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TW201722041A - 同步降壓型直流對直流（dc-dc）轉換器及其方法 - Google Patents

同步降壓型直流對直流（dc-dc）轉換器及其方法 Download PDF

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TW201722041A
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Abstract

一種同步降壓直流對直流轉換器，其包括一信號輸出端、一輸出級電路、一第一比較器、一閂鎖器、一控制邏輯電路、一驅動電路以及一導通時間控制電路。輸出級電路連接信號輸出端，並根據輸入電壓提供輸出電壓至信號輸出端。第一比較器接收相關於輸出電壓的回授電壓信號與參考電壓信號並輸出控制電壓信號。閂鎖器接收控制電壓信號與計時信號並輸出導通使能信號。控制邏輯電路接收導通使能信號並輸出導通控制信號。驅動電路根據導通控制信號控制輸出級電路的充放電時間。導通時間控制電路接收導通控制信號與輸入電壓並輸出計時信號。其中，計時信號相關於輸出級電路的占空比。

Description

同步降壓型直流對直流（DC-DC）轉換器及其方法
本發明是關於一種直流對直流（DC-DC）轉換器，特別是關於一種同步降壓型直流對直流轉換器及其方法。
在電源管理領域，同步降壓型直流對直流（DC-DC）轉換器有多種控制模式。當採用恆定導通時間控制模式時，DC-DC變換器可以直接由輸出電壓中的紋波來控制，不需要專門的脈衝寬度調變（Pulse Width Modulation，PWM）信號產生電路，也不需要環路補償網路，極大的簡化了採用DC-DC轉換器的電源系統的結構，改善了電源系統在寬範圍的負載和輸出電容情況下的瞬態回應，同時也提高了電源系統的可靠性。
在傳統的恆定導通時間控制模式的同步降壓型DC-DC轉換器的典型拓撲結構中，通常將輸出電壓作為閾值電壓與計時器電容兩端電壓進行比較以產生計時信號，然後根據計時信號與控制電壓信號控制功率電晶體的導通時間，從而穩定輸出電壓。
現有恆定導通時間控制技術中，由於功率電晶體自身導通電阻的影響，功率電晶體的開關週期也隨負載電流變化，影響了DC-DC轉換器的工作狀態和性能，限制了DC-DC轉換器的應用。
一種同步降壓直流對直流轉換器，其包括一信號輸出端、一輸出級電路、一第一比較器、一閂鎖器、一控制邏輯電路、一驅動電路以及一導通時間控制電路。輸出級電路連接信號輸出端，並根據輸入電壓提供輸出電壓至信號輸出端。第一比較器接收相關於輸出電壓的回授電壓信號與參考電壓信號並輸出控制電壓信號。閂鎖器接收控制電壓信號與計時信號並輸出導通使能信號。控制邏輯電路接收導通使能信號並輸出導通控制信號。驅動電路根據導通控制信號控制輸出級電路的充放電時間。導通時間控制電路接收導通控制信號與輸入電壓並輸出計時信號。其中，計時信號相關於輸出級電路的占空比。
一種同步降壓直流對直流轉換方法，其包括：利用第一開關電路基於輸入電壓對電感進行充放電以提供輸出電壓、根據導通控制信號控制第一開關電路的開關、比較相關於輸出電壓的回授電壓信號與參考電壓信號以產生控制電壓信號、閂鎖控制控制電壓信號與計時信號以輸出導通使能信號、邏輯處理導通使能信號以輸出導通控制信號、以及根據導通控制信號與輸入電壓產生計時信號。其中，計時信號相關於第一開關電路的占空比。
綜上，根據本發明的同步降壓型DC-DC轉換器及其方法能使開關週期不隨負載電流變化，進而改善轉換器的性能並擴大轉換器的應用範圍。
第1圖為恆定導通時間控制模式的同步降壓型直流對直流（DC-DC）轉換器的結構示意圖。恆定導通時間控制模式的同步降壓型DC-DC轉換器包括：計時器電路1、第一比較器2、閂鎖器3、控制邏輯電路4、驅動電路5、輸出級電路6以及回授電路7。
計時器電路1的第一輸入端連接電源端（其用以提供輸入電壓VIN），並且計時器電路1的第二輸入端連接信號輸出端（其用以提供輸出電壓Vout）。計時器電路1的輸出端連接閂鎖器3的重置端R。第一比較器2的正輸入端輸入參考電壓信號VREF，並且第一比較器2的負輸入端連接回授電路7的回授端。第一比較器2的輸出端連接閂鎖器的設定端S。閂鎖器3的輸出端Q連接控制邏輯電路4的輸入端。控制邏輯電路4的第一輸出端連接驅動電路5的第一輸入端，並且控制邏輯電路4的第二輸出端連接驅動電路5的第二輸入端。驅動電路5的第一輸出端連接輸出級電路6的第一控制端，並且驅動電路5的第二輸出端連接輸出級電路6的第二控制端。輸出級電路6的輸入端連接電源端，而輸出級電路6的輸出端連接信號輸出端。回授電路7連接在信號輸出端與地端GND之間。
其中，輸出級電路6包括開關電路（以下稱之為第一開關電路601）以及電感L。第一開關電路601的輸入端（即，輸出級電路6的輸入端）連接電源端，並且第一開關電路601的輸出端連接電感L的第一端。電感L的第二端為輸出級電路6的輸出端，且其連接信號輸出端。第一開關電路601的第一控制端（即，輸出級電路6的第一控制端）接收來自驅動電路5的閘極控制信號DRVH，而第一開關電路601的第二控制端（即，輸出級電路6的第二控制端）接收來自驅動電路5的閘極控制信號DRVL。第一開關電路601根據閘極控制信號DRVH與閘極控制信號DRVL控制電流（電感L）的充放電時間，進而輸出級電路6的輸出端能輸出一個穩定的直流輸出電壓Vout。
計時器電路1根據輸入電壓VIN與輸出電壓Vout輸出週期性的計時信號Tout。第一比較器2輸出控制電壓信號PUMP，並且此控制電壓信號PUMP為回授電壓信號VFB和參考電壓信號VREF之間比較後產生的數位信號。閂鎖器3閂鎖控制電壓信號PUMP和計時信號Tout，並據以輸出第一開關電路的導通致能信號TON。控制邏輯電路4接收閂鎖器3輸出的導通致能信號TON，經邏輯處理後輸出第一開關電路的的導通控制信號HSON和導通控制信號LSON。驅動電路5的第一輸入端接收導通控制信號HSON，並且驅動電路5的第二輸入端接收導通控制信號LSON。驅動電路5根據導通控制信號HSON與導通控制信號LSON產生對應的閘極控制信號DRVH與閘極控制信號DRVL。驅動電路5的第一輸出端輸出閘極控制信號DRVH，而驅動電路5的第二輸出端輸出閘極控制信號DRVL。
在一些實施例中，輸出級電路6還包括電容CL。電感L的第二端還連接電容CL的第一端，並且電容CL的第二端則連接地端GND。於此，電感L和電容CL的連接端為輸出級電路6的輸出端，且其連接信號輸出端。電感L與電容CL構成LC平流電路，以提供平流化的輸出電壓Vout。
在一些實施例中，第一開關電路601包括PMOS（P-channel Metal Oxide Semiconductor，P型金氧半）電晶體MP1以及NMOS（N-channel Metal Oxide Semiconductor，N型金氧半）電晶體MN1。PMOS電晶體MP1的閘極（第一開關電路601的第一控制端）連接驅動電路5的第一輸出端，而PMOS電晶體MP1的源極（第一開關電路601的輸入端）連接電源端。NMOS電晶體MN1的閘極（第一開關電路601的第二控制端）連接驅動電路5的第二輸出端，而NMOS電晶體MN1的源極連接地端GND。PMOS電晶體MP1的汲極、NMOS電晶體MN1的汲極與電感L的第一端共同連接至接點SW（第一開關電路601的輸出端）。換言之，PMOS電晶體MP1連接在電源端及電感L之間，且其用來提供一充電電流路徑。NMOS電晶體MN1連接在地端GND及電感L之間，且其用來提供一放電電流路徑。
於此，控制邏輯電路4接收閂鎖器3輸出的導通致能信號TON，經邏輯處理後輸出PMOS電晶體MP1的導通控制信號HSON和NMOS電晶體MN1的導通控制信號LSON。驅動電路5根據導通控制信號HSON與導通控制信號LSON分別產生對應的閘極控制信號DRVH與閘極控制信號DRVL。PMOS電晶體MP1的閘極輸入閘極控制信號DRVH，並且NMOS電晶體MN1的閘極輸入閘極控制信號DRVL。輸入電壓VIN通過PMOS電晶體MP1連接到節點SW，並且NMOS電晶體MN1連接在節點SW與地端GND之間。電感L連接在節點SW與輸出電壓Vout之間。
當PMOS電晶體MP1打開（ON）時，輸入電壓VIN通過PMOS電晶體MP1連接到電感L的第一端，以致輸入電壓VIN通過PMOS電晶體MP對電感L進行充電。當NMOS電晶體MN1打開時，電感L經由NMOS電晶體MN1導通至地端GMND，以致電感L進行放電。因此，透過調節PMOS電晶體MP1與NMOS電晶體MN1的導通時間來控制電流（電感L）的充放電時間，進而輸出級電路6能輸出一個穩定的直流輸出電壓Vout。
在具體實現過程中，上述的同步降壓型DC-DC轉換器由計時器電路1輸出週期性的計時信號Tout，並與控制電壓信號PUMP共同作用來控制開關電路的開關（ON/OFF，即導通和斷開）。對於給定的輸入電壓VIN和輸出電壓Vout，導通致能信號TON的時間是恆定的（即，導通時間恆定）。由於PMOS電晶體MP1與NMOS電晶體MN1的導通阻抗的影響，在不同的負載電流下，要維持恆定的輸出電壓Vout，開關電路601的占空比會變化。因此，開關電路601的開關週期Tsw隨著信號輸出端的負載電流而變化。通常負載越大，所需占空比越高，可是導通時間恆定，所以開關週期Tsw會減小，開關頻率會提高。
換言之，在上述的同步降壓型DC-DC轉換器中，由於輸入電壓VIN和輸出電壓Vout為固定不變的，因此當負載的量或其所需電流量改變（即，負載電流發生變化）時，回授迴圈（feedback loop）會調整占空比D以提供符合負載電流變化的新占空比D’。然而，計時信號Tout的計時週期Ton為固定不變的但占空比已改變為D’，因此開關信號的開關週期Tsw則需改變以滿足此些變化，藉以達到新的穩定狀態（1/Tsw=Ton*D’）。開關信號的開關週期Tsw隨著信號輸出端的負載電流而變化，因此PMOS電晶體MP1與NMOS電晶體MN1導通的頻率（開關頻率）也隨之變化。
在一些實施例中，回授電路7可以分壓電路實現，其用以對輸出電壓進行分壓處理來產生回授電壓信號VFB。於此，回授電路7包括第一回授電阻RF1和第二回授電阻RF2。第一回授電阻RF1的一端和第二回授電阻RF2的一端串聯。第一回授電阻RF1的另一端連接輸出級電路6的輸出端與信號輸出端，而第二回授電阻RF2的另一端連接地端GND。第一回授電阻RF1和第二回授電阻RF2的連接端（分壓點）為回授電路7的回授端，且其連接第一比較器2的負輸入端。
在一些實施例中，回授電路7亦可以回授走線實現（圖式未示）。回授走線的一端連接輸出級電路6的輸出端與信號輸出端。回授走線的另一端為回授電路7的回授端，且其連接第一比較器2的負輸入端。
第2圖為本發明一實施例的同步降壓型DC-DC轉換器的結構示意圖。參照第2圖，此同步降壓型DC-DC轉換器能提供恆定的開關週期Tsw。在此實施例中，同步降壓型同步降壓型DC-DC轉換器包括：導通時間控制電路1’、第一比較器2、閂鎖器3、控制邏輯電路4、驅動電路5、輸出級電路6以及回授電路7。於此，第一比較器2、閂鎖器3、控制邏輯電路4、驅動電路5、輸出級電路6以及回授電路7的結構與運作大致上同於前述實施例。
其中，控制邏輯電路4的第一輸出端還連接導通時間控制電路1’的第一輸入端，並且控制邏輯電路4的第二輸出端還連接導通時間控制電路1’的第二輸入端。導通時間控制電路1’接收導通控制信號HSON、LSON，並根據導通控制信號HSON、LSON與輸入電壓VIN產生計時信號Tout。於此，計時信號Tout的延時隨著信號輸出端的負載電流變化而相應變化。
在一些實施例中，導通時間控制電路1’包括計時器電路101和閾值電壓產生電路102。閾值電壓產生電路102的第一輸入端連接控制邏輯電路4的第一輸出端，並且閾值電壓產生電路102的第二輸入端輸入控制邏輯電路4的第二輸出端。閾值電壓產生電路102的輸出端連接計時器電路101的第二輸入端。計時器電路101的第一輸入端連接輸入電壓VIN，而計時器電路101的輸出端連接閂鎖器3的重置端R。
計時器電路101的第二輸入端接收由閾值電壓產生電路102所產生的閾值電壓信號D*VIN*k（即，閾值電壓信號D*VIN*k為占空比D與輸入電壓VIN的乘積的k倍）。於此，閾值電壓產生電路102接收導通控制信號HSON、LSON，並且根據導通控制信號HSON、LSON產生與第一開關電路601的開關信號（閘極控制信號DRVH、DRVL）的占空比D成正比的閾值電壓信號D*VIN*k。計時器電路101根據輸入電壓VIN與閾值電壓信號D*VIN*k輸出週期性的計時信號Tout，並且計時信號Tout亦會與占空比D成正比。換言之，當信號輸出端的負載電流變化時，占空比D隨之變化，閾值電壓信號D*VIN*k也隨之變化，進而計時信號Tout的計時週期Ton也與占空比D成正比。
計時信號Tout的計時週期Ton可由簡單運算得到：VIN/R*Ton=C*D*VIN*k，即Ton=C*R*D*k。其中，R為計時器電路101內的充電電路的電阻值，並且C為電容C11的電容值。於此，假設比例因數為K，計時週期Ton與占空比D的關係式即為Ton=K*D，由於開關週期Tsw和計時週期Ton的關係為Tsw=Ton/D，因此可知開關週期Tsw恆等於K。換言之，同步降壓型DC-DC轉換器的開關週期Tsw與占空比D無關，即不隨負載電流而變化，實現了開關週期Tsw的恆定。恆定開關週期Tsw的同步降壓型DC-DC轉換器在恆定導通時間控制模式的同步降壓型DC-DC轉換器的結構基礎上增加閾值電壓產生電路102，並且由閾值電壓產生電路102來產生與占空比D成正比的閾值電壓信號D*VIN*k，以致使當負載電流變化時，使開關週期Tsw恆定。
於此，負載電流變化是指在DC-DC轉換器的負載範圍內變化。進一步說，在恆壓（輸出電壓Vout）輸出的情況下，如果負載電阻RL比較小，負載電流（Vout/RL）則比較大；反之，如果負載電阻RL比較大，負載電流Vout/RL則比較小；並且，此處的負載電流變化是在一定範圍內來說的。
於此，k為固定不變的值，且其可因應實際需求而設計。
第3圖為第2圖中的閾值電壓產生電路102的一實施例的電路示意圖。在一些實施例中，參照第3圖，閾值電壓產生電路102包括開關電路（以下稱第二開關電路）、低通濾波器F12以及反閘INV12。其中，第二開關電路包括PMOS電晶體MP12以及NMOS電晶體MN12。
反閘INV12的輸入端連接控制邏輯電路4的第一輸出端。PMOS電晶體MP12的閘極連接反閘INV12的輸出端，並且PMOS電晶體MP12的源極連接電源端。PMOS電晶體MP12的汲極連接NMOS電晶體MN12的汲極，並且PMOS電晶體MP12的汲極還連接低通濾波器F12的輸入端。NMOS電晶體MN12的閘極連接控制邏輯電路4的第二輸出端，並且NMOS電晶體MN12的源極連接地端GND。PMOS電晶體MP12的汲極、並且NMOS電晶體MN12的汲極與低通濾波器F12的輸入端共同連接接點SVIN。低通濾波器F12的輸出端連接計時器電路101的第二輸入端。
反閘INV12的輸入端接收PMOS電晶體MP1的導通控制信號HSON。NMOS電晶體MN12的閘極接收NMOS電晶體MN1的導通控制信號LSON。換言之，在閾值電壓產生電路102中，PMOS電晶體MP12的閘極接收PMOS電晶體MP1的導通控制信號HSON的反相信號，NMOS電晶體MN12的閘極接收NMOS電晶體MN1的導通控制信號LSON，因而使PMOS電晶體MP12和NMOS電晶體MN12實現週期性導通和斷開。
舉例來說，當導通控制信號HSON為1且導通控制信號LSON為0時，PMOS電晶體MP12導通且NMOS電晶體MN12斷開；此時，輸入電壓VIN通過低通濾波器F12連接到閾值電壓產生電路102的輸出端（計時器電路101的第二輸入端）。反之，當導通控制信號HSON為0且導通控制信號LSON為1時，PMOS電晶體MP12斷開且NMOS電晶體MN12導通；此時，低通濾波器F12的輸入端連接到地端GND。在每個開關週期Tsw中，PMOS電晶體MP12的導通時間為Ton，而NMOS電晶體MN12的導通時間為Toff。假設D為占空比，即D=Ton/Tsw。換言之，PMOS電晶體MP12以及NMOS電晶體MN12以占空比D對輸入電壓VIN進行取樣，並經由接點SVIN輸出取樣後的輸入電壓給低通濾波器F12。低通濾波器F12將取樣後的輸入電壓VIN中的直流分量無衰減的傳遞到閾值電壓產生電路102的輸出端，而在閾值電壓產生電路102的輸出端得到直流閾值電壓信號D*VIN*k。在此實施例中，k=1，即閾值電壓信號D*VIN*k為占空比D與輸入電壓VIN的乘積。
在一些實施例中，低通濾波器F12包括電阻R12以及電容C12。電阻R12的第一端連接PMOS電晶體MP12的汲極，並還連接到NMOS電晶體MN12的汲極。即，電阻R12的第一端連接接點SVIN。電阻R12的第二端連接電容C12的第一端，並還連接到計時器電路101的第二輸入端。電容C12的第二端連接地端GND。
第4圖為第2圖中的閾值電壓產生電路102的另一實施例的電路示意圖。在另一些實施例中，參照第4圖，閾值電壓產生電路102包括開關電路（以下稱第二開關電路）、比例電路、低通濾波器F12以及反閘INV12。其中，第二開關電路包括PMOS電晶體MP12以及NMOS電晶體MN12。比例電路包括二電阻R14、R16、NMOS電晶體MN14以及或閘OR12。
反閘INV12的輸入端連接控制邏輯電路4的第一輸出端。PMOS電晶體MP12的閘極連接反閘INV12的輸出端，並且PMOS電晶體MP12的源極連接電源端。PMOS電晶體MP12的汲極連接NMOS電晶體MN12的汲極，並且PMOS電晶體MP12的汲極還連接低通濾波器F12的輸入端。NMOS電晶體MN12的閘極連接控制邏輯電路4的第二輸出端，並且NMOS電晶體MN12的源極連接地端GND。PMOS電晶體MP12的汲極、並且NMOS電晶體MN12的汲極與電阻R14的第一端共同連接接點SVIN。電阻R14的第二端連接電阻R16的第一端與低通濾波器F12的輸入端。低通濾波器F12的輸出端連接計時器電路101的第二輸入端。電阻R16的第二端連接NMOS電晶體MN14的汲極。NMOS電晶體MN14的源極連接地端GND。或閘OR12的二輸入端分別連接邏輯電路4的第一輸出端與第二輸出端。或閘OR12的輸出端連接NMOS電晶體MN14的閘極。
反閘INV12的輸入端接收PMOS電晶體MP1的導通控制信號HSON。NMOS電晶體MN12的閘極接收NMOS電晶體MN1的導通控制信號LSON。換言之，在閾值電壓產生電路102中，PMOS電晶體MP12的閘極接收PMOS電晶體MP1的導通控制信號HSON的反相信號，NMOS電晶體MN12的閘極接收NMOS電晶體MN1的導通控制信號LSON，因而使PMOS電晶體MP12和NMOS電晶體MN12實現週期性導通和斷開，藉以對輸入電壓VIN進行取樣。
在每個開關週期Tsw中，PMOS電晶體MP12的導通時間為Ton，而NMOS電晶體MN12的導通時間為Toff。假設D為占空比，即D=Ton/Tsw。換言之，PMOS電晶體MP12與NMOS電晶體MN12以占空比D對輸入電壓VIN進行取樣並經由接點SVIN提供取樣後的輸入電壓VIN。比例電路將取樣後的輸入電壓VIN以比例因子k進行比例調整。電阻器R12和電容器C12組成的低通濾波器F12將比例調整後的輸入電壓VIN*k中的直流分量無衰減的傳遞到閾值電壓產生電路102的輸出端，而在閾值電壓產生電路102的輸出端得到直流閾值電壓信號D*VIN*k。在此實施例中，k=R14/(R14+R16)。
第5圖為第2圖中的計時器電路101的一實施例的電路示意圖。在一些實施例中，參照第5圖，計時器電路101包括第二比較器P11、充電電路R11、電容C11以及開關元件K11。
第二比較器P11的負輸入端連接閾值電壓產生電路102（低通濾波器F12的輸出端）。第二比較器P11的輸出端連接閂鎖器3的重置端R，並且還連接到開關元件K11的控制端。第二比較器P11的正輸入端、電容C11的第一端、開關元件K11的第一端與充電電路R11的輸出端共同連接接點A。充電電路R11的輸出端連接電源端。電容C11的第二端與開關元件K11的第二端連接地端GND。換言之，開關元件K11與該電容C11並聯。
在計時器電路101中，充電電路R11接收輸入電壓VIN並將輸入電壓VIN轉換成充電電流信號VIN/R，然後以充電電流信號VIN/R對電容C11充電。第二比較器P11將電容C11的端電壓（VA）（接點A的電壓）與閾值電壓信號D*VIN*k進行比較以輸出計時信號Tout，並且將此計時信號Tout作為回授信號來控制開關元件K11的開關，進而產生週期性的計時信號Tout。其中，此計時信號Tout的計時週期Ton可以下式1表示。
式1
進一步說，在初始時期，電容C11的端電壓VA為零，此時計時信號Tout為低位準並且使開關元件K11關斷，並且充電電流信號VIN/R則對電容C11充電，以致使端電壓VA逐漸升高。當電容C11的端電壓VA大於閾值電壓信號D*VIN*k時，第二比較器P11輸出的計時信號Tout為高位準，且此高位準的計時信號Tout使開關元件K11閉合，並且電容C11進行放電，以致使端電壓VA降為0。當端電壓VA變為0時，第二比較器P11輸出的計時信號Tout則又變為低位準，並且充電電流信號VIN/R再次給電容C11充電。透過如此迴圈，第二比較器P11即可輸出週期性的計時信號Tout，並且計時週期Ton=D*R*C。其中，R為充電電路R11的電阻值，並且C為電容C11的電容值。
當同步降壓型DC-DC轉換器正常工作時，負載電流允許在一定範圍內變化，在理想情況下，忽略電晶體（開關電路）的導通電阻，且占空比D可以下式2表示。
D=Vout/VIN      式2
由式1至式2可得到下式3。
式3
並且，由式3可推得開關週期Tsw如下式4。
式4
由式4可見，開關週期Tsw為恆定值（k*R*C）。
但實際中，由於電晶體（開關電路）的導通電阻的存在，因而致使實際的占空比D隨負載電流變化。假設PMOS電晶體MP1的導通電阻為Rhs、NMOS電晶體MN1的導通電阻為Rls且負載電流為Io，則實際的占空比D如下式5。
式5
在恆定導通時間控制模式的同步降壓型DC-DC轉換器中，計時器電路1輸出的計時信號Tout的計時週期Ton可以下式6表示。
式6
將實際的占空比D（式5）和式6的計時週期Ton代入開關週期Tsw的運算式中，可得下式7。
式7
由上式7可知，實際中，開關週期Tsw是隨負載電流Io而變化。
針對開關週期Tsw不穩定的問題，在導通時間控制電路1’中，以閾值電壓信號D*VIN*k來代替現有技術中的輸出電壓Vout，進而得到計時週期Ton如下式8。
式8
再根據開關週期Tsw的運算式可得下式9。
式9
由上式9可知，開關週期Tsw是恆定的（kRC）。
舉例來說，計時週期Ton是隨著占空比D變化而變化，即Ton=D*t，其中時間t為預先設定好且固定不變的。此時，開關週期Tsw=D/Ton=1/t。當負載的量或其所需電流量改變（即，負載電流發生變化）時，回授迴圈（feedback loop）會調整占空比D以提供符合負載電流變化的新占空比D’。由於占空比由D改變為D’， 計時週期Ton亦會改變成新的計時週期Ton’=D’*t，而此時開關週期可以下式表示：Tsw’= D’/Ton’=1/t。因此，不論占空比D如何改變，開關週期Tsw都保持恆定。也就是說，不論負載的量或其所需電流量如何改變，開關週期Tsw都可以保持恆定。
第6圖為第2、3及5圖中相關信號的時序圖。控制電壓信號PUMP、端電壓VA、計時信號Tout、導通致能信號TON、導通控制信號HSON、LSON以及閘極控制信號DRVH、DRVL的時序關係如第5圖所示。
綜上所述，根據本發明的同步降壓型DC-DC轉換器及其方法能使開關週期不隨負載電流變化，進而改善轉換器的性能並擴大轉換器的應用範圍。
雖然本發明以前述之實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習相像技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之專利保護範圍須視本說明書所附之申請專利範圍所界定者為準。
1‧‧‧計時器電路
2‧‧‧第一比較器
3‧‧‧閂鎖器
4‧‧‧控制邏輯電路
5‧‧‧驅動電路
6‧‧‧輸出級電路
601‧‧‧第一開關電路
7‧‧‧回授電路
1’‧‧‧導通時間控制電路
101‧‧‧計時器電路
102‧‧‧閾值電壓產生電路
VIN/R‧‧‧充電電流信號
Vout‧‧‧輸出電壓
Tout‧‧‧計時信號
VREF‧‧‧參考電壓信號
VFB‧‧‧回授電壓信號
PUMP‧‧‧控制電壓信號
S‧‧‧設定端
R‧‧‧重置端
Q‧‧‧輸出端
TON‧‧‧導通致能信號
HSON‧‧‧導通控制信號
LSON‧‧‧導通控制信號
DRVH‧‧‧閘極控制信號
DRVL‧‧‧閘極控制信號
VIN‧‧‧輸入電壓
GND‧‧‧地端
MP1‧‧‧P型金氧半電晶體
MN1‧‧‧N型金氧半電晶體
SW‧‧‧接點
L‧‧‧電感
CL‧‧‧電容
RL‧‧‧負載電阻
RF1‧‧‧第一回授電阻
RF2‧‧‧第二回授電阻
D*VIN*k‧‧‧閾值電壓信號
R11‧‧‧充電電路
F12‧‧‧低通濾波器
R12‧‧‧電阻
R14‧‧‧電阻
R16‧‧‧電阻
C12‧‧‧電容
INV12‧‧‧反閘
OR12‧‧‧或閘
MP12‧‧‧PMOS電晶體
MN12‧‧‧NMOS電晶體
MN14‧‧‧NMOS電晶體
SVIN‧‧‧接點
P11‧‧‧第二比較器
C11‧‧‧電容
K11‧‧‧開關元件
VA‧‧‧端電壓
VIN/R‧‧‧充電電流信號
[第1圖]為恆定導通時間控制模式的同步降壓型直流對直流（DC-DC）轉換器的結構示意圖。 [第2圖]為本發明一實施例的同步降壓型DC-DC轉換器的結構示意圖。 [第3圖]為第2圖中的閾值電壓產生電路的一實施例的電路示意圖。 [第4圖]為第2圖中的閾值電壓產生電路的另一實施例的電路示意圖。 [第5圖]為第2圖中的計時器電路的一實施例的電路示意圖。 [第6圖]為第2、3及5圖中相關信號的時序圖。
1’‧‧‧導通時間控制電路
101‧‧‧計時器電路
102‧‧‧閾值電壓產生電路
2‧‧‧第一比較器
3‧‧‧閂鎖器
4‧‧‧控制邏輯電路
5‧‧‧驅動電路
6‧‧‧輸出級電路
601‧‧‧第一開關電路
7‧‧‧回授電路
Vout‧‧‧輸出電壓
Tout‧‧‧計時信號
VREF‧‧‧參考電壓信號
VFB‧‧‧回授電壓信號
PUMP‧‧‧控制電壓信號
S‧‧‧設定端
R‧‧‧重置端
Q‧‧‧輸出端
TON‧‧‧導通致能信號
HSON‧‧‧導通控制信號
LSON‧‧‧導通控制信號
DRVH‧‧‧閘極控制信號
DRVL‧‧‧閘極控制信號
VIN‧‧‧輸入電壓
GND‧‧‧地端
MP1‧‧‧P型金氧半電晶體
MN1‧‧‧N型金氧半電晶體
SW‧‧‧接點
L‧‧‧電感
CL‧‧‧電容
RL‧‧‧負載電阻
RF1‧‧‧第一回授電阻
RF2‧‧‧第二回授電阻
D*VIN*k‧‧‧閾值電壓信號

Claims (17)

  1. 一種同步降壓型直流對直流轉換器，包括： 一信號輸出端，輸出一輸出電壓； 一輸出級電路，連接該信號輸出端，根據一輸入電壓提供該輸出電壓； 一第一比較器，接收一回授電壓信號與一參考電壓信號並輸出一控制電壓信號，其中該回授電壓信號相關於該輸出電壓； 一閂鎖器，接收該控制電壓信號與一計時信號並輸出一導通使能信號； 一控制邏輯電路，接收該導通使能信號並輸出一導通控制信號； 一驅動電路，根據該導通控制信號控制該輸出級電路的充放電時間；以及 一導通時間控制電路，接收該導通控制信號與該輸入電壓並輸出該計時信號，其中該計時信號相關於該輸出級電路的一占空比。
  2. 如請求項1所述之同步降壓型直流對直流轉換器，其中該計時信號的計時週期正比於該占空比。
  3. 如請求項1所述之同步降壓型直流對直流轉換器，其中該導通時間控制電路包括： 一閾值電壓產生電路，接收該導通控制信號並輸出一閾值電壓信號，其中該閾值電壓信號與該占空比成比例；以及 一計時器電路，接收該閾值電壓信號與該輸入電壓並輸出該計時信號。
  4. 如請求項3所述之同步降壓型直流對直流轉換器，其中該閾值電壓產生電路包括： 一開關電路，受控於該導通控制信號；以及 一低通濾波器，經由該開關電路連接該輸入電壓並輸出該閾值電壓信號。
  5. 如請求項3所述之同步降壓型直流對直流轉換器，其中該閾值電壓產生電路包括： 一開關電路，受控於該導通控制信號； 一比例電路，耦接該開關電路，受控於該導通控制信號，經由該開關電路連接該輸入電壓並提供一比例因子；以及 一低通濾波器，耦接該比例電路，從該比例電路接收具有該比例因子的該輸入電壓並輸出該閾值電壓信號。
  6. 如請求項3所述之同步降壓型直流對直流轉換器，其中該計時器電路包括： 一電阻，接收該輸入電壓並根據該輸入電壓提供一充電電流信號； 一電容，該電容連接在該電阻與地端之間，接收該充電電流信號； 一開關元件，與該電容並聯；以及 一第二比較器，接收該電容的該第一端的端電壓與該閾值電壓信號並輸出該計時信號。
  7. 如請求項3所述之同步降壓型直流對直流轉換器，其中該閾值電壓信號與該占空比成正比。
  8. 如請求項1所述之同步降壓型直流對直流轉換器，其中該輸出級電路包括： 一電感；以及 一開關電路，在該驅動電路的控制下提供在該輸入電壓與該電感的第一端之間的一充電路徑和在該電感的第一端與地端之間的一放電路徑，其中該電感的第二端連接該信號輸出端。
  9. 如請求項7所述之同步降壓型直流對直流轉換器，其中該輸出級電路更包括： 一電容，連接在該信號輸出端與該地端之間。
  10. 如請求項1至9中之任一項所述之同步降壓型直流對直流轉換器，更包括： 一回授電路，連接在該信號輸出端與該第一比較器之間。
  11. 一種同步降壓型直流對直流轉換方法，包括： 利用一第一開關電路基於一輸入電壓對一電感進行充放電以提供一輸出電壓； 根據一導通控制信號控制該第一開關電路的開關； 比較一回授電壓信號與一參考電壓信號以產生一控制電壓信號，其中該回授電壓信號相關於該輸出電壓； 閂鎖控制該控制電壓信號與該計時信號以輸出一導通使能信號； 邏輯處理該導通使能信號以輸出該導通控制信號；以及 根據該導通控制信號與該輸入電壓產生該計時信號，其中該計時信號相關於該第一開關電路的一占空比。
  12. 如請求項11所述之同步降壓型直流對直流轉換方法，其中該計時信號的計時週期正比於該占空比。
  13. 如請求項11所述之同步降壓型直流對直流轉換方法，其中該計時信號的產生步驟包括： 經由一第二開關電路提供該輸入電壓至一低通濾波器； 利用該低通濾波器輸出一閾值電壓信號，其中該閾值電壓信號與該占空比成比例； 根據該導通控制信號控制該第二開關電路的開關； 基於該輸入電壓提供一充電電流信號；以及 根據該閾值電壓信號與該充電電流信號產生該計時信號。
  14. 如請求項13所述之同步降壓型直流對直流轉換方法，其中該閾值電壓信號與該占空比成正比。
  15. 如請求項11所述之同步降壓型直流對直流轉換方法，其中該計時信號的產生步驟包括： 經由一第二開關電路提供該輸入電壓； 根據該導通控制信號產生具有一比例因子的該輸入電壓； 利用該低通濾波器根據具有該比例因子的該輸入電壓輸出一閾值電壓信號，其中該閾值電壓信號與該占空比成比例； 根據該導通控制信號控制該第二開關電路的開關； 基於該輸入電壓提供一充電電流信號；以及 根據該閾值電壓信號與該充電電流信號產生該計時信號。
  16. 如請求項15所述之同步降壓型直流對直流轉換方法，其中該閾值電壓信號與該占空比成正比。
  17. 如請求項11至16中之任一項所述之同步降壓型直流對直流轉換方法，更包括： 對該輸出電壓進行分壓處理以產生該回授電壓信號。
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