[go: up one dir, main page]

TW201517487A - 單開關零電流切換串聯負載共振式倍壓型轉換器 - Google Patents

單開關零電流切換串聯負載共振式倍壓型轉換器 Download PDF

Info

Publication number
TW201517487A
TW201517487A TW102138406A TW102138406A TW201517487A TW 201517487 A TW201517487 A TW 201517487A TW 102138406 A TW102138406 A TW 102138406A TW 102138406 A TW102138406 A TW 102138406A TW 201517487 A TW201517487 A TW 201517487A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
diode
voltage
current
switching
resonant
Prior art date
Application number
TW102138406A
Other languages
English (en)
Other versions
TWI502872B (zh
Inventor
Ying-Jun Zhuang
Shun-Qin Zhuang
Original Assignee
Univ Kun Shan
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Univ Kun Shan filed Critical Univ Kun Shan
Priority to TW102138406A priority Critical patent/TW201517487A/zh
Publication of TW201517487A publication Critical patent/TW201517487A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI502872B publication Critical patent/TWI502872B/zh

Links

Classifications

    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Rectifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本發明係在提供一種單開關零電流切換串聯負載共振式倍壓型轉換器，主要係設有輸入電壓連接扼流電感串聯開關二極體及功率開關，功率開關上跨接有反向二極體，再於扼流電感及開關二極體之間連接一組共振槽，共振槽係由一共振電感串聯一共振電容所組成，最後並聯全波整流倍壓電路及負載；如此，利用單一個功率開關在零電流切換下，可降低其切換損失，並具有柔性切換及昇壓的特性，以提高轉換器的操作效率。

Description

單開關零電流切換串聯負載共振式倍壓型轉換器
本發明係有關於一種單開關零電流切換串聯負載共振式倍壓型轉換器，特別係設有輸入電壓連接扼流電感串聯開關二極體及功率開關，功率開關上跨接有反向二極體，再於扼流電感及開關二極體之間連接一組共振槽，共振槽係由一共振電感串聯一共振電容所組成，最後並聯全波整流倍壓電路及負載；如此，利用單一個功率開關在零電流切換下，可降低其切換損失，並具有柔性切換及昇壓的特性，以提高轉換器的操作效率。
隨著科技技術越來越發達，電力電子逐漸深入日常生活，其中功率半導體元件和控制IC的技術會影響到電路的效能，將有效的能源轉換利用，不僅可以省能且電路中功率開關的轉換技術可以減少額外的切換損失，使輸出效率能大幅提升。
按，大部分的電子產品都使用硬式切換，其電路優點具有電路構造簡單、可靠度高，但由於操作在高頻切換而導致功率電晶體開關會產生電路切換損失及突波(Spike)效應，使轉換器面臨效率無法提升的瓶頸，其轉換器效率低落的原因，主要是當轉換器在高頻切換的情況下，功率電晶體開關將承受負載電流，會有開關切換損失以及散熱問題，且脈波寬度調變(Pulse-width modulation；PWM)無法得到良好的特性，以及切換 頻率無法再提高；為了改善上述之問題，提高切換頻率會使得切換損失也跟著增加，因此柔式切換特性可以達到零電壓切換或是零電流切換，可降低損失且效率也跟著提升；緣此，本發明人有鑑於習知傳統轉換器存在有如上述之缺失，乃潛心研究、改良，遂得以首先發明本發明。
本發明之主要目的，係在提供一種利用單一個功率開關在零電流切換下，可降低其切換損失，並具有柔性切換及昇壓的特性，以提高轉換器的操作效率之單開關零電流切換串聯負載共振式倍壓型轉換器。
本發明之特徵係在：輸入電壓連接扼流電感串聯開關二極體及功率開關，功率開關上跨接有反向二極體，再於扼流電感及開關二極體之間連接一組共振槽，共振槽係由一共振電感串聯一共振電容所組成，最後並聯全波整流倍壓電路及負載。
1‧‧‧共振槽
2‧‧‧全波整流倍壓電路
V dc ‧‧‧輸入電壓
i dc ‧‧‧輸入電流
v GS ‧‧‧驅動電壓
L f ‧‧‧扼流電感
v Lf ‧‧‧扼流電感電壓
i Lf ‧‧‧扼流電感電流
DS1‧‧‧開關二極體
v DS1 ‧‧‧開關二極體電壓
i DS1 ‧‧‧開關二極體電流
S1‧‧‧功率開關
D s ‧‧‧反向二極體
v DS ‧‧‧功率開關電壓
L 1 ‧‧‧共振電感
v L1 ‧‧‧共振電感電壓
i L1 ‧‧‧共振電感電流
C 1 ‧‧‧共振電容
v C1 ‧‧‧共振電容電壓
i C1 ‧‧‧共振電容電流
v a ‧‧‧共振槽輸入電壓
v b ‧‧‧共振槽輸出電壓
i b ‧‧‧共振槽輸出電流
D 1 、D 2 ‧‧‧二極體
v D1 、v D2 ‧‧‧二極體電壓
i D1 、i D2 ‧‧‧二極體電流
C 2 、C 3 ‧‧‧電容
v C2 、v C3 ‧‧‧電容電壓
i C2 、i C3 ‧‧‧電容電流
R‧‧‧負載
v o ‧‧‧輸出電壓
i o ‧‧‧輸出電流
第一圖所示係為本發明實施例之電路圖。
第二圖所示係為本發明實施例之電路波形圖。
第三圖所示係為本發明實施例工作模式一之電路圖。
第四圖所示係為本發明實施例工作模式二之電路圖。
第五圖所示係為本發明實施例工作模式三之電路圖。
第六圖所示係為本發明實施例工作模式四之電路圖。
第七圖所示係為本發明實施例工作模式五之電路圖。
第八圖所示係為本發明實施例功率開關電壓v DS 與驅動電壓v GS 之實測波形 圖。
第九圖所示係為本發明實施例扼流電感電壓v Lf 與扼流電感電流i Lf 之實測波形圖。
第十圖所示係為本發明實施例開關二極體電壓v DS1 與開關二極體電流i DS1 之實測波形圖。
第十一圖所示係為本發明實施例功率開關電壓v DS 與開關二極體電流i DS1 之實測波形圖。
第十二圖所示係為本發明實施例驅動電壓v GS 與開關二極體電壓v DS1 之實測波形圖。
第十三圖所示係為本發明實施例驅動電壓v GS 與共振槽輸入電壓v a 之實測波形圖。
第十四圖所示係為本發明實施例共振電感電壓v L1 與共振電感電流i L1 之實測波形圖。
第十五圖所示係為本發明實施例共振電容電壓v C1 與共振電容電流i C1 之實測波形圖。
第十六圖所示係為本發明實施例共振槽輸出電壓v b 與共振槽輸出電流i b 之實測波形圖。
第十七圖所示係為本發明實施例二極體電壓v D1 與二極體電流i D1 之實測波形圖。
第十八圖所示係為本發明實施例二極體電壓v D2 與二極體電流i D2 之實測波形圖。
第十九圖所示係為本發明實施例電容電壓v C2 與電容電流i C2 之實測波形圖。
第二十圖所示係為本發明實施例電容電壓v C3 與電容電流i C3 之實測波形圖。
第二十一圖所示係為本發明實施例輸入電壓Vdc與輸入電流i dc之實測波形圖。
第二十二圖所示係為本發明實施例輸出電壓v o 與輸出電流i o 之實測波形圖。
有關本發明為達上述之使用目的與功效，所採用之技術手段，茲舉出較佳可行之實施例，並配合圖式所示，詳述如下：本發明之實施例，請參閱第一圖所示，主要係設有輸入電壓V dc 連接扼流電感L f 串聯開關二極體DS1及功率開關S1，開關二極體DS1係設為快速恢復二極體(Fast Recovery)或蕭特基二極體(Schottky)，功率開關S1上跨接有反向二極體DS，再於扼流電感L f 及開關二極體DS1之間連接一組共振槽1，共振槽1係由一共振電感L 1 串聯一共振電容C 1 所組成，最後並聯全波整流倍壓電路2及負載R，其中全波整流倍壓電路2係設有二個二極體D 1 、D 2 及二電容C 1 、C 2 所連接組成，二個二極體D 1 、D 2 係設為快速恢復二極體(Fast Recovery)或蕭特基二極體(Schottky)。
使用時，請參閱第一、二圖所示，首先在輸入電壓V dc (直流電源輸入側)輸入一直流電源，其輸入電流i dc 會先經過扼流電感L f 轉換成一穩定的扼流電感電流iL f ，通常扼流電感L f 要足夠大，才能降低電流漣波，再驅動功率開關S1切換導通，功率開關S1係設為MOSFET電晶體開關，其內寄生之反向二極體DS可配合電路工作模式之動作，功率開關S1在高頻切換的情況下，操作在零電流以降低切換損失，而共振槽1係由一共振電感L 1 串聯一共振電容C 1 所組成，共振槽1的輸入端係由功率開關S1做高頻切換所得到的弦波，利用共振電感L 1 、共振電容C 1 使其產生震盪，進而達到零電流切 換的目的，以減少電路之切換損失，當共振槽1經由共振後產生一高頻交流電壓，再利用全波整流倍壓電路2將此高頻交流電壓轉換成負載側的直流電壓，並調節電壓值及濾除高頻雜訊，以提供負載R一穩定的直流輸出電壓V o ，並可藉著調整功率開關S1的切換頻率與工作週期來控制轉換器的輸出電壓V o 、輸出電流i o ，而負載R係為直流輸出負載側，其輸出端是經高頻整流過，所得的漣波率會比在低頻整流過後小的很多，可以得到更趨近於直流的電壓給負載R；因電路是操作於高頻的工作模式下，其所需的逆向恢復時間必須很短，才能配合高頻的操作模式，故全波整流倍壓電路2之二極體D 1 、D 2 採用快速恢復二極體(Fast Recovery)或蕭特基二極體(Schottky)；此種電路架構具有昇壓的特性，可以提昇輸出電壓V o ，並且提高輸出電流i o 。
本發明依其工作模式一~五，可得第三~七圖，而此五個工作模式分別為：
一、工作模式一(t 0 t<t 1 )，如第二、三圖所示，在t 0 時，驅動電壓v GS 由低電位轉為高電位，功率開關S 1 切換為導通，功率開關電流i DS1 從零開始上升，扼流電感電流iLf與共振電感電流iL 1之電流值也從零開始漸漸上升，所以電流流經功率開關S 1 ，而共振電容電流i C1 逆向流回功率開關S 1 ，共振電容電壓v C1 開始下降，因共振電容電壓v C1 跨壓在全波整流倍壓電路2之電容C 3 和二極體D 1 上，二極體D 1 呈現截止狀態，所以電流流經二極體D 2 、電容C 2 、電容C 3 ，使得二極體D 2 形成順向偏壓而導通，而當共振電容電壓v C1 由正值下降為零時，進入工作模式二。
二、工作模式二(t 1 t<t 2 )，如第二、四圖所示，當驅動電壓v GS 為高電位，功率開關S 1 仍維持導通，扼流電感電流iLf與共振電感電流iL 1之 電流值大於零，電流流經功率開關S 1 ，因共振電容電流i C1 為負值，所以共振電容電壓v C1 下降，故全波整流倍壓電路2之二極體D 1 呈現截止狀態，所以電流流經二極體D 2 、電容C 2 、電容C 3 ，使得二極體D 2 形成順向偏壓而導通，共振電容電流i C1 逆向流回功率開關S 1 ，當共振電容電流i C1 由負值上升至0時，則進入工作模式三。
三、工作模式三(t 2 t<t 3 )，如第二、五圖所示，當驅動電壓v GS 為高電位，扼流電感電流iLf與共振電感電流iL 1之電流值也慢慢下降至零，共振電容電流i C1 大於零，電流流經功率開關S 1 ，共振電容電壓v C1 開始上升，因此全波整流倍壓電路2之二極體D 2 呈現截止狀態，所以電流流經二極體D 1 、電容C 2 、電容C 3 ，使得二極體D 1 形成順向偏壓而導通，當驅動電壓v GS 由高電位轉為低電位時，進入工作模式四。
四、工作模式四(t 3 t<t 4 )，如第二、六圖所示，當驅動電壓v GS 由高電位轉為低電位，功率開關S 1 截止，功率開關電流i DS1 為零，扼流電感電流iLf與共振電感電流iL 1之電流值也為零，功率開關電壓v DS 往上升，共振電容電流i C1 大於零，因此全波整流倍壓電路2之二極體D 2 呈現截止狀態，所以電流流經二極體D 1 、電容C 2 、電容C 3 ，使得二極體D 1 形成順向偏壓而導通，當共振電容電流iC 1開始往下降時，進入工作模式五。
五、工作模式五(t 4 t<t 5 )，如第二、七圖所示，當驅動電壓v GS 為低電位，功率開關S 1 仍為截止，功率開關電流i DS1 為零，扼流電感電流iLf與共振電感電流iL 1之電流值也為零，共振電容電流i C1 大於零，因此全波整流倍壓電路2之二極體D 2 呈現截止狀態，所以電流流經二極體D 1 、電容C 2 、電容C 3 ，使得二極體D 1 形成順向偏壓而導通，當扼流電感電流iLf與共振電感 電流iL 1之電流值由零開始上升時，驅動電壓v GS 由低電位轉為高電位，此時功率開關S 1 切換導通，電路動作重新進入工作模式一，完成一個週期的循環。
而功率開關電壓v DS 與驅動電壓v GS 之實測波形圖，如第八圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：10V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div。
而扼流電感電壓v Lf 與扼流電感電流i Lf 之實測波形圖，如第九圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：1.00A/div。
而開關二極體電壓v DS1 與開關二極體電流i DS1 之實測波形圖，如第十圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：10V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：1A/div。
而功率開關電壓v DS 與開關二極體電流i DS1 之實測波形圖，如第十一圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：1.00A/div。
而驅動電壓v GS 與開關二極體電壓v DS1 之實測波形圖，如第十二圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：10V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：10V/div。
而驅動電壓v GS 與共振槽輸入電壓v a 之實測波形圖，如第十三圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：10V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div。
而共振電感電壓v L1 與共振電感電流i L1 之實測波形圖，如第十四圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div； CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：1.00A/div。
而共振電容電壓v C1 與共振電容電流i C1 之實測波形圖，如第十五圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：200V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：1.00A/div。
而共振槽輸出電壓v b 與共振槽輸出電流i b 之實測波形圖，如第十六圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：50V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：1.00A/div。
而二極體電壓v D1 與二極體電流i D1 之實測波形圖，如第十七圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：50V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：1A/div。
而二極體電壓v D2 與二極體電流i D2 之實測波形圖，如第十八圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：50V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：1A/div。
而電容電壓v C2 與電容電流i C2 之實測波形圖，如第十九圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：50V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：1A/div。
而電容電壓v C3 與電容電流i C3 之實測波形圖，如第二十圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：50V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：1A/div。
而輸入電壓Vdc與輸入電流i dc之實測波形圖，如第二十一圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：1.00A/div。 而輸出電壓v o 與輸出電流i o 之實測波形圖，如第二十二圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：500mA/div。
本發明經由選擇適當的元件參數、切換頻率以及共振頻率，使功率開關S可以操作於零電壓或零電流的狀態，以降低功率開關S在高頻切換時的功率損失，亦可改善功率開關S的散熱問題，同時提升直流轉換直流的效率；本發明只使用一個功率開關S作切換，有別於一般傳統需使用二個開關切換，不僅可節省一組開關驅動電路，也減少了一個開關的切換損耗；本發明工作於高頻環境下，所以使得電路元件體積可以縮小，並使成本降低，重量也相對變輕；本發明以全波整流倍壓電路2之二個二極體D 1 、D 2 及二個電容C 1 、C 2 ，即可達到倍壓的效果；如此，本發明利用單一個功率開關S在零電流切換下，可降低其切換損失，並具有柔性切換及昇壓的特性，以提高轉換器的操作效率。
綜上所述，本發明實施例確實已能達到所預期之目的及使用功效，且未見有相同結構特徵公知、公用在先者，故本發明當能符合發明專利之申請要件，爰依法提出申請，懇請早日審結，並核賜專利，實深任感荷。
1‧‧‧共振槽
2‧‧‧全波整流倍壓電路
V dc ‧‧‧輸入電壓
i dc ‧‧‧輸入電流
v GS ‧‧‧驅動電壓
L f ‧‧‧扼流電感
v Lf ‧‧‧扼流電感電壓
i Lf ‧‧‧扼流電感電流
DS1‧‧‧開關二極體
v DS1 ‧‧‧開關二極體電壓
i DS1 ‧‧‧開關二極體電流
S1‧‧‧功率開關
D s ‧‧‧反向二極體
v DS ‧‧‧功率開關電壓
L 1 ‧‧‧共振電感
v L1 ‧‧‧共振電感電壓
i L1 ‧‧‧共振電感電流
C 1 ‧‧‧共振電容
v C1 ‧‧‧共振電容電壓
i C1 ‧‧‧共振電容電流
v a ‧‧‧共振槽輸入電壓
v b ‧‧‧共振槽輸出電壓
i b ‧‧‧共振槽輸出電流
D 1 、D 2 ‧‧‧二極體
v D1 、v D2 ‧‧‧二極體電壓
i D1 、i D2 ‧‧‧二極體電流
C 2 、C 3 ‧‧‧電容
v C2 、v C3 ‧‧‧電容電壓
i C2 、i C3 ‧‧‧電容電流
R‧‧‧負載
v o ‧‧‧輸出電壓
i o ‧‧‧輸出電流

Claims (4)

  1. 一種單開關零電流切換串聯負載共振式倍壓型轉換器，主要係設有輸入電壓連接扼流電感串聯開關二極體及功率開關，功率開關上跨接有反向二極體，再於扼流電感及開關二極體之間連接一組共振槽，共振槽係由一共振電感串聯一共振電容所組成，最後並聯全波整流倍壓電路及負載；如此，利用單一個功率開關在零電流切換下，可降低其切換損失，並具有柔性切換及昇壓的特性，以提高轉換器的操作效率。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之單開關零電流切換串聯負載共振式倍壓型轉換器，其中開關二極體係設為快速恢復二極體或蕭特基二極體。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之單開關零電流切換串聯負載共振式倍壓型轉換器，其中功率開關係設為MOSFET電晶體開關。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之單開關零電流切換串聯負載共振式倍壓型轉換器，其中全波整流倍壓電路係設有二個二極體、二個電容所連接組成，其中二極體係設為快速恢復二極體或蕭特基二極體。
TW102138406A 2013-10-24 2013-10-24 單開關零電流切換串聯負載共振式倍壓型轉換器 TW201517487A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW102138406A TW201517487A (zh) 2013-10-24 2013-10-24 單開關零電流切換串聯負載共振式倍壓型轉換器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW102138406A TW201517487A (zh) 2013-10-24 2013-10-24 單開關零電流切換串聯負載共振式倍壓型轉換器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201517487A true TW201517487A (zh) 2015-05-01
TWI502872B TWI502872B (zh) 2015-10-01

Family

ID=53720550

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW102138406A TW201517487A (zh) 2013-10-24 2013-10-24 單開關零電流切換串聯負載共振式倍壓型轉換器

Country Status (1)

Country Link
TW (1) TW201517487A (zh)

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI251450B (en) * 2005-01-07 2006-03-11 Univ Kun Shan High power factor buck-boost electronic ballast for fluorescent lamps
US7869226B2 (en) * 2009-03-31 2011-01-11 Tdk-Lambda Americas Inc. Achieving ZVS in a two quadrant converter using a simplified auxiliary circuit
TWI418253B (zh) * 2009-10-23 2013-12-01 Univ Nat Sun Yat Sen 單級式高功因方波驅動之電子安定器
TW201128915A (en) * 2010-02-11 2011-08-16 Univ Ishou Single-stage single-switch high power factor converter for driving piezoelectric ceramic transducer
TWI482411B (zh) * 2012-03-13 2015-04-21 Univ Kun Shan Current fed single load switch series resonant converter doubler

Also Published As

Publication number Publication date
TWI502872B (zh) 2015-10-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102832826B (zh) 用于功率变换器的控制电路、变换系统及其控制方法
TWI397252B (zh) 應用於超音波馬達之單極具零電流切換之驅動電路
CN108390567B (zh) 一种零电压开关Boost电路及其控制方法
CN103187864B (zh) 降压型主动式功率因数修正装置
TWI513164B (zh) 返馳式主動箝位電源轉換器
CN102005920B (zh) 一种三电平降压式变换电路及方法
TW201526500A (zh) 降壓型直流對直流轉換器及其操作方法
CN208078906U (zh) 一种高效率节能型大功率半导体激光器驱动电源
TWI482411B (zh) Current fed single load switch series resonant converter doubler
CN103023313B (zh) 一种分压式降压Cuk变换器电路
CN108322053A (zh) 一种降压式变换电路
TW201325055A (zh) 零電壓切換直流電源供應器
CN109149953B (zh) 一种宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器
TWI506938B (zh) Single - switch - type load - sharing resonator
TWI430555B (zh) Class E DC - to - DC converter
TW201517487A (zh) 單開關零電流切換串聯負載共振式倍壓型轉換器
CN111130374B (zh) 一种低直流链电压尖峰的t源逆变器
TWI501530B (zh) Single - switch zero - voltage switching series - parallel load - resonant step - up converter
CN201839203U (zh) 一种三电平降压式变换电路
TWI485962B (zh) Zero Current Switching Parallel Load Resonant Converter
TWI877682B (zh) 高升壓比軟性切換式轉換器及電壓轉換系統
CN204615641U (zh) 一种新型Boost PFC软开关电路
TWI536726B (zh) Single switching switch zero - current switching series - parallel resonant converter
TW201517486A (zh) 單開關零電流切換並聯負載共振式轉換器
TWI475791B (zh) Single - switch zero - current switching series - connected resonant converter

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees