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TW201421883A - 可以改善瞬態響應之前向回饋電流模式的開關穩壓器 - Google Patents

可以改善瞬態響應之前向回饋電流模式的開關穩壓器 Download PDF

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TW201421883A
TW201421883A TW102136378A TW102136378A TW201421883A TW 201421883 A TW201421883 A TW 201421883A TW 102136378 A TW102136378 A TW 102136378A TW 102136378 A TW102136378 A TW 102136378A TW 201421883 A TW201421883 A TW 201421883A
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Abstract

一種開關穩壓器電路，包括連接在穩壓器電路之控制迴路中的一偏移電路，其響應即將發生的一負載電流步階，而在穩壓器電路響應因電流步階而產生的輸出電壓的變化之前，因應電流步階洏調整電源開關的工作週期。在一實施例中，一負載控制器在負載電流步階發生之前很短的時間內，發出一數位信號。數位信號在穩壓器之迴饋控制迴路中進行解碼，並轉換為類比偏移信號，用來立即調整開關的工作週期，其與輸出電壓之大小無關。經由偏移之適當的定時，可大大降低輸出電壓的漣漪。電流偏移也可被用來迅速地改變要求電壓步階時的輸出電壓。

Description

可以改善瞬態響應之前向回饋電流模式的開關穩壓器
本發明係有關一種開關穩壓器，特別是有關於一種技術，用來改善響應負載瞬態或輸出電壓之調整的輸出電壓。
開關穩壓器通常操作於100kHz-5MHz的頻率。一種常見的開關穩壓器是電流模式(CM)穩壓器。在CM穩壓器中，有一個快速的電流迴路，用來檢測通過電源開關或通過電感器的跳升電流，另有一個慢很多的電壓迴路，用來檢測輸出電壓。一個連接到穩壓器輸出端的大的電容器可平滑化輸出電壓。
在負載電流發生瞬變時，例如，當負載進出待機模式時，負載電流可能會瞬間改變。例如，如果負載由待機模式出來時，電流的瞬時增加，會從輸出電容器引出電荷，而使輸出電壓暫時下降，直到下一個開關週期。在下一個開關週期期間，穩壓器會檢測到降低的輸出電壓，而增加電源開關的工作週期，以補償增加的負載電流。電流瞬變的校正是電壓回饋迴路帶寬的函數，故需要多個時鐘週期，因而產生輸出電壓的漣漪。
這種漣漪可能導致被調整的電壓超過所需的工作範圍。需要一種技術，在不顯著增加負載電容的情況下，用來減少由於負載電流之瞬變所造成的穩壓器之輸出電壓的漣漪。
此外，有些應用需要開關穩壓器，在響應外部的命令信號時，可以在其調整的電壓水平下做步階的變化。一旦接收到外部產生的指令信號時，可改變較慢的電壓迴路的回饋電壓或參考電壓，以使電壓穩壓器輸出新的電壓。在典型的穩壓器中，穩壓器可調整其工作週期，使回饋電壓可匹配施加於誤差放大器上的參考電壓。回饋電壓的改變(以改變被調整的電壓)，其達成可以經由連接在輸出電壓與誤差放大器之輸入間的電阻分壓器中的電阻比的改變。然而，改變輸入誤差放大器之參考電壓被認為比改變穩壓的輸出電壓較簡易。也可以使用其他的方法來改變回饋電壓；然而，所有這些改變都必須在較緩慢的電壓迴路中實施。由於電壓迴路的反應時間慢，在穩壓器輸出新的被調整的電壓之前，會有延遲發生，如，對於0.1伏的步階就有30μS(微秒)或更久的延遲。無論電壓步階是正的或負的方向，都會發生延遲。在最佳的設計中，電壓迴路的帶寬的增加，必會對相位邊限產生不利的影響。
此外，有些應用需要開關穩壓器，在響應外部的命令信號時，可以在其調整的電壓水平下做步階的變化。一旦接收到外部產生的指令信號時，可改變較慢的電壓迴路的回饋電壓或參考電壓，以使電壓穩壓器輸出新的電壓。在典型的穩壓器中，穩壓器可調整其工作週期，使回饋電壓可匹配施加於誤差放大器上的參考電壓。回饋電壓的改變(以改變被調整的電壓)，其達成可以經由連接在輸出電壓與誤差放大器之輸入間的電阻分壓器中的電阻比的改變。然而，改變輸入誤差放大器之參考電壓被認為比改變穩壓的輸出電壓更簡易。此外也可以使用其他的方法來改變回饋電壓。然而，所有這些改變都必須在較緩慢的電壓迴路中實施。由於電壓迴路的反應時間慢，在穩壓器輸出新的被調整的電壓之前，會有延遲發生，如，對於0.1伏的步階就有30μS(微秒)或更久的延遲。無論電壓步階是 正的或負的方向，都會發生延遲。在最佳的設計中，電壓迴路的帶寬的增加，必會對相位邊限產生不利的影響。
因此需要一種技術，在穩壓器響應一個外部命令信號而輸出目標調節電壓以改變被調整的輸出電壓之前，用來減少其延遲的時間。
本發明揭露一種新穎的CM穩壓器，其可接收即將發生之負載電流步階(或任何其他的負載電流上的變化)的信號，並作為響應而偏移穩壓器控制迴路中的信號，來增加或減少電源開關在大約負載電流步階發生時的工作週期，使穩壓器在負載電流步階發生之時間時提供所需的電流到負載，而不需要電壓迴路來響應，從而大幅減少輸出電壓之漣漪。偏移基本上立即發生，以使補償發生在下一個時鐘週期之前。因此，補償之發生，在檢測到輸出電壓因電流步階而產生之偏差之前。漣漪的減少是顯著的，因為為確保最佳穩定性所需的迴路的有限帶寬，通常情況下，電壓迴路對電流步階的響應是緩慢的。
在本發明的一個實施例中，一負載控制器在負載電流步階發生後，立即產生對應於預期的負載電流步階(向上或向下)的數位信號。該信號可以將電流步階之大小指定至任何的分辨力。數位信號可在負載電流步階之0.5μS內被發送，較佳地是在電流步階之前的CM穩壓器的時鐘週期之內被發送。數位-類比轉換器(DAC)將數位信號轉換為比率縮放的類比偏移信號，其對應於穩壓器需要的電流回饋偏移。偏移電壓(正或負)與快速電流迴路的信號合起來偏移電流回饋信號，其通常標識著通過電源級的瞬時電流。由於電源開關的工作週期部份決定於檢測到的電流回饋信號，故偏移會產生假的回饋情況，好像電流步階已經發生。因此，穩壓器會瞬間對偏移情況產生反應，而在開關週期內產生比通常產生的更多 或更少的電流。因此，當負載電流變化時，穩壓器已經起反應且提供所需的電流給負載，從而降低輸出電壓之漣漪。
偏移甚至可能會立即發生在電流步階發生之後(例如，在0.5微秒內之後)，而只要偏移在穩壓器對輸出電壓變化起反應之前引起工作週期之調整，仍然可降低漣漪。
在一個實施例中，如果電源開關已經在一個時鐘週期中被禁用，如經由觸發器的重設，則於偏移信號發生時，偏移電路提供設定信號給觸發器，以重新啟用該時鐘週期的電源開關。因此，電源開關不需等待下一個時鐘週期，來供應添加的電流給負載。
在一個實施例中，偏移情況保持電流步階之時間長度，直到負載控制器發送另一個確定即將發生的負載電流步階的數位碼。
偏移可施加到某些穩壓器配置中的電流迴路或電壓迴路。任何CM穩壓器可以很容易地被修改來包含改變，而不影響穩壓器在非瞬態條件下的操作。電壓的偏移可以施加到任何穩壓器的拓撲結構。偏移可以被應用於任何其比較器係以電流信號觸發的穩壓器中。
此一般技術也可以用於響應外部命令信號，以改變電流模式穩壓器的輸出電壓。除了修改慢速的電壓迴路中的參考電壓或回饋電壓，以產生新的被調整的輸出電壓，其可以以傳統的方式進行，簡短的偏移可被應用於快速的電流迴路中，在電壓迴路響應修改的回饋電壓而達到目標電壓之前，使輸出電壓快速地改變到目標電壓。在一個外部命令信號之例子中，該外部命令信號命令穩壓器的輸出電壓從1.8伏上升到1.9伏，電流偏移被引入快速的電流迴路，如8μS，以便在所需的持續時間，可瞬間提供額外的電流到輸出電容器，而將輸出電壓增加0.1伏。達到電壓步階所需的額外的電流和持續時間，可由方程式I=C△V/△T來決定。可能需要多 個開關週期，以提供所需的電流。由於電源開關電流以已知的速率躍升，且電容也已知，故所需偏移的持續時間(這增加了電源開關的導通時間)可以很容易地計算出並編程到解碼器，以提供額外的電流來快速地增加輸出電壓。編入解碼器的偏移的時間，對應於所需的電壓步階，其用來達到外部命令的數位信號所指定的輸出電壓。同樣的技術也可被應用於外部命令信號指定一個向下的輸出電壓步階之情形，其中，相反的偏移被施加在電流迴路上，以快速地降低電源開關之導通一段短時間。一旦輸出電容器被充電到所需的輸出電壓，並且電流偏移已經被消除，則穩壓器可以正常運行，其中，電壓迴路使用修改後的參考電壓或回饋電壓來控制輸出電壓。使用這種技術，電壓瞬態響應已經被改善了3倍之多。
其他的實施例也被描述。
L1‧‧‧電感器
20‧‧‧RS觸發器
24‧‧‧邏輯電路
26、28‧‧‧開關
32、76‧‧‧電阻器
36、46、74‧‧‧電容器
38‧‧‧負載
42‧‧‧分壓器
44、52‧‧‧放大器
50、82‧‧‧比較器
59‧‧‧斜率補償電路
62‧‧‧負載控制器
64‧‧‧解碼器
66‧‧‧數位-類比轉換器(DAC)
68、72‧‧‧加法器
73‧‧‧設定信號
80‧‧‧緩衝器
84‧‧‧虛線輪廓
104、106、108‧‧‧線
109‧‧‧參考電壓產生器
111‧‧‧曲線圖
120、122‧‧‧寄存器
第1圖顯示傳統的電流模式(CM)的開關穩壓器，其中，增加了本發明的偏移電路。
第2圖顯示傳統的CM開關穩壓器的另一實施例，其中，增加了本發明的偏移電路。
第3圖是一流程圖，其顯示實施本發明一個實施例時所用的一些步驟。
第4-12圖是模擬所得到的曲線圖。
第4圖顯示習知穩壓器響應負載電流步階時所產生的模擬信號。第5圖是圖4中輸出電壓線的特寫。
第6圖顯示根據本發明一個實施例之穩壓器響應負載電流步階時所產生的模擬信號。
第7圖是圖6中輸出電壓線的特寫，其顯示出大大地降低了 輸出電壓的漣漪。
第8圖顯示根據本發明一個實施例的穩壓器所產生的模擬信號，其偏移被產生而無負載電流步階。
第9圖顯示對輸出電壓漣漪的影響，其中，由於穩壓器之時鐘週期的延遲，而太慢施加偏移信號。
第10圖顯示對輸出電壓漣漪的影響，其中，偏移信號的定時受到更好的控制而發生在負載電流步階發生的時間。
第11圖顯示傳統的CM穩壓器對負載電流步階的4相瞬態響應，其產生大的輸出電壓漣漪。
第12圖顯示根據本發明之4相CM穩壓器對40A負載電流步階的瞬態響應，其在負載瞬態和電流比較器之偏移調整之間具有可變的時間延遲。
第13圖顯示習知穩壓器的輸出電壓，其響應一個外部命令信號，使輸出電壓從1.8伏增加到1.9伏，然後再回落到1.8伏。
第14圖顯示依據本發明之穩壓器的輸出電壓，其響應一個外部命令信號，使輸出電壓從1.8伏增加到1.9伏，然後再回落到1.8伏。
第15圖是一流程圖，其顯示實施本發明響應命令信號以改變輸出電壓的各種不同的步驟。
第16圖顯示根據本發明的一個實施例的偏移電路的數位控制部份。
第17圖顯示使用於圖15之電路的數據和時鐘信號。
第18圖定義在一個實施例中的數位位元。
減少電流瞬變的輸出電壓漣漪的傳統方法是，增加輸出電容(COUT)的大小，和減少電容器的ESR。這兩種技術是昂貴的，且需要大的電路板空間。故新的方法在許多應用上是重要的。
第1圖顯示一種傳統的電流模式(CM)的DC/DC開關電源，也稱作為電流模式的DC/DC轉換器，但增加了根據本發明的一個實施例的控制迴路中的偏移特色。許多其他的轉換器配置也可以受益於本發明。第1圖所示之轉換器是峰值電流模式轉換器。
轉換器的正常運行，不包括偏移的操作，是常規的，其如下所述：時鐘(Clk)信號被施加到RS觸發器20的設定輸入端。
RS觸發器20的設定在其Q輸出端產生一個高的信號。邏輯電路24，做為響應，將電晶體開關26(電源開關)打開，並關閉同步整流器的開關28。兩個開關可以是MOSFETs或電晶體。二極體可替代同步整流器的開關28。邏輯電路24確保開關26和28沒有交互導通。輸入電壓Vin經由開關26施加到電感器L1，而使斜坡電流流過電感器L1，且此電流會流過較低值感測的電阻器32。斜坡電流被輸出電容器36所過慮，並提供電流給負載38。輸出電容器36比較大而可平滑化漣漪。
輸出電壓Vo被施加到分壓器42上，其分壓被施加到跨導誤差放大器44的負輸入端。參考電壓Vref被施加到放大器44的正輸入端。放大器44的輸出電流對應實際輸出電壓Vo和所需的輸出電壓之間的差異。在放大器44輸出端的電容器46兩端的電壓，依據放大器44之正或負電流輸出而被向上或向下調整。這樣的電壓做為控制電壓Vc或電流閾值ITH電壓。電容器46的電壓ITH，與電感器的斜坡電流，設定了開關26的工作週期，而電壓ITH的大小需要相等於輸入到放大器44之電壓。
控制電壓ITH被施加到脈衝寬度調製(PWM)比較器50(也被稱為電流比較器)。檢測電阻器32之斜坡電壓，當開關26打開時，由差分放大器52感測到，具有一定的增益，而且，當放大器52的輸出超過控制電壓ITH時，PWM比較器50被觸發而輸出一重設信號到RS觸發器20上。此使開關26關閉，而使同步整流開關28打開，以使電感器L1放電，引起一個向下的斜坡電流。以這種方式，通過電感器L1的每個週期的峰值電流被調整，以提供所需的平均電流，用來維持穩定的輸出電壓Vo。
第1圖也顯示出傳統的斜率補償電路59，其是眾所周知的電流型功率轉換器。在高的工作週期(通常大於50%)時，在電感器電流超過控制電壓ITH之前，斜率補償電路59關閉開關26，以減少次諧波振盪，其在電流迴路中發生於高的工作週期。斜率補償電路59的效應與本發明無關。
取代檢測通過檢測電阻器之電感器電流，通過電感器L1之電流之檢測，可檢測開關26兩端的電壓降(例如MOSFET)，或檢測與電感器並聯的電容器的電壓(第2圖)，其有效地模擬通過電感器L1的電流。
負載38可以是任何裝置，例如計算機，其需要不同的電流來進行適當的操作。例如，負載38在不使用時，可具有低電流的待機模式。一旦用戶按下按鈕，例如，或在一段時間之後，負載38可由睡眠模式中出來，並引出更多的電流。同樣地，負載38經過一段時間不使用後，可自動地進入睡眠模式，並引出非常小的電流。負載38也可以是電動機或顯示器的背光源，例如，而引出廣泛不同的電流。
如上面所討論的，負載電流改變後，立即地，當負載電流發生步階變化時，輸出電壓會有漣漪。對正的電流步階，電荷由輸出電容器 移除，輸出電壓降低，並且在穩壓器對降低的輸出電壓反應之前，會有較長的時間，其係經由增加工作週期及供給相等於增加的負載電流的平均電流。相反地，當有負的電流步階發生時，過多的電荷被供給到輸出電容器上，且輸出電壓會暫時增加，直到穩壓器可反應增加輸出電壓。這種電壓瞬變可能影響電源總線上的其他電路的操作，或可能影響負載38的操作。
如第1圖所示，負載38被負載控制器62所控制。負載控制器62可以是任何裝置，如CPU、邏輯電路、或甚至是用戶控制的開關，其控制負載38以引出不同的電流。在負載38由睡眠模式中出來的例子中，負載控制器62在負載電流步階發生後即刻產生數位信號。在一個實施例中，該數位信號產生於500ns的電流步階。數位信號(例如，D0-D2)被施加到處理信號的解碼器64，在給定的穩壓器參數和數位信號傳送的信息下，提供最佳的偏移給穩壓器。任何穩壓器的數位信號可以是相同的，但解碼器64對不同的穩壓器進行不同的數位信號處理。在另一個實施例中，數位信號已被制定給特定的穩壓器。
解碼器64的數位輸出被數位-類比轉換器(DAC)66轉換為類比電壓。
電壓加法器68將類比信號(其可以是正或負)加到放大器52輸出的電流檢測信號來偏移電流檢測信號。在正的負載電流步階的情況下，偏移降低了送到PWM比較器50上的電流回饋信號，使電源開關26打開的時間比它通常打開的時間更久(假設電源開關已經打開)。換句話說，通過電源開關26之電流斜坡持續較長的時間，在正的負載電流步階發生不久或同時，供應過剩電荷給輸出電容器。當電流步階發生時，負載38所引出的增加的電流係由另外的電荷所供給，該另外的電荷已被供給到輸出電容器上。偏移被固定於整個長度的電流步階上。在另一個實施例中，偏移 可在幾個時鐘週期逐漸地被減少，以平穩地過渡到穩壓器的正常操作，來減小輸出電壓漣漪。
在電流步階結束之前，或與電流步階結束之同時，負載控制器發出另一個數位信號來移除偏移。此基本上可立即調整工作週期，在穩壓器對輸出電壓的任何變化有所反應之前，來改變負載的電流，以降低輸出電壓的漣漪。
在另一個實施例中，偏移可送到電壓回饋迴路，如虛線內加法器72之所示。在正的負載電流步階之例中，偏移將提高施加到PWM比較器50的控制電壓，使電源開關26打開較長時間。
在負的負載電流步階的情況下，偏移是相反的，可在負的負載電流步階發生之前或同時，立即降低通過電源開關26之峰值電流。
偏移之發生無關於時鐘Clk脈衝，因此，不存在延遲的補償，且補償發生於穩壓器對任何輸出電壓的變化起反應之前。
第2圖顯示不同類型的CM穩壓器，其被本發明所增強。
第2圖中，代替用來確定通過電源開關之瞬時電流的串聯電阻器，電容器74和電阻器76與電感器L1並聯連接，電容器74兩端的電壓，模擬通過電感器L1之電流。該電壓被如前面參考第1圖之所述的加法器68偏移，以補償負載電流步階。緩衝器80比例縮放並緩衝誤差放大器44之輸出端的ITH信號，且在正常操作中，緩衝的輸出調整使ISNS+電壓升高而穿越ISNS-電壓的時間，令比較器82重設觸發器20。比較器82可以被稱為電流比較器。加法器68加上或減去ISNS+信號，以延遲或加速觸發器20之重設，來補償預期的負載電流步階，如前面參考第1圖之所述。第2圖的電路的其餘部分類似於第1圖。
在虛線輪廓84內的穩壓器控制電路通常會被形成為單一集成電路。
在另一個實施例中，一個分開的解碼器64被去除，且負載控制器62(第1圖)產生數位信號D0-D2，其已經為所用的特定的穩壓器來定制。然而，為特定的穩壓器而定制的分開的解碼器64，可使數位信號D0-D2通用於本發明的電路所增強的各種穩壓器，而增加其功能。或者，來自負載控制器62的信號可以是類比的形式，並適當地比例縮放，而不需要分開的DAC 66和解碼器64。
數位信號可以有任何數目的位元，其取決於所需的補償的分辨率和其他因素。數位信號可以是並行的或串行的。多個穩壓器或電路可以以相同的一組數位信號來控制。
用於偏移的數位信號不需要為了所有的負載電流瞬變，而僅為了大電流步階被產生，因大電流步階可能會造成不可接受的電壓漣漪。
第1圖和第2圖顯示許多類型穩壓器中的二個，其可以以加法器68，DAC66，和解碼器64，來增強，以減少因負載電流步階而產生的輸出電壓瞬變。
第3圖是流程圖，顯示根據本發明來實施的各個步驟：在步驟90中，負載控制器，或可以警示負載電流步階的其他合適的電路，確定負載電流即將改變。
在步驟92中，負載控制器產生對應於負載電流的變化的數位信號。數位信號可確認負載電流變化的大小和方向到任何的分辨率。在電流步階發生之前或同時，此數位信號有足夠的時間被提供給偏移電路，使得穩壓器不需要等待輸出電壓的瞬變，來補償電流步階。
在步驟94中，CM穩壓器感測數位信號，並在穩壓器的回饋控制迴路中產生電流偏移。迴路可以直接調整電流比較器的偏移，或可以調整補償電壓，進而調整電流比較器的偏移。偏移發生於感測到因負載電流步階所產生的任何輸出電壓之前。偏移可存在於整個長度的電流步階，或在多個時鐘週期內逐漸地減小，而同時仍可減少輸出電壓漣漪。
在步驟96中，穩壓器響應偏移，而增加或減少電源開關的工作週期，預備增加或減少負載電流。此修正可發生於電流步階發生之前的一個時鐘週期的一部分內，或發生於電流步階發生之前的一個或多個時鐘週期內，其取決於電流步階的大小。偏移信號的大小和時間可以針對電流步階和穩壓器而被最佳化。
在步驟98中，負載電流改變，且穩壓器的電源開關的工作週期強制性的調整可減少因負載電流步階所引起的輸出電壓中的漣漪。
在步驟100中，在電流步階結束時(例如，負載電流在正的電流步階之後降低到起始大小)，偏移被消除，並立即調整工作週期，其在穩壓器對輸出電壓的任何變化起反應之前，可以產生較低的負載電流。負載控制器可以發送另一個數位信號來消除偏移。偏移的消除的最佳時機要求類似於偏移被施加的時機要求。在一個實施例中，偏移的數位信號被存儲在穩壓器，且負載控制器以定時信號來觸發偏移。
在偏移被消除且電流比較器返回到零偏移情況之後，加法器68像短路般的運作，而工作週期依據輸出電壓而恢復到原狀。
測試結果
第4圖顯示最佳化之單軌電流模式迴路反應2-15A的電流負載步階時的瞬態響應。為了說明，分析時忽略PWM時序的不確定性。線 104是VOUT；線106是負載電流；線108是ITH(通常對應於峰值電流閾值)。ITH是穩壓器的閉迴路響應負載電流的表示，且ITH之引腳示於第2圖中。應注意到，ITH之做為輸出電壓降的大變化可被檢測到，其中，ITH信號必須上升以增加電源開關的工作周期。
第5圖是輸出電壓漣漪(線104)之特寫，由於大負載電流瞬態而有約100mV的峰到峰值之變化。
電流負載步階發生，且迴路在第一個2μS PWM的時鐘週期內(假設500kHz的開關頻率)開始回應，。然而，輸出電壓瞬變的大小是電流負載步階和迴路帶寬的函數。迴路之速率只會影響恢復時間。輸出電壓瞬變的大小只能經由增加輸出電容和最小化輸出電容器的ESR/ESL來降低。
下面的模擬顯示施加到相同電源級的相同的電流負載步階；然而，在大約電流負載步階發生之相同的瞬間，偏移電流被施加到電流比較器上。
第6圖顯示對負載電流步階的單級的瞬態響應，其具有送到電流比較器82(第2圖)或PWM比較器50(第1圖)的電流回饋信號，偏移用來補償電流步階。在第6圖中，對比於第4圖，因為在輸出電壓下落之前，偏移已經調整了電流步階的工作週期，故ITH線108不會顯著移動而造成電流負載步階。
第7圖是第6圖中的輸出電壓漣漪(線104)之特寫，其具有約25mV的峰值變化。注意，與無偏移之第5圖中的尖波相比，其已大大降低了輸出電壓尖波(4倍減少)和尖波的長度。此4倍的峰-峰值電壓漣漪的減少，其達成係經由調整電流比較器之偏移，從而消除了用來響應的 電壓迴路的需要。
電流比較器之偏移即時與電流負載步階之同步，決定了電壓峰-峰漣漪之減少。對於誤差最壞情況的方案是，在沒有相應的負載瞬態發生時，施加偏移之調整。
第8圖顯示在沒有相應的電流負載步階時，電流比較器之偏移的調整的模擬結果。注意，負載電流線106是不移動的，但迴路正回應於瞬態，如ITH線108之移動之所示。輸出電壓漣漪(線104)，由穩壓器對偏移的反應所引起，相同於100mV峰-峰的大小；然而，電壓漣漪反向於實際的電流負載步階。因為電壓迴路的特性沒有被修改，瞬態之響應就好像電流負載步階已經發生一樣。如果電流步階的時間沒有很好同步於負載瞬態，則此分析會有大的誤差。額外的快速調整將不會導致操作不穩定，但可能會導致額外的輸出電壓漣漪。此凸顯了，瞬態電流信號和相應的電流比較器偏移調整的緊密結合之可取性。
時序不確定性之最小化
在500千赫時鐘的單相應用中，在調整信號被接收到與電流比較器的偏移在PWM引擎中被處理之間的最壞情況的時序不確定性是2μS。此時序變化係由PWM引擎之時序控制所引起。在上邊電晶體之柵極電壓(TG)轉成低值後，就無法再升高，直到下一個PWM時鐘週期開始。此時序的不確定性對電流比較器的偏移調整顯得太大，而對輸出漣漪不會有重大的影響。
第9圖顯示電流比較器的具有不希望的時序不確定性的偏移調整的影響，其中，對正的電流步階，偏移第一次正好出現於電源開關在時鐘週期關閉之後，故在電流步階開始時(第9圖的左側)，不會有立即的 效應。第9圖的右側顯示，在負的電流步階發生之後太久才消除偏移的效應，而消除偏移之理想的情況是，立即實施於電流步階發生之時或之前。第9圖顯示，有和沒有偏移調整之情形下的輸出電壓(Vo)之漣漪。請注意，即使有調整信號，當調整來得太晚而有時序的不確定性時，電壓瞬變大小不會顯著減少。為了使時序不確定性最小化，如果偏移調整信號在TG轉低之後被接收，一個額外的變化被施加到PWM控制器，以得到額外的TG脈衝。此TG脈衝可使控制器的時序不確定性降至最低，並允許單軌的實現，而顯著改善瞬態之響應。此TG脈衝，可經由第1和2圖中的解碼器64在觸發器20於重設狀態時，產生設定信號73來實現。此有效地增加了另一個電流脈衝，來使輸出電容器充電。當然，如果電流步階是負的，觸發器20無法被控制來重新啟用TG脈衝，因為偏移係用來立即減少工作週期。
第10圖顯示相同的單軌的情況，除了，如果偏移命令被接收用來補償即將來臨的正的電流步階時，TG脈衝被允許在PWM週期時重新確立。即使偏移調整信號在負載步階發生後0.5微秒才被發送，也可得到減少4到5倍的輸出電壓之峰-峰噪音。因此，如果偏移電路可以在大約0.5微秒內響應，有可能在電流步階發生時，發送警告負載電流步階的數位信號。需要注意，第10圖之圖形範圍小於第9圖之圖形範圍。
多相應用
對於許多應用，其中，習知知識可用到，軌的電流非常大，且負載之變化是重要的，則多相之實施被建議。在多相之實施中，多個穩壓器的時鐘有相同的頻率，但時鐘以不同的相位延遲被設置，用來在最佳的時間提供相同的電流給負載。顯示於第11和12圖之模擬，係以4相電路且每相在500千赫的時鐘頻率下運作。其施加1μS之40A的電流負載步階， 其中，每相的穩壓器被提供10A的電流步階。
第11圖顯示對負載電流步階的4相的瞬態響應，假設傳統的習知技術的穩壓器，其中，被施加的40A的負載電流步階，係以10A之增量且每步階間有1μS之延遲。由於負載電流步階所產生的大的輸出電壓漣漪被顯示於第11圖中。
第12圖顯示4相電流模式穩壓器對40A的負載電流步階的瞬態反應，其在負載瞬態和電流比較器偏移調整之間有可變的時間延遲。其顯示在各種條件下，峰-峰輸出電壓漣漪可由50mV(第11圖)減少到2mV以下。第12圖中的電路在輸出端採用全陶瓷電容器。在相同的條件下，使用POS電容器和陶瓷電容器組成的輸出級，可使電壓漣漪減少超過5倍。POS電容器具有約5mOhm(毫歐姆)的ESR，而陶瓷電容器具有約0的ESR。對給定的負載電流步階，額外的ESR造成較大的電壓瞬變。這些模擬表明，如果調整信號的定時在1.25μS的電流負載瞬變之內，則在電源級之一般開關頻率下，可使輸出漣漪顯著減少。如圖所示，0.75μS之時序延遲為最佳的延遲，其可使電源開關之峰值電流的調整，與電流步階一致。如果延遲太大，電流步階的調整不會發生((Vout尖波回落)，如果延遲太短，偏移本身將導致輸出電壓漣漪((Vout尖波上升)。
使用電流迴路偏移以迅速改變被調整的輸出電壓
此一般技術也可以用來反應外部命令信號，以改變電流模式穩壓器的輸出電壓，如第1和2圖中之穩壓器。
第13圖顯示習知穩壓器，其對在1.8伏和1.9伏之間步階改變的輸出電壓的指令信號的響應。任何其他電壓步階也可能發生。在這種習知穩壓器中，僅在慢速的電壓迴路的參考電壓或回饋電壓被修改。改變 參考電壓通常是較簡單的。第1和2圖顯示電壓步階的控制信號被施加到參考電壓產生器109，來改變施加在誤差放大器44的Vref。因為穩壓器調整電源開關的工作週期，以使回饋電壓匹配新的參考電壓Vref，故可以得到寬的輸出電壓範圍。因為補償電容器46和輸出電容器36，電壓迴路對來自誤差放大器的「誤差」信號輸出的反應是遲緩的。需要最小的電容來提供足夠的相位邊限，以避免振盪。
第13圖顯示，在參考電壓被修改的時間與穩壓器達到1.9伏的最終輸出電壓時間之間，有30μS的延遲。由於電壓回饋迴路較慢的響應，需要許多個開關週期。當回饋電壓被修改將輸出電壓從1.9伏減小到1.8伏時，會產生相同的延遲。明顯地，較大的電壓步階會有大得多的延遲。
第14和15圖顯示所做的改進，其對外部命令信號有更快的響應，該外部命令信號標識穩壓器所產生的新的輸出電壓。
在第15圖之步驟114中，外部控制器，如控制負載或多個負載，產生標識穩壓器的新的所需的被調整的輸出電壓的數位信號。該數位信號係標識電壓步階，而不是絕對電壓。
在步驟115中，響應於數位信號，穩壓器對信號進行解碼，並修正“慢的”電壓迴路中用於調整輸出電壓的參考電壓或回饋電壓。回饋電壓被修改，可經由改變電阻分壓器的電阻比，電阻分壓器連接於輸出電壓和誤差放大器之間。電阻可經由切換並聯的電阻器來改變。
在步驟116中，隨著改變參考電壓或回饋電壓，數位信號被解碼器64(第1圖)，DAC66，和加法器68，轉換成“快的”電流回饋迴路中的類比電流偏移，以即時控制電源開關28導通一段短時間，而立即提供或多或少的電流給輸出電容器36，用來在電壓迴路響應不匹配的參考電壓 的回饋電壓而達到目標電壓之前，迅速地達到目標輸出電壓。因為所需的輸出電壓步階取決於輸出電容，施加到電容器的電流，及電流的持續時間，故所需的偏移(控制電源開關導通時間)可以很容易地存儲在解碼器64中的查詢表，且可以很容易地被標識新的所需的輸出電壓的數位信號所處理。因此，電流偏移可迅速地使輸出電壓步階地變化到目標電壓，其時間早於，電壓迴路響應不匹配的參考電壓的回饋電壓而達到目標電壓的時間。
在步驟117中，在目標輸出電壓被電流偏移達到後，電流偏移結束且電壓迴路以傳統的方式操作，以控制工作週期，使回饋電壓匹配到參考電壓，令穩壓器繼續輸出目標輸出電壓。
第14圖顯示使用第15圖之技術而被減少的延遲。曲線圖111是穩壓器的輸出電壓的模擬，使用第15圖之技術，其顯示在接收到0.1電壓步階數位信號和穩壓器輸出目標電壓(1.9伏)之間，延遲了大約10μS，而不是不使用電流偏移的習知技術的30μS的延遲。因此，使用這種技術，可使電壓的瞬態響應改善了3倍。
快速的串聯周邊界面(SPI)接收器
本節說明快速的SPI接收器，示於第15圖，其用來調整根據本發明的一個實施例的電流比較器的偏移。接收器可被添加到，例如，LTC38xx電流模式控制器系列。LTC3873 DC/DC控制器完整的數據資料表，可從Linear Technology Corporation(LTC)的網站取得而納入本發明作為參考。本發明可改善任何供給電流負載步階的電流模式電源供應器的正的和負的瞬態響應，只要其滿足下面條件中的部分或全部：
1. 負載步階的大小，無論是正的和負的，有明確的界定。
2. 用戶(例如，一個負載控制器電路)可以發送適時的信號，如早於 負載瞬態1μS-0.5μS。
3. 用戶可以依電源級的計算來決定偏移的大小，而使用於穩壓器控制器晶片上。
a. 使用LTC的設計工具，考慮穩壓器的特性，可以計算出偏移。
b. 該工具將調整穩壓器的電流補償所需的相數。
c. LTC38xx將不必進行任何計算，避免潛藏的額外的系統。
如果偏移被設置在500ns的電流負載步階內，本發明可以減少4倍以上的，對電流負載響應所引起的電壓的峰-峰值的漣漪。
快速的SPI接收器也響應外部命令信號而調整電流比較器的偏移，來使被調整的輸出電壓上升或下降。如上所討論的，數位命令信號標識新的目標電壓，並修改在電壓回饋迴路(傳統的迴路)的參考電壓或回饋電壓，以及電流偏移簡單地被施加在快速電流迴路中，以即時提供或多或少的電流給輸出電容器，用來迅速地達到目標輸出電壓，其時間早於，較慢的電壓迴路響應不匹配的參考電壓的回饋電壓而達到目標電壓的時間。
SPI接收器提供了一個簡單的界面，其使用時鐘信號(CLK_SPI)，數據信號(SPI_DI)，和晶片選擇(多相應用)和輸出鎖存時鐘信號CSB_SPI。其規則是單一的8位元或16位元的串行數據流，其中包含模式位元(負載電流步階或輸出電壓步階)，2通道位址的位元，和數據位元。如果電流步階模式被選擇，則數據流包含8位元的串行數據，且包含5位元的偏移數據。
如果電壓步階模式被選擇，則數據流被擴展到16位元，並包含13-16位元的VREF數據，其使用於更高的分辨率和更寬的動態範圍。
第16圖顯示電流步階模式的數據流，及時鐘信號。
輸入CLK_SPI的時鐘速率高達20MHz，且數據以MSB第一方式被接收。放置於SPI串行移位寄存器122和偏移輸入之間的邊沿敏感輸出寄存器120，在接收到新的偏移設定時，可消除多個偏移轉變。此寄存器120以SPI_CSB的上升邊沿計時，使移位寄存器122在偏移設定改變之前的任意時間被裝載，用來使命令值的時間不確定性最小化。
位址位元A1和A0被用萊將數據位元D0-D4路由到適當的偏移電路。數據可以被發送到，例如，CH0 V/I，或CH1 V/I，或此兩通道。第17圖定義了在電流步階模式的一個實施例中的數位位元。
時序分析
對於電流步階模式，使用tPER(最大值)，從串行傳輸的開始直到5位元的偏移碼被收到的總延遲，名義上是8*50nS+20nS(CSB_SPI最小保持時間)+(約10nS偏移的傳播時間)=約430nS。如果需要的話，CSB_SPI的上升邊沿可能會被延遲超出最小保持時間，從而進一步使串行數據傳輸過程與實際的偏移的更新失去耦合。
雖然此處所描述的偏移技術特別適合於峰值電流控制CM穩壓器，但偏移技術也可以應用到任何穩壓器，其電源開關可在PWM比較器的輸入端施加偏移來調整。例如，在一種類型的穩壓器中，控制電壓與鋸齒波振盪器信號相比較，二者相交叉時可使電源開關被關閉。在下一個時鐘週期開始時，時鐘打開電源開關。約在電流或電壓步階之時間，提供偏移給PWM比較器的任一輸入端，則在穩壓器對輸出電壓的任何變化起反應之前，工作週期可立即被控制。
雖然已經顯示了且描述了本發明的特別實施例，但在不背離 本發明更廣泛的方面可以對本發明進行改變和修改，此對本領域之專業人員而言是顯而易見的，因此，所有這些在本發明真實精神和範圍之內的改變和修改，都在本發明的申請專利範圍之內。
L1‧‧‧電感器
20‧‧‧RS觸發器
24‧‧‧邏輯電路
26、28‧‧‧開關
32‧‧‧電阻器
36、46‧‧‧電容器
38‧‧‧負載
42‧‧‧分壓器
44、52‧‧‧放大器
50‧‧‧比較器
59‧‧‧斜率補償電路
62‧‧‧負載控制器
64‧‧‧解碼器
66‧‧‧數位-類比轉換器(DAC)
68、72‧‧‧加法器
73‧‧‧設定信號
109‧‧‧參考電壓產生器

Claims (32)

  1. 一種開關穩壓器電路，其包括：一電源開關控制器，用來產生一控制信號，以控制該電源開關的工作週期而產生穩定的電壓給一負載；一回饋控制迴路，其感測該穩壓器電路的至少一輸出電壓，用來提供回饋信號給該電源開關控制器，以保持該穩壓器電路的一穩定的輸出電壓；以及一偏移電路，其連接在該回饋控制迴路，可響應一第一信號，以警示一第一負載電流步階或控制一輸出電壓步階，用來對該第一負載電流步階或該輸出電壓步階調整該電源開關的工作週期，而不需感測對應於該穩壓器之輸出電壓的一回饋電壓。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之電路，其中該第一信號警示第一負載電流步階，和在穩壓器電路響應因第一負載電流步階所產生的輸出電壓的變化之前，響應第一信號的偏移電路因應第一負載電流步階而調整電源開關的工作週期。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之電路，其中該穩壓器電路外面的一第一電路，在該第一負載電流步階發生之前，產生該第一信號。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之電路，其中該穩壓器電路外面的一第一電路，在該第一負載電流步階發生之時，產生該第一信號。
  5. 如申請專利範圍第2項所述之電路，其中該穩壓器電路外面的一第一電路，在該第一負載電流步階發生之後，產生該第一信號。
  6. 如申請專利範圍第2項所述的電路，其中該穩壓器電路外面的一第一電路，在該第一負載電流步階發生之0.5微秒內，產生該第一信號。
  7. 如申請專利範圍第2項所述的電路，其中該電源開關被電源開關控制器以特定的時鐘頻率切換，且其中該第一信號於該第一負載電流步階發生之前，在一個時鐘週期內被該穩壓器電路接收到。
  8. 如申請專利範圍第1項所述的電路，其中該穩壓器電路是電流模式穩壓器電路，其中該回饋控制迴路包括一電壓回饋迴路和一電流回饋迴路，且其中該偏移電路偏移電流回饋迴路中的一電流感測信號。
  9. 如申請專利範圍第1項所述的電路，其中該回饋控制迴路包括一電壓回饋迴路，且其中該偏移電路偏移該電壓回饋迴路中的一信號。
  10. 如申請專利範圍第1項所述的電路，其中該電源開關控制器包括一鎖存器，該鎖存器在接收到一設定信號時打開該電源開關，其中該設定信號係由該穩壓器電路在接收到第一信號時產生。
  11. 如申請專利範圍第1項所述的電路，其中該偏移電路產生一類比的第一偏移信號並使用該第一偏移信號來偏移該回饋控制迴路的一回饋信號。
  12. 如申請專利範圍第10項所述的電路，其中只要該第一負載電流步階繼續發生，該偏移電路就產生第一偏移信號。
  13. 如申請專利範圍第12項所述的電路，其中該偏移電路響應對一第二負載電流步階發出警示的一第二信號，而產生不同於該第一偏移信號的一第二偏移信號，且在該穩壓器電路對因該第二負載電流步階所產生的輸出電壓的變化起反應之前，因應該第二負載電流步階而調整電源開關的工作週期。
  14. 如申請專利範圍第1項所述的電路，其中該第一信號具有與該第一負載電流步階大小相關的大小。
  15. 如申請專利範圍第14項所述的電路，其中該第一信號是數位信號。
  16. 如申請專利範圍第15項所述的電路，另包括一個被連接用來接收該第一信號的數位解碼器，以及一數位-類比轉換器(DAC)，用以將解碼器的輸出轉換成該第一偏移信號，此第一偏移信號被用來偏移該回饋控制迴路中的一回饋信號。
  17. 如申請專利範圍第16項所述的電路，其中該解碼器對該第一數位信號進行比例縮放。
  18. 如申請專利範圍第1項所述的電路，其中該第一信號係由一負載控制器產生。
  19. 如申請專利範圍第1項所述的電路，其中該第一信號控制該輸出電壓步階，且該偏移電路響應該第一信號，並因應該輸出電壓步階而調整電源開關的工作週期，其不需感測對應於該穩壓器之輸出電壓的回饋電壓。
  20. 如申請專利範圍第19項所述的電路，其中該穩壓器電路是電流模式穩壓器電路，其中該回饋控制迴路包括一電壓回饋迴路和一電流回饋迴路，且其中該偏移電路偏移該電流回饋迴路中的一電流感測信號。
  21. 如申請專利範圍第20項所述的電路，其中該第一信號也控制該電壓回饋迴路以修改一參考電壓，用來控制該穩壓器電路而產生該電壓步階的輸出電壓。
  22. 如申請專利範圍第21項所述的電路，其中，一旦該輸出電壓達到由該第一信號所控制的一目標輸出電壓，該偏移電路則停止偏移該電流感測信號。
  23. 一種實施開關穩壓器電路之方法，其包括：由一電源開關控制器產生控制信號，用來控制該電源開關之工作週期，以產生穩定的電壓給一負載； 經由一回饋控制迴路感測該穩壓器電路之至少一輸出電壓，以提供回饋信號到該電源開關控制器，用來保持該穩壓器電路之穩定的輸出電壓；接收一第一信號以對一第一負載電流步階發出警示或控制一輸出電壓步階；響應該第一信號，控制一偏移電路以產生一第一偏移信號，用來偏移該回饋控制迴路的回饋信號，以因應該第一負載電流步階或該輸出電壓步階，而調整該電源開關的工作週期，其不需感測對應於該穩壓器輸出電壓的回饋電壓。
  24. 如申請專利範圍第23項所述的方法，其中該電源開關控制器包括一鎖存器，該鎖存器在接收到設定信號時，打開該電源開關，其中該設定信號在該第一信號被該穩壓器電路接收到時被產生。
  25. 如申請專利範圍第23項所述的方法，其中該第一信號在該第一負載電流步階之0.5微秒內產生。
  26. 如申請專利範圍第23項所述的方法，其中該第一信號之大小相關於該第一負載電流步階的大小。
  27. 如申請專利範圍第23項所述的方法，其中該第一信號是數位信號，該穩壓器電路進一步執行下面之方法：一解碼器對該第一信號進行數位解碼，用以比例縮放該第一信號；及將該解碼器的數位輸出轉換為第一偏移信號，用來偏移該回饋控制迴路中的回饋信號。
  28. 如申請專利範圍第23項所述的方法，其中該第一信號警示該第一負載電流步階，和該偏移電路響應該第一信號，而在該穩壓器電路響應因該第 一負載電流步階而產生的輸出電壓的變化之前，因應該第一負載電流步階而調整該電源開關的工作週期。
  29. 如申請專利範圍第23項所述的方法，其中該第一信號控制該輸出電壓步階，和該偏移電路響應該第一信號，因應該輸出電壓步階而調整該電源開關的工作週期，其不需要感測對應於該穩壓器輸出電壓的回饋電壓。
  30. 如申請專利範圍第29項所述的方法，其中該穩壓器電路是電流模式穩壓器電路，其中該回饋控制迴路包括一電壓回饋迴路和一電流回饋迴路，且其中該偏移電路偏移該電流回饋迴路中的電流感測信號。
  31. 如申請專利範圍第30項所述的方法，其中該第一信號也控制該電壓回饋迴路以修改一參考電壓，用來控制該穩壓器電路而產生該電壓步階的輸出電壓。
  32. 如申請專利範圍第31項所述的方法，其中，一旦輸出電壓達到該第一信號所控制的目標輸出電壓，該偏移電路則停止偏移該電流感測信號。
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