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TW201705657A - 在組合切換及線性調節器中使用ｐ型金氧半導體電源開關 - Google Patents

在組合切換及線性調節器中使用ｐ型金氧半導體電源開關 Download PDF

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TW201705657A
TW201705657A TW105107697A TW105107697A TW201705657A TW 201705657 A TW201705657 A TW 201705657A TW 105107697 A TW105107697 A TW 105107697A TW 105107697 A TW105107697 A TW 105107697A TW 201705657 A TW201705657 A TW 201705657A
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voltage
regulator
coupled
converter
mosfet
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TW105107697A
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Inventor
亞傑 庫馬
Original Assignee
微晶片科技公司
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Abstract

一P-MOS電晶體可用作一DC-DC轉換器中之一開關或一線性調節器之一通過電晶體。當一供應電壓高於一特定電壓時，該P-MOS電晶體將用於該DC-DC轉換器中，且當該供應電壓低於該特定電壓時，該P-MOS電晶體將用於該線性調節器中。可利用一電壓比較器來監測該供應電壓，該電壓比較器比較該供應電壓與該特定電壓。高於該特定電壓，該DC-DC轉換器比該線性調節器高效，且低於該特定電壓，該線性電壓調節器比該DC-DC轉換器高效。另一選擇係，可在積體電路封裝製作或最終產品製造期間針對不同產品應用藉由使用接合、一跨接線、一熔絲鏈或程式化一位元來完成選擇該DC-DC轉換器或線性調節器。

Description

在組合切換及線性調節器中使用P型金氧半導體電源開關 相關專利申請案
本申請案主張於2015年3月12日提出申請之共同擁有之美國臨時專利申請案第62/132,001號之優先權；該美國臨時專利申請案特此出於所有目的以引用之方式併入本文中。
本發明係關於積體電路電壓調節器，且更具體而言，係關於基於一源極電壓值將一共同PMOS功率電晶體用於切換及線性調節器兩者。
DC-DC轉換器通常用於提供一DC供應電壓之一高度高效調節。一DC-DC轉換器之效率在供應電壓減小時降低。存在其中一線性電壓調節器變得比一DC-DC轉換器高效之一點。因此，為了具有跨越一整個寬廣供應電壓範圍(舉例而言1.43至3.63伏特)之最佳效率，可並排放置一DC-DC轉換器及一線性調節器兩者。但DC-DC轉換器及線性調節器兩者皆需要矽面積(real estate)之一大區域且其大多數區域由功率通過電晶體佔據。此使得將DC-DC轉換器及線性調節器兩者提供於一積體電路裝置中係極昂貴的。另一選擇係，此問題之一解決方案可在於使用一者或另一者，其中使用一DC-DC轉換器，較高供應電壓處於最佳效率之甜蜜點(sweet spot)中，或使用一線性調節器，一低供應電 壓處於最佳效率之甜蜜點中。具有DC-DC轉換器之某些積體電路裝置採用一小維生線性調節器；但再次如名稱指示，其僅係一維生經調節電壓源極，而非一完全功能線性調節器。
一般而言，DC-DC轉換器(例如，切換模式降壓轉換器)及線性調節器作為兩個不同電壓調節器電路保持分離且完全獨立。由於此等類型之電壓調節器之電源電路載送一大電流，因此就矽面積區域而言其通常係極大的，因此內部解決方案(若發生)可僅提供一極弱線性調節器以節省積體電路矽區域。
因此，需要製作於一積體電路晶粒上之一DC-DC轉換器及一線性電壓調節器之一成本與面積高效組合且需要取決於可用之供應電壓而利用兩個電壓調節器之最佳效率。
根據一實施例，一電壓調節器可包括：一功率金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)；及一切換電路，其用於在一第一操作模式中將該功率MOSFET切換成一DC-DC調節器電路且用於在一第二操作模式中將該功率MOSFET切換成一線性調節器電路。根據又一實施例，該切換電路可經組態以量測饋送至該電壓調節器之一供應電壓且可基於該所量測供應電壓而選擇該第一操作模式或該第二操作模式。
根據又一實施例，該電壓調節器可包括：一第一電壓參考；一運算放大器，其具有耦合至該第一電壓參考之一輸出之一第一輸入；其中該功率MOSFET可包括經調適為一高側開關或通過電晶體且具有耦合至一供應電壓之一源極之一P通道MOSFET(P-MOSFET)；一功率電感器，其具有耦合至該P-MOSFET之一汲極之一第一端；一濾波電容器，其耦合至該功率電感器之一第二端且耦合至該第一運算放大器之一第二輸入；第一及第二信號開關，其各自具有一共同點、一第一位置及一第二位置，其中該第一信號開關之該共同點可耦合至該運算 放大器之一輸出，且該第二信號開關之一共同點可耦合至該P-MOSFET之一閘極；一DC-DC轉換器，其可包括：一斜率補償網路，其具有耦合至該第一信號開關之該第一位置之一輸入，一第一比較器，其具有耦合至該斜率補償網路之一輸出之一第一輸入，一脈衝寬度調變(PWM)產生器，其具有耦合至該第一比較器之一輸出之一輸入及耦合至該第二信號開關之該第一位置之一輸出，一計時器，其具有耦合至該脈衝寬度調變產生器且用以判定一PWM週期之一輸出，一低側開關，其耦合至該P-MOSFET之該汲極及該功率電感器之該第一端，及一電流感測器，其耦合至該低側開關且將一電流信號提供至該第一比較器之一第二輸入；以及一線性電壓調節器，其可包括一放大器，該放大器具有耦合至該第一信號開關之該第二位置之一輸入及耦合至該第二信號開關之該第二位置之一輸出；其中當該等第一及第二信號開關可處於該等第一位置中時，該DC-DC轉換器調節該濾波電容器上之一輸出電壓且該PWM產生器控制該P-MOSFET，且當該等第一及第二信號開關可處於該等第二位置中時，該線性電壓調節器調節該濾波電容器上之該輸出電壓且該放大器控制該P-MOSFET。
根據又一實施例，該低側開關可係一矽二極體。根據又一實施例，該矽二極體可係一肖特基(Schottky)二極體。根據又一實施例，該低側開關可係一N通道金屬氧化物半導體場效電晶體(N-MOSFET)；該PWM產生器可包括互補輸出；且該電壓調節器可進一步包括一第三信號開關，該第三信號開關具有一共同點、一第一位置及一第二位置，其中該共同點可耦合至該N-MOSFET之一閘極，該第一位置可耦合至該PWM產生器之一互補輸出且該第二位置可耦合至一電源共同點。根據又一實施例，該DC-DC轉換器可係一同步降壓DC-DC轉換器。
根據又一實施例，一第二電壓參考及一第二電壓比較器可具有 耦合至該供應電壓之一第一輸入及耦合至該第二電壓參考之一第二輸入，其中該第二電壓比較器可控制該等第一及第二信號開關，藉此當該供應電壓可大於來自該第二電壓參考之一特定電壓時，該等第一及第二信號開關可處於該第一位置中，且當該供應電壓可小於或等於來自該第二電壓參考之該特定電壓時，該等第一及第二信號開關可處於該第二位置中。
根據又一實施例，該第二電壓比較器具有滯後性。根據又一實施例，該特定電壓可係一最佳電壓，藉此當該供應電壓可大於該最佳電壓時，該DC-DC轉換器可比該線性調節器高效，且當該供應電壓可小於或等於該最佳電壓時，該線性調節器可比該DC-DC轉換器高效。根據又一實施例，可在積體電路封裝製作期間藉由接合來選擇該等第一及第二信號開關之該等第一或第二位置。根據又一實施例，可利用一跨接線來選擇該等第一及第二信號開關之該等第一或第二位置。根據又一實施例，可利用一熔絲鏈來選擇該等第一及第二信號開關之該等第一或第二位置。根據又一實施例，可藉由程式化一暫存器中之一位元來選擇該等第一及第二信號開關之該等第一或第二位置。根據又一實施例，該等第一及第二信號開關可包括場效電晶體。根據又一實施例，該第三信號開關可包括場效電晶體。
根據又一實施例，一種微控制器可包括一電壓調節器，該電壓調節器具有：一功率金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)；及一切換電路，其用於在一第一操作模式中將該功率MOSFET切換成一DC-DC調節器電路且用於在一第二操作模式中將該功率MOSFET切換為一線性調節器電路。根據又一實施例，該微控制器可經組態以量測供應電壓且基於該所量測供應電壓而選擇該等第一及第二信號開關之該等第一或第二位置。
根據另一實施例，一種用於選擇一DC-DC轉換器或線性調節器 以用於最佳電壓調節效率之方法可包括以下步驟：提供具有一高側開關之一DC-DC轉換器，該高側開關可包括一金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)；提供具有一串聯通過電晶體之一線性電壓調節器，該串聯通過電晶體可包括該MOSFET；及利用一電壓比較器來比較一供應電壓與一特定電壓，其中當該供應電壓可大於該特定電壓時，使用該DC-DC轉換器以用於電壓調節，且當該供應電壓可小於或等於該特定電壓時，使用該線性電壓調節器以用於電壓調節。根據該方法之又一實施例，該DC-DC轉換器及線性電壓調節器可共用一電壓控制環路之一共同電壓參考及運算放大器。
100‧‧‧DC-DC轉換器/同步降壓DC-DC轉換器
102‧‧‧電壓參考/第一電壓參考
106‧‧‧運算放大器
108‧‧‧回饋補償網路/回饋網路
112‧‧‧峰值電流模式控制斜率補償網路/斜率補償網路
114‧‧‧電壓比較器/第一電壓比較器
116‧‧‧計時器
118‧‧‧互補輸出產生器
120‧‧‧高側電源開關/P通道金屬氧化物半導體場效電晶體/P型金氧半導體電晶體
122‧‧‧低側電源開關/N通道金屬氧化物半導體場效電晶體/NMOS電晶體
122a‧‧‧矽二極體/二極體
124‧‧‧電流量測感測器/電阻器
126‧‧‧功率電感器/電感器
128‧‧‧濾波電容器
130‧‧‧電阻器/負載
132‧‧‧分壓器電阻器
134‧‧‧分壓器電阻器
202‧‧‧電壓參考
206‧‧‧運算放大器
220‧‧‧P型金氧半導體電晶體
228‧‧‧濾波電容器
230‧‧‧電阻器/負載
232‧‧‧分壓器電阻器
234‧‧‧分壓器電阻器
400‧‧‧同步降壓DC-DC轉換器與線性DC電壓調節器
440‧‧‧緩衝放大器
442‧‧‧第二電壓參考
444‧‧‧第二電壓比較器/比較器
446a‧‧‧開關
446b‧‧‧開關
446c‧‧‧開關
a‧‧‧位置
b‧‧‧位置
Vout‧‧‧輸出電壓
VS‧‧‧供應電壓
可藉由參考結合附圖進行之以下說明而獲取對本發明之一更完全理解，附圖中：圖1圖解說明一同步降壓DC-DC轉換器之一典型示意圖；圖2圖解說明一線性DC電壓調節器之一典型示意圖；圖3圖解說明在一供應電壓範圍內之線性及DC-DC調節器效率之示意性曲線圖；圖4圖解說明根據本發明之一特定實例性實施例之一同步降壓DC-DC轉換器及一線性DC電壓調節器之一示意性表示圖，該同步降壓DC-DC轉換器及該線性DC電壓調節器使用一共同PMOS功率電晶體、某些其他共同組件及由該DC-DC轉換器或該線性DC電壓調節器基於連接至其之一供應電壓而進行之電壓調節之間的自動切換。
雖然本發明易於作出各種修改及替代形式，但已在圖式中展示並在本文中詳細闡述本發明之特定實例性實施例。然而，應理解，本文中對特定實例性實施例之說明並非意欲將本發明限於本文中所揭示之特定形式。
根據本發明之各種實施例，一P-MOS電晶體可用作一DC-DC轉換器中之一開關或一線性調節器之一通過電晶體。當一供應電壓高於一特定電壓時，P-MOS電晶體可用於DC-DC轉換器中，且當該供應電壓低於該特定電壓時，該P-MOS電晶體可用於線性調節器中。可利用具有滯後性之一電壓比較器來監測供應電壓，該電壓比較器比較供應電壓與特定電壓。高於特定電壓，DC-DC轉換器比線性調節器高效，且低於特定電壓，線性電壓調節器比DC-DC轉換器高效。該特定電壓可稱為用於在DC-DC轉換器與線性調節器電路組態之間進行選擇以便使電壓調節效率最大化之「最佳」電壓。
藉由使用同一P-MOS電晶體，針對兩個調節器之矽晶粒區域節省可在40%以上並跨越(舉例而言但並不限於)1.43至3.63伏特之一整個電壓範圍給予裝置之一最佳功率效率。
根據另一實施例，選擇DC-DC轉換器或線性調節器可在積體電路封裝製作或最終產品製造期間針對不同產品應用藉由接合、一跨接線、一熔絲鏈或程式化一位元來完成。
現在參考圖式，示意性地圖解說明特定實例性實施例之細節。在圖式中，將由相似編號表示相似元件，且將由帶有一不同小寫字母後綴之相似編號表示類似元件。
現在參考圖1，繪示一同步降壓DC-DC轉換器之一示意圖。該同步降壓DC-DC轉換器(通常由數字100表示)可包括一電壓參考102、一運算放大器(OpAmp)106、一回饋補償(FB Comp)網路108、一峰值電流模式控制(PCMC)斜率補償網路112、一電壓比較器114、一計時器116、一互補輸出產生器(COG)118、一高側電源開關(P通道MOSFET)120、一低側電源開關(N通道MOSFET)122、一電流量測感測器(例如，電阻器)124、一功率電感器126、一濾波電容器128、分壓器電阻器132及134(用以將一經減小輸出電壓回饋至FB網路108及OpAmp 106之反相輸入)及一電阻器130(例如，負載)。此類型之同步降壓DC-DC轉換器之操作係熟習切換模式電源供應器設計之技術者眾所周知的。
來自電壓參考102之一參考電壓耦合至OpAmp 106之非反相輸入，且濾波電容器128上之一電壓耦合至FB Comp網路108，該FB Comp網路進一步耦合至OpAmp 106之反相輸入。OpAmp 106用作一電壓誤差放大器。比較來自電流量測感測器124之感測電流與來自斜率補償網路112之一輸出，且該感測電流等於或大於來自斜率補償網路112之該輸出，控制高側電源開關120之接通狀態的來自COG 118之PWM脈衝將終止。然後，將接通低側電源開關122以傳導來自電感器126之電流，此乃因電感器126周圍之磁場崩潰。
圖1中所展示之DC-DC轉換器電路係一典型切換模式電源供應器(SMPS)。PMOS之傳導損耗+NMOS電晶體損耗=IRMS 2*RDS_ON，其中RDS_ON ∞ 1/(VDD-VTH)。因此，若VDD變低，則RDS_ON變高。切換損耗=CGate*VDD*FSW。使用此一DC-DC轉換器之大多數微控制器具有在約2.6至3.63V之範圍內之一VDD輸出電壓且具有大於65%之一效率。
現在參考圖2，繪示一線性DC電壓調節器之一示意圖。該線性DC電壓調節器可包括一電壓參考202、一運算放大器(OpAmp)206、一PMOS電晶體220、一濾波電容器228、分壓器電阻器232及234(用以將一經減小輸出電壓回饋至OpAmp 206之非反相輸入)及一電阻器230(例如，負載)。OpAmp 206之輸出依據來自電壓參考202之參考電壓控制PMOS電晶體220上之閘極電壓以便保持輸出電壓Vout。PMOS電晶體220在其「飽和」範圍內操作且因此根據下式耗散功率：通過電晶體損耗=I*(Vs-Vout)。使用此一線性DC電壓調節器之大多數微控制器具有約1.62至3.63伏特之一電壓範圍。線性調節器效率藉由 Vout/Vs給出。因此，此類微控制器在較高供應電壓下係不高效的。
現在參考圖3，繪示在一供應電壓範圍內之線性及DC-DC調節器效率之示意性曲線圖。在較低供應電壓範圍處(例如，低於VOPTIMAL)，線性調節器具有比DC-DC調節器高之一效率，且高於VOPTIMAL，DC-DC調節器具有比線性調節器高之一效率。理想地，期望使用低於VOPTIMAL之一線性調節器及高於VOPTIMAL之一DC-DC調節器。因此，在一設計中需要兩個調節器，但導致關於所需要之矽區域之一昂貴解決方案。通常，針對一產品設計挑選線性調節器或具有一維生線性調節器之DC-DC調節器，但該維生線性調節器導致一電源供應電壓範圍之極有限支援。如上文所提及，此等調節器之矽區域之百分之五十(50%)以上係由其通過/切換電晶體使用。
現在參考圖4，繪示根據本發明之一特定實例性實施例之一同步降壓DC-DC轉換器及一線性DC電壓調節器之一示意圖，該同步降壓DC-DC轉換器及該線性DC電壓調節器使用一共同PMOS功率電晶體、某些其他共同組件及由該DC-DC轉換器或該線性DC電壓調節器基於連接至其之一供應電壓而進行之電壓調節之間的自動切換。使用一共同PMOS功率電晶體之一同步降壓DC-DC轉換器與線性DC電壓調節器(通常由數字400表示)可包括一第一電壓參考102、一運算放大器(OpAmp)106、一回饋補償(FB Comp)網路108、一峰值電流模式控制(PCMC)斜率補償網路112、一第一電壓比較器114、一計時器116、一互補輸出產生器(COG)118、一高側電源開關(P通道MOSFET)120、一低側電源開關122、一電流量測感測器(例如，電阻器)124、一功率電感器126、一濾波電容器128、分壓器電阻器132及134(用以將一經減小輸出電壓回饋至FB網路108及OpAmp 106之反相輸入)、一電阻器130(例如，負載)、一緩衝放大器440、一第二電壓比較器444(較佳地具有滯後性)；一第二電壓參考442，及轉換器/調節器選擇開關 446。低側電源開關122可係一矽二極體122a(例如，肖特基二極體)或功率N通道MOSFET。N通道MOSFET在此應用中將係更高效的，但本文中既預期二極體亦預期NMOS電晶體。當替代低側電源開關122使用二極體122a時，不需要開關446c。
來自第一電壓參考102之一第一參考電壓耦合至OpAmp 106之非反相輸入，且濾波電容器128上之一電壓耦合至FB Comp網路108，該FB Comp網路進一步耦合至OpAmp 106之反相輸入。OpAmp 106可用作一電壓誤差放大器。該第一參考電壓在操作中利用DC-DC轉換器或線性調節器判定Vout之電壓值，如下文中更全面地闡述。
來自第二電壓參考442之第二參考電壓經設定為一電壓值使得第二電壓比較器444將控制開關446以用於在供應電壓Vs大於最佳電壓(圖3)時操作DC-DC轉換器，或在供應電壓Vs小於或等於最佳電壓(圖3)時操作線性調節器。滯後切換亦可提供於比較器444中使得DC-DC轉換器及線性調節器操作不被不必要地來回切換。
當供應電壓Vs大於最佳電壓時，第二電壓比較器444致使開關446處於位置「a」中，DC-DC轉換器功能經選擇且其將以與上文所闡述及圖1中所展示之DC-DC轉換器100相同之方式操作。當供應電壓Vs小於或等於該最佳電壓時，第二電壓比較器444致使開關446處於位置「b」中，線性調節器功能經選擇且其將以與上文所闡述及圖2中所展示之線性調節器相同之方式操作。緩衝放大器440之增益可經選擇使得在用於DC-DC轉換器或線性調節器操作中時不需要改變OpAmp 106之操作參數。緩衝放大器440亦可取決於電路操作要求而經提供為一反相器或非反相緩衝放大器。
當開關446a處於位置「a」中時，將OpAmp 106之輸出耦合至斜率補償網路112。當開關446b及446c處於位置「a」中時，PMOS電晶體120及NMOS電晶體122之閘極耦合至COG 118之互補輸出。當開關 446a處於位置「b」中時，OpAmp 106之輸出耦合至緩衝放大器440之輸入。當開關446b及446c處於位置「b」中時，PMOS電晶體120之閘極耦合至緩衝放大器440之輸出，且NMOS電晶體122之閘極耦合至共同點(接地)或偏壓電壓，此有效地關斷NMOS電晶體122或使NMOS電晶體122成為一偏壓電流源極。當線性調節器功能經選擇時，電感器126實際上不起任何作用而是充當一串聯連接之低電阻。此等前述操作導致跨越一整個供應範圍(例如，1.43至3.63伏特)之功率最佳電壓調節。預期且在本發明之範疇內，開關446可使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)實施為信號切換多工器。如此使用MOSFET係積體電路設計之一般技術者且受益於本發明者眾所周知的。
使用一微控制器(未展示)，存在可用於監測供應電壓之各種資源。根據各種實施例，當供應電壓高於一特定電壓(例如，最佳電壓)時，微控制器中之電路將切換至DC-DC轉換器(「切換調節器模式」)並在一降壓模式SMPS組態中使用PMOS電晶體120作為一接通/關斷開關，且當供應電壓低於一特定電壓(例如，最佳電壓)時，微控制器中之電路將切換至「線性調節器模式」並使用PMOS電晶體120作為一電壓控制之串聯連接通過電晶體。此導致提供效率最佳化之電壓調節之唯一電壓調節電路。本文中所揭示並主張之所提議電路保證跨越一整個供應電壓Vs範圍(例如，1.43至3.63伏特)之最大電壓調節效率。亦可通過以下方式控制開關446：在積體電路封裝製作或最終產品製造期間針對不同產品應用使用接合、一跨接線、一熔絲鏈或程式化一位元來選擇DC-DC轉換器或線性調節器。
102‧‧‧電壓參考/第一電壓參考
106‧‧‧運算放大器
108‧‧‧回饋補償網路/回饋網路
112‧‧‧峰值電流模式控制斜率補償網路/斜率補償網路
114‧‧‧電壓比較器/第一電壓比較器
116‧‧‧計時器
118‧‧‧互補輸出產生器
120‧‧‧高側電源開關/P通道金屬氧化物半導體場效電晶體/P型金氧半導體電晶體
122‧‧‧低側電源開關/N通道金屬氧化物半導體場效電晶體/NMOS電晶體
122a‧‧‧矽二極體/二極體
124‧‧‧電流量測感測器/電阻器
126‧‧‧功率電感器/電感器
128‧‧‧濾波電容器
130‧‧‧電阻器/負載
132‧‧‧分壓器電阻器
134‧‧‧分壓器電阻器
400‧‧‧同步降壓DC-DC轉換器與線性DC電壓調節器
440‧‧‧緩衝放大器
442‧‧‧第二電壓參考
444‧‧‧第二電壓比較器/比較器
446a‧‧‧開關
446b‧‧‧開關
446c‧‧‧開關
a‧‧‧位置
b‧‧‧位置
Vout‧‧‧輸出電壓
VS‧‧‧供應電壓

Claims (20)

  1. 一種電壓調節器，其包括：一功率金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)；及一切換電路，其用於在一第一操作模式中將該功率MOSFET切換成一DC-DC調節器電路且用於在一第二操作模式中將該功率MOSFET切換成一線性調節器電路。
  2. 如請求項1之電壓調節器，其中該切換電路經組態以量測饋送至該電壓調節器之一供應電壓且基於該所量測供應電壓而選擇該第一操作模式或該第二操作模式。
  3. 如請求項1之電壓調節器，其進一步包括：一第一電壓參考；一運算放大器，其具有耦合至該第一電壓參考之一輸出之一第一輸入；其中該功率MOSFET包括經調適為一高側開關或通過電晶體且具有耦合至一供應電壓之一源極之一P通道MOSFET(P-MOSFET)；一功率電感器，其具有耦合至該P-MOSFET之一汲極之一第一端；一濾波電容器，其耦合至該功率電感器之一第二端且耦合至該第一運算放大器之一第二輸入；第一及第二信號開關，其各自具有一共同點、一第一位置及一第二位置，其中該第一信號開關之該共同點耦合至該運算放大器之一輸出，且該第二信號開關之一共同點耦合至該P-MOSFET之一閘極；一DC-DC轉換器，其包括 一斜率補償網路，其具有耦合至該第一信號開關之該第一位置之一輸入，一第一比較器，其具有耦合至該斜率補償網路之一輸出之一第一輸入，一脈衝寬度調變(PWM)產生器，其具有耦合至該第一比較器之一輸出之一輸入及耦合至該第二信號開關之該第一位置之一輸出，一計時器，其具有耦合至該脈衝寬度調變產生器且用以判定一PWM週期之一輸出，一低側開關，其耦合至該P-MOSFET之該汲極及該功率電感器之該第一端，及一電流感測器，其耦合至該低側開關且將一電流信號提供至該第一比較器之一第二輸入；以及一線性電壓調節器，其包括一放大器，該放大器具有耦合至該第一信號開關之該第二位置之一輸入及耦合至該第二信號開關之該第二位置之一輸出；其中當該等第一及第二信號開關處於該等第一位置中時，該DC-DC轉換器調節該濾波電容器上之一輸出電壓且該PWM產生器控制該P-MOSFET，且當該等第一及第二信號開關處於該等第二位置中時，該線性電壓調節器調節該濾波電容器上之該輸出電壓且該放大器控制該P-MOSFET。
  4. 如請求項3之電壓調節器，其中該低側開關係一矽二極體。
  5. 如請求項3之電壓調節器，其中該矽二極體係一肖特基二極體。
  6. 如請求項3之電壓調節器，其中：該低側開關係一N通道金屬氧化物半導體場效電晶體(N-MOSFET)； 該PWM產生器包括互補輸出；且該電壓調節器進一步包括一第三信號開關，該第三信號開關具有一共同點、一第一位置及一第二位置，其中該共同點耦合至該N-MOSFET之一閘極，該第一位置耦合至該PWM產生器之一互補輸出且該第二位置耦合至一電源共同點。
  7. 如請求項6之電壓調節器，其中該DC-DC轉換器係一同步降壓DC-DC轉換器。
  8. 如請求項3之電壓調節器，其進一步包括：一第二電壓參考；及一第二電壓比較器，其具有耦合至該供應電壓之一第一輸入及耦合至該第二電壓參考之一第二輸入，其中該第二電壓比較器控制該等第一及第二信號開關，藉此當該供應電壓大於來自該第二電壓參考之一特定電壓時，該等第一及第二信號開關處於該第一位置中，且當該供應電壓小於或等於來自該第二電壓參考之該特定電壓時，該等第一及第二信號開關處於該第二位置中。
  9. 如請求項8之電壓調節器，其中該第二電壓比較器具有滯後性。
  10. 如請求項8之電壓調節器，其中該特定電壓係一最佳電壓，藉此當該供應電壓大於該最佳電壓時，該DC-DC轉換器比該線性調節器高效，且當該供應電壓小於或等於該最佳電壓時，該線性調節器比該DC-DC轉換器高效。
  11. 如請求項3之電壓調節器，其中在積體電路封裝製作期間藉由接合來選擇該等第一及第二信號開關之該等第一或第二位置。
  12. 如請求項3之電壓調節器，其中利用一跨接線來選擇該等第一及第二信號開關之該等第一或第二位置。
  13. 如請求項3之電壓調節器，其中利用一熔絲鏈來選擇該等第一及 第二信號開關之該等第一或第二位置。
  14. 如請求項3之電壓調節器，其中藉由程式化一暫存器中之一位元來選擇該等第一及第二信號開關之該等第一或第二位置。
  15. 如請求項3之電壓調節器，其中該等第一及第二信號開關包括場效電晶體。
  16. 如請求項7之電壓調節器，其中該第三信號開關包括場效電晶體。
  17. 一種微控制器，其包括如請求項1之一電壓調節器。
  18. 如請求項17之微控制器，其中該微控制器經組態以量測供應電壓且基於該所量測供應電壓而選擇該等第一及第二信號開關之該等第一或第二位置。
  19. 一種用於選擇一DC-DC轉換器或線性調節器以用於最佳電壓調節效率之方法，該方法包括以下步驟：提供具有一高側開關之一DC-DC轉換器，該高側開關包括一金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)；提供具有一串聯通過電晶體之一線性電壓調節器，該串聯通過電晶體包括該MOSFET；及利用一電壓比較器來比較一供應電壓與一特定電壓，其中當該供應電壓大於該特定電壓時，使用該DC-DC轉換器以用於電壓調節，且當該供應電壓小於或等於該特定電壓時，使用該線性電壓調節器以用於電壓調節。
  20. 如請求項19之方法，其中該DC-DC轉換器及線性電壓調節器共用一電壓控制環路之一共同電壓參考及運算放大器。
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