TW201537884A - 交錯式零電壓切換轉換器 - Google Patents
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Abstract
本發明係有關於一種交錯式零電壓切換轉換器，其主要係令轉換器於電源輸入端並聯有相串聯之上橋開關及下橋開關，令該上、下橋開關分別與直流阻隔電容及共振電感連接，令直流阻隔電容及共振電感與變壓器之初級側相並聯，於變壓器之初級側包含磁化電感，令該變壓器次級側並聯有整流二極體及輸出電感，令該輸出電感與輸出電容及輸出負載相連接；藉此，具有零電壓切換性能，能降低切換損失，提升電能轉換效率，且開關電壓應力僅為輸入電壓，能降低開關電壓應力，並具有輸出電流漣波相消效果，降低輸出漣波電流，可減少輸出濾波元件的體積大小，同時能於整體製作成本上能有效降低，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。
Description
本發明係有關於一種交錯式零電壓切換轉換器，尤其是指一種具有零電壓切換性能，能降低切換損失，提升電能轉換效率，且開關電壓應力僅為輸入電壓，能降低開關電壓應力，並具有輸出電流漣波相消效果，降低輸出漣波電流，可減少輸出濾波元件的體積大小，同時能於整體製作成本上能有效降低，而在其整體施行使用上更增實用功效特性之交錯式零電壓切換轉換器創新設計者。
按，由於油源日趨減少，使得節能意識高漲，美國環保署制定的ＥＮＥＲＧＹ ＳＴＡＲ ４﹒０，並且將８０ ＰＬＵＳ規範列入標準，對提供給個人電腦內部的ＡＣ－ＤＣ切換式電源供應器［ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ，ＳＰＳ］，無論在電源負載２０％、５０％、１００％狀態下，ＡＣ／ＤＣ的電源轉換效率都必須達到８０％，甚至Ｖｅｒｓｉｏｎ ５﹒０必須超過８０％的效率要求。由於８０ ＰＬＵＳ符合節能與環保的思潮，因此目前新推出的切換式電源供應器［ＳＰＳ］幾乎都以支援８０ ＰＬＵＳ規範為主要賣點，用節能省電的特色，以獲得歐美消費市場認同。在２００８年８０ ＰＬＵＳ規範增加了更嚴格的銅、銀、金牌標章認證；更在２００９年和２０１１年分別加入了白金和鈦金等級認證。因此設計高效率之電源轉換器，滿足日趨嚴苛的電源規範已是時勢所趨。
其中，請參閱公告於99年1月21日之第M372997號「交錯式串聯輸入並聯輸出零電壓切換順向式轉換器」，該轉換器之開關應力為Vin
/2(1-D)，開關應力隨著導通比改變，若導通比D＞0.5，則開關電壓應力大於Vin
。
請再參閱第十七圖現有之其一電路架構示意圖所示，其係為K. B. Park, C. E. Kim, G.W. Moon and M. J. Youn, “ Three-switch active-clamp forward converter with low switch voltage stress and wide ZVS range for high-input-voltage applications,”IEEE Trans. Power Electronics
, Vol. 25 , No. 4, pp. 889- 898, 2010.，該轉換器具有三個功率開關，功率開關數量較多。
請再參閱第十八圖現有之其二電路架構示意圖所示，其係為T. Qian and B. Lehman, “Dual Interleaved Active-Clamp Forward With Automatic Charge Balance Regulation for High Input Voltage Application,” IEEE Trans. Power Electronics, Vol. 23, No. 1, pp. 38-44, 2008.，發表一種『交錯式雙主動箝位順向式轉換器』，該轉換器具有自動充電平衡的調整功能，適合於高輸入電壓應用，它必須額外使用兩組額外繞組，因此變壓器製作較為複雜。在轉換器的四個開關中，需兩個高電壓應力的開關，兩個較低電壓應力的開關。由於此轉換器欠缺共振電感的設計，因此無法保證開關ＺＶＳ操作，而其變壓器的漏電感將造成開關上的電壓突波，必須額外加入緩震器［ｓｎｕｂｂｅｒ］電路。
另，請再參閱第十九圖現有之其三電路架構示意圖所示，其係為T. Jin, K. Zhang, K. Zhang; K. Smedley, “A New Interleaved Series Input Parallel Output (ISIPO) Forward Converter With Inherent Demagnetizing Features,” IEEE Trans. Power Electronics, Vol. 23, No. 2, pp. 888-895, 2008. 發表『交錯式串聯輸入並聯輸出(ISIPO)順向式轉換器』，其結合交錯式之雙開關順向式轉換器及半橋轉換器的特性與優點，具有天生磁通重置的優點，適合於高輸入電壓、高輸出電流及高功率的應用。雖然只用兩個開關，開關最大電壓應力是Vin
，然而此轉換器的開關是硬性切換，不具有柔性切換性能，因此切換損失較大是其缺點。
緣是，發明人秉持多年該相關行業之豐富設計開發及實際製作經驗，針對現有之結構再予以研究改良，提供一種交錯式零電壓切換轉換器，以期達到更佳實用價值性之目的者。
本發明之主要目的在於提供一種交錯式零電壓切換轉換器，其主要係具有零電壓切換性能，能降低切換損失，提升電能轉換效率，且開關電壓應力僅為輸入電壓，能降低開關電壓應力，並具有輸出電流漣波相消效果，降低輸出漣波電流，可減少輸出濾波元件的體積大小，同時能於整體製作成本上能有效降低，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。
本發明交錯式零電壓切換轉換器之主要目的與功效，係由以下具體技術手段所達成：
其主要係令轉換器於電源輸入端Vin
並聯有相串聯之上橋開關Q2
及下橋開關Q1
，該上橋開關Q2
包含有關關本體二極體及開關輸出電容Cr2
，該下橋開關Q1
則包含有關關本體二極體及開關輸出電容Cr1
，且開關輸出電容Cr2
、Cr1
作為共振電容，令該上橋開關Q2
兩端點分別與直流阻隔電容C1
及共振電感Lr
之第一端點連接，該下橋開關Q1
兩端點則分別與直流阻隔電容C2
及共振電感Lr
之第一端點連接，令該直流阻隔電容C1
及共振電感Lr
之第二端點與變壓器T1
初級側之磁化電感Lm1
相並聯，並令該直流阻隔電容C2
及共振電感Lr
之第二端點與變壓器T2
初級側之磁化電感Lm2
相並聯，令該變壓器T1
次級側之第二端點與變壓器T2
次級側之第一端點相連接，而該變壓器T1
次級側之第一端點並聯有整流二極體D1
負級及輸出電感L1
第一端點，該變壓器T2
次級側之第二端點並聯有整流二極體D2
負級及輸出電感L2
第一端點，令該輸出電感L1
、L2
之第二端點一併與輸出電容CO
及輸出負載R之第一端點相連接，而該整流二極體D1
、D2
之正極則一併與輸出電容CO
及輸出負載R之第二端點相連接。
為令本發明所運用之技術內容、發明目的及其達成之功效有更完整且清楚的揭露，茲於下詳細說明之，並請一併參閱所揭之圖式及圖號：
首先，請參閱第一圖本發明之電路示意圖所示，本發明之轉換器(1)主要係於電源輸入端Vin
並聯有相串聯之上橋開關Q2
及下橋開關Q1
，該上橋開關Q2
包含有關關本體二極體及開關輸出電容Cr2
，該下橋開關Q1
則包含有關關本體二極體及開關輸出電容Cr1
，且開關輸出電容Cr2
、Cr1
作為共振電容，令該上橋開關Q2
兩端點分別與直流阻隔電容C1
及共振電感Lr
之第一端點連接，該下橋開關Q1
兩端點則分別與直流阻隔電容C2
及共振電感Lr
之第一端點連接，令該直流阻隔電容C1
及共振電感Lr
之第二端點與變壓器T1
初級側之磁化電感Lm1
相並聯，並令該直流阻隔電容C2
及共振電感Lr
之第二端點與變壓器T2
初級側之磁化電感Lm2
相並聯，令該變壓器T1
次級側之第二端點與變壓器T2
次級側之第一端點相連接，而該變壓器T1
次級側之第一端點並聯有整流二極體D1
負級及輸出電感L1
第一端點，該變壓器T2
次級側之第二端點並聯有整流二極體D2
負級及輸出電感L2
第一端點，令該輸出電感L1
、L2
之第二端點一併與輸出電容CO
及輸出負載R之第一端點相連接，而該整流二極體D1
、D2
之正極則一併與輸出電容CO
及輸出負載R之第二端點相連接。
使得本發明於操作使用上，其係令上橋開關Q2
及下橋開關Q1
互為輔助開關，並以互補的交錯式驅動，驅動信號之間有微小的盲時［dead time］，作為電路共振時區，使上橋開關Q2
及下橋開關Q1
達成零電壓開關［ZVS］操作，減少切換損失，提高效率。且由於該上橋開關Q2
及下橋開關Q1
為橋式結構，因此開關電壓應力僅為Vin
，適合高輸入電壓應用。另一方面，由於轉換器(1)的輸出為倍流整流架構，輸出電感L1
、L2
的輸出端以並聯連接，因此可分擔總輸出電流並且降低在輸出電容CO
的電流漣波，進而可使用較小的輸出電感L1
、L2
及輸出電容CO
，降低體積大小，因此適合在高輸出電流的應用。
如此一來，使得當本發明穩態時，在一個切換週期TS
中，依據上橋開關Q2
及下橋開關Q1
切換和整流二極體D1
、D2
導通與否，電路動作可分成8個線性電路階段，其波形即如第二圖本發明之主要元件時序波形圖所示。
而於一個切換週期TS
中之8個線性電路階段電路分析如下：
第一階段［t0
~t1
］［下橋開關Q1
：on、上橋開關Q2
：off、整流二極體D1
：off、整流二極體D2
：on］：請參閱第三圖本發明之第一線性電路階段電路示意圖所示，該第一階段開始於t=t0
，下橋開關Q1
為on，上橋開關Q2
為off，下橋開關Q1
跨壓Vcr1
=0，變壓器T1
初級側跨壓Vp1
相似於Vin
-Vc1
＞0，磁化電感iLm1
線性上升，變壓器T1
次級側VS1
=n1
(Vin
-Vc1
)＞0，上橋開關Q2
跨壓Vcr2
=Vin
，變壓器T2
初級側跨壓Vp2
相似於-Vc2
＜0，而變壓器T2
次級側VS2
=n2
VP2
=-n2
VC2
＜0，因此整流二極體D2
為on，且整流二極體D1
為off，輸出電感L1
之電壓VL1
=VS1
-VS2
-Vo
＞0、電流iL1
線性上升，另一方面，輸出電感L2
之電壓VL2
=-Vo
＜0、電流iL2
線性下降，因此總輸出電流iLo
= iL1
+ iL2
會有漣波相消的效果。當t=t1
，下橋開關Q1
切換為off，此階段結束。
第二階段［t1
~t2
］［下橋開關Q1
：off、上橋開關Q2
：off、整流二極體D1
：off、整流二極體D2
：on］：請參閱第四圖本發明之第二線性電路階段電路示意圖所示，該第二階段開始於t=t1
，下橋開關Q1
切換為off，共振電感電流iLr
對開關輸出電容Cr1
充電，對開關輸出電容Cr2
放電，因此開關輸出電容Cr1
之電壓VCr1
上升且開關輸出電容Cr2
之電壓VCr2
下降。由於開關輸出電容Cr1
、Cr2
非常小，開關輸出電容Cr1
之電壓VCr1
上升及開關輸出電容Cr2
之電壓VCr2
下降非常快，因此本階段歷時很短。當t=t2
時，下橋開關Q1
跨壓Vcr1
上升至Vin
-VC1
，上橋開關Q2
跨壓Vcr2
也下降至Vc1
時，變壓器T1
初級側跨壓Vp1
=0，變壓器T2
初級側跨壓Vp2
=0，因此變壓器T1
次級側VS1
=0且變壓器T2
次級側VS2
=0，整流二極體D1
、D2
皆導通，輸出整流器進入電流換向［commutation］，變壓器T1
、T2
之初級側箝位在零電壓，此階段結束。
第三階段［t2
~t3
］［下橋開關Q1
：off、上橋開關Q2
：off、整流二極體D1
：on、整流二極體D2
：on］：請參閱第五圖本發明之第三線性電路階段電路示意圖所示，該第三階段開始於t=t2
，下橋開關Q1
跨壓Vcr1
=Vin
-VC1
，而且上橋開關Q2
跨壓Vcr2
=Vc1
，變壓器T1
、T2
之初級側電壓箝位在零電壓；磁化電感Lm1
、Lm2
之電流iLm1
、iLm2
保持常數，變壓器T1
、T2
之次級側VS1
=VS2
=0，輸出整流器開始進行電流交換，電流iD2
減小、iD1
增加。共振電感Lr、開關輸出電容Cr1
和Cr2
形成共振電路，下橋開關Q1
跨壓Vcr1
以共振形式持續上升，上橋開關Q2
跨壓Vcr2
持續下降，共振電感Lr跨負電壓、電流iLr
下降，輸出整流器持續進行換向，整流二極體D２
電流iD ２
遞減、整流二極體D1
電流iD1
遞增。在第三階段共振電感Lr的初始儲能必須大於開關輸出電容Cr2
、Cr1
的初始儲能，方能使上橋開關Q2
跨壓Vcr2
下降至零，達到零電壓開關［ZVS］的條件。當t=t3
時，上橋開關Q2
跨壓Vcr2
下降至零，上橋開關Q2
之本體二極體開始導通，此階段結束。
第四階段［t3
~t4
］［下橋開關Q1
：off、上橋開關Q2
：on、整流二極體D1
：on、整流二極體D2
：on］：請參閱第六圖本發明之第四線性電路階段電路示意圖所示，該第四階段開始於t=t3
，上橋開關Q2
之本體二極體導通，上橋開關Q2
跨壓Vcr2
箝位在零，而且下橋開關Q1
跨壓Vcr1
=Vin
。在上橋開關Q2
電流iQ2
改變流向之前，必須將上橋開關Q2
切換為on，達成零電壓開關［ZVS］操作。此階段輸出整流器持續進行換向，變壓器T1
、T2
之初級側電壓為零，共振電感Lr之電壓VLr
相似於-VCr1
、電流iLr
線性下降。當t=t4
時，整流二極體D1
電流iD1
上升至輸出電感L1
之電流iL1
，且整流二極體D２
電流iD ２
下降至0換向完成，整流二極體D2
成為off，此階段結束。
第五階段［t4
~t5
］［下橋開關Q1
：off、上橋開關Q2
：on、整流二極體D1
：on、整流二極體D2
：off］：請參閱第七圖本發明之第五線性電路階段電路示意圖所示，該第五階段開始於t=t4
，輸出整流器換向完成，即整流二極體D1
電流iD1
=iL1
+iL2
，且整流二極體D２
電流iD ２
=0。磁化電感Lm1
、Lm2
之電壓解除箝位，Vp2
相似於Vin
-Vc2
＞0，磁化電感Lm2
之電流iLm2
線性上升、斜率為(Vin
-Vc2
)/Lm2
，變壓器T2
之次級側電壓VS2
=n2
Vp2
＞0，Vp1
相似於-Vc1
，因此磁化電感Lm1
之電流iLm1
線性下降。因為變壓器T1
、T2
之次級側電壓VS1
-VS2
＜0，所以整流二極體D1
為on且整流二極體D2
為off。輸出電感L1
之電流iL1
因為VL1
=-VO
、造成電流iL1
線性下降，而輸出電感L2
之電流iL2
因為VL2
=Vs2
-Vs1
-VO
＞0、造成電流iL2
線性上升；所以總輸出電流iLo
=iL1
+iL2
會有漣波相消的效果。當t=t5
時，上橋開關Q2
切換為off，此階段結束。
第六階段［t5
~t6
］［下橋開關Q1
：off、上橋開關Q2
：off、整流二極體D1
：on、整流二極體D2
：off］：請參閱第八圖本發明之第六線性電路階段電路示意圖所示，該第六階段開始於t=t5
，上橋開關Q2
切換為off。共振電感Lr之電流iLr
為負值，對開關輸出電容Cr2
充電、且對開關輸出電容Cr1
放電，開關輸出電容Cr2
之電壓VCr2
上升且開關輸出電容Cr1
之電壓VCr1
下降。由於開關輸出電容Cr1
、Cr2
非常小，開關輸出電容Cr2
之電壓VCr2
上升及開關輸出電容Cr1
之電壓VCr1
下降非常快，因此本階段歷時很短。當t=t6
時，上橋開關Q2
跨壓Vcr2
上升至VC1
，下橋開關Q1
跨壓Vcr1
下降至Vin
-Vc1
時，變壓器T2
初級側跨壓Vp2
=0，而且變壓器T1
初級側跨壓Vp1
=0。整流二極體D2
開始導通，整流二極體D1
、D2
電流開始交換，整流二極體D2
之電流iD2
遞增，整流二極體D1
之電流iD1
遞減，此階段結束。
第七階段［t6
~t7
］［下橋開關Q1
：off、上橋開關Q2
：off、整流二極體D1
：on、整流二極體D2
：on］：請參閱第九圖本發明之第七線性電路階段電路示意圖所示，該第七階段開始於t=t6
，變壓器T1
、T2
初級側跨壓Vp1
、Vp2
箝位於0，整流二極體D1
、D2
進行換向，此階段相似於第三階段，磁化電感Lm1
、Lm2
之電壓箝位於零；磁化電感Lm1
、Lm2
之電流iLm1
、iLm2
保持常數。共振電感Lr、開關輸出電容Cr1
和Cr2
形成共振電路，上橋開關Q2
跨壓Vcr2
持續上升，下橋開關Q1
跨壓Vcr1
持續下降，共振電感Lr跨正電壓、電流iLr
上升，輸出整流器持續進行電流換向。在第七階段共振電感Lr初始儲能必須大於開關輸出電容Cr2
、Cr1
的初始儲能，方能使下橋開關Q1
跨壓Vcr1
下降至零，達到零電壓開關［ZVS］的條件。當t=t7
時，下橋開關Q1
跨壓Vcr1
下降至零，下橋開關Q1
之本體二極體開始導通，此階段結束。
第八階段［t7
~t8
］［下橋開關Q1
：on、上橋開關Q2
：off、整流二極體D1
：on、整流二極體D2
：on］：請參閱第十圖本發明之第八線性電路階段電路示意圖所示，該第八階段開始於t=t7
，下橋開關Q1
之本體二極體導通，下橋開關Q1
跨壓為零，跨壓Vcr1
箝位在零，且上橋開關Q2
跨壓Vcr2
=Vin
。因為Vcr1
=0，在下橋開關Q1
電流iQ1
變成正值之前，必須將下橋開關Q1
切換為on，達成零電壓開關［ZVS］操作。此階段共振電感Lr之電壓VLr
相似於VCr2
、電流iLr
線性上升，輸出整流器持續進行換向過程。當t=t8
時，整流二極體D２
電流iD ２
=iL1
+iL2
且iD ２
下降至0，整流二極體D1
轉換為off，整流二極體換向完成，此階段結束，進入下一切換週期。
而本發明於進行驗證時，先進行穩態特性之驗證，於穩態時，第一階段由於磁化電感Lm
＞＞Lr
，因此磁化電感電壓Vp1
近似於Vin
-Vc1
，且Vp2
近似於-Vc2
；第五階段當下橋開關Q1
為off、上橋開關Q2
為on時，Vp1
=-Vc1
，且Vp2
近似於Vin
-Vc2
。根據伏秒平衡定理，Vc1
=DVin
，Vc2
=(1-D)Vin
，電壓轉換比則為Vo
/Vin
=(n1
+n2
)D(1-D)。令Vin
=400V、Vo
=24V、n1
=n2
=0.145，輸出功率480W，可求得開關導通比D近似於0.3。請參閱第十一圖本發明之下橋開關與上橋開關的驅動信號、輸入電壓及輸出電壓波形圖所示，而於第十二圖本發明之下橋開關與上橋開關的驅動信號、直流阻隔電容電壓VC1
、VC2
波形圖所示可知，本發明於模擬結果與理論值相當接近。
而由第十三圖本發明之下橋開關與上橋開關的驅動信號與汲-源極電壓波形圖［滿載480W］所示，可得知下橋開關Q1
與上橋開關Q2
切換為on之前，其跨壓Vds1
和Vds2
均已降至零，因此達到零電壓開關［ZVS］操作；而請再一併參閱第十四圖本發明之下橋開關與上橋開關的驅動信號與汲-源極電壓波形圖［半載240W］所示，於半載240W時，同樣仍能達到零電壓開關［ZVS］操作。並可得知當輸入電壓Vin
=400V，下橋開關Q1
與上橋開關Q2
的最大跨壓為Vin
，因此下橋開關Q1
與上橋開關Q2
的電壓應力為Vin
，該轉換器(1)具有較低電壓應力。
另，請再參閱第十五圖本發明之輸出電感電流及總輸出電感電流波形圖所示，其可知漣波電流大小ΔiL1
=1.44A和ΔiL2
=1.37A，而ΔiLo
=0.3A，因此輸出電感L1
、L2
除了能分擔輸出電流iLo
= iL1
+ iL2
之外，也具有漣波相消作用，降低輸出電容CO
的漣波電流。請再參閱第十六圖本發明之下橋開關與上橋開關的驅動信號及輸出整流二極體電流波形圖所示，其穩態電流與電流換向的波形符合分析結果。
藉由以上所述，本發明結構之組成與使用實施說明可知，本發明與現有結構相較之下，本發明主要係具有下列優點：
1.本發明利用輸出電容與共振電感，形成共振電路，使得其具有零電壓切換性能，降低切換損失，提升電能轉換效率。
2.本發明使用兩個串聯之下橋開關與上橋開關構成橋式結構，開關電壓應力僅為輸入電壓，能降低開關電壓應力。
3.本發明於輸出端利用兩個輸出電感具有分擔輸出總電流，而且具有輸出電流漣波相消效果，降低輸出電容的漣波電流，可減少輸出濾波元件的體積大小。
4.本發明僅使用兩個串聯之下橋開關與上橋開關，使得其於整體製作成本上能有效降低。
然而前述之實施例或圖式並非限定本發明之產品結構或使用方式，任何所屬技術領域中具有通常知識者之適當變化或修飾，皆應視為不脫離本發明之專利範疇。
綜上所述，本發明實施例確能達到所預期之使用功效，又其所揭露之具體構造，不僅未曾見諸於同類產品中，亦未曾公開於申請前，誠已完全符合專利法之規定與要求，爰依法提出發明專利之申請，懇請惠予審查，並賜准專利，則實感德便。
(1)‧‧‧轉換器
第一圖：本發明之電路示意圖
第二圖：本發明之主要元件時序波形圖
第三圖：本發明之第一線性電路階段電路示意圖
第四圖：本發明之第二線性電路階段電路示意圖
第五圖：本發明之第三線性電路階段電路示意圖
第六圖：本發明之第四線性電路階段電路示意圖
第七圖：本發明之第五線性電路階段電路示意圖
第八圖：本發明之第六線性電路階段電路示意圖
第九圖：本發明之第七線性電路階段電路示意圖
第十圖：本發明之第八線性電路階段電路示意圖
第十一圖：本發明之下橋開關與上橋開關的驅動信號、輸入電壓及輸出電壓波形圖
第十二圖：本發明之下橋開關與上橋開關的驅動信號、直流阻隔電容電壓VC1
、VC2
波形圖
第十三圖：本發明之下橋開關與上橋開關的驅動信號與汲-源極電壓波形圖［滿載480W］
第十四圖：本發明之下橋開關與上橋開關的驅動信號與汲-源極電壓波形圖［半載240W］
第十五圖：本發明之輸出電感電流及總輸出電感電流波形圖
第十六圖：本發明之下橋開關與上橋開關的驅動信號及整流二極體電流波形圖
第十七圖：現有之其一電路架構示意圖
第十八圖：現有之其二電路架構示意圖
第十九圖：現有之其三電路架構示意圖
Claims (1)
- 一種交錯式零電壓切換轉換器，其主要係令轉換器於電源輸入端Vin 並聯有相串聯之上橋開關Q2 及下橋開關Q1 ，該上橋開關Q2 包含有關關本體二極體及開關輸出電容Cr2 ，該下橋開關Q1 則包含有關關本體二極體及開關輸出電容Cr1 ，且開關輸出電容Cr2 、Cr1 作為共振電容，令該上橋開關Q2 兩端點分別與直流阻隔電容C1 及共振電感Lr 之第一端點連接，該下橋開關Q1 兩端點則分別與直流阻隔電容C2 及共振電感Lr 之第一端點連接，令該直流阻隔電容C1 及共振電感Lr 之第二端點與變壓器T1 初級側之磁化電感Lm1 相並聯，並令該直流阻隔電容C2 及共振電感Lr 之第二端點與變壓器T2 初級側之磁化電感Lm2 相並聯，令該變壓器T1 次級側之第二端點與變壓器T2 次級側之第一端點相連接，而該變壓器T1 次級側之第一端點並聯有整流二極體D1 負級及輸出電感L1 第一端點，該變壓器T2 次級側之第二端點並聯有整流二極體D2 負級及輸出電感L2 第一端點，令該輸出電感L1 、L2 之第二端點一併與輸出電容CO 及輸出負載R之第一端點相連接，而該整流二極體D1 、D2 之正極則一併與輸出電容CO 及輸出負載R之第二端點相連接。
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Applications Claiming Priority (1)
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| TW103110119A TWI501531B (zh) | 2014-03-18 | 2014-03-18 | 交錯式零電壓切換轉換器 |
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Family
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Family Applications (1)
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-
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