TW201436437A

TW201436437A - 高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器

Info

Publication number: TW201436437A
Application number: TW102108776A
Authority: TW
Inventors: Jung-Tzung Wei; lian-sheng Hong; Kun-Huai Jheng
Original assignee: Univ Yuan Ze
Priority date: 2013-03-13
Filing date: 2013-03-13
Publication date: 2014-09-16
Also published as: TWI489750B

Abstract

本發明關於一種高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器，此高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器中，設計了耦合電感，並利用此耦合電感，提高升壓比例。另外，在此高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器中的箝制電路與低壓開關的耦合處，額外增加了至少一具有輔助電感輔助電源。此高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器應用耦合電感的漏感電流連續續流之特性，達到讓開關柔性切換效果，藉此，減少開關切換損失。並且額外達到讓輸出二極體沒有逆向恢復電流問題，提高電源轉換效率之目的。另外，輔助電源對輔助電池之輸出電壓從輕載到重載負載變動下都可以設計於預設範圍內變動。

Description

高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器

本發明係關於一種電力電子的技術，更進一步來說，本發明係關於一種雙向能量傳遞、單輸入多輸出、高效率、高升壓比的可逆式單輸入多輸出直流轉換器。

第1圖繪示為先前技術的升壓式轉換器的電路圖。請參考第1圖，藉由調整開關之責任週期(Duty Cycle)，以提高輸入電壓之位準。先前技術的升壓式轉換器之功率半導體開關於截止時，其兩端之跨壓同為輸出側的電壓值，因此必須選擇耐壓大於或等於輸出側電壓之功率半導體開關，倘若採用金屬場效應電晶體元件(MOSFET元件)，其特性含有較大導通阻抗(R_DS(ON))，自然衍生較高之導通損失。此外，在傳統的升壓式轉換器中，輸出端的二極體存在逆向恢復(Reverse-Recovery)之問題。當功率半導體開關導通瞬間，輸出端二極體必須幾乎以突波電流建立逆偏電壓，此電流流經功率半導體開關，將會引起嚴重之切換損失，以致於其轉換效率不彰。但由於此架構簡單且成本低廉，於升壓比不高及不苛求效率的情形下，為工業界廣泛應用，如功率因數調整器(Power Factor Correction，PFC)。

目前第二種習用升壓架構即是利用變壓器，該電路最大優點可以隔離高、低壓側電路。一般最常使用變壓器的直流/直流轉換裝置，反而是降壓式轉換器，其優點為在低壓側使用低導通損失之元件，並於高壓側開關截止時，不會因開關洩漏電流直接傳遞至低壓側，導致低壓側電路之元件，因電壓過高擊穿。然而，激磁電流之平衡控制及漏感能量處理，都是有待克服之問題。此外，變壓器應用於升壓架構時亦存在諸多缺點，譬如最高電壓增益等於匝數比例，輸出整流二極體承受至少兩倍輸出電壓之應力，以致使緩震電路是不可或缺之裝置。

對於升壓電路而言，隔離的意義為何？倘若電路主動權在於低壓側，換言之，控制電路可以掌控系統電壓，而掌控的開關係利用電壓箝制技術後，使用較低電壓額定之功率半導體開關，那麼還需要隔離嗎？於是各界研究發展非隔離型升壓架構。第2圖繪示為先前技術的耦合電感型升壓電路的電路圖。如第2圖所示，它同時具有返馳式(Flyback)高升壓比特性。由於耦合電感屬非隔離型升壓架構，一次側電路可以輔助升壓，升壓比例及輸出功率均優於返馳式電路。然而在第2圖的電路，於開關截止時，漏感所產生之突波電壓，必須加裝緩震電路以消耗其能量，避免開關過壓而損壞，因此其轉換效率不彰。

因此許多專家學者提出高效率升壓轉換技術(如下列備註所列論文)，改善上述傳統升壓式轉換器缺點，大致分成四類：參考文獻〔1〕利用耦合電感之漏感與開關寄生電容(一般又稱輸出電容)(Parasitic Capacitance or Output Capacitance)之諧振特性，於諧振電壓最低點時開關導通，解決二極體逆向恢復電流之問題，因此切換損失大幅減少，而且是單開關架構，輕載效率可達97%以上。參考文獻〔1〕諸多缺點：(1)開關仍須承受高、低壓側之電壓及電流；(2)開關容量利用率低，以TO-247開關包裝容量，但僅有200W輸出，顯然該架構之高效率特性並無法於較高負載下表現；(3)電感電流漣波與開關導損失較高；(4)僅提高50%之輸入電壓，升壓比例低；(5)變頻控制，將造成驅動電路複雜以及重載之柔性切換效果有限。一般諧振電路易受負載及電感電容參數變化影響，同時開關電流漣波大，將增加額外導通損失。參考文獻〔2〕輸出功率達1.6kW轉換效率高於前述文獻，然而此電路需要加裝輔助開關，控制電路較為複雜。輸出400V與輸入300V之電壓差距不高，導通電流低，因此柔性切換將是達成高效率轉換之關鍵技術。一般而言，只要有效處理二極體逆向恢復電流的問題，高輸入電壓且升壓比例很低的非隔離架構轉換器，開關導通的時間短，代表只有輸出端與輸入端之壓差能量是靠開關所提供的，相對的開關導通損失小，理論上可以大幅提昇轉換效率。基本上，柔性切換最重要是處理開關導通時，開關寄生電容短路電流之損失，若不考慮二極體逆向恢復電流部分，開關電晶體大部分之切換損失等於0.5×f_s×C_oss×V ² _DS〔1〕，其中f_s為切換頻率，V _DS為開關電壓，C_oss為開關寄生電容，倘若開關導通前，兩端電壓低於50V時，切換損失在全部損失所佔比例大幅下降，因此以柔性切換特性在此電壓範圍操作，對於提高轉換效率之效益有限。

參考文獻〔3〕利用變壓器配合柔性切換技術，最高效率可達97.5%，但升壓比例不到三倍，而且遠低於匝數比。開關所承受之電壓與輸出電壓相同，因此變壓器並未將隔離後之低電壓特性充分發揮，以應用於低壓側低導通損之功率半導體開關。

參考文獻〔4〕已經成功處理漏感能量之問題，同時達成開關電壓箝制之效果。文中以箝制電容吸收低壓側漏感瞬間大電流，該電容同時有助於提高電壓增益。另一方面，在箝制模式運用下，開關所承受電壓低於輸出電壓，並為前述幾種架構中，升壓比例最高，既使在額定功率輸出時，仍呈現出不錯轉換效率，為高效率高升壓比轉換器跨出一大步。後續發表之參考文獻〔5〕敘述參考文獻〔4〕架構在開關導通時，高壓側二極體需承受V_O+nV_IN之逆向偏壓(V_O及V_IN為輸出電壓，n為匝數比)，必須搭配使用緩震電路消除漏感所造成之突波電壓，此種情形在高輸出電壓與高匝數比架構更為明顯。參考文獻〔5〕將前者輸出電容調整至二次側高壓迴路，有效降低二極體逆向偏壓，但不可否認，緩震電路還是無法捨去。

參考文獻〔6〕利用兩級或單級架構、柔性切換加上變壓器升壓，以獲得高電壓增益。其變壓器二次側整流後，將多組繞組串聯電壓，得到3.2kV之高電壓輸出，主要為通訊衛星用之電源，參考文獻〔5〕中亦有類似電路接法。由於運用柔性切換特性，有效處理高壓側二極體逆向恢復電流的問題，因此轉換效率非常高，輸入電壓為26V-44V，供應額定150W負載時，最低效率94.1%，就高升壓比技術範疇而言，為一經典之作。進一步分析，實際上3.2kV為二次側多繞組電壓串接才能提升至此範圍，若以單繞組最高輸出電壓僅為750V。主要架構使用到四個開關、三個電感及一個變壓器。輔助開關實測最高電壓150V，實際選用耐壓250V-23A；主開關實測最高電壓120V，選用耐壓200V-100A。全部使用四個TO-247開關，然而輸出功率僅有150W，未充分發揮元件之容量，不過該架構用於通訊衛星，效率實為首要考量。

綜合觀察先前技術所列之參考文獻以及其他耦合電感架構，其開關兩端之電壓波形，如參考文獻〔1〕之第15圖(Fig.15)及參考文獻〔5〕之第19圖(Fig.19)之實測開關電晶體的電壓波形，截止瞬間皆存在突波電壓，其電壓超過正常跨壓一半以上，必須提高使用開關電壓規格，甚至高於輸出電壓。以功率金屬半導體場效應電晶體(POWER MOSFET)的製造特性，R_DS(ON)提高之比例將遠高於電壓上昇幅度，一般而言，金屬半導體場效應電晶體的導通損失與電流平方成正比，高壓功率金屬半導體場效應電晶體的重載導通損將高於IGBT功率半導體開關，因此部分高效率之電路只能於輕載才能有所表現，此乃一般研究人員揚其長避其短之處。參考文獻〔1〕及參考文獻〔5〕所呈現之開關突波電壓，乃因耦合電感一次側截止時，線路及元件內部之電感流經電流，瞬間電流變化所引起。解決方式必須在開關兩側並聯緩震電路，流經電路必須越短越好，此路徑必須兼具低集膚效應及互感值，如此才能有效使用更低電壓之低導通損開關，因此高效率高升壓比裝置，電壓箝制技術遠比柔性切換機制更為重要。

茲將先前高升壓比轉換器技術缺失作一總結：(1)諧振電路發揮之領域應於高輸入電壓架構；(2)開關容量未能充分運用；(3)不能同時在高、低壓側所有元件達成電壓箝制；(4)未能充分運用變壓器之激磁電流與感應電流的特性；(5)轉換效率無法全面提升；(6)咸有架構可同時達成高效率及高升壓比之功能；(7)架構或控制複雜。本申請係以上述所列缺失，逐一克服達成高效率高升壓比轉換裝置之目的，在同樣匝數比與責任週期導通前提下，電壓增益比高於前述架構。另外，本申請額外增加一降壓電路，形成逆向電源轉換之迴路，以提供日益需求提高之儲能元件雙向能源傳遞的必要性。除此之外，本申請額外增加了至少一個輔助電源電路，除了可以推動額外的負載外，還可以藉此電路架構達成柔性切換的目的。

參考文獻

1. D. C. Lu, D. K. W. Cheng, and Y. S. Lee, “A single-switch continuous-conduction-mode boost converter with reduced reverse-recovery and switching losses,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 50, pp. 767-776, 2003.

2. C. M. C. Duarte, and I. Barbi, “ An improved family of ZVS-PWM active-clamping DC-to-DC converters,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 17, pp. 1-7,2002.

3. E. S. da Silva, L. dos Reis Barbosa, J. B. Vieira, Jr., L. C. de Freitas, and V. J. Farias, “An improved boost PWM soft-single-switched converter with low voltage and current stresses,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 48, pp. 1174-1179, 2001.

4. Q. Zhao, and F. C. Lee, “High-efficiency, high step-up DC-DC converters,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 18, pp. 65-73, 2003.

5. K. C. Tseng, and T. J. Liang, “Novel high-efficiency step-up converter,”IEE Proceedings Electric Power Applications, vol. 151, pp. 182-190, 2004.

6. I. Barbi, and R. Gules, “Isolated DC-DC converters with high-output voltage for TWTA telecommunication satellite applications,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 18, pp. 975-984, 2003.

本發明的一目的在於提供一種可逆式單輸入多輸出直流轉換器，藉此，提供一種架構簡單、單輸入多輸出、柔性切換、供電穩定、高壓差比且具雙向能量傳遞之直流轉換器。

有鑒於此，本發明提供一種高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器，此高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器包括一低壓電源負載、一高壓電源負載、一耦合電感、一低壓電路、一中壓電路、一高壓電路、一降壓電路、一控制電路以及一第一輔助電源電路。低壓電源負載包括一低壓電源輸出入端以及一共接電壓端。高壓電源負載包括一高壓電源輸出入端以及上述共接電壓端。耦合電感包括一一次側繞組以及一二次側繞組。低壓電路包括一第一濾波電容、一低壓開關以及該耦合電感的一次側繞組。

第一濾波電容包括一第一端以及一第二端，其中，第一濾波電容的第一端耦接低壓電源負載的低壓電源輸出入端，第一濾波電容的第二端耦接低壓電源負載的共接電壓端。低壓開關包括一第一端以及一第二端，其中，低壓開關的第二端耦接上述低壓電源負載的共接電壓端。耦合電感的一次側繞組包括一第一端以及一第二端，其中，耦合電感的一次側繞組的第一端耦接低壓電源的低壓電源輸出入端，耦合電感的一次側繞組的第二端耦接低壓開關的第一端。

中壓電路包括耦合電感的二次側繞組、以及一中壓電容。耦合電感的二次側繞組包括一第一端以及一第二端，其中，耦合電感的二次側繞組的第一端耦接上述低壓開關的第一端。中壓電容包括一第一端以及一第二端，其中，中壓電容的第一端耦接上述耦合電感的二次側繞組的第二端。高壓電路包括一第二濾波電容與一高壓開關。第二濾波電容包括一第一端以及第二端，其中，第二濾波電容的第一端耦接高壓電源負載的高壓電源輸出入端，第二濾波電容的第二端耦接高壓電源負載的共接電壓端。高壓開關包括一第一端以及一第二端，其中，高壓開關的第一端耦接中壓電容的第二端，且高壓開關的第二端耦接高壓電源負載的高壓電源輸出入端。

降壓電路包括一降壓開關、一降壓二極體、以及一降壓電感。降壓開關包括一第一端以及一第二端，其中，降壓開關的第一端耦接中壓電容的第二端。降壓二極體包括一陽極以及一陰極，其中，降壓二極體的陽極耦接高壓電源負載的共接電壓端，且降壓二極體的陰極耦接降壓開關的第二端。降壓電感包括一第一端以及一第二端，其中，降壓電感的第一端耦接降壓開關的第二端，且降壓電感的第二端耦接低壓電源負載的低壓電源輸出入端。

第一輔助電源電路耦接低壓電路，其中，第一輔助電源電路具有一第一輔助電感。控制電路用以控制低壓開關、高壓開關以及降壓開關的導通與截止。在一低壓轉高壓模式時，控制電路根據高壓電源負載的狀態控制低壓開關與高壓開關，且控制電路使降壓開關保持截止狀態。低壓開關導通時，一次側繞組將能量儲存於一第一激磁電感中，於低壓開關截止時，一次側繞組釋放儲存於第一激磁電感中所儲存的能量。二次側繞組透過與一次側繞組互感產生一電勢差，於低壓開關導通時，二次側繞組儲存該電勢差於中壓電容，於低壓開關截止時，二次側繞組續流上述電勢差至中壓電容。高壓開關接收中壓電容中的能量，據以輸出一第二輸出電壓給高壓電源負載。於低壓開關截止時，第一輔助電源電路的第一輔助電感儲存一次側繞組所釋放的能量，並依據一次側繞組和第一輔助電感釋放的能量輸出一輔助電壓。

在高壓轉低壓模式時，控制電路根據低壓電源負載的狀態控制低壓開關、高壓開關與降壓開關，其中，低壓開關與降壓開關的導通時間係同相位，且低壓開關與高壓開關的導通時間係反相位。高壓開關導通時，二次側繞組將能量儲存於一第二激磁電感中，一次側繞組釋放儲存於第二激磁電感中所儲存的能量。一次側繞組透過與二次側繞組互感產生一電勢差，於低壓開關導通時，二次側繞組儲存電勢差，於低壓開關導通時，一次側繞組續流電勢差至低壓電源負載。降壓開關導通時，將中壓電容所儲存的能量，透過降壓電感續流至低壓電源負載；降壓開關截止時，透過降壓二極體，降壓電感將能量續流至低壓電源負載。於低壓開關截止時，第一輔助電源電路的第一輔助電感儲存二次側繞組所釋放的能量，並依據二次側繞組和第一輔助電感釋放的能量輸出輔助電壓。無論低壓轉高壓模式或高壓轉低壓模式，第一輔助電源電路皆用以提供輔助電壓，藉以驅動耦接在第一輔助電源電路之負載的電力。

依照本發明較佳實施例所述之高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器，上述箝制電路包括一第一箝制二極體、一箝制電容、以及一第二箝制二極體。第一箝制二極體包括一陽極以及一陰極，其中，第一箝制二極體的陽極耦接上述低壓開關的第一端。箝制電容包括一第一端以及一第二端，其中，箝制電容的第一端耦接上述第一箝制二極體的陰極，且箝制電容的第二端耦接低壓電源負載的共接電壓端。第二箝制二極體包括一陽極以及一陰極，其中，第二箝制二極體的陽極耦接箝制電容的第一端，且第二箝制二極體的陰極耦接該中壓電容的第二端。

依照本發明較佳實施例所述之高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器，上述第一輔助電源電路包括上述第一輔助電感、一第一輔助二極體、一第一輔助濾波電容、以及一第一輔助電源負載。第一輔助電感包括一第一端以及一第二端，其中，第一輔助電感的第一端耦接該低壓開關的第一端。第一輔助二極體包括一陽極以及一陰極，其中，第一輔助二極體的陽極耦接該第一輔助電感的第二端。第一輔助濾波電容包括一第一端以及一第二端，其中，第一輔助濾波電容的第一端耦接第一輔助二極體的陰極，且第一輔助濾波電容的第二端耦接低壓電源負載的共接電壓端。第一輔助電源負載包括一第一端與一第二端，其中，第一輔助電源負載的第一端耦接第一輔助二極體的陰極，且第一輔助電源負載的第二端耦接低壓電源負載的共接電壓端。

依照本發明較佳實施例所述之高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器，上述第一輔助電源電路可以輔助零電壓、零電流切換，以增加電路轉換效率，並減少切換損失。在另一實施例中，可以額外增加第一輔助電源電路達到更多組電壓輸出的效果。

本發明之精神是在於在此高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器中，設計了耦合電感，並利用此耦合電感，提高升壓比例。另外，在箝制電路與低壓開關的耦合處，額外增加了至少一具有輔助電感的輔助電源。此高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器應用耦合電感的漏感電流連續續流之特性，達到讓開關柔性切換效果，藉此，減少開關切換損失。並且，此直流轉換器的輸出二極體沒有逆向恢復電流問題，提高電源轉換效率之目的。另外，輔助電源對負載的輸出電壓可以設計於一預設範圍內，使輔助電源負載從輕載到重載都可適用。

為讓本發明之上述和其他目的、特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下。

S ₁‧‧‧低壓開關

C _FC‧‧‧第一濾波電容

T _r‧‧‧耦合電感

L _p‧‧‧耦合電感T _r的一次側繞組

L _s‧‧‧耦合電感T _r的二次側繞組

C ₂‧‧‧中壓電容

C ₁‧‧‧箝制電容

D ₁‧‧‧第一箝制二極體

D ₃‧‧‧第二箝制二極體

S ₃‧‧‧高壓開關

C _bus‧‧‧第二濾波電容

S ₂‧‧‧降壓開關

L ₂‧‧‧降壓電感

D ₂‧‧‧降壓二極體

L _aux‧‧‧第一輔助電感

C ₃‧‧‧第一輔助濾波電容

D ₄‧‧‧第一輔助二極體

R _O3‧‧‧第一輔助電源等效負載

300‧‧‧低壓電源負載

301‧‧‧高壓電源負載

302‧‧‧低壓電路

303‧‧‧中壓電路

304‧‧‧箝制電路

305‧‧‧高壓電路

306‧‧‧降壓電路

307‧‧‧第一輔助電源電路

308‧‧‧控制電路

L _aux2‧‧‧第二輔助電感

D ₅‧‧‧第二輔助二極體

C ₄‧‧‧第二輔助濾波電容

R _O4‧‧‧第二輔助電源負載

第1圖繪示為先前技術的升壓式轉換器的電路圖。

第2圖繪示為先前技術的耦合電感型升壓電路的電路圖。

第3圖繪示為本發明實施例的高效率可逆式單輸入多輸出直流電源轉換器的電路圖。

第4(a)圖繪示為本發明實施例的可逆式單輸入多輸出直流轉換器操作在高壓轉低壓模式的等效電路圖。

第4(b)圖繪示為本發明實施例的可逆式單輸入多輸出直流轉換器操作在低壓轉高壓模式的等效電路圖。

第5圖繪示為本發明一實施例的可逆式單輸入多輸出直流轉換器操作在高壓轉低壓模式之電壓電流時序波形圖。

第6圖繪示為本發明一實施例的可逆式單輸入多輸出直流轉換器操作在高壓轉低壓模式之電路操作模式分析圖。

第7圖繪示為本發明一實施例的可逆式單輸入多輸出直流轉換器操作在低壓轉高壓模式之電壓電流時序波形圖。

第8圖繪示為本發明一實施例的可逆式單輸入多輸出直流轉換器操作在低壓轉高壓模式之電路操作模式分析圖。

第9圖繪示為本發明另一實施例的高效率可逆式單輸入多輸出直流電源轉換器的電路圖。

第10圖繪示為本發明實施例的高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器之轉換效率圖。

第3圖繪示為本發明實施例的高效率可逆式單輸入多輸出直流電源轉換器的結構示意圖。請參考第3圖，可逆式單輸入多輸出直流電源轉換器之架構包含一低壓電源負載300、一高壓電源負載301、一低壓電路302、一中壓電路303、一箝制電路304、一高壓電路305、一降壓電路306、一第一輔助電源電路307以及一控制電路308。此高效率可逆式單輸入多輸出直流電源轉換器為輸入及輸出兩者可互換且同時皆可產生多組輸出電壓。換言之，若輸入電源在高壓電源負載301，則輸出負載為低壓電源負載300，若輸入電源在低壓電源負載300，則輸出負載為高壓電源負載301，且第一輔助電源電路307都會產生相對應的電壓以供應其307所耦接的負載。

低壓電路由一低壓開關S ₁、一第一濾波電容C _FC、耦合電感T _r的一次側繞組L _P組成。中壓電路由耦合電感T _r的二次側繞組L _S與中壓電容C ₂組成，其介於低壓電路與高壓電路之間。箝制電路由一箝制電容C ₁、一第一箝制二極體D ₁與一第二箝制二極體D ₃組成。高壓電路由一高壓開關S ₃與一第二濾波電容C _bus組成。降壓電路由一降壓開關S ₂、一降壓電感L ₂及一降壓二極體D ₂組成。第一輔助電源電路由一第一輔助電感L _aux、一第一輔助濾波電容C ₃、一第一輔助二極體D ₄與一第一輔助電源等效負載R _O3所組成。控制電路308係用以根據控制模式以及負載狀態，控制低壓開關S ₁、高壓開關S ₃以及降壓開關S ₂的導通與截止。上述高效率可逆式單輸入多輸出直流電源轉換器的耦接關係如圖所繪示。

此高效率可逆式單輸入多輸出直流電源轉換器包括兩個工作模式，一是低壓轉高壓模式，由低壓電源負載300供電給高壓電源負載301；二是高壓轉低壓模式，由高壓電源負載301供電給低壓電源負載300。無論此高效率可逆式單輸入多輸出直流電源轉換器工作在低壓轉高壓模式或高壓轉低壓模式，上述第一輔助電源電路307皆可提供該輔助電壓，藉以驅動耦接在第一輔助電源電路307之負載R _O3的電力。

在低壓轉高壓模式時，控制電路308根據高壓電源負載301的狀態控制低壓開關S ₁與高壓開關S ₃，且控制電路308使降壓開關S ₂保持截止狀態，因此，降壓電路306是處於不工作的狀態。低壓開關S ₁導通時，耦合電感T _r的一次側繞組L _P將能量儲存於一第一激磁電感中，於低壓開關S ₁截止時，耦合電感T _r的一次側繞組L _P釋放儲存於第一激磁電感中所儲存的能量。耦合電感T _r的二次側繞組L _S透過與一次側繞組L _P的互感產生一電勢差，於低壓開關S ₁導通時，耦合電感T _r的二次側繞組L _S儲存上述電勢差於中壓電容C ₂，於低壓開關截止時，二次側繞組續流上述電勢差至中壓電容C ₂。之後，高壓開關S ₃接收中壓電容C ₂中的能量，並供應第二輸出電壓V _bus給高壓電源負載301。另外，於低壓開關S ₁截止時，第一輔助電源電路307的第一輔助電感L _aux儲存一次側繞組L _P所釋放的能量，並依據一次側繞組L _P和第一輔助電感L _aux釋放的能量輸出一輔助電壓V _O3。

在高壓轉低壓模式時，控制電路308根據低壓電源負載300的狀態控制低壓開關S ₁、高壓開關S ₃與降壓開關S ₂，其中，低壓開關S ₁與降壓開關S ₂的導通時間係同相位，且低壓開關S ₁與高壓開關S ₃的導通時間係反相位。高壓開關S ₃導通時，耦合電感T _r的二次側繞組L _S將能量儲存於第二激磁電感中，並且由一次側繞組L _P釋放儲存於第二激磁電感中所儲存的能量。一次側繞組L _P透過與二次側繞組L _S的互感產生一電勢差，於低壓開關S ₁導通時，二次側繞組L _S儲存電勢差，於低壓開關S ₁ 導通時，一次側繞組續流上述電勢差至低壓電源負載300。降壓開關S ₂導通時，將中壓電容C ₂所儲存的能量，透過降壓電感L _P傳送至低壓電源負載300。於低壓開關S ₁截止時，第一輔助電源電路的第一輔助電感L _aux儲存二次側繞組L _S所釋放的能量，並依據二次側繞組L _S和第一輔助電感L _aux釋放的能量輸出第一輔助電壓V _O3。

另外，箝制電路304主要是利用箝制電容C ₁吸收儲存在低壓開關S ₁在瞬間截止時之漏感能量，並於漏感能量續流完畢後，箝制電路304釋放箝制電容C ₁所儲存的能量至中壓電路。

為了方便說明本實施例，在此假設低壓電源負載300為電解儲能狀態之可逆式固態氧化物燃料電池，高壓電源負載301假設為直流匯流排負載，第一輔助電源電路307之負載R _O3係一鋰電池。當電源在低壓電路時，則表示低壓電源負載300的可逆式固態氧化物燃料電池能量透過耦合電感T _r提升電位，以提供電力至在高壓電源負載301的直流匯流排V _bus。另外，上述之可逆式固態氧化物燃料電池操作於儲能或釋能的狀態下都可以透過第一輔助電源電路307另外產生一組電源輸出供給可逆式固態氧化物燃料電池周邊系統所需之操作電壓使用。

第4(a)圖繪示為本發明實施例的可逆式單輸入多輸出直流轉換器操作在高壓轉低壓模式的等效電路圖。請參考第4(a)圖，若以上述可逆式固態氧化物燃料電池為例，上述等效電路圖表示電力由高壓側供應給低壓側的可逆式固態氧化物燃料電池，用以供應低壓側的可逆式固態氧化物燃料電池進行電解儲能。上述耦合電感T _r在此等效電路中可等效為一次側繞組L _P、二次側繞組L _S、二次側激磁電感L _ms以及二次側漏電感為L _ks，其中二次側繞組L _S對一次側繞組L _P之匝數比為N，其中，N=N ₂/N ₁，N ₁為一次側線圈數目，N ₂為二次側線圈數目。令V _Lp及V _Ls分別為耦合電感的一次側、二次側繞組L _P及L _S之電壓，則兩者關係式為：V _Ls/V _Lp=N (1)

而耦合電感T _r之耦合係數k則定義為k=L _ms/(L _ks+L _ms) (2)

第4(b)圖繪示為本發明實施例的可逆式單輸入多輸出直流轉換器操作在低壓轉高壓模式的等效電路圖。請參考第4(b)圖，若以上述可逆式固態氧化物燃料電池為例，上述等效電路圖表示上述可逆式固態氧化物燃料電池進行發電，並釋放能量給高壓側的負載。在此電路中，耦合電感T _r可等效為一次側繞組L _P、二次側繞組L _S、一次側激磁電感L _mp以及一次側漏電感L _kp，而耦合電感T _r之耦合係數k亦可定義為k=L _mp/(L _kp+L _mp) (3)

為了讓所屬技術領域具有通常知識者能夠瞭解本發明之精神，以下先就圖4(a)的等效電路之操作，一步一步的進行詳細敘述。

第5圖繪示為本發明一實施例的可逆式單輸入多輸出直流轉換器操作在高壓轉低壓模式之電壓電流時序波形圖。第6圖繪示為本發明一實施例的可逆式單輸入多輸出直流轉換器操作在高壓轉低壓模式之電路操作模式分析圖。請同時參考第4(a)圖、第5圖以及第6圖，以下分析將參照上述第4(a)圖、第5圖以及第6圖同時說明，其中低壓開關S ₁之驅動訊號T ₁與降壓開關S ₂之驅動訊號T ₂同相。另外，驅動訊號T ₁與高壓開關S ₃之驅動訊號T ₃互補。定義高壓開關S ₃責任週期(Duty Cycle)為d ₃，且低壓開關S ₁與降壓開關S ₂責任週期同為d ₁，並定義開關切換週期為T _s。另外，在第4(a)圖的電路中，箝制電容C ₁、中壓電容C ₂分別被等效為電壓源V _c1、V _c2。

模式一〔t ₀~t ₁〕：高壓開關S ₃已導通一段時間後，高壓開關S ₃的導通電流從高壓電路之直流匯流排電壓V _bus穿越中壓電路之中壓電容C ₂及耦合電感T _r之二次側繞組L _S，最後由低壓電路之耦合電感T _r的一次側繞組L _p流出至低壓電路端。而高壓端部分能量由耦合電感T _r之二次側繞組分流流經第一輔助電感L _aux與第一輔助二極體D ₄傳送至輔助電源端對其所耦接的負載R _O3(例如小容量鋰電池)進行充電。此模式可視為高壓電路之直流匯流排電壓V _bus對耦合電感二次側繞組之激磁電感L _ms激磁，並提供中壓電容C ₂及低壓電路之可逆式固態氧化物燃料電池V _FC進行電解所需之電力。此外，降壓電路之電流i _L2由降壓電感L ₂，透過降壓二極體D ₂的迴路，提供低壓電路之可逆式固態氧化物燃料電池V _FC進行電解所需之電力。在模式一的操作中，高壓電路之輸入電壓V _bus可表示成：V _bus=V _C2-V _Lks-V _Ls-V _Lp+V _FC (4)

其中耦合電感一次側電壓可表示為V _Lp=(1/N)V _Ls；漏電感電壓可表示為V _Lks=V _Ls(1-k)/k。由上述，式(4)可改寫為：V _bus=V _C2-V _Ls(1-k)/k-V _Ls-(1/N)V _Ls+V _FC =V _C2+V _FC-V _Ls(N+k)/kN (5)

二次側激磁電感L _ms的電壓等於耦合電感二次側繞組之電壓V _Ls，根據式(5)可得：V _Ls=kN(V _C2+V _FC-V _bus)/(N+k) (6)

模式二〔t ₁~t ₂〕：高壓開關S ₃截止的瞬間(t=t₁)，由於二次側繞組漏電感L _ks仍有能量需要釋放，其電流無法瞬間改變，因此，第二箝制二極體D ₃自然導通，二次側繞組漏電感的電流i _Lks透過第二箝制二極體D ₃及箝制電容C ₁的路徑續流，以釋放漏感電能，然上述電流i _Lks逐漸減少。高壓開關S ₃截止時其跨壓為V _bus-V _C1。由於二次側激磁電感L _ms的感值遠大於二次側繞組的漏電感L _ks，因此二次側激磁電感的電流i _Lms幾乎可視為定電流。由於此二次側激磁電感的電流i _Lms減少之斜率遠小於二次側繞組漏電感電流i _Lks減少之斜率，因此低壓開關S ₁之寄生二極體自然導通以承接耦合電感一次側繞組電流i _Lp與二次側繞組漏電感電流i _Lks之差。在此模式二中，第一輔助電源電路中之第一輔助電感L _aus依然有能量要釋放，並且持續對上述小容量鋰電池之負載R _O3進行浮充。降壓電路之電流i _L2由降壓電感L ₂，透過降壓二極體D ₂導通所提供迴路，持續放電給低壓電路，以提供可逆式固態氧化物燃料電池電解儲能時所需之電力。

模式三〔t ₂~t ₃〕：當時間(t=t ₂)時，將低壓開關S ₁及降壓開關S ₂導通。在前一模式二，低壓開關S ₁之寄生二極體導通，本模式開始時，低壓開關S ₁直接導通，以同步整流技術，大幅降低高流入電流之低壓開關S ₁的寄生二極體的導通損失，達到零電壓切換(Zero Voltage Switching，ZVS)的效果。二次側激磁電感L _ms的電流i _Lms以返馳式電源轉換器之工作方式，透過耦合電感的二次側L _S以磁耦合之方式釋放能量，感應出一次側電流i _Lp。一次側電流i _Lp通過低壓開關S ₁提供可逆式固態氧化物燃料電池進行電解儲能之電力。降壓開關S ₂導通後，箝制電容的電壓V _C1對降壓電路之降壓電感L ₂充電，並提供可逆式固態氧化物燃料電池進行電解儲能所需之電力。此外，儲存於中壓電容C ₂之能量於此模式中與箝制電容C ₁的電壓V _C1一併對降壓電感L ₂及對低壓端V _FC供電。此外，此模式中，第一輔助電感L _aux還有能量需要釋放，並持續對第一輔助電源端V _O3供電，等待第一輔助電感L _aux電流降為零時結束此模式。

模式四〔t ₃~t ₄〕：當時間(t=t ₃)時，i _aux降至為零。與前一模式相同，二次側激磁電感電流i _Lms以返馳式電源轉換器之工作方式，透過耦合電感的二次側 L _S以磁耦合之方式釋放能量，感應出一次側電流i _Lp。此一次側電流i _Lp由低壓開關S ₁流出，以提供可逆式固態氧化物燃料電池進行電解之電力。同時，箝制電容電壓V _C1對降壓電路之降壓電感L ₂充電，並提供可逆式固態氧化物燃料電池進行電解之電力。再者，儲存於中壓電容C ₂之能量於此模式中與箝制電容電壓V _C1一併對降壓電感L ₂及對低壓端供電。本模式中，耦合電感一、二次側繞組電壓之電壓方程式可表示為V _FC=v _Lp+v _Ls+v _Lks-V _C2+V _C1 (7)

二次側激磁電感L _ms電壓等於耦合電感二次側繞組之電壓v _Ls，根據式(7)可得v _Ls=kN(V _FC+V _C2-V _C1)/(N+k) (8)

此時耦合電感一次側繞組之電壓v _Lp等於可逆式固態氧化物燃料電池電壓V _FC，因此式(8)可再改寫為V _FC=k(V _C2-V _C1)/N (9)

模式五〔t ₄~t ₅〕：當時間(t=t ₄)，低壓開關S ₁及降壓開關S ₂截止。降壓電感L ₂的電流i _L2必須連續，降壓二極體D ₂自然導通。同理，二次側漏感L _Lks的電流i _Lks亦需要連續，因此高壓開關S ₃的寄生二極體自然導通以保持上述漏感L _Lks的電流i _Lks連續。另外，上述漏感L _Lks的電流i _Lks會回流至高壓側的電源供應端V _bus。由於上述直流匯流排電壓V _bus遠高於燃料電池端電壓V _FC，耦合電感T _r上之電壓極性瞬間反向，耦合電感一次側繞組L _P的電流i _Lp以及二次側漏感的電流i _Lks之斜率亦往反向增長，而低壓開關S ₁的寄生二極體自然導通，以承接耦合電感T _r的一次側及二次側的電流。

模式六〔t ₅~t ₆〕：當高壓開關S ₃之寄生二極體導通時，高壓開關S ₃的兩端跨壓理想為零。在此同時，高壓開關S ₃被觸發而導通，因此，達到零電壓切換(Zero Voltage Switching，ZVS)之效果。由於前一模式各元件電流續流模式已經到末段，加上高壓開關S ₃的導通，提供了耦合電感T _r激磁路徑，二次側繞組激磁電感L _ms將再接受激磁，對可逆式固態氧化物燃料電池端供電之一次側繞組的電流i _Lp將逐漸減少。因受二次側繞組激磁電感L _ms激磁影響，一次側繞組非極性點電壓為正，低壓開關S ₁之寄生二極體截止，一次側繞組電流i _Lp開始對低壓開關S ₁之寄生電容充電。由於低壓開關S ₁之寄生電容比一般高壓開關大，且須移除寄生二極體上殘餘電荷，因此兩端跨壓上昇時，所需充電電流較高。

模式七〔t ₆~t ₇〕：當時間t=t ₆，低壓開關S ₁兩端的電壓高於箝制電容C ₁之電壓v _C1，因此第一箝制二極體D ₁導通，因此，先前充電至低壓開關S ₁的寄生電容之電荷會被導入箝制電容C ₁。在此同時，部份能量對第一輔助電感L _aux充電，此時第一輔助二極體D ₄自然導通對第一輔助電源電路輸出端V _O3釋放能量。當第一箝制二極體D ₁截止，切換週期(Switching Cycle)完成，緊接著工作模式則回到模式一。此模式七中，根據電壓迴路，二次側激磁電感L _ms的電壓亦可表示為上述式(5)，而箝制電容的電壓V _C1則可表示為V _C1=k(V _bus-V _FC-V _C1)/(N+k)+V _FC (10)

在一較佳實施例中，耦合電感T _r採三明治疊繞方式，線圈耦合效果良好，而且耦合電感T _r之漏感能量對相對鐵粉芯容量小，只要做好電壓箝制的功效，充分吸收漏感能量，對於系統電壓影響不高。為簡化數學方程式，便於理論分析，茲將耦合係數k定義為1。此外，假設死區時間很短，因此低壓開關導通責任周期與高壓開關導通責任周期之合可近似為1，也就是說，d ₁+d ₃=1。依據伏秒平衡(Volt-Second Balance)，透過二次側激磁電感L _ms電壓伏秒平衡關係、式(6)以及式(8)，可推導出：(V _FC+V _C2-V _bus)×d ₃+(V _FC+V _C2-V _C1)×(1-d ₃)=0 (11)

同理，根據降壓電感L ₂之電壓伏秒平衡關係，可推導出：V _C1=V _FC/(1-d ₃) (12)

根據式(9)、式(11)及式(12)，降壓比例G _V1可計算如下G _V1=V _FC/V _bus=d ₃×(1-d ₃)/[N(1-d ₃)+1] (13)

上述實施例說明了電力由高壓側供應到低壓側的操作方式。以下說明電力由低壓側供應到高壓側的操作方式。

第7圖繪示為本發明一實施例的可逆式單輸入多輸出直流轉換器操作在低壓轉高壓模式之電壓電流時序波形圖。第8圖繪示為本發明一實施例的可逆式單輸入多輸出直流轉換器操作在低壓轉高壓模式之電路操作模式分析圖。請同時參考第4(b)圖所示之等效電路、第7圖之電路時序以及第8圖電路工作模式。為了方便說明，以下定義低壓開關S ₁的責任週期為d ₁，開關切換週期T _S。由於電力由低壓側供應到高壓側的操作方式，只需驅動低壓開關S ₁與高壓開關S ₃，降壓電路不需工作。換句話說，降壓電感L ₂、降壓二極體D ₂及降壓開關S ₂不動作。第4(b)圖之電路的降壓電路部分係以虛線表示。

模式一〔t ₀~t ₁〕：時間於t=t ₀時，低壓開關S ₁已導通一段時間，此時可逆式固態氧化物燃料電池V _FC對耦合電感T _r的一次側的激磁電感L _mp進行激磁充電。耦合電感T _r並透過磁感應方式，將箝制電容C ₁所儲存的能量V _C1釋放至中壓電容C ₂，低壓開關S ₁上之電流可表示為i _S1=i _Lkp-i _Ls，其中耦合電感T _r的二次側的電流i _Ls為負，其電流大小i _Ls亦隨箝制電容C ₁的電壓V _C1的能量釋放而逐漸減小。在此模式一，第一輔助電源電路中的第一輔助電感L _aux依然進行能量釋放，當第一輔助電感L _aux的能量釋放完畢後結束此模式一。

模式二〔t ₁~t ₂〕：時間於t=t ₁時，第一輔助電感L _aux的電流i _Laux降至為零。與先前的模式一相同，可逆式固態氧化物燃料電池V _FC依舊對耦合電感T _r的一次側的激磁電感L _mp進行激磁充電，耦合電感T _r並透過磁感應方式，將箝制電容C ₁所儲存之能量V _C1釋放至中壓電容C ₂(電壓V _C2)，低壓開關S ₁上之電流可表示為i _S1=i _Lkp-i _Ls，其中耦合電感T _r的二次側的電流i _Ls為負，其電流大小i _Ls亦隨箝制電容C ₁的電壓V _C1的能量釋放而逐漸減小。箝制電容C ₁的電壓V _C1釋放能量完畢時，結束此模式二。在模式一及模式二中，電路迴路方程式可表示為：V _FC=v _Lp+v _Ls+v _Lks-V _C2+V _C1 (14)

其中，耦合電感T _r的二次側的電壓v _Ls及漏電感的電壓v _Lkp可分別表示為V _Ls=Nv _Lp、v _Lkp=v _Lp×(1-K)/k，式(14)可改寫為：V _FC=V _C1-V _C2+v _Lp+N×v _Lp+v _Lp×(1-k)/k (15)

耦合電感T _r的一次側的激磁電感L _mp的電壓等於耦合電感T _r的一次側繞組之電壓v _Lp，根據式(15)可得v _Lp=k×(V _FC+V _C2-V _C1)/(1-Nk) (16)

此外，耦合電感T _r的一次側的激磁電感之電壓v _Lmp與耦合電感T _r的一次側的漏感之電壓v _Lkp之和恰等於可逆式固態氧化物燃料電池的電壓V _FC。考慮耦合電感T _r的二次側之電壓迴圈，可得箝制電容C ₁的電壓V _C1及中壓電容C ₂電壓V _C2之關係式如下：V _C2=v _Ls+V _C1=N×k×V _FC+V _C1 (17)

模式三〔t ₂~t ₃〕：當時間t=t ₂時，箝制電容C ₁釋放能量(電壓V _C1)完畢，耦合電感T _r的二次側電流i _Ls減小至零。此時，第二箝制二極體D ₃逆偏。此模式三可視為低壓電路之可逆式固態氧化物燃料電池V _FC 對耦合電感T _r的一次側繞組之激磁電感L _mp及漏感L _kp進行激磁。

模式四〔t ₃~t ₄〕：當時間t=t ₃時，低壓開關S ₁截止。當耦合電感T _r的一次側L _S感應出耦合電感T _r的二次側之電流i _Ls後，高壓開關S ₃之寄生二極體自然導通，將可逆式固態氧化物燃料電池、耦合電感及中壓電容C ₂之能量一併傳送至直流匯流排(V _bus)。漏感能量對箝制電容C ₁充電(電壓V _C1)，同時部分的能量經由第一輔助電感L _aux與第一輔助二極體D ₄傳送至第一輔助電源端。本模式中耦合電感T _r的一次側繞組、二次側繞組之電壓之電壓方程式可表示為：V _FC=v _Lkp+v _Ls+v _Lp+V _bus-V _C2 (18)

耦合電感T _r的一次側的激磁電感L _mp的電壓等於耦合電感T _r的一次側繞組之電壓v _Lp，根據式(18)可得v _Lp=k×(V _FC+V _C2-V _bus)/(1-Nk) (19)

低壓開關S ₁截止時，其兩端的電壓等於箝制電容C ₁的電壓V _C1。根據電壓迴路方程式，箝制電容C ₁的電壓V _C1可以下述式子計算求得：V _C1=(V _bus-V _FC-V _C2)/(1-Nk)+V _FC (20)

模式五〔t ₄~t ₅〕：由於在模式四時，耦合電感T _r的一次側感應出耦合電感T _r的二次側電流i _Ls後，高壓開關S ₃之寄生二極體自然導通。在此同時，高壓開關S ₃被觸發而導通，以同步整流技術，大幅降低二極體之導通損失，持續將可逆式固態氧化物燃料電池、耦合電感及中壓電容C ₂能量一併傳送至直流匯流排(V _bus)。另外，可逆式固態氧化物燃料電池、耦合電感T _r的一次側繞組L _P、第一輔助電感L _aux的能量，透過第一輔助二極體D ₄傳送到第一輔助電源端V _O3，直到第一箝制二極體D ₁截止，結束此模式。

模式六〔t ₅~t ₆〕：當時間t=t ₅時，漏感L _kp對箝制電容C ₁(電壓V _C1)釋放能量完畢，第一箝制二極體D ₁的電流i _D1減小至零，此時第一箝制二極體D ₁逆偏。在此模式六，低壓電路之可逆式固態氧化物燃料電池V _FC串聯耦合電感T _r的一次側繞組、二次側繞組以及中壓電容C ₂，一併對輸出直流匯流排釋放能量。另外，低壓電路之可逆式固態氧化物燃料電池V _FC串聯耦合電感T _r的一次側繞組、第一輔助電感L _aux以及第一輔助二極體D ₄，一併對輸出第一輔助電源V _O3釋放能量。

模式七〔t ₆~t ₇〕：當時間t=t ₆時，高壓開關S ₃截止，耦合電感T _r中的能量持續被釋放，因此高壓開關S ₃的寄生二極體自然導通使電流連續，將能量釋放至直流匯流排。因此，在此模式七，依然是低壓電路之可逆式固態氧化物燃料電池V _FC串聯耦合電感T _r的一次側繞組、二次側繞組以及中壓電容，一併對輸出直流匯流排(V _bus)釋放能量。另外，低壓電路之燃料電池V _FC串聯耦合電感T _r的一次側繞組、第一輔助電感L _aux以及第一輔助二極體D ₄，一併對輸出第一輔助電源V _O3釋放能量。

模式八〔t ₇~t ₈〕：當時間t=t ₇時，低壓開關S ₁導通。而高壓開關S ₃之寄生二極體持續導通，耦合電感T _r的一次側L _p及漏感L _kp的電壓瞬間反向，使得對輸出直流匯流排釋放能量之電流i _Ls漸漸減低。此時，第一輔助電源電路之第一輔助電感L _aux的電流續流且第一輔助二極體D ₄也持續導通。在此模式八下，由於第一箝制二極體D ₁無逆向恢復電流且耦合電感T _r的一次側漏感L _kp限制了一次側電流i _Lp的上升率，致使此模式八下，低壓開關S ₁導通瞬間無法從任何路徑得到電流，形成自然的零電流切換(Zero Current Switching，ZCS)現象。因此，切換損失得以減輕。

模式九〔t ₈~t ₉〕：：當時間t=t ₈時，輸出至直流匯流排釋放能量之電流i _Ls漸減至零，之後二次側繞組電流i _Ls為負。由於於模式八時，高壓開關S ₃上的寄生二極體導通，高壓開關S ₃截止時，須移除其寄生二極體上殘餘電荷。因此，高壓開關S ₃的兩端跨壓上昇時，所需充電電流較高。當高壓開關S ₃的跨壓提升至V _bus-V _C1，第二箝制二極體D ₃導通，切換週期(Switching Cycle)完結，緊接著工作模式則回到模式一。

承上述，由於耦合電感T _r採三明治疊繞方式，線圈耦合效果良好，而且耦合電感之漏感能量對相對鐵粉芯容量小，只要做好電壓箝制的功效，充分吸收漏感能量，對於系統電壓影響不高，為簡化數學方程式，便於理論分析，茲將耦合係數k定義為1，根據伏秒平衡 (Volt-Second Balance)理論，週期內耦合電感T _r的一次側的激磁電感L _mp之平均電壓為零，其關係式可表示為：V _FC×d ₁×T _S+(V _FC-V _C1)×(1-d ₁)×T _S=0 (21)

根據式(21)整理可得箝制電容電壓V _C1為：V _C1=V _FC/(1-d ₁) (22)

因此模式五之耦合電感T _r的一次側的激磁電感L _mp的電壓為v _Lmp=V _FC-V _C1=[-d ₁/(1-d ₁)]V _FC (23)

模式五的輸出直流匯流排電壓可表示為V _bus=V _C1+V _C2-v _Ls (24)

根據耦合電感T _r的二次側繞組的電壓v _Ls=Nv _Lmp，且將式(17)與(22)代入式(24)可得升壓比例G _V2如下：G _V2=V _bus/V _FC=(2+N)/(1-d ₁) (25)

定義模式一與模式九之區間的時間為d _x×T _S=[(t ₉-t ₈)+(t ₁-t ₀)]，根據伏秒平衡理論，一個週期內，第一輔助電感L _aux之平均電壓為零，其關係式可表示如下：(V _FC-V _Lmp-V _O3)×(1-d ₁)×T _S+(-V _O3)×d _x×T _S=0 (26)

將式(23)代入式(26)可得：G _VL=V _O3/V _FC=1/(1-d ₁+d _x) (27)

二極體D ₄的平均電流可表示為

並且，最大輔助電感電流可以描述為i _Laux=(V _O3/L _aux)×d _x×T _S (29)

將式(29)代入式(28)，整理可得

令第一輔助二極體D ₄之平均電流等於第一輔助電源電路的輸出端的負載電流i _D4(avg)=(V _O3/R _O3) (31)

由式(30)與式(31)，可以求得

將式(32)代入式(27)，低壓電路至第一輔助電源電路的升壓比例G _VL可表示如下：

由上述兩個操作與兩個數學分析，可以看出，本申請額外多設計了一個第一輔助電源電路。此第一輔助電源電路除了用以供應額外的負載外，在實際上，此第一輔助電源電路還兼具了輔助零電壓切換以及零電流切換的角色。再者，一般多輸出的電力系統，常常有不會變化的固定負載。舉例來說，電動摩托車是採用鉛酸電池供電，除了供應需要高電壓的馬達外，還需要供應例如儀表板、大燈、指示燈等等的負載，這些負載所消耗的電力都是固定的。因此，本實施例所提出的第一輔助電源電路的架構可以在供電的過程中，提供多餘的電力給其他的負載。另外，由上述的電路操作可知，上述第一輔助電源電路的電壓是由第一輔助電感、負載與責任週期決定，因此，第一輔助電源電路也不會對供電產生影響。

上述實施例的電路架構中，雖然只揭露一個輔助電源電路，然而，本領域具有通常知識者應當知道，本發明的電路架構也可以增加多組的輔助電源電路。多組的輔助電源電路可以在供電的系統中，分別提供多個負載。舉例來說，第1圖的電路圖還可以再多加一第二輔助電源電路。如第9圖所示，第9圖繪示為本發明另一實施例的高效率可逆式單輸入多輸出直流電源轉換器的電路圖。請參考第9圖，在此例中，額外增加了一第二輔助電源電路901。此第二輔助電源電路例如包括第二輔助電感L _aux2、第二輔助二極體D ₅、第二輔助濾波電容C ₄與第二輔助電源負載R _O4。第二輔助電感L _aux2的第一端耦接至低壓開關S ₁與第一箝制二極體D ₁之陽極耦接之節點。第二輔助電感L _aux2的第二端耦接第二輔助二極體D ₅的陽極。第二輔助二極體D ₅的陰極耦接第二輔助濾波電容C ₄的第一端，第二輔助濾波電容C ₄的第二端耦接至共接電壓端。另外，第二輔助電源負載R _O4與第二輔助濾波電容C ₄並聯。因此，本發明並未限定輔助電源電路的個數。

另外，上述實施例雖然是以可逆式固態氧化物燃料電池的電解儲能及放電釋能系統作舉例，所屬技術領域具有通常知識者應當可以瞭解，本申請不應當只限制在『可逆式固態氧化物燃料電池的電解儲能及放電釋能』，本案還可以應用於電動摩托車或其他需要多輸出電壓的電池充放電系統上，因此，本發明不以此為限。

模擬結果

為進一步驗證本發明實施例的高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器架構。在此模擬中，輸入電源採用12V直流電源(仿效可逆式固態氧化物燃料電池輸出電壓)，所輸出的高壓電設定為200V、所輸出的輔助電壓設定為24~28V以供蓄電池浮充使用。當可逆式固態氧化物燃料電池需要電解儲能時，低壓側的輸出電壓所需之電力為原始輸入電源的1.5倍至2倍，因此，當操作在高壓轉低壓模式時，低壓電源端的輸出電壓設計範圍為18V至24V。

第10圖繪示為本發明實施例的高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器之轉換效率圖。請參考第10圖，子圖(a)表示於燃料電池電解儲能狀態(高壓轉低壓模式)之電源轉換效率。其測試條件為燃料電池電解儲能所需之電壓18~24V及另一輸出對小容量鋰電池24~28V以及轉換器輸出電壓為200V。此操作狀態下最高轉換效率可高於96%；子圖(b)表示燃料電池放電釋能狀態(操作在低壓轉高壓模式)之電源轉換效率，測試條件為燃料電池電壓12V產生一組高壓輸出電壓200V以及一組對小容量鋰電池浮充之電壓24~28V。在此操作狀態下，最高轉換效率可高於97%。由第10圖可驗證本發明實施例所提出的高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器具有高電源轉換效率之特性。

綜上所述，本發明之精神是在於在此高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器中，設計了耦合電感，並利用此耦合電感，提高升壓比例。另外，在箝制電路與低壓開關的耦合處，額外增加了至少一具有輔助電感輔助電源。此高效率可逆式單輸入多輸出直流轉換器應用耦合電感的漏感電流連續續流之特性，達到讓開關柔性切換效果，藉此，減少開關切換損失。並且額外達到讓輸出二極體沒有逆向恢復電流問題，提高電源轉換效率之目的。另外，輔助電源對輔助電池之輸出電壓從輕載到重載負載變動下都可以設計於預設範圍內變動。

在較佳實施例之詳細說明中所提出之具體實施例僅用以方便說明本發明之技術內容，而非將本發明狹義地限制於上述實施例，在不超出本發明之精神及以下申請專利範圍之情況，所做之種種變化實施，皆屬於本發明之範圍。因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。