2021-01-22 电信科学技术研究院 一种上行传输方法及装置
US10764102B2 (en) 2016-04-25 2020-09-01 Idac Holdings, Inc. Apparatus and methods for non-systematic complex coded discrete fourier transform spread orthogonal frequency division multiplexing
US20190028252A1 (en) * 2017-07-21 2019-01-24 Qualcomm Incorporated Multiplexing demodulation reference signals and synchronization signals in new radio

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2025209220A1 (zh) * 2024-04-04 2025-10-09 华为技术有限公司 一种通信的方法和通信装置

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