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TW201533797A - 電漿處理裝置 - Google Patents

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TW201533797A
TW201533797A TW103138265A TW103138265A TW201533797A TW 201533797 A TW201533797 A TW 201533797A TW 103138265 A TW103138265 A TW 103138265A TW 103138265 A TW103138265 A TW 103138265A TW 201533797 A TW201533797 A TW 201533797A
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Hiroo Konno
Takashi Shimomoto
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Tokyo Electron Ltd
Daihen Corp
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Abstract

本發明之目的為：在對供給到處理容器內的兩種射頻的其中任一方的功率以脈衝進行調變的情況時，利用供給未進行調變的連續波射頻之射頻供電線上的匹配器之匹配功能，任意控制脈衝導通期間中的施加功率與脈衝切斷期間中的施加功率之比。為了達成上述目的，電漿產生系統的匹配器所具備的阻抗感測器96A具有：電壓感測系統的RF電壓檢測器100、電壓檢測信號產生電路102、算術平均値演算電路104、加權平均値演算電路106以及移動平均値演算電路108，和電流感測系統的RF電流檢測器110、電流檢測信號產生電路112、算術平均値演算電路114、加權平均値演算電路116以及移動平均値演算電路118，還有阻抗演算電路120。

Description

電漿處理裝置
本發明係關於一種對被處理體進行電漿處理的技術，特別是關於一種對供給到處理容器內的兩種射頻的其中任一方的功率以脈衝進行調變的功率調變方式的電漿處理裝置。
一般而言，電漿處理裝置，在可真空排氣的處理容器內產生處理氣體的電漿，利用電漿所包含之自由基或離子的氣相反應或是表面反應，在處理容器內所配置之被處理體上沉積薄膜，或是進行削除基板表面的素材或薄膜等的細微加工。
例如，電容耦合型電漿處理裝置，在處理容器內將上部電極與下部電極平行配置，在下部電極之上載置被處理體(半導體晶圓、玻璃基板等)，對上部電極或是下部電極施加適於電漿產生的頻率(通常在13.56MHz以上)的射頻。藉由該射頻的施加，利用在互相對向的電極之間所產生的射頻電場使電子加速，並利用電子與處理氣體的碰撞游離現象產生電漿。
近年來，半導體裝置等的製造程序中的設計規則越來越細微化，特別是電漿蝕刻，要求更高的尺寸精度，亦要求蝕刻中的相對於遮罩或基底的選擇比或面內均勻性更高。因此，發展目標朝向「處理室內的處理程序區域的低壓力化、低離子能量化」，並逐漸使用40MHz以上的高頻率的射頻。
然而，像這樣朝低壓力化以及低離子能量化發展，以往不會造成問題的充電損害的影響遂變得無法忽視。亦即，離子能量較高之以往的電漿處理裝置，即使電漿電位在面內存在差異，也不會產生很大的問題，然而當因為較低壓而離子能量降低時，便會產生電漿電位的面內不均勻，容易引起閘極氧化膜的充電損害此等問題。
對於該問題，電漿產生所使用的射頻功率以工作循環可控制的導通/切斷(或H位準/L位準)的脈衝調變的方式(以下稱為「第1功率調變方式」)係為有效。根據該第1功率調變方式，由於在電漿蝕刻中處理氣體的電漿產生狀態與電漿非生成狀態(電漿並未生成的狀態)以既定週期輪流重複，故比起從電漿處理開始到結束為止持續產生電漿的一般電漿處理而言，電漿連續生成的時間變短。藉此，從電漿一次流入被處理體的電荷量或電荷在被處理體的表面部位累積的累積量減少，故充電損害不易發生，如是便可實現穩定的電漿處理，並提高電漿程序的可靠度。
另外，自以往，在電漿處理裝置中，大多使用對載置被處理體的下部電極施加低頻率(通常13.56MHz以下)的射頻，利用在下部電極上所發生的負偏壓電壓或鞘層電壓將電漿中的離子加速引入基板的RF偏壓法。藉由像這樣使離子從電漿開始加速並碰撞到被處理體的表面，便可促進表面反應、異向性蝕刻或是膜層的改質等。
然而，當使用電漿蝕刻裝置進行介層孔或接觸孔等的蝕刻時，會產生因為孔尺寸的大小而導致蝕刻速率不同的所謂的微小負載(micro loading)效應的問題，進而存在蝕刻深度的控制很困難此等問題。尤其，在像保護環(GR)那樣較大的區域，蝕刻大多較快，在CF系自由基不易進入的小介層孔，蝕刻速率大多較慢。
對於該問題，離子引進用射頻功率以工作循環可控制的導通/切斷(或H位準/L位準)的脈衝調變的方式(以下稱為「第2功率調變方式」)係為有效。根據該第2功率調變方式，蝕刻被處理體上的既定膜層所適用之比較高的導通狀態(或H位準狀態)的功率所維持的脈衝導通期間，與離子引進用射頻在被處理體上的既定膜層上沉積聚合物所適用之比較低的切斷狀態(或L位準狀態)的功率所維持的脈衝切斷期間，以一定的週期輪流重複，藉此孔尺寸越大(越寬)的部位以越高的沉積率在既定膜層上沉積適當的聚合物層，抑制蝕刻的進行。藉此，便可降低吾人所不樂見的微小負載效應，而形成高選擇比以及高蝕刻速率的蝕刻步驟。 【先前技術文獻】 【專利文獻】
【專利文獻1】日本特開2000-71292號公報 【專利文獻2】日本特開2012-9544號公報 【專利文獻3】日本特開2013-33856號公報
【發明所欲解決的問題】
然而，當電漿程序使用如上所述的第1功率調變方式或第2功率調變方式時，進行功率調變的射頻功率以調變脈衝的導通狀態(或H位準狀態)與切斷狀態(或L位準狀態)步階地變化，因此負載的電漿週期性地大幅變動。因此，不僅匹配器(其將未進行功率調變之連續波射頻傳送給處理室內的負載、即電漿)欲穩定地進行希望的匹配動作有困難，也會造成該功率調變方式不易達到吾人所期待之功效的問題。
例如，第2功率調變方式，以一定的施加功率對電漿穩定供給「未進行功率調變之連續波的電漿產生用射頻」為前提，在脈衝導通期間中期待蝕刻程序的進行，在脈衝切斷期間中期待反應生成物的沉積或反應副生成物的排氣除去。在此，射頻的施加功率，為從射頻電源的輸出或行進波功率減去反射波功率的淨功率，有時亦稱為“載入功率”。
然而，若如上所述的在脈衝導通期間與脈衝切斷期間負載的電漿有所變動，則在傳送連續波的電漿產生用射頻的射頻供電線上，反射波功率會有所變動，在其影響下施加功率也會有所變動。此時，若電漿產生用射頻的施加功率在脈衝導通期間大幅降低，則蝕刻程序便無法如吾人所期待的那樣順利進行。另外，若電漿產生用射頻的施加功率在脈衝切斷期間大幅降低，則電漿會變得不穩定。
另外，自以往，在將未進行功率調變之連續波射頻傳送給負載的匹配器中，會將射頻供電線上所得到的射頻電壓檢測信號以及電流檢測信號，在脈衝導通期間與脈衝切斷期間以相同的取樣頻率進行取樣，並求出與「一週期內的全取樣數的算術平均値」對應的負載阻抗測定値。然後，可變地控制匹配電路內的可變電抗元件，例如可變電容的電容值，使該負載阻抗測定値(算術平均値乃至其移動平均値)與對應射頻電源的輸出阻抗的匹配點一致或近似。因此，脈衝導通期間與脈衝切斷期間，與該等期間的長度或取樣時間的長度(取樣數的大小)成比例，匹配的程度並不相同，相對較長期間的情況時，比起較短期間的情況時更接近完全匹配狀態。若以另一種觀察方式來看，脈衝導通期間與脈衝切斷期間，相對較長期間的情況時的負載阻抗，比起較短期間的情況時的負載阻抗而言，自匹配點的偏置量較小。
然而，若在該功率調變方式中任意變更調變脈衝的工作循環，則脈衝導通期間的長度與脈衝切斷期間的長度之比會改變，對照匹配點的負載阻抗測定値(匹配目標點)會受到其影響而有所變化。如此，在匹配動作中，相對於匹配點，脈衝導通期間中之負載阻抗的偏置量與脈衝切斷期間中之負載阻抗的偏置量的平衡會改變。結果，脈衝導通期間中的施加功率與脈衝切斷期間中的施加功率之比會改變。
像這樣，在以往，針對未進行功率調變之連續波射頻，便無法不受調變脈衝的工作循環之影響，而任意控制脈衝導通期間中的施加功率與脈衝切斷期間中的施加功率之比。
為了解決上述習知技術的問題，本發明提供一種電漿處理裝置，其在對供給到處理容器內的兩種射頻的其中任一方的功率以脈衝進行調變時，利用供給未進行調變的連續波射頻之射頻供電線上的匹配器之匹配功能，任意地控制脈衝導通期間中的施加功率與脈衝切斷期間中的施加功率之比，以達到該功率調變方式的期待功效最佳化之目的。 【解決問題的手段】
本發明之電漿處理裝置，係一種在可移出、移入或收納被處理體、且可真空排氣的處理容器內，利用處理氣體的射頻放電產生電漿，並在該電漿下，對該處理容器內的該被處理體進行希望之處理的電漿處理裝置，包含：第1射頻電源，其輸出第1射頻；第1射頻供電線，其用來將該第1射頻電源所輸出的該第1射頻傳送到配置在該處理容器之中或周圍的第1電極；第1匹配部，其具有設置在該第1射頻供電線上的可變電抗元件，以及測定在該第1射頻供電線上從第1射頻電源所見之負載阻抗的第1阻抗感測器，並可變地控制該可變電抗元件的電抗，使該第1阻抗感測器所輸出的負載阻抗測定値與對應該第1射頻電源的輸出阻抗的既定匹配點一致或近似；第2射頻電源，其輸出第2射頻；第2射頻供電線，其用來將該第2射頻電源所輸出的該第2射頻傳送到該第1電極或配置在該處理容器之中或周圍的第2電極；以及射頻功率調變部，其對該第2射頻電源的輸出以脈衝進行調變，使該第2射頻的功率為導通狀態或第1位準的脈衝導通期間，與為切斷狀態或比該第1位準更低的第2位準的脈衝切斷期間，以一定頻率輪流重複；該第1阻抗感測器，輸出：將該脈衝導通期間中之負載阻抗的平均値與該脈衝切斷期間中之負載阻抗的平均値以「獨立於該脈衝的工作循環之希望的權重」進行加權平均所得到的加權平均値所對應的該負載阻抗測定値。
在上述的裝置構造中，從第1阻抗感測器所得到的負載阻抗測定値，相依於加權平均的權重，不相依於調變脈衝的工作循環。以該負載阻抗測定値作為匹配目標點的第1匹配部，藉由在一定的範圍內任意地選定加權平均的權重，控制相對於匹配點的脈衝導通期間中之負載阻抗的偏置量與脈衝切斷期間中之負載阻抗的偏置量之比，藉此便可任意地控制脈衝導通期間中的施加功率與脈衝切斷期間中的施加功率之比。 【發明的功效】
根據本發明的電漿處理裝置，藉由如上所述的構造以及作用，便可在對供給到處理容器內的兩種射頻的其中任一方的功率以脈衝進行調變時，利用供給未進行調變的連續波射頻之射頻供電線上的匹配器之匹配功能，任意地控制脈衝導通期間中的施加功率與脈衝切斷期間中的施加功率之比。藉此，便可達到該功率調變方式的期待功效最佳化之目的。
以下，參照附圖說明本發明的較佳實施態樣。 ［電漿處理裝置的構造］
圖1係表示本發明一實施態樣之電漿處理裝置的構造。該電漿處理裝置，構成下部兩射頻重疊施加方式的電容耦合型(平行平板型)電漿蝕刻裝置，並具有例如由表面經過氧皮鋁處理(陽極氧化處理)的鋁所構成的圓筒形真空處理室(處理容器)10。處理室10接地。
在處理室10的底部，隔著陶瓷等的絶緣板12配置了圓柱狀的基座支持台14，在該基座支持台14之上設置了例如由鋁所構成的基座16。基座16構成下部電極，在其上可載置例如半導體晶圓W作為被處理體。
在基座16的頂面設置了用來固持半導體晶圓W的靜電夾頭18。該靜電夾頭18係將導電膜構成的電極20夾在一對絶緣層或絶緣片之間的構件，電極20透過開關22與直流電源24電性連接。利用來自直流電源24的直流電壓，便可將半導體晶圓W以靜電吸附力固持於靜電夾頭18。在靜電夾頭18的周圍，於基座16的頂面，配置了用來提高蝕刻均勻性的例如由矽所構成的聚焦環26。在基座16以及基座支持台14的側面，貼合了例如由石英所構成的圓筒形內壁構件28。
在基座支持台14的內部，設置了例如在圓周方向上延伸的冷媒室30。設置在外的冷卻單元(圖中未顯示)經由配管32a、32b對該冷媒室30循環供給既定溫度的冷媒，例如冷卻水(cw)。藉此便可利用冷媒的溫度控制基座16上的半導體晶圓W的處理溫度。再者，來自導熱氣體供給機構(圖中未顯示)的導熱氣體，例如He氣，經由氣體供給管路34供給到靜電夾頭18的頂面與半導體晶圓W的背面之間。
射頻電源36、38分別透過匹配器40、42以及共用的供電導體(例如供電棒)44與基座16電性連接。一方的射頻電源36，輸出適於產生電漿之一定頻率fHF (例如40MHz)的射頻HF。另一方的射頻電源38，輸出適於將離子從電漿引入基座16上的半導體晶圓W之一定頻率fLF (例如12.88MHz)的射頻LF。
像這樣，匹配器40以及供電棒44，構成從射頻電源36將電漿產生用射頻HF傳送到基座16的射頻供電線(高頻傳送路徑)43的一部分。另一方面，匹配器42以及供電棒44，構成從射頻電源38將離子引進用射頻LF傳送到基座16的射頻供電線(高頻傳送路徑)45的一部分。
在處理室10的頂板，設置了與基座16平行並互相對向的接地電位的上部電極46。該上部電極46，係由電極板48以及電極支持體50所構成；該電極板48具有複數個氣體噴出孔48a，例如由Si、SiC等的含矽材質所構成；該電極支持體50係以可裝卸的方式支持該電極板48的導電材料，例如由表面經過氧皮鋁處理的鋁所構成。在該上部電極46與基座16之間形成了電漿產生空間或處理空間PA。
電極支持體50，其內部設有氣體緩衝室52，同時其底面設有從氣體緩衝室52連通到電極板48的氣體噴出孔48a的複數個氣體通氣孔50a。氣體緩衝室52透過氣體供給管54與處理氣體供給源56連接。於處理氣體供給源56，設置了質量流量控制器(MFC)58以及開閉閥60。當從處理氣體供給源56將既定的處理氣體(蝕刻氣體)導入氣體緩衝室52時，處理氣體便從電極板48的氣體噴出孔48a向基座16上的半導體晶圓W以噴淋狀噴出到處理空間PA。像這樣，上部電極46兼作用來對處理空間PA供給處理氣體的噴淋頭。
另外，在電極支持體50的內部亦設置了冷媒(例如冷卻水)流通路徑(圖中未顯示)，利用外部的冷卻單元透過冷媒將上部電極46整體(特別是電極板48)調整到既定溫度。再者，為了使對上部電極46所進行的溫度控制更穩定，亦可構成在電極支持體50的內部或頂面安裝例如由電阻發熱元件所構成之加熱器(圖中未顯示)的構造。
在基座16以及基座支持台14與處理室10的側壁之間所形成的環狀空間為排氣空間，在該排氣空間的底部設置了處理室10的排氣口62。該排氣口62透過排氣管64與排氣裝置66連接。排氣裝置66，具有渦輪分子泵等的真空泵，可將處理室10的室內(特別是處理空間PA)減壓到希望的真空度。另外，在處理室10的側壁安裝了使半導體晶圓W的移入出口68開啟或關閉的閘閥70。
主控制部72，包含一個或是複數個微電腦，根據外部記憶體或內部記憶體所儲存的軟體(程式)以及配方資訊，對裝置內的各部位，特別是射頻電源36、38、匹配器40、42、MFC58、開閉閥60、排氣裝置66等各自的動作以及裝置整體的動作(序列)進行控制。
另外，主控制部72，亦與包含鍵盤等的輸入裝置或液晶顯示器等的顯示裝置在內的人機介面用的操作面板(圖中未顯示)以及儲存或累積各種程式、配方或設定値等各種資料的外部記憶裝置(圖中未顯示)等構件連接。在本實施態樣中，係揭示主控制部72為一個控制單元，惟亦可採用複數個控制單元並聯地或階層地分擔主控制部72的功能之態樣。尤其，亦可將主控制部72的功能之一部分組裝設置在匹配器40、42之中。
該電容耦合型電漿蝕刻裝置中的枚葉乾蝕刻的基本動作以如下方式進行。首先，使閘閥70處於開啟狀態，將作為加工對象的半導體晶圓W移入處理室10內，載置於靜電夾頭18之上。然後，從處理氣體供給源56將處理氣體亦即蝕刻氣體(一般為混合氣體)以既定的流量以及流量比導入處理室10內，利用排氣裝置66的真空排氣使處理室10內的壓力成為設定値。再者，從射頻電源36、38分別以既定的功率將電漿產生用射頻HF(40MHz)以及離子引進用射頻LF(12.88MHz)重疊施加於基座16。另外，從直流電源24將直流電壓施加於靜電夾頭18的電極20，以將半導體晶圓W固定在靜電夾頭18上。從上部電極46的噴淋頭所噴出的蝕刻氣體在兩電極46、16之間的射頻電場下放電，在處理空間PA內產生電漿。利用該電漿所包含的自由基或離子對半導體晶圓W的主表面的被加工膜進行蝕刻。
在該電漿蝕刻裝置中，例如可將射頻電源36所輸出的電漿產生用射頻HF的功率以例如具有在1kHz~100kHz的範圍內所選擇之一定頻率fS 以及可變的工作循環DS 的脈衝MS進行調變的第1功率調變方式，應用於給定的蝕刻程序，作為上述的充電損害之對策。
此時，主控制部72，對電漿產生系統的射頻電源36，施加指示功率調變的控制信號，作為RF輸出模式，同時施加表示調變的頻率fS 以及工作循環DS 的調變脈衝MS。射頻電源36，如圖2A所示的，與調變脈衝MS同步，將射頻HF的功率導通、切斷。在此，若將調變脈衝MS的週期、導通期間(第1期間)、切斷期間(第2期間)分別設為TC 、Ton 、Toff ，則TC ＝1/fS 、TC ＝Ton ＋Toff 、DS ＝Ton /(Ton ＋Toff )的關係式成立。
另一方面，當使用第1功率調變方式時，主控制部72，對離子引進系統的射頻電源38，施加指示連續波(CW)的控制信號，作為RF輸出模式，同時將與調變脈衝MS相同的脈衝或是與其同步的時序信號，和需要的控制信號或設定値資料等一併給予。
另外，在該電漿蝕刻裝置中，亦可將射頻電源38所輸出的離子引進用射頻LF的功率以具有例如在100Hz~50kHz的範圍內所選擇之一定頻率fS 以及可變的工作循環DS 的脈衝MS進行調變的第2功率調變方式，應用於給定的蝕刻程序，作為上述的微小負載效應之對策。
此時，主控制部72，對離子引進系統的射頻電源38，施加指示功率調變的控制信號，作為RF輸出模式，同時施加表示調變的頻率fS 以及工作循環DS 的調變脈衝MS。射頻電源38，如圖2B所示的，與調變脈衝MS同步，將離子引進用射頻LF的功率導通、切斷。此時，若將調變脈衝MS的週期、導通期間(第1期間)、切斷期間(第2期間)分別設為TC 、Ton 、Toff ，則TC ＝1/fS 、TC ＝Ton ＋Toff 、DS ＝Ton /(Ton ＋Toff )的關係式成立。
另一方面，當使用第2功率調變方式時，主控制部72，對電漿產生系統的射頻電源36，指示連續波作為RF輸出模式，同時將與調變脈衝MS相同的脈衝或是與其同步的時序信號，和需要的控制信號或設定値資料等一併給予。 ［電漿產生系統的射頻電源以及匹配器的構造］
圖3係表示本實施態樣中的電漿產生系統的射頻電源36以及匹配器40的構造。
射頻電源36具備：RF振盪器80A，其產生通常具有正弦波波形的適於電漿產生之一定頻率(例如40MHz)的基本射頻；功率放大器82A，其將該RF振盪器80A所輸出的基本射頻功率以可控制的增益或放大率加以放大；以及電源控制部84A，其根據來自主控制部72的控制信號，直接控制RF振盪器80A以及功率放大器82A。從主控制部72對電源控制部84A，除了施加指示RF輸出模式的控制信號或調變脈衝MS之外，也施加一般的電源導通、切斷或功率互鎖關係等的控制信號以及功率設定値等的資料。在該電漿處理裝置進行第1功率調變方式(圖2A)時，在主控制部72的控制下，電源控制部84A構成功率調變部。
在射頻電源36的單元內，亦具備RF功率監視器86A。該RF功率監視器86A，圖示雖省略，惟具有方向性耦合器、行進波功率監視部以及反射波功率監視部。在此，方向性耦合器，將與在射頻供電線43上順向傳播的行進波功率以及逆向傳播的反射波功率分別對應的信號取出。行進波功率監視部，根據方向性耦合器所取出的行進波功率檢測信號，產生表示射頻供電線43上的行進波所包含之行進波功率的行進波功率測定値信號。該行進波功率測定値信號，施加予射頻電源36內的電源控制部84A作為功率回授控制用，同時也施加予主控制部72作為監視顯示用。反射波功率監視部，測定出從處理室10內的電漿返回射頻電源36的反射波功率。反射波功率監視部所得到的反射波功率測定値，施加予主控制部72作為監視顯示用，同時施加予射頻電源36內的電源控制部84A，作為功率放大器保護用的監視値。
匹配器40具有：匹配電路88A，其與射頻供電線43連接，並包含複數個(例如兩個)可控制的電抗元件(例如可變電容或可變電感)XH1 、XH2 ；匹配控制器94A，其透過致動器，例如馬達(M)90A、92A，控制電抗元件XH1 、XH2 的電抗；以及阻抗感測器96A，其測定在射頻供電線43上包含匹配電路88A的阻抗在內的負載之阻抗。針對阻抗感測器96A的內部構造以及作用，在文後詳細説明。 ［離子引進系統的射頻電源以及匹配器的構造］
圖4係表示本實施態樣中的離子引進用射頻電源38以及匹配器42的構造。
射頻電源38具備：RF振盪器80B，其產生通常具有正弦波波形的適於引進離子之一定頻率(例如12.88MHz)的基本射頻；功率放大器82B，其將該RF振盪器80B所輸出的基本射頻功率以可控制的增益或放大率加以放大；電源控制部84B，其根據來自主控制部72的控制信號，直接控制RF振盪器80B以及功率放大器82B；以及RF功率監視器86B。除了RF振盪器80B的振盪頻率(12.88MHz)與RF振盪器80A的振盪頻率(40MHz)不同此點之外，射頻電源38內的各部分80B~86B分別具有與電漿產生用射頻電源36內的各部分80A~86A同樣的構造以及功能。當以該電漿處理裝置進行第2功率調變方式(圖2B)時，在主控制部72的控制下，電源控制部84B構成功率調變部。
匹配器42具有：匹配電路88B，其包含複數個(例如兩個)可控制的電抗元件(例如可變電容或可變電感)XL1 、XL2 ；匹配控制器94B，其透過致動器，例如馬達(M)90B、92B，控制該等電抗元件XL1 、XL2 的電抗；以及阻抗感測器96B，其測定在射頻供電線45上包含匹配電路88B的阻抗在內的負載之阻抗。 ［阻抗感測器的構造］
圖5係表示電漿產生系統的匹配器40所具備之阻抗感測器96A的構造。該阻抗感測器96A具有：電壓感測系統的RF電壓檢測器100、電壓檢測信號產生電路102、算術平均値演算電路104、加權平均値演算電路106以及移動平均値演算電路108，和電流感測系統的RF電流檢測器110、電流檢測信號產生電路112、算術平均値演算電路114、加權平均値演算電路116以及移動平均値演算電路118，還有阻抗演算電路120。
在電壓感測系統中，RF電壓檢測器100，在射頻供電線43上檢測射頻HF的電壓。電壓檢測信號產生電路102，具有例如超外差式的濾波電路，對RF電壓檢測器100的輸出信號進行類比濾波處理，產生與射頻HF的電壓對應的電壓檢測信號V。
算術平均値演算電路104，在第2功率調變方式的情況時，亦即在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時，在調變脈衝MS的各週期，在脈衝導通期間Ton 中，對來自電壓檢測信號產生電路102的電壓檢測信號V以既定的取樣頻率fC 進行取樣，計算出在脈衝導通期間Ton 中的電壓檢測信號V的算術平均値aVon ，同時在脈衝切斷期間Toff 中，對來自電壓檢測信號產生電路102的電壓檢測信號V以上述取樣頻率fC 進行取樣，計算出脈衝切斷期間Toff 中的電壓檢測信號V的算術平均値aVoff 。
然而，在第1功率調變方式的情況時，亦即在射頻HF為脈衝的情況時，算術平均値演算電路104，在調變脈衝MS的各週期，僅在脈衝導通期間Ton 中，對來自電壓檢測信號產生電路102的電壓檢測信號V以上述的既定取樣頻率fC 進行取樣，計算出脈衝導通期間Ton 中的電壓檢測信號V的算術平均値aVon 。
主控制部72(圖1)，與調變脈衝MS同步，將指定取樣時間或監視時間的監視信號JS，以及取樣用的時脈CK1 ，施加予算術平均値演算電路104。在此，監視信號JS，在第2功率調變方式的情況時，在脈衝導通期間Ton 以及脈衝切斷期間Toff 分別指定監視時間T1 、T2 ，在第1功率調變方式的情況時，僅在脈衝導通期間Ton 指定監視期間T1 。算術平均値演算電路104，由於被要求與數10MHz的取樣時脈CK1 同步而進行高速且大量的信號處理，故宜使用FPGA(field programmable gate array，可規劃邏輯閘陣列)。
加權平均値演算電路106，宜由CPU所構成，在第2功率調變方式下，在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時起作用，將從算術平均値演算電路104所得到的脈衝導通期間Ton 中的電壓檢測信號V的算術平均値aVon ，與脈衝切斷期間Toff 中的電壓檢測信號V的算術平均値aVoff 以希望的權重(權重變數K)進行加權平均，求出電壓檢測信號V的一個週期的加權平均値bV。主控制部72，將加權平均運算用的權重變數K以及時脈CK2 施加予加權平均値演算電路106。
然而，在第1功率調變方式下，在射頻HF為脈衝的情況時，加權平均値演算電路106不會起作用，算術平均値演算電路104所輸出的脈衝導通期間Ton 中的電壓檢測信號V的算術平均値aVon 不經由加權平均値演算電路106而送到後級的移動平均値演算電路108。
移動平均値演算電路108，宜由CPU所構成，在第2功率調變方式的情況時，亦即在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時，根據從加權平均値演算電路106所得到的連續複數個電壓檢測信號V的一個週期的加權平均値bV，計算出電壓檢測信號V的移動加權平均値cV。
在第1功率調變方式的情況時，亦即在射頻HF為脈衝的情況時，移動平均値演算電路108，根據算術平均値演算電路104所輸出的連續複數個脈衝導通期間Ton 中的電壓檢測信號V的算術平均値aVon ，計算出電壓檢測信號V的移動平均値dV。主控制部72，將移動區間L以及移動間距P的設定値與時脈CK3 施加予移動平均値演算電路108。
在電流感測系統中，RF電流檢測器110，在射頻供電線43上檢測射頻HF的電流。電流檢測信號產生電路112，具有例如超外差式的濾波電路，對來自RF電流檢測器110的高頻電流檢測信號進行類比濾波處理，產生與射頻HF的電流對應的電流檢測信號I。
算術平均値演算電路114，在第2功率調變方式的情況時，亦即在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時，在調變脈衝MS的各週期，在脈衝導通期間Ton 中，對來自電流檢測信號產生電路112的電流檢測信號I以上述取樣頻率fC 進行取樣，計算出脈衝導通期間Ton 中的電流檢測信號I的算術平均値aIon ，同時在脈衝切斷期間Toff 中，對來自電流檢測信號產生電路112的電流檢測信號I以上述取樣頻率fC 進行取樣，計算出脈衝切斷期間Toff 中的電流檢測信號I的算術平均値aIoff 。
然而，在第1功率調變方式的情況時，亦即在射頻HF為脈衝的情況時，算術平均値演算電路114，在調變脈衝MS的各週期，僅在脈衝導通期間Ton 中，對來自電流檢測信號產生電路112的電流檢測信號I以上述取樣頻率fC 進行取樣，計算出脈衝導通期間Ton 中的電流檢測信號I的算術平均値aIon 。主控制部72，對該算術平均値演算電路114，亦施加與對電壓感測系統的算術平均値演算電路104所施加者相同的監視信號JS以及時脈CK1 。
加權平均値演算電路116，宜由CPU所構成，在第2功率調變方式下，在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時起作用，將從算術平均値演算電路114所得到的脈衝導通期間Ton 中的電流檢測信號I的算術平均値aIon ，與脈衝切斷期間Toff 中的電流檢測信號V的算術平均値aIoff ，以上述希望的權重(權重變數K)進行加權平均，求出電流檢測信號I的一個週期的加權平均値bI。主控制部72，對該加權平均値演算電路116，亦施加與對電壓感測系統的加權平均値演算電路106所施加者相同的權重變數K與時脈CK2 。
然而，在第1功率調變方式下，在射頻HF為脈衝的情況時，加權平均値演算電路116不會起作用，算術平均値演算電路114所輸出的脈衝導通期間Ton 中的電流檢測信號I的算術平均値aIon 不經由加權平均値演算電路116而送到後級的移動平均値演算電路118。
移動平均値演算電路118，宜由CPU所構成，在第2功率調變方式的情況時，亦即在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時，根據從加權平均値演算電路116所得到的連續複數個電流檢測信號I的一個週期的加權平均値bI，計算出電壓檢測信號I的移動加權平均値cI。
然而，在第1功率調變方式的情況時，亦即在射頻HF為脈衝的情況時，移動平均値演算電路118，根據算術平均値演算電路114所輸出的連續複數個脈衝導通期間Ton 中的電流檢測信號I的算術平均値aIon ，計算出電流檢測信號I的移動平均値dI。主控制部72，對該移動平均値演算電路118，亦施加與對電壓感測系統的移動平均値演算電路108所施加者相同的移動區間L以及移動間距P的設定値與時脈CK3 。
阻抗演算電路120，在第2功率調變方式下，在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時，將從電壓感測系統的移動平均値演算電路108所得到的電壓檢測信號V的移動加權平均値cV，以從電流感測系統的移動平均値演算電路118所得到的電流檢測信號I的移動加權平均値cI除之，求出在射頻供電線43上從射頻電源36所見之負載阻抗Z的測定値MZ。
然而，在第1功率調變方式下，在射頻HF為脈衝的情況時，阻抗演算電路120，將從電壓感測系統的移動平均値演算電路108所得到的電壓檢測信號V的移動平均値dV，以從電流感測系統的移動平均値演算電路118所得到的電流檢測信號I的移動平均値dI除之，求出在射頻供電線43上從射頻電源36所見之負載阻抗Z的測定値MZ。
阻抗演算電路120所輸出之負載阻抗的測定値MZ，與主控制部72所賦予的既定時脈CK4 同步更新。通常，在負載側阻抗測定値MZ中，包含了負載阻抗Z的絶對値以及相位的測定値。
離子引進系統的匹配器42所具備的阻抗感測器96B，僅第1功率調變方式中之各部分的動作模式與第2功率調變方式中之各部分的動作模式相反，除此以外具有與上述阻抗感測器96A同樣的構造以及功能。 ［匹配器的作用］
以下，説明本實施態樣中的匹配器40、42的作用。作為一例，在該電漿處理裝置中對給定的電漿程序使用第2功率調變方式。
此時，主控制部72，對離子引進系統的射頻電源38的電源控制部84B，施加指示功率調變的控制信號或功率設定値等的資料，作為RF輸出模式，同時施加調變脈衝MS，作為功率調變用的時序信號。另外，主控制部72，對匹配器42的阻抗感測器96B，施加對應第2功率調變方式的監視信號JS、移動平均運算用的設定値L、P以及時脈CK1 、CK2 、CK3 、CK4 。此時，對阻抗感測器96B不施加權重變數K。
另一方面，主控制部72，對電漿產生系統的射頻電源36的電源控制部84A，施加指示連續波的控制信號或功率設定値等的資料，作為RF輸出模式。另外，主控制部72，對匹配器40的阻抗感測器96A，施加對應第2功率調變方式的監視信號JS、權重變數K、加權平均運算用的設定値L、P以及時脈CK1 、CK2 、CK3 、CK4 。
在匹配器40的阻抗感測器96A中，如圖6A所示的，在調變脈衝MS的各週期，在脈衝導通期間Ton 內以及脈衝切斷期間Toff 內分別設定了監視時間T1 、T2 。較佳的態樣為，在脈衝導通期間Ton 內，在除了射頻供電線43上的反射波功率劇烈變化開始之後以及結束之前的過渡時間以外的區間，設定監視時間T1 。同樣地，在脈衝切斷期間Toff 內，也在除了開始之後以及結束之前的過渡時間以外的區間，設定監視時間T2 。
電壓感測系統的算術平均値演算電路104，在調變脈衝MS的各週期，在脈衝導通期間Ton 中，對來自電壓檢測信號產生電路102的電壓檢測信號V以上述既定的取樣頻率fC 進行取樣，計算出脈衝導通期間Ton 中的電壓檢測信號V的算術平均値aVon ，同時在脈衝切斷期間Toff 中，亦對來自電壓檢測信號產生電路102的電壓檢測信號V以上述取樣頻率fC 進行取樣，計算出脈衝切斷期間Toff 中的電壓檢測信號V的算術平均値aVoff 。
電流感測系統的算術平均値演算電路114，在調變脈衝MS的各週期，在脈衝導通期間Ton 中，對來自電流檢測信號產生電路112的電流檢測信號I以既定的取樣頻率fC 進行取樣，計算出脈衝導通期間Ton 中的電流檢測信號I的算術平均値aIon ，同時在脈衝切斷期間Toff 中，亦對來自電流檢測信號產生電路112的電流檢測信號I以上述取樣頻率fC 進行取樣，計算出脈衝切斷期間Toff 中的電流檢測信號I的算術平均値aIoff 。
因此，電壓感測系統的算術平均値演算電路104與電流感測系統的算術平均値演算電路114，實質上，係在調變脈衝MS的各週期，在脈衝導通期間Ton 中對射頻供電線43上的負載阻抗Z的値以時脈CK1 的週期進行取樣，計算出脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的算術平均値aZon ，同時在脈衝切斷期間Toff 中亦對射頻供電線43上的負載阻抗Z的値以時脈CK1 的週期進行取樣，計算出脈衝切斷期間Toff 中的負載阻抗Z的算術平均値aZoff 。在此，算術平均値aZon 、aZoff 分別用以下的式(1)、(2)表示。 aZon ＝aVon /aIon ・・・・(1) aZoff ＝aVoff /aIoff ・・・・(2)
電壓感測系統的加權平均値演算電路106，將從算術平均値演算電路104所得到的脈衝導通期間Ton 中的電壓檢測信號V的算術平均値aVon ，與脈衝切斷期間Toff 中的電壓檢測信號V的算術平均値aVoff ，以上述希望的權重(權重變數K)進行加權平均，求出電壓檢測信號V的一個週期的加權平均値bV。在此，權重變數K在0≦K≦1的範圍內選擇任意的値，加權平均値bV用以下的式(3)表示。 bV＝K＊aVon ＋(1－K)＊aVoff ・・・・(3)
電流感測系統的加權平均値演算電路116，將從算術平均値演算電路114所得到的脈衝導通期間Ton 中的電流檢測信號I的算術平均値aIon ，與脈衝切斷期間Toff 中的電流檢測信號I的算術平均値aIoff ，以上述希望的權重(權重變數K)進行加權平均，求出電壓檢測信號I的一個週期的加權平均値bI。在此，加權平均値bI用以下的式(4)表示。 bI＝K＊aIon ＋(1－K)＊aIoff ・・・・(4)
因此，電壓感測系統的加權平均値演算電路106與電流感測系統的加權平均値演算電路116，實質上，係將脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的算術平均値aZon ，與脈衝切斷期間Toff 中的負載阻抗Z的算術平均値aZoff ，以上述希望的權重(權重變數K)進行加權平均，並求出負載阻抗Z的一個週期的加權平均値bZ。在此，加權平均値bZ用以下的式(5)表示。 bZ＝K＊aZon ＋(1－K)＊aZoff ・・・・(5)
電壓感測系統的移動平均値演算電路108，根據加權平均値演算電路106所輸出的連續複數個(n個)電壓檢測信號V的一週期加權平均値bV，以預先設定好的既定移動區間L以及移動間距P計算出電壓檢測信號V的移動加權平均値cV。例如，在調變脈衝MS的頻率fS 為100Hz的情況時，當移動區間L設定為100msec，且移動間距P設定為20msec時，針對每20msec的連續10個的一週期加權平均値bV，計算出一個移動平均値cV。
電流感測系統的移動平均値演算電路118，根據加權平均値演算電路116所輸出的連續複數個(n個)電流檢測信號I的一週期加權平均値bI，以上述既定移動區間L以及移動間距P計算出電流檢測信號I的移動加權平均値cI。與電壓感測系統的移動平均値演算電路108同樣，例如，在調變脈衝MS的頻率fS 為100Hz的情況時，當移動區間L設定為100msec，且移動間距P設定為20msec時，針對每20msec的連續10個的一週期加權平均値bI，計算出一個移動平均値cI。另外，在移動間距P與時脈CK3 的頻率fCK3 之間存在P＝1/fCK3 的關係。
因此，電壓感測系統的移動平均値演算電路108與電流感測系統的移動平均値演算電路118，實質上，係根據從加權平均値演算電路(106、116)實質上所得到的連續複數個(n個)負載阻抗Z的一週期加權平均値bZ，以上述既定移動區間L以及移動間距P計算出負載阻抗Z的移動加權平均値cZ。在此，負載阻抗Z的移動加權平均値cZ用以下的式(6)表示。 cZ＝cV/cI ・・・・(6)
阻抗演算電路120，實際計算上述的式(6)。亦即，通常係在移動間距P或與時脈CK3 相等的時脈CK4 的每個週期，將電壓感測系統的移動平均値演算電路108所輸出的電壓檢測信號V的移動加權平均値cV，以電流感測系統的移動平均値演算電路118所輸出的電流檢測信號I的移動加權平均値cI除之，亦即運算cZ＝cV/cI，並將該運算値，亦即負載阻抗Z的移動加權平均値cZ，輸出作為負載阻抗測定値MZ。該負載阻抗測定値MZ，相依於從主控制部72施加予加權平均値演算電路106、116的權重變數K的値，不相依於調變脈衝MS的工作循環DS 。
匹配器40內的匹配控制器94A，可追蹤回應從阻抗感測器96A內的阻抗演算電路120以時脈CK4 的週期輸出的負載阻抗測定値MZ，驅動控制馬達90A、92A，可變地控制匹配電路88A內的電抗元件XH1 、XH2 的電抗，使負載阻抗測定値MZ的相位為零(0)、絶對値為50Ω，亦即與匹配點ZS 一致或近似。
像這樣，在匹配器40中，進行匹配動作，使阻抗感測器96A所輸出的負載阻抗測定値MZ與匹配點ZS 一致或近似。亦即，負載阻抗測定値MZ為匹配目標點。因此，脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的算術平均値aZon 以及脈衝導通期間Toff 中的負載阻抗Z的算術平均値aZoff ，對應加權平均的權重變數K的値從匹配點ZS 以(1－K)：K的比偏置。
亦即，當0.5＜K≦1時，在上述加權平均的運算式(5)的右邊中，由於相對於第1項的aZon 的權重K比相對於第2項的aZoff 的權重(1－K)更大，故如圖6B的史密斯圖所示的，相對於匹配點ZS 脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的算術平均値aZon 的偏置量Uon ，比脈衝切斷期間Toff 中的負載阻抗Z的算術平均値Zoff 的偏置量Uoff 更小。亦即，該等兩個偏置量Uon 、Uoff ，被設置成Uon ：Uoff ≒(1－K)：K。
尤其，當K＝1時，第2項的(1－K)＊aZoff 的値為零(0)，如圖6C的史密斯圖所示的，脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的算術平均値aZon 與匹配點ZS 一致或近似。另一方面，脈衝切斷期間Toff 中的負載阻抗Z的算術平均値aZoff ，偏置成距離匹配點ZS 最遠。
像這樣，在0.5＜K≦1的情況時，負載阻抗Z在脈衝導通期間Ton 的時候比在脈衝切斷期間Toff 的時候更接近匹配點ZS 。藉此，如圖6A的波形圖示意所示的，脈衝導通期間Ton 中的反射波功率PRon 相對的比脈衝切斷期間Toff 中的反射波功率PRoff 更小，因此脈衝導通期間Ton 中的載入功率(施加功率)PLon 比脈衝切斷期間Toff 中的載入功率PLoff 更大。藉此，便可在第2功率調變方式中，將脈衝導通期間中的電漿保持穩定，進而適切地達成乃至調節吾人希望的期待功效，例如促進脈衝導通期間中的電漿蝕刻。
另外，在K＝0.5的情況時，在上述加權平均的運算式(5)的右邊中，由於相對於第1項的aZon 的權重K與相對於第2項的aZoff 的權重(1－K)相等，故如圖7B的史密斯圖所示的Uon ≒Uoff 。因此，如圖7A的波形圖示意所示的，相對而言，脈衝導通期間Ton 中的反射波功率PRon ，與脈衝切斷期間Toff 中的反射波功率PRoff 大略相同，因此脈衝導通期間Ton 中的載入功率PLon ，與脈衝切斷期間Toff 中的載入功率PLoff 大略相同。
另外，當0≦K＜0.5時，在上述加權平均的運算式(5)的右邊中，由於相對於第1項的aZon 的權重K比相對於第2項的aZoff 的權重(1－K)更小，故Uon ＞Uoff ，脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的算術平均値aZon 距離匹配點ZS 相對較遠，脈衝切斷期間Toff 中的負載阻抗Z的算術平均値aZoff 與匹配點ZS 相對較近。
尤其，當K＝0時，第1項的K＊aZon 的値為零(0)，如圖8B的史密斯圖所示的，脈衝切斷期間Toff 中的負載阻抗Z的算術平均値aZoff 與匹配點ZS 一致或近似。另一方面，脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的算術平均値aZon 偏置成距離匹配點ZS 最遠。
藉此，如圖8A的波形圖示意所示的，脈衝導通期間Ton 中的反射波功率PRon 相對的比脈衝切斷期間Toff 中的反射波功率PRoff 更大，因此脈衝切斷期間Toff 中的載入功率PLoff 比脈衝導通期間Ton 中的載入功率PLon 更小。因此，在第2功率調變方式中，在脈衝切斷期間中也可將電漿保持穩定，藉此便可適切地達成乃至調節吾人希望的期待功效，例如脈衝切斷期間中的沉積膜的形成。
像這樣，在本實施態樣中，便可任意控制脈衝導通期間Ton 中的施加功率PLon ，與脈衝切斷期間Toff 中的施加功率PLoff 的比，使其從調變脈衝MS的工作循環DS 獨立出來。主控制部72，便可在程序配方之中，在0≦K≦1的範圍內任意設定權重變數K，在每個程序切換權重變數K，或者在1次程序之中階段性地或連續性地切換權重變數K。
另外，在離子引進系統的匹配器42中，並不如上所述的從主控制部72對阻抗感測器96B施加權重變數K，加算平均値演算電路106、108不會起作用。阻抗演算電路120，在時脈CK3 的每個週期，將電壓感測系統的移動平均値演算電路108所輸出的電壓檢測信號V的移動加權平均値dV，以電流感測系統的移動平均値演算電路118所輸出的電流檢測信號I的移動加權平均値dI除之，亦即運算dZ＝dV/dI，並將該運算値，亦即負載阻抗Z的移動加權平均値dZ，輸出作為負載阻抗測定値MZ。該負載阻抗測定値MZ，與調變脈衝MS的工作循環DS 以及權重變數K均不相依。
匹配器42內的匹配控制器94B，可追蹤回應從阻抗感測器96B內的阻抗演算電路120以時脈CK4 的週期輸出的負載阻抗測定値MZ，驅動控制馬達90B、92B，可變地控制匹配電路88B內的電抗元件XL1 、XL2 的電抗，使負載阻抗測定値MZ的相位為零(0)、絶對値為50Ω，亦即與匹配點ZS 一致或近似。此時，脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的算術平均値aZon 乃至其移動平均値cZon 經常為匹配目標點。 ［實施態樣中的功效的實例］
本發明人，在使用第2功率調變方式的電漿蝕刻的實驗中，驗證上述實施態樣中的功效。在該實驗中，將蝕刻氣體設定為CF4 ，將處理室內壓力設定為18 mTorr，將電漿產生用射頻HF的頻率fHF 以及輸出功率分別設定為40MHz、1000 W，將離子引進用射頻LF的頻率fLF 以及輸出功率分別設定為12.88MHz、2000 W，將調變脈衝MS的頻率fS 設定為1kHz，在K＝0.8、K＝0.5、K＝0.1這3個數值中選擇權重變數K。調變脈衝MS的工作循環DS ，在K＝0.8的情況時為40％，在K＝0.5以及K＝0.1的情況時為70％。然後，在K＝0.8、0.5、0.1的各個情況下，以示波器觀察電漿產生系統的射頻供電線43中的行進波功率HF/PF以及反射波功率HF/PR的波形，以及離子引進系統的射頻供電線45中的行進波功率LF/PF以及反射波功率LF/PR的波形。
在K＝0.8的情況時，如圖9所示的，可確認出在未進行功率調變之連續波的電漿產生用射頻HF中，脈衝導通期間Ton 中的反射波功率PRon 比脈衝切斷期間Toff 中的反射波功率PRoff 更小一些。
在K＝0.5的情況時，如圖10所示的，可確認出在未進行功率調變之連續波的電漿產生用射頻HF中，脈衝導通期間Ton 中的反射波功率PRon ，與脈衝切斷期間Toff 中的反射波功率PRoff 大略相同。
在K＝0.1的情況時，如圖11所示的，可確認出在未進行功率調變之連續波的電漿產生用射頻HF中，脈衝切斷期間Toff 中的反射波功率PRoff 比脈衝導通期間Ton 中的反射波功率PRon 更小很多。 ［關於阻抗感測器的第2實施例］
若根據上述的阻抗感測器的第1實施例，在電漿產生系統的匹配器40的阻抗感測器96A中，係將加權平均値演算電路106、116設置在算術平均値演算電路104、114與移動平均値演算電路108、118之間。然而，作為第2實施例，如圖12所示的，亦可將加權平均値演算電路106、116設置在移動平均値演算電路108、118的後級。雖省略説明，惟在離子引進系統的匹配器40的阻抗感測器96B中也是同樣。
此時，電壓感測系統的移動平均値演算電路108，在第2功率調變方式的情況時，亦即在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時，根據從算術平均値演算電路104所得到的連續複數個(n個)脈衝導通期間Ton 中的電壓檢測信號V的算術平均値aVon 以及脈衝切斷期間Toff 中的電壓檢測信號V的算術平均値aVoff ，計算出脈衝導通期間Ton 中的電壓檢測信號V的移動平均値eVon 以及脈衝切斷期間Toff 中的電壓檢測信號V的移動平均値eVoff 。
同樣地，電流感測系統的移動平均値演算電路118，在第2功率調變方式的情況時，亦即在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時，亦根據從算術平均値演算電路114所得到的連續複數個(n個)脈衝導通期間Ton 中的電流檢測信號I的算術平均値aIon 以及脈衝切斷期間Toff 中的電流檢測信號I的算術平均値aIoff ，計算出脈衝導通期間Ton 中的電流檢測信號I的移動平均値eIon 以及脈衝切斷期間Toff 中的電流檢測信號I的移動平均値eIoff 。
然而，在第1功率調變方式的情況時，亦即在射頻HF為脈衝的情況時，電壓感測系統的移動平均値演算電路108，根據算術平均値演算電路104所輸出的連續複數個(n個)脈衝導通期間Ton 中的電壓檢測信號V的算術平均値aVon ，計算出電壓檢測信號V的移動平均値dV。電流感測系統的移動平均値演算電路118，亦根據算術平均値演算電路114所輸出的連續複數個(n個)脈衝導通期間Ton 中的電流檢測信號I的算術平均値aIon ，計算出電流檢測信號I的移動平均値dI。
然後，電壓感測系統的加權平均値演算電路106，在第2功率調變方式下，在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時起作用，將從移動平均値演算電路108所得到的脈衝導通期間Ton 中的電壓檢測信號V的移動平均値eVon ，與脈衝切斷期間Toff 中的電壓檢測信號V的移動平均値eVoff ，以上述希望的權重(權重變數K)進行加權平均，求出電壓檢測信號V的加權移動平均値fV，將該加權移動平均値fV送到阻抗演算電路120。該加權移動平均値fV，用以下的式(7)表示。 fV＝K＊eVon ＋(1－K)＊eVoff ・・・・(7)
電流感測系統的加權平均値演算電路116，亦在第2功率調變方式下，在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時起作用，將脈衝導通期間Ton 中的電流檢測信號I的移動平均値eIon ，與脈衝切斷期間Toff 中的電流檢測信號I的移動平均値eIoff ，以上述希望的權重(權重變數K)進行加權平均，求出電流檢測信號I的加權移動平均値fI，將該加權移動平均値fI送到阻抗演算電路120。該加權移動平均値fI，用以下的式(8)表示。 fI＝K＊eIon ＋(1－K)＊eIoff ・・・・(8)
然而，在第1功率調變方式下，在射頻HF為脈衝的情況時，兩加權平均値演算電路106、116不會起作用，移動平均値演算電路108、118所輸出的脈衝導通期間Ton 中的電流檢測信號V的移動平均値dV、dI不經由加權平均値演算電路106、116而送到阻抗演算電路120。
阻抗演算電路120，在第2功率調變方式下，在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時，將從加權平均値演算電路106所得到的電壓檢測信號V的加權移動平均値fV以從電流感測系統的加權平均値演算電路116所得到的電流檢測信號I的移動加權平均値fI除之，求出在射頻供電線43上從射頻電源36所見之負載阻抗Z的測定値MZ。
另外，在第1功率調變方式下，在射頻HF為脈衝的情況時，阻抗演算電路120，將從電壓感測系統的移動平均値演算電路108所得到的電壓檢測信號V的移動平均値dV，以從電流感測系統的移動平均値演算電路118所得到的電流檢測信號I的移動平均値dI除之，求出在射頻供電線43上從射頻電源36所見之負載阻抗Z的測定値MZ。 ［關於阻抗感測器的第3實施例］
圖13係表示阻抗感測器的第3實施例。如圖所示的， 在電漿產生系統的匹配器40的阻抗感測器96A中，亦可在移動平均値演算電路108、118的後級設置脈衝導通期間用的阻抗演算電路109與脈衝切斷期間用的阻抗演算電路119，並在該等阻抗演算電路109、119的後級設置一個加權平均値演算電路122。在離子引進系統的匹配器42的阻抗感測器96B中也是同樣。
若根據本實施例，在第2功率調變方式下，在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時，電壓感測系統的移動平均値演算電路108所輸出的脈衝導通期間Ton 中的電壓檢測信號V的移動平均値eVon 以及脈衝切斷期間Toff 中的電壓檢測信號V的移動平均値eVoff ，分別送給脈衝導通期間用的阻抗演算電路109以及脈衝切斷期間用的阻抗演算電路119。同樣地，電流感測系統的移動平均値演算電路118所輸出的脈衝導通期間Ton 中的電流檢測信號I的移動平均値eIon 以及脈衝切斷期間Toff 中的電流檢測信號I的移動平均値eIoff ，亦分別送給脈衝導通期間用的阻抗演算電路109以及脈衝切斷期間用的阻抗演算電路119。
脈衝導通期間用的阻抗演算電路109，將脈衝導通期間Ton 中的電壓檢測信號V的移動平均値eVon 以脈衝導通期間Ton 中的電流檢測信號I的移動平均値eIon 除之，亦即運算gZon ＝cVon /cIon ，求出脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的移動平均値gZon 。
另一方面，脈衝切斷期間用的阻抗演算電路119，將脈衝切斷期間Toff 中的電壓檢測信號V的移動平均値eVoff 以脈衝切斷期間Toff 中的電流檢測信號I的移動平均値eIoff 除之，亦即運算gZoff ＝cVoff /cIoff ，求出脈衝切斷期間Toff 中的負載阻抗Z的移動平均値gZoff 。
加權平均値演算電路122，將從脈衝導通期間用的阻抗演算電路109所得到的脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的移動平均値gZon 與從脈衝切斷期間用的阻抗演算電路119所得到的脈衝切斷期間Toff 中的負載阻抗Z的移動平均値gZoff ，以上述希望的權重(權重變數K)進行加權平均，求出負載阻抗Z的加權移動平均値hZ，並將該加權移動平均値Hz輸出作為負載阻抗測定値MZ。負載阻抗Z的加權移動平均値hZ，用以下的式(9)表示。 hZ＝K＊gZon ＋(1－K)＊gZoff ・・・・(9)
另外，在第1功率調變方式下，在電漿產生用射頻HF為脈衝的情況時，加權平均値演算電路122並無功能。另外，脈衝切斷期間用的阻抗演算電路119亦無功能。此時，脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的移動平均値gZon 從脈衝導通期間用的阻抗演算電路109就這樣輸出作為負載阻抗測定値MZ。 ［關於阻抗感測器的第4實施例］
作為阻抗感測器的第4實施例，如圖14所示的，電漿產生系統的匹配器40內的阻抗感測器96A，亦可由RF電壓檢測器100、RF電流檢測器110、負載阻抗瞬間値演算電路124、算術平均値演算電路126、加權平均値演算電路128以及移動平均値演算電路130所構成。在離子引進系統的匹配器42的阻抗感測器96B中也是同樣。
在此，負載阻抗瞬間値演算電路124，根據從RF電壓檢測器100以及RF電流檢測器110所得到的電壓檢測信號V以及電流檢測信號I計算出射頻供電線43上的負載阻抗Z的瞬間値JZ。負載阻抗瞬間値演算電路124，雖亦可為類比電路，惟仍宜由數位電路所構成。
算術平均値演算電路126，在第2功率調變方式下，在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時，在調變脈衝MS的各週期，對在脈衝導通期間Ton 中從負載阻抗瞬間値演算電路124所得到的負載阻抗Z的瞬間値JZ以上述既定的取樣頻率fC 進行取樣，計算出脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的算術平均値aZon ，同時對在脈衝切斷期間Toff 中從負載阻抗瞬間値演算電路124所得到的負載阻抗Z的瞬間値JZ以上述取樣頻率fC 進行取樣，計算出脈衝切斷期間Toff 中的負載阻抗Z的算術平均値aZoff 。
然而，在第1功率調變方式下，在電漿產生用射頻HF為脈衝的情況時，算術平均値演算電路126，在調變脈衝MS的各週期，僅對在脈衝導通期間Ton 中從負載阻抗瞬間値演算電路124所得到的負載阻抗Z的瞬間値JZ以上述既定的取樣頻率fC 進行取樣，計算出脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的算術平均値aZon 。
加權平均値演算電路128，在第2功率調變方式下，在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時，將從算術平均値演算電路126所得到的脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的算術平均値aZon ，與脈衝切斷期間Toff 中的負載阻抗Z的算術平均値aZoff ，以上述希望的權重(權重變數K)進行加權平均，求出負載阻抗的一個週期的加權平均値bZ。該加權平均値bZ，用以下的式(10)表示。 bZ＝K＊aZon ＋(1－K)＊aZoff ・・・・(10)
然而，在第1功率調變方式下，在電漿產生用射頻HF為脈衝的情況時，加權平均値演算電路128並無功能，從算術平均値演算電路126所得到的脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的算術平均値aZon 不經由加權平均値演算電路128而送到移動平均値演算電路130。
移動平均値演算電路130，在第2功率調變方式的情況時，亦即在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時，根據從加權平均値演算電路128所得到的連續複數個(n個)負載阻抗Z的一週期加權平均値bZ，計算出負載阻抗Z的移動加權平均値cZ。該移動加權平均値cZ，輸出作為負載阻抗測定値MZ。
然而，在第1功率調變方式的情況時，亦即在射頻HF為脈衝的情況時，移動平均値演算電路130，根據算術平均値演算電路126所輸出的連續複數個(n個)脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的算術平均値aZon ，計算出負載阻抗Z的移動加權平均値cZ。計算出電流檢測信號I的移動平均値dZ。該移動加權平均値dZ，輸出作為負載阻抗測定値MZ。 ［關於阻抗感測器的第5實施例］
作為上述第4實施例的一變化實施例或第5實施例，如圖15所示的，亦可將加權平均値演算電路128設置在移動平均値演算電路130的後級。
移動平均値演算電路130，在第2功率調變方式的情況時，亦即在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時，根據從算術平均値演算電路126所得到的連續複數個(n個)脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的算術平均値aZon 以及脈衝切斷期間Toff 中的負載阻抗Z的算術平均値aZoff ，計算出脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的移動平均値eZon 以及脈衝切斷期間Toff 中的負載阻抗Z的移動平均値eZoff 。
加權平均値演算電路128，在第2功率調變方式下，在電漿產生用射頻HF為連續波的情況時起作用，將從移動平均値演算電路130所得到的脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的移動平均値eZon ，與脈衝切斷期間Toff 中的負載阻抗Z的移動平均値eZoff ，以上述希望的權重(權重變數K)進行加權平均，求出負載阻抗Z的加權移動平均値fZ，並將該加權移動平均値fZ輸出作為負載阻抗測定値MZ。負載阻抗Z的加權移動平均値fZ，用以下的式(11)表示。 fZ＝K＊eZon ＋(1－K)＊eZoff ・・・・(11)
然而，在第1功率調變方式下，在射頻HF為脈衝的情況時，加權平均値演算電路128並無功能，移動平均値演算電路130所輸出的脈衝導通期間Ton 中的負載阻抗Z的移動平均値eZon 就這樣輸出作為負載阻抗測定値MZ。 ［其他實施態樣或變化實施例］
以上係針對本發明的較佳實施態樣進行説明，惟本發明並非僅限於上述實施態樣，在其技術思想的範圍內可作各種變化。
在本發明中，關於第1功率調變方式，亦可為電漿產生用射頻HF的功率為第1位準(H位準)的第1期間與為比第1位準(H位準)更低的第2位準(L位準)的第2期間以一定的脈衝頻率輪流重複的態樣。同樣地，關於第2功率調變方式，亦可為離子引進用射頻LF的功率為第1位準(H位準)的第1期間與為比第1位準(H位準)更低的第2位準(L位準)的第2期間以一定的脈衝頻率輪流重複的態樣。
上述實施態樣(圖1)，係將電漿產生用射頻HF施加於基座(下部電極)16。然而，亦可構成將電漿產生用射頻HF施加於上部電極46的構造。
本發明，不限於電容耦合型電漿蝕刻裝置，亦可應用於實行電漿CVD、電漿ALD、電漿氧化、電漿氮化、濺鍍等任意之電漿程序的電容耦合型電漿處理裝置，另外亦可應用於在處理室的周圍設置高頻電極(天線)的感應耦合型電漿處理裝置。本發明的被處理體不限於半導體晶圓，亦可為平板顯示器、有機EL、太陽電池用的各種基板、光罩、CD基板、印刷基板等。
10‧‧‧處理室(處理容器)
12‧‧‧絶緣板
14‧‧‧基座支持台
16‧‧‧基座
18‧‧‧靜電夾頭
20‧‧‧電極
22‧‧‧開關
24‧‧‧直流電源
26‧‧‧聚焦環
28‧‧‧內壁構件
30‧‧‧冷媒室
32a‧‧‧配管
32b‧‧‧配管
34‧‧‧氣體供給管路
36‧‧‧射頻電源
38‧‧‧射頻電源
40‧‧‧匹配器
42‧‧‧匹配器
43‧‧‧射頻供電線(高頻傳送路徑)
44‧‧‧供電導體
45‧‧‧射頻供電線(高頻傳送路徑)
46‧‧‧上部電極
48‧‧‧電極板
48a‧‧‧氣體噴出孔
50‧‧‧電極支持體
50a‧‧‧氣體通氣孔
52‧‧‧氣體緩衝室
54‧‧‧氣體供給管
56‧‧‧處理氣體供給源
58‧‧‧質量流量控制器(MFC)
60‧‧‧開閉閥
62‧‧‧排氣口
64‧‧‧排氣管
66‧‧‧排氣裝置
68‧‧‧移入移出口
70‧‧‧閘閥
72‧‧‧主控制部
80A‧‧‧RF振盪器
80B‧‧‧RF振盪器
82A‧‧‧功率放大器
82B‧‧‧功率放大器
84A‧‧‧電源控制部
84B‧‧‧電源控制部
86A‧‧‧RF功率監視器
86B‧‧‧RF功率監視器
88A‧‧‧匹配電路
88B‧‧‧匹配電路
90A‧‧‧馬達(M)
90B‧‧‧馬達(M)
92A‧‧‧馬達(M)
92B‧‧‧馬達(M)
94A‧‧‧匹配控制器
94B‧‧‧匹配控制器
96A‧‧‧阻抗感測器
96B‧‧‧阻抗感測器
100‧‧‧RF電壓檢測器
102‧‧‧電壓檢測信號產生電路
104‧‧‧算術平均値演算電路
106‧‧‧加權平均値演算電路
108‧‧‧移動平均値演算電路
109‧‧‧阻抗演算電路
110‧‧‧RF電流檢測器
112‧‧‧電流檢測信號產生電路
114‧‧‧算術平均値演算電路
116‧‧‧加權平均値演算電路
118‧‧‧移動平均値演算電路
119‧‧‧阻抗演算電路
120‧‧‧阻抗演算電路
122‧‧‧加權平均値演算電路
124‧‧‧負載阻抗瞬間値演算電路
126‧‧‧算術平均値演算電路
128‧‧‧加權平均値演算電路
130‧‧‧移動平均値演算電路
aZoff‧‧‧算術平均値
aZon‧‧‧算術平均値
CK1‧‧‧時脈
cw‧‧‧冷卻水
He‧‧‧氦氣
HF‧‧‧高頻
JS‧‧‧監視信號
K‧‧‧權重變數
LF‧‧‧高頻
MS‧‧‧脈衝
MZ‧‧‧負載阻抗測定値
M‧‧‧馬達
PA‧‧‧處理空間
PFoff‧‧‧行進波功率
PFon‧‧‧行進波功率
PFS‧‧‧行進波功率
PF‧‧‧行進波功率
PLoff‧‧‧載入功率
PLon‧‧‧載入功率
PL‧‧‧載入功率
PRoff‧‧‧反射波功率
PRon‧‧‧反射波功率
PR‧‧‧反射波功率
T1‧‧‧監視時間
T2‧‧‧監視時間
TC‧‧‧調變脈衝MS的週期
Toff‧‧‧脈衝切斷期間(第2期間)
Ton‧‧‧脈衝導通期間(第1期間)
Uoff‧‧‧偏置量
Uon‧‧‧偏置量
W‧‧‧半導體晶圓
XH1‧‧‧電抗元件
XH2‧‧‧電抗元件
XL1‧‧‧電抗元件
XL2‧‧‧電抗元件
ZS‧‧‧匹配點
【圖1】係表示本發明一實施態樣中的電容耦合型電漿處理裝置的構造的剖面圖。 【圖2A】係表示用來說明第1功率調變方式的各部分波形的波形圖。 【圖2B】係表示用來說明第2功率調變方式的各部分波形的波形圖。 【圖3】係表示電漿產生用射頻電源以及匹配器的構造的方塊圖。 【圖4】係表示離子引進用射頻電源以及匹配器的構造的方塊圖。 【圖5】係表示電漿產生系統的匹配器所具備之阻抗感測器的構造(第1實施例)的方塊圖。 【圖6A】係表示在實施態樣中，在0.5＜K≦1的範圍內選擇加權平均運算的權重變數K時的各部分波形的波形圖。 【圖6B】係表示在0.5＜K≦1的範圍內選擇加權平均運算的權重變數K時之匹配作用的史密斯圖。 【圖6C】係表示將加權平均運算的權重變數K選定為K＝1時之匹配作用的史密斯圖。 【圖7A】係表示將加權平均運算的權重變數K選定為K＝0.5時的各部分波形的波形圖。 【圖7B】係表示將加權平均運算的權重變數K選定為K＝0.5時之匹配作用的史密斯圖。 【圖8A】係表示在0≦K＜0.5的範圍內選擇加權平均運算的權重變數K時的各部分波形的波形圖。 【圖8B】係表示將加權平均運算的權重變數K選定為K＝0時之匹配作用的史密斯圖。 【圖9】係表示在實施態樣的驗證實驗中，在K＝0.8的情況時所得到的各部分波形的示波器波形圖。 【圖10】係表示在上述驗證實驗中，在K＝0.5的情況時所得到的各部分波形的示波器波形圖。 【圖11】係表示在上述驗證實驗中，在K＝0.1的情況時所得到的各部分波形的示波器波形圖。 【圖12】係表示第2實施例中的阻抗感測器的構造的方塊圖。 【圖13】係表示第3實施例中的阻抗感測器的構造的方塊圖。 【圖14】係表示第4實施例中的阻抗感測器的構造的方塊圖。 【圖15】係表示第5實施例中的阻抗感測器的構造的方塊圖。
43‧‧‧射頻供電線(高頻傳送路徑)
96A‧‧‧阻抗感測器
100‧‧‧RF電壓檢測器
102‧‧‧電壓檢測信號產生電路
104‧‧‧算術平均值演算電路
106‧‧‧加權平均值演算電路
108‧‧‧移動平均值演算電路
110‧‧‧RF電流檢測器
112‧‧‧電流檢測信號產生電路
114‧‧‧算術平均值演算電路
116‧‧‧加權平均值演算電路
118‧‧‧移動平均值演算電路
120‧‧‧阻抗演算電路

Claims (13)

  1. 一種電漿處理裝置，其在可移出、移入或收納被處理體、且可真空排氣的處理容器內，利用處理氣體的射頻放電產生電漿，並在該電漿下對該處理容器內的該被處理體進行希望的處理，其特徵為包含：第1射頻電源，其輸出第1射頻；第1射頻供電線，其用來將該第1射頻電源所輸出的該第1射頻傳送到配置在該處理容器之中或周圍的第1電極；第1匹配部，其具有設置在該第1射頻供電線上的可變電抗元件，以及測定在該第1射頻供電線上從第1射頻電源所見之負載阻抗的第1阻抗感測器，且可變地控制該可變電抗元件的電抗，使該第1阻抗感測器所輸出的負載阻抗測定値與對應該第1射頻電源的輸出阻抗的既定匹配點一致或近似；第2射頻電源，其輸出第2射頻；第2射頻供電線，其用來將該第2射頻電源所輸出的該第2射頻傳送到該第1電極或是配置在該處理容器之中或周圍的第2電極；以及射頻功率調變部，對該第2射頻電源的輸出以脈衝進行調變，使該第2射頻的功率成為導通狀態或是第1位準的脈衝導通期間，與成為切斷狀態或是比該第1位準更低之第2位準的脈衝切斷期間，以一定頻率輪流重複；該第1阻抗感測器，輸出：將該脈衝導通期間中之負載阻抗的平均値與該脈衝切斷期間中之負載阻抗的平均値以「獨立於該脈衝的工作循環之希望的權重」進行加權平均所得到的加權平均値所對應的該負載阻抗測定値。
  2. 如申請專利範圍第1項之電漿處理裝置，其中，該第1阻抗感測器包含：第1算術平均値演算電路，其在該脈衝的各週期，對在該脈衝導通期間中，於該第1射頻供電線上所得到之該第1射頻所對應的電壓檢測信號，以既定的取樣頻率進行取樣，並計算出該脈衝導通期間中的該電壓檢測信號的算術平均値，同時對在該脈衝切斷期間中，於該第1射頻供電線上所得到之該電壓檢測信號，以該取樣頻率進行取樣，並計算出該脈衝切斷期間中的該電壓檢測信號的算術平均値；第2算術平均値演算電路，其在該脈衝的各週期，對在該脈衝導通期間中，於該第1射頻供電線上所得到之該第1射頻所對應的電流檢測信號，以該既定的取樣頻率進行取樣，並計算出該脈衝導通期間中的該電流檢測信號的算術平均値，同時對在該脈衝切斷期間中，於該第1射頻供電線上所得到之該電流檢測信號，以該取樣頻率進行取樣，並計算出該脈衝切斷期間中的該電流檢測信號的算術平均値；第1加權平均値演算電路，其將從該第1算術平均値演算電路所得到的該脈衝導通期間中的該電壓檢測信號的算術平均値，與該脈衝切斷期間中的該電壓檢測信號的算術平均値，以該希望的權重進行加權平均，並求出該電壓檢測信號的一個週期的加權平均値；第2加權平均値演算電路，其將從該第2算術平均値演算電路所得到的該脈衝導通期間中的該電流檢測信號的算術平均値，與該脈衝切斷期間中的該電流檢測信號的算術平均値，以該希望的權重進行加權平均，並求出該電流檢測信號的一個週期的加權平均値；第1移動平均値演算電路，其根據從該第1加權平均値演算電路所得到的連續複數個該電壓檢測信號的一個週期的加權平均値，計算出該電壓檢測信號的移動加權平均値；第2移動平均値演算電路，其根據從該第2加權平均値演算電路所得到的連續複數個該電流檢測信號的一個週期的加權平均値，計算出該電流檢測信號的移動加權平均値；以及阻抗演算電路，其將從該第1移動平均値演算電路所得到的該電壓檢測信號的移動加權平均値，以從該第2移動平均値演算電路所得到的該電流檢測信號的移動加權平均値除之，求出負載阻抗的移動加權平均値；將該阻抗演算電路所得到的該負載阻抗的移動加權平均値輸出作為該負載阻抗測定値。
  3. 如申請專利範圍第1項之電漿處理裝置，其中，該第1阻抗感測器包含：第1算術平均値演算電路，其在該脈衝的各週期，對在該脈衝導通期間中，於該第1射頻供電線上所得到之該第1射頻所對應的電壓檢測信號，以既定的取樣頻率進行取樣，並計算出該脈衝導通期間中的該電壓檢測信號的算術平均値，同時對在該脈衝切斷期間中，於該第1射頻供電線上所得到之該電壓檢測信號，以該取樣頻率進行取樣，並計算出該脈衝切斷期間中的該電壓檢測信號的算術平均値；第2算術平均値演算電路，其在該脈衝的各週期，對在該脈衝導通期間中，於該第1射頻供電線上所得到之該第1射頻所對應的電流檢測信號，以該既定的取樣頻率進行取樣，並計算出該脈衝導通期間中的該電流檢測信號的算術平均値，同時對在該脈衝切斷期間中，於該第1射頻供電線上所得到之該電流檢測信號，以該取樣頻率進行取樣，並計算出該脈衝切斷期間中的該電流檢測信號的算術平均値；第1移動平均値演算電路，其根據從該第1算術平均値演算電路所得到的連續複數個該脈衝導通期間中的該電壓檢測信號的算術平均値，以及該脈衝切斷期間中的該電壓檢測信號的算術平均値，計算出該脈衝導通期間中的該電壓檢測信號的移動平均値，以及該脈衝切斷期間中的該電壓檢測信號的移動平均値；第2移動平均値演算電路，其根據從該第2算術平均値演算電路所得到的連續複數個該脈衝導通期間中的該電流檢測信號的算術平均値，以及該脈衝切斷期間中的該電流檢測信號的算術平均値，計算出該脈衝導通期間中的該電流檢測信號的移動平均値，以及該脈衝切斷期間中的該電流檢測信號的移動平均値；第1加權平均値演算電路，其將從該第1移動平均値演算電路所得到的該脈衝導通期間中的該電壓檢測信號的移動平均値，與該脈衝切斷期間中的該電壓檢測信號的移動平均値，以該希望的權重進行加權平均，並求出該電壓檢測信號的加權移動平均値；第2加權平均値演算電路，其將從該第2移動平均値演算電路所得到的該脈衝導通期間中的該電流檢測信號的移動平均値，與該脈衝切斷期間中的該電流檢測信號的移動平均値，以該希望的權重進行加權平均，並求出該電流檢測信號的加權移動平均値；以及阻抗演算電路，其將從該第1加權平均値演算電路所得到的該電壓檢測信號的加權移動平均値，以從該第2加權平均値演算電路所得到的該電流檢測信號的加權移動平均値除之，求出負載阻抗的加權移動平均値；將該阻抗演算電路所得到的該負載阻抗的加權移動平均値輸出作為該負載阻抗測定値。
  4. 如申請專利範圍第1項之電漿處理裝置，其中，該第1阻抗感測器包含：第1算術平均値演算電路，其在該脈衝的各週期，對在該脈衝導通期間中，於該第1射頻供電線上所得到之該第1射頻所對應的電壓檢測信號，以既定的取樣頻率進行取樣，並計算出該脈衝導通期間中的該電壓檢測信號的算術平均値，同時對在該脈衝切斷期間中，於該第1射頻供電線上所得到之該電壓檢測信號，以該取樣頻率進行取樣，並計算出該脈衝切斷期間中的該電壓檢測信號的算術平均値；第2算術平均値演算電路，其在該脈衝的各週期，對在該脈衝導通期間中，於該第1射頻供電線上所得到之該第1射頻所對應的電流檢測信號，以該既定的取樣頻率進行取樣，並計算出該脈衝導通期間中的該電流檢測信號的算術平均値，同時對在該脈衝切斷期間中，於該第1射頻供電線上所得到之該電流檢測信號，以該取樣頻率進行取樣，並計算出該脈衝切斷期間中的該電流檢測信號的算術平均値；第1移動平均値演算電路，其根據從該第1算術平均値演算電路所得到的連續複數個該脈衝導通期間中的該電壓檢測信號的算術平均値，以及該脈衝切斷期間中的該電壓檢測信號的算術平均値，計算出該脈衝導通期間中的該電壓檢測信號的移動平均値，以及該脈衝切斷期間中的該電壓檢測信號的移動平均値；第2移動平均値演算電路，其根據從該第2算術平均値演算電路所得到的連續複數個該脈衝導通期間中的該電流檢測信號的算術平均値，以及該脈衝切斷期間中的該電流檢測信號的算術平均値，計算出該脈衝導通期間中的該電流檢測信號的移動平均値，以及該脈衝切斷期間中的該電流檢測信號的移動平均値；第1阻抗演算電路，其將從該第1移動平均値演算電路所得到的該脈衝導通期間中的該電壓檢測信號的移動平均値，以從該第2移動平均値演算電路所得到的該脈衝導通期間中的該電流檢測信號的移動平均値除之，求出該脈衝導通期間中之負載阻抗的移動平均値；第2阻抗演算電路，其將從該第1移動平均値演算電路所得到的該脈衝切斷期間中的該電壓檢測信號的移動平均値，以從該第2移動平均値演算電路所得到的該脈衝切斷期間中的該電流檢測信號的移動平均値除之，求出該脈衝切斷期間中之負載阻抗的移動平均値；以及加權平均値演算電路，其將從該第1阻抗演算電路所得到的該脈衝導通期間中之負載阻抗的移動平均値，與從該第2阻抗演算電路所得到的該脈衝切斷期間中之負載阻抗的移動平均値，以該希望的權重進行加權平均，求出負載阻抗的加權移動平均値；將該加權平均値演算電路所得到的該負載阻抗的加權移動平均値輸出作為該負載阻抗測定値。
  5. 如申請專利範圍第1至4項中任一項之電漿處理裝置，其中，該第1以及第2加權平均値演算電路，在該脈衝導通期間內所設定之第1監視期間中，分別對該電壓檢測信號以及該電流檢測信號進行取樣，並分別計算出該脈衝導通期間中的該電壓檢測信號以及該電流檢測信號的算術平均値，同時在該脈衝切斷期間內所設定的第2監視期間中，分別對該電壓檢測信號以及該電流檢測信號進行取樣，並分別計算出該脈衝切斷期間中的該電壓檢測信號以及該電流檢測信號的算術平均値。
  6. 如申請專利範圍第1項之電漿處理裝置，其中，該第1阻抗感測器包含：負載阻抗瞬間値演算電路，其根據在該第1射頻供電線上所得到的該第1射頻所對應的電壓檢測信號以及電流檢測信號，求出負載阻抗的瞬間値；算術平均値演算電路，其在該脈衝的各週期，對在該脈衝導通期間中，從該負載阻抗瞬間値演算電路所得到的該負載阻抗的瞬間値，以既定的取樣頻率進行取樣，並計算出該脈衝導通期間中的該負載阻抗的算術平均値，同時對在該脈衝切斷期間中，從該負載阻抗瞬間値演算電路所得到的該負載阻抗的瞬間値，以該既定的取樣頻率進行取樣，並計算出該脈衝切斷期間中的該負載阻抗的算術平均値；加權平均値演算電路，其將從該算術平均値演算電路所得到的該脈衝導通期間中的該負載阻抗的算術平均値，與該脈衝切斷期間中的該負載阻抗的算術平均値，以該希望的權重進行加權平均，求出該負載阻抗的一個週期的加權平均値；以及移動平均値演算電路，其根據從該加權平均値演算電路所得到的連續複數個該負載阻抗的一個週期的加權平均値，計算出該負載阻抗的移動加權平均値；將該移動平均値演算電路所得到的該負載阻抗的移動加權平均値輸出作為該負載阻抗測定値。
  7. 如申請專利範圍第6項之電漿處理裝置，其中，當該脈衝導通期間中的該負載阻抗的算術平均値為aZon 、該脈衝切斷期間中的該負載阻抗的算術平均値為aZoff 、規定該希望的權重之權重變數為K(0≦K≦1)、該加權平均値為bZ時，該加權平均値bZ可用以下的式(1)表示：bZ＝K＊aZon ＋(1－K)＊aZoff ・・・・(1)。
  8. 如申請專利範圍第1項之電漿處理裝置，其中，該第1阻抗感測器包含：負載阻抗瞬間値演算電路，其根據在該第1射頻供電線上所得到的該第1射頻所對應的電壓檢測信號以及電流檢測信號，求出負載阻抗的瞬間値；算術平均値演算電路，其在該脈衝的各週期，對在該脈衝導通期間中，從該負載阻抗瞬間値演算電路所得到的該負載阻抗的瞬間値，以既定的取樣頻率進行取樣，並計算出該脈衝導通期間中的該負載阻抗的算術平均値，同時對在該脈衝切斷期間中，從該負載阻抗瞬間値演算電路所得到的該負載阻抗的瞬間値，以該既定的取樣頻率進行取樣，並計算出該脈衝切斷期間中的該負載阻抗的算術平均値；移動平均値演算電路，其根據從該算術平均値演算電路所得到的連續複數個該脈衝導通期間中的該負載阻抗的算術平均値，以及該脈衝切斷期間中的該負載阻抗的算術平均値，計算出該脈衝導通期間中的該負載阻抗的移動平均値，以及該脈衝切斷期間中的該負載阻抗的移動平均値；以及加權移動平均値演算電路，其將從該移動平均値演算電路所得到的該脈衝導通期間中的該負載阻抗的移動平均値，與該脈衝切斷期間中的該負載阻抗的移動平均値，以該希望的權重進行加權平均，求出該負載阻抗的加權移動平均値；將該加權移動平均値演算電路所得到的該負載阻抗的加權移動平均値輸出作為該負載阻抗測定値。
  9. 如申請專利範圍第8項之電漿處理裝置，其中，當該脈衝導通期間中的該負載阻抗的移動平均値為eZon 、該脈衝切斷期間中的該負載阻抗的移動平均値為eZoff 、規定該希望的權重之權重變數為K(0≦K≦1)、該加權移動平均値為fZ時，該加權移動平均値fZ可用以下的式(2)表示：fZ＝K＊eZon ＋(1－K)＊eZoff ・・・・(2)。
  10. 如申請專利範圍第6至9項中任一項之電漿處理裝置，其中，該第1以及第2加權平均値演算電路，在該脈衝導通期間內所設定之第1監視期間中，分別對該負載阻抗的瞬間値進行取樣，並分別計算出該脈衝導通期間中的該負載阻抗的算術平均値，同時在該脈衝切斷期間內所設定的第2監視期間中，分別對該負載阻抗的瞬間値進行取樣，並分別計算出該脈衝切斷期間中的該負載阻抗的算術平均値。
  11. 如申請專利範圍第5或10項之電漿處理裝置，其中，該第1以及第2監視期間的至少其中一方，不包含在該脈衝導通期間之中的開始之後的第1過渡時間。
  12. 如申請專利範圍第5、10、11中任一項之電漿處理裝置，其中，該第1監視期間與該第2監視期間的至少其中一方，不包含在該脈衝導通期間之中的結束之前的第2過渡時間。
  13. 如申請專利範圍第1至12項中任一項之電漿處理裝置，其中，該第1以及第2射頻的其中一方，具有適合該電漿產生的頻率，該第1以及第2射頻的另一方，具有適於將離子從該電漿引入該被處理體的頻率。
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