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TW201414185A - 具增強型線性範圍的包絡檢測器和線性化器電路 - Google Patents

具增強型線性範圍的包絡檢測器和線性化器電路 Download PDF

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TW201414185A
TW201414185A TW102123254A TW102123254A TW201414185A TW 201414185 A TW201414185 A TW 201414185A TW 102123254 A TW102123254 A TW 102123254A TW 102123254 A TW102123254 A TW 102123254A TW 201414185 A TW201414185 A TW 201414185A
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transistor
voltage
envelope detector
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transistors
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TW102123254A
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Amir Hadji-Abdolhamid
Janice Chiu
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Broadcom Corp
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Publication date
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Abstract

本發明涉及一種線性範圍放大的包絡檢測器(ED)，該包絡檢測器包括電壓模式ED芯，其包括用於檢測RF訊號輸入的電壓包絡的並行檢測晶體管。檢測晶體管使晶體管在亞閾值操作區域中偏壓。ED芯被配置為通過檢測晶體管可變地控制偏置電流，其中，偏置電流根據RF訊號輸入的電壓幅值變化以放大ED的線性範圍，並檢測晶體管繼續在亞閾值區域中操作。線性化器電路可以被配置為基於來自ED輸出的反饋輸入來控制偏置電流。末級專用AB類放大器的增益可編程電壓放大器位於ED芯之前，以使發射器輸出電壓適應ED芯的輸入範圍，從而擴大ED的線性範圍。

Description

具增強型線性範圍的包絡檢測器和線性化器電路
本發明涉及一種包絡檢測器，更具體地，涉及一種消除對外部包絡檢測器或過度工廠開環功率校準的需要的線性範圍放大的ED芯，以及可以與ED芯一起使用的線性化器及專用AB類放大器。
電子和通訊技術應廣大客戶需求而快速發展，從而導致廣泛採用數位驅動設備，這裡只列舉一部分：移動電話、智能手機和全球定位設備(GPS)。包絡檢測器(ED)檢測從這些蜂窩設備的發射器(TX)輸出的射頻(RF)訊號的電壓幅值，以進行校準或功率檢測。例如，TX輸出的包絡或峰值訊息可用於校準LOFT(本地振蕩器(LO)饋通)、IQ(同相/正交)失配和功率電平控制。包絡檢測器也可用於電壓放大器供給的包絡跟踪，以便在輸出較低時通過減少供給來節省電力。峰值與均值之比以及TX輸出的動態範圍可能要求與蜂窩發射器集為一體的EC芯有嚴格的線性範圍。在ED轉換期間，±0.5dB內的線性精度對正確校準和包絡跟踪來說可以是預期的。
根據本發明的一實施方式，提供了一種包絡檢測器，包括：電壓模式包絡檢測器(ED)芯，包括用於檢測射頻(RF)訊號輸入的電壓包絡的並行檢測晶體管；其中，該檢測晶體管被配置為在亞閾值操作區域中被偏壓；以及其中，該包絡檢測器芯被配置為通過該檢測晶體管可變地控制偏置電流，其中，該偏置電流根 據該射頻訊號輸入的電壓幅值而變化，使得該檢測晶體管繼續在該亞閾值區域中操作。
進一步地，該檢測晶體管包括第一對晶體管和第二對晶體管，該第一對晶體管通過來自該射頻訊號輸入的差分輸入進行驅動以生成正包絡檢測器輸出，該第二對晶體管被配置為生成負包絡檢測器輸出，該包絡檢測器芯進一步包括：用於該第一對晶體管和該第二對晶體管的電流偏置晶體管，其中，該電流偏置晶體管的偏置電壓確定該每一對檢測晶體管的偏置電流，該偏置電壓根據該正差分包絡檢測器輸出和該負差分包絡檢測器輸出來確定。
進一步地，該檢測晶體管被配置有一定尺寸並針對電流進行配置以在該亞閾值操作區域中偏壓，該包絡檢測器還包括：線性化器電路，被配置有連接至該正差分包絡檢測器輸出和該負差分包絡檢測器輸出的差分放大器，該線性化器電路被配置為生成與該正差分包絡檢測器輸出和該負差分包絡檢測器輸出之間的差成正比的偏置電壓，以在儘管擴大了射頻訊號輸入的電壓幅值範圍也保持該檢測晶體管在亞閾值區域中操作的同時，放大該包絡檢測器的線性範圍。
進一步地，該包絡檢測器還包括：電壓偏置發生器，用於調整該檢測晶體管的偏置電壓以遵循與該檢測晶體管匹配的該電壓偏置發生器的閾值電壓變化，並在工藝、電壓和溫度(PVT)角上保持該正包絡檢測器輸出和該負包絡檢測器輸出的基本恒定的偏置電壓。
進一步地，該電流偏置晶體管的源極接地連接，並且其中，該電壓偏置發生器包括：連接至電源的電流偏置塊；具有連接至該電流偏置塊的閘極和汲極的電壓偏置晶體管；以及連接在該電壓偏置晶體管的源極與地之間的電阻器。
進一步地，該檢測晶體管為高壓晶體管並利用低供給電壓進 行操作，使得該檢測晶體管可以可靠地容忍大電壓擺幅。
進一步地，該射頻訊號輸入包括蜂窩發射器(TX)的輸出，該包絡檢測器還包括：多個電壓放大器，串聯定位於該蜂窩發射器輸出與該包絡檢測器芯之間的增益級中以提供該包絡檢測器的總線性電壓範圍，其中，該多個電壓放大器的末級電壓放大器驅動該包絡檢測器芯並包括被配置為在該包絡檢測器芯的全線性電壓範圍內操作的AB類射頻放大器。
進一步地，該總線性電壓範圍包括高達約60分貝(dB)並且該包絡檢測器芯的該全線性電壓範圍包括高達約20dB。
進一步地，定位在第一增益級處用於接收該蜂窩發射器輸出的該電壓放大器被配置為在操作和任何增益設置變化期間保持接通，以防止該蜂窩發射器輸出發生過大負載變化並啟動跳動。
根據本發明的又一實施方式，提供了一種線性化器電路，包括：差分放大器，包括被配置為分別從包絡檢測器(ED)接收差分正輸出和差分負輸出的第一晶體管和第二晶體管；第一阻抗，連接在該第一晶體管的源極和該第二晶體管的源極之間；該差分放大器進一步包括：第三晶體管和第四晶體管，具有分別連接至該第一晶體管的汲極和該第二晶體管的汲極的汲極，並分別通過在該第三晶體管和該第四晶體管的閘極處互連的第二阻抗和第三阻抗而由該第一晶體管和該第二晶體管的該汲極驅動；以及該線性化器電路還包括位於該第四晶體管的該汲極處並被配置為驅動該包絡檢測器的偏置晶體管的線性化器輸出，該偏置晶體管被配置為設置該包絡檢測器的包絡檢測晶體管的偏置電流。
進一步地，該第一晶體管和該第二晶體管為p型晶體管，且該第二晶體管和該第四晶體管為n型晶體管，該線性化器電路還包括：第五p型晶體管和第六p型晶體管，彼此串聯連接並連接至該第一晶體管的該源極以將第一偏置電流提供給該第一晶體管和該第三晶體管；以及第七p型晶體管和第八p型晶體管，彼此 串聯連接並連接至該第二晶體管的該源極，以將第二偏置電流提供給該第二晶體管和該第四晶體管。
進一步地，該線性化器電路還包括：第九晶體管，具有連接至該第五晶體管和該第七晶體管的閘極的閘極；第十晶體管，具有連接至該第六晶體管和該第八晶體管的閘極的閘極，其中，該第九晶體管和該第十晶體管彼此串聯連接並被配置為通過驅動該第五晶體管至該第八晶體管來設置該第一偏置電流和該第二偏置電流；以及電流偏置塊，用於通過該第九晶體管和該第十晶體管生成第三偏置電流。
進一步地，該第一晶體管至該第十晶體管以及該電流偏置塊被配置為使得該線性化器輸出包括與用於驅動該偏置晶體管的正負包絡檢測器輸出(Vout)之間的差成正比的偏置電壓，以在儘管擴大了射頻訊號輸入的電壓幅值範圍也保持該檢測晶體管在亞閾值區域中操作的同時，放大該包絡檢測器的線性範圍。
進一步地，該線性化器電路還包括在該第十晶體管的該汲極與該電流偏置塊之間彼此串聯連接的第四阻抗和第五阻抗，其中，該第九晶體管的閘極連接至該第十晶體管的該汲極，並且該第十晶體管的閘極連接在該第四阻抗和該第五阻抗之間。
根據本發明的又一實施方式，提供了一種包絡檢測器，包括：電壓模式包絡檢測器(ED)芯，包括用於檢測射頻(RF)訊號輸入的電壓包絡的第一對並行檢測晶體管和第二對並行檢測晶體管，其中，該檢測晶體管被配置為在亞閾值操作區域中被偏壓，該第一對晶體管通過來自該射頻訊號輸入的差分輸出進行驅動以生成正包絡檢測器輸出，該第二對晶體管被配置為生成負包絡檢測器輸出；該包絡檢測器芯進一步包括用於該第一對晶體管和該第二對晶體管的電流偏置晶體管，其中，該電流偏置晶體管的偏置電壓確定每一對檢測晶體管的偏置電流；以及線性化器電路，被配置有連接至該差分正包絡檢測器輸出和該差分負包絡檢測器 輸出的差分放大器，該線性化器電路被配置為生成與該正包絡檢測器輸出和該負包絡檢測器輸出之間的差成正比的偏置電壓，以在儘管擴大了射頻訊號輸入的電壓幅值範圍也保持該檢測晶體管在亞閾值區域中操作的同時，放大該包絡檢測器的線性範圍。
進一步地，該差分放大器包括配置為分別接收該差分正包絡檢測器輸出和該差分負包絡檢測器輸出的第一晶體管和第二晶體管，其中，該線性化器電路進一步包括：連接在該第一晶體管的源極和該第二晶體管的源極之間的第一阻抗；該差分放大器進一步包括第三晶體管和第四晶體管，具有分別與該第一晶體管的汲極和該第二晶體管的汲極耦合的汲極並分別通過在該第三晶體管的閘極和該第四晶體管的閘極處互連的第二阻抗和第三阻抗由該第一晶體管和該第二晶體管的該汲極驅動；其中，該線性化器電路的該偏置電壓在該第四晶體管的該汲極處生成。
進一步地，該第一晶體管和該第二晶體管為p型晶體管，並且該第二晶體管和該第四晶體管為n型晶體管，並且該線性化器電路進一步包括：第五p型晶體管和第六p型晶體管，彼此串聯連接並連接至該第一晶體管的該源極，以將第一偏置電流提供給該第一晶體管和該第三晶體管；第七p型晶體管和第八p型晶體管，彼此串聯連接並連接至該第二晶體管的該源極，以將第二偏置電流提供給該第二晶體管和該第四晶體管；第九晶體管，具有連接至該第五晶體管和該第七晶體管的該閘極的閘極；第十晶體管，具有連接至該第六晶體管和該第八晶體管的閘極的閘極，其中，該第九晶體管和該第十晶體管彼此串聯連接並被配置為通過驅動該第五晶體管至該第八晶體管來設置該第一偏置電流和該第二偏置電流；以及電流偏置塊，用於通過該第九晶體管和該第十晶體管生成第三偏置電流。
進一步地，該射頻訊號輸入包括蜂窩發射器(TX)的輸出，該包絡檢測器還包括：多個電壓放大器，串聯定位於在在該蜂窩 發射器輸出與該包絡檢測器芯之間的增益級中以提供該包絡檢測器的總線性電壓範圍，其中，該多個電壓放大器的末級電壓放大器驅動該包絡檢測器芯並包括被配置為在該包絡檢測器芯的全線性電壓範圍內操作的AB類射頻放大器。
進一步地，該總線性電壓範圍包括高達約60分貝(dB)並且該包絡檢測器芯的該全線性電壓範圍包括高達約20dB。
進一步地，定位在第一增益級處用於接收該蜂窩發射器輸出的該電壓放大器被配置為在操作和任何增益設置變化期間保持接通，以防止該蜂窩發射器輸出發生過大負載變化並啟動跳動。
5‧‧‧電壓放大器驅動器
6‧‧‧TX電壓輸出
8‧‧‧TX電壓輸出
10‧‧‧包絡檢測器(ED)
12‧‧‧類比數位轉換器
14‧‧‧校準數據
16‧‧‧數位數據
20‧‧‧數位數據處理塊
22‧‧‧數位類比轉換器
26‧‧‧緩衝器塊
28‧‧‧混頻器
30‧‧‧時鐘
42‧‧‧整流器
44‧‧‧峰值檢測器
50‧‧‧晶體管
55‧‧‧電流源
60‧‧‧ED芯
63‧‧‧負半部
71‧‧‧區域
73‧‧‧區域
100‧‧‧ED芯
102‧‧‧ED芯
104‧‧‧反饋線性化器
106‧‧‧RF輸入
108‧‧‧RF輸入
110‧‧‧電壓放大器
112‧‧‧電壓放大器
114‧‧‧電壓放大器
116‧‧‧AB類放大器
130‧‧‧偏置發生器
310~350‧‧‧輸出
C0A‧‧‧電容器
C0B‧‧‧電容器
D1‧‧‧二極管
I2‧‧‧電流源
IBN‧‧‧偏置電流
IBP‧‧‧偏置電流
M0A‧‧‧晶體管
M0B‧‧‧晶體管
M1‧‧‧晶體管
M10‧‧‧晶體管
M11‧‧‧晶體管
M119‧‧‧開關
M12‧‧‧晶體管
M120‧‧‧開關
M13‧‧‧晶體管
M3‧‧‧晶體管
M3B‧‧‧晶體管
M4‧‧‧晶體管
M44‧‧‧開關
M5‧‧‧晶體管
M52‧‧‧開關
M59‧‧‧開關
M6‧‧‧晶體管
M60‧‧‧開關
M7‧‧‧晶體管
M8‧‧‧晶體管
M9‧‧‧晶體管
R0~R72‧‧‧電阻器
VON‧‧‧輸出
VOP‧‧‧輸出
參照以下附圖和描述將更好地理解本發明。在圖中，類似的參考編號在不同的視圖中指的是對應部件。
圖1是示出了在蜂窩發射器(TX)中的包絡檢測器(ED)的典型布置的示例電路。
圖2A和圖2B分別是(a)包絡檢測器的Vout對Vin(TXout_peak)或Vout/Vin的曲線圖以及(b)圖2A的Vout/Vin的斜率(用分貝(dB)表示)的曲線圖。
圖3A、圖3B和圖3C是分別使用(a)運算放大器、(b)電流模式操作跨導放大器(OTA)、(c)採用互補金屬氧化物半導體(CMOS)器件的電壓模式ED的示例性傳統包絡檢測器。
圖4是與圖3C的ED類似但產生正負或差分電壓輸出的示例性傳統包絡檢測器芯。
圖5是示出了在亞閾值偏置區中操作檢測晶體管的包絡檢測器芯與線性化器以及最後一個可以是專用AB類放大器的幾個放大器的相關性的高級電路圖。
圖6A和圖6B分別是I 0(b)和ln(I 0(b))對b的曲線圖，其中，Ik(b) 是階數k和的修正貝塞爾函數。
圖7是圖4的ED芯的Vout對Vin的曲線圖，其示出了幫助改變ED晶體管的電流偏置的區域。
圖8是圖4的ED芯的Vout對Vin的斜率的曲線圖，其示出了優選較小的偏置電流的區域以及優選較大的偏置電流的區域。
圖9是通過ED晶體管的亞閾值偏置電流的可變控制利用反饋線性化器增强的ED芯的示例電路圖。
圖10A和圖10B是具有反饋線性化器的隨偏置變化的ED芯的示例電路。
圖11A至圖11D是示例性完整ED芯電路，其包括具有多模式適應的額外可編程性功能的反饋線性化器。
圖12是典型的射頻(RF)放大器的示例電路。
圖13A和圖13B是充當圖5和圖9至圖11的包絡檢測器的前級驅動器的專用AB類RF放大器的示例電路。
圖14是圖5和圖9至圖11的ED芯的輸出的線性範圍改進的曲線圖。
圖15是圖14的曲線圖的曲線的斜率的曲線圖。
圖16是由預製微芯片測得的ED輸出斜率(用分貝(dB)表示)與TX輸出功率的曲線圖，其示出了由圖5的相應增益放大器級通過增益放大器級之間的可變重疊而增加的額外線性範圍。
圖17A和圖17B分別是(a)在圖5和圖9至圖11的ED的輸出處檢測的示例包絡的曲線圖，以及(b)具有隨ED的線性範圍改變的包絡的ED的示例調幅電壓輸入。
圖18是在工藝、電壓和溫度(PVT)角期間模擬的具有線性化器的包絡檢測器的Vout對Vin的示例曲線圖。
以下討論參照線性範圍和精度增强的包絡檢測器(ED)，其添加了LOFT(本地振蕩器(LO)饋通)、IQ(同相/正交)失配和閉環功率電平控制的校準功能。此外，增强的高性能ED設計減少了 工廠校準點的數量，並且可以不需要外部包絡檢測或過度工廠開環功率校準，從而使移動電話(或其他無線應用)芯片的製造有更高的成本效益。增益和偏置可編程性的特徵也使增强的ED的ED芯對不同包絡和峰值檢測來說更普遍，以便在以後芯片生產和應用中進行校準。
高性能ED在設計上也是節能和節省面積的。包括電壓放大器的整個包絡檢測器僅占據大約0.1mm2的芯片空間。此外，通過利用檢測晶體管的亞閾值偏置，專門設計的AB類放大器以及放大器在不需要時減少放大器的電流的可編程性使得增强的ED相當節能。在某些實現中，例如，ED芯是整個ED設計的一部分，並平均消耗1.2V電源的約200μA。
增强的ED使設置偏置以增强操作線性的反饋訊號的並入自動化。該自動化反饋能力與不同增益級的可編程性結合，使得增强的ED設計可用於多模式解決方案。例如，ED可以與包括採用以下簡單標準列表的產品的下一代產品一起使用：全球移動通訊系統(GSM)、第二代(2G)、通用分組無線業務(GPRS)、第三代(3G)、第三代合作夥伴計劃(3GPP)、增强型數據速率GSM演進技術(EDGE)、第四代(4G)(移動WiMax和LTE)和寬帶碼分多址接入(W-CDMA)，以及其他高頻帶和低頻帶標準。
以下討論進一步參照電壓模式包絡檢測器芯，其包括用於檢測射頻(RF)訊號輸入的電壓包絡的並行檢測晶體管，該輸入可來自蜂窩發射(TX)輸出。ED芯可輸出正負或差分電壓ED輸出作為RF訊號輸入的檢測包絡。檢測晶體管可以被配置有一定尺寸並針對電流進行配置以便在亞閾值操作區域中偏壓。ED芯可以配置為通過檢測晶體管可變地控制偏置電流，其中，偏置電流的變化與RF訊號輸入的電壓幅值成正比，以便檢測晶體管繼續在亞閾值區域中操作。
在一個實例中，檢測晶體管可以包括被配置為輸出正ED輸出 的一對晶體管以及被配置為輸出負ED輸出的一對晶體管。ED芯可以包括用於每對(或組)檢測晶體管的電流偏置晶體管，其中，電流偏置晶體管的偏置電壓確定每對檢測晶體管的偏置電流，該偏置電流根據正負差分ED輸出來確定。
在另一個實例中，線性化器可以連接在ED輸出與ED芯之間的反體回路中，以便根據ED輸出的電壓幅值控制檢測晶體管的偏置電流。線性化器可以包括配置有與差分正負ED輸出連接的差分放大器的線性化器電路。線性化器電路可以被配置為生成電流偏置晶體管的偏置電壓，其正比於正負ED輸出之間的差，同時儘管偏置電流較大，檢測晶體管仍繼續在亞閾值區域中操作。
多個電壓放大器可以串聯定位於在所述蜂窩發射器輸出與所述包絡檢測器芯之間的增益級中以提供所述包絡檢測器的總線性電壓範圍。多個電壓放大器的直接驅動ED芯的末級電壓放大器可以是被配置為在ED芯的全線性範圍內操作的專用AB類RF放大器。
圖1是示出了在蜂窩發射器(TX)15內的包絡檢測器(ED)10的典型布置的示例電路。電壓放大器驅動器5輸出對ED 10來說變成輸入的正(或差分)TX電壓輸出6和負(或差分)TX電壓輸出8。參照圖3和圖4來討論感測或檢測放大器功率的ED 10的不同傳統設計。
ED 10通過檢測TX電壓RF輸出訊號的電壓峰值來檢測TX輸出6和8的電壓包絡。ED 10將檢測到的電壓包絡輸出至類比數位轉換器12，該類比數位轉換器在數位數據處理塊20進行處理之前提供要與來自蜂窩TX的其他部分的數位數據16結合的校準數據14。數位數據處理塊20在進行數位處理之後產生訊號。
然後，一對數位類比轉換器22可以將處理後的同相正交(I&Q)數位訊號轉換回模擬訊號。同相/正交(I/Q)低通濾波器(LPF)和緩衝器塊26可進一步對模擬訊號進行濾波和校準處 理。然後，在通過電壓放大器驅動器5放大訊號以傳輸之前，混頻器28可以利用時鐘30來調製進行濾波處理後的訊號。在最終傳輸之前，可以進一步對放大訊號進行濾波或處理。
圖2A是包絡檢測器的Vout對Vin(TXout_peak)或Vout/Vin的曲線圖。圖2B是圖2A的Vout/Vin的斜率(用分貝(dB)表示)的曲線圖，其中，將ED的有效線性範圍設置在最大1dB內，如VH和VL所示。因為包絡檢測器用於校準或功率檢測，所以相關算法在功率或電壓電平檢測過程中對最小線性精度提出要求。Vout/Vin的斜率在理想情况下是保持不變的，如圖2A中的直線所示。包絡檢測的有效線性範圍由20log(VH/VL)確定。例如，當VH為150mV且VL為30mV時，20log(VH/VL)大約等於14dB。
圖3A、圖3B和圖3C是示例性的傳統包絡檢測器(ED)。
圖3A是使用之後跟隨有二極管D1的反饋運算放大器(“opamp”)A1的ED。圖3A的ED可以由運算放大器的增益頻寬積限制，由此其可能不是高頻RF訊號的最佳選擇，這主要取決於opamp的應用和選擇。
圖3B是基於電流模式操作跨導放大器(OTA)的ED，其中，OTA 40由整流器42和峰值檢測器44跟隨。與圖3C的ED相比，圖3B的ED要求可能比較耗電的高速線性OTA。
圖3C是採用互補金屬氧化物半導體(CMOS)晶體管(或其他類型的集成電路晶體管)50和電流源55的電壓模式ED。圖3C的ED可以更節能，但由於檢測器在較小訊號電平下的性能劣化且在較大訊號水平下性能飽和，因此無法提供足夠的線性範圍。
圖4是與圖3C的ED類似但產生正負或差分電壓輸出的示例性傳統ED芯60。ED芯60包括正半部61和負半部63，每個半部的配置大致相同，只是第一半部61的晶體管M0利用包絡檢測器的RF訊號輸入進行驅動，而第二半部63的晶體管M1不利用RF訊號進行驅動。ED的第一半部61生成正電壓ED輸出(Vop)，而 ED的第二半部63生成負電壓ED輸出(Von)，它們一起生成ED芯60的差分電壓輸出。
偏置電壓(VB)還驅動晶體管M0和M1的閘極並在每個晶體管M0和M1的相應源上設置直流(DC)電流源(I1，I2)以便分別設置M0和M1的操作點和操作模式。晶體管M0和M1可以是CMOS晶體管或任何其他類型的集成電路(IC)晶體管(比如雙極或場效應晶體管(FET))。本發明全文所引用的晶體管可以是任何類型或組合的晶體管。
偶次非線性度在Vop上產生電壓，使得DC電流(“I”)與晶體管M0的平均DC電流相匹配。偶次非線性度可以根據晶體管飽和區中的平方律、根據晶體管亞閾值區中的指數I/V方程或根據這兩者之間的轉換來確定。圖4的ED芯60通常飽和偏壓，其提供大約10dB的線性範圍，這對TX多用途校準應用來說可能是不足的。當VGS大於閾值電壓時，晶體管飽和偏壓。
ED芯102的檢測晶體管(圖5或圖9的M0和M1)可以在亞閾值偏置區中通過亞閾值偏置來進行操作，這由於指數I/V關係而變得可能。該亞閾值偏置增强了Vop對RF輸入106和108的線性度，同時明顯節省了電力。
圖5是增强的包絡檢測器(ED)的高級電路圖，其示出了包絡檢測器芯102與反饋線性化器104和專用AB類放大器116的相關性。
反饋線性化器104可以根據輸入包絡振幅改變檢測晶體管的偏置，從而明顯改善ED芯102的線性範圍，同時降低ED的總功率。參照圖9和圖10更詳細地討論線性化器106。
多個電壓放大器，比如電壓放大器110、112和114(圖12)可以在串聯定位於在TX輸出與AB類放大器116之間的增益極中，足以提供如表1中列出的大約60dB的總線性範圍。每個增益級可以可變地進行控制。
專用AB類放大器116也可稱之為直接驅動ED芯102的AB類驅動器。AB類放大器116可以被配置為在ED 100的全線性電壓範圍內提供訊號，還為ED節電。因此，AB類放大器增强了ED芯的可用性，因為輸入ED芯的RF訊號可以接近大致1V的峰值。參照圖13A和圖13B更詳細地討論專用AB類放大器116。
根據表1確定增强的ED的設計規範。增强的ED的設計滿足或超出這些規範，下面更詳細地討論，而不需要過大的功率或面積代價。
在亞閾值區中，檢測晶體管(例如，圖4的M0和M1)的電流是閘-源電壓(VGS)的指數函數。更具體地，
其中，VTH為晶體管的閾值電壓，IS為VGS=VTH， nV T = nKT/q n ×26mV 32.5mV 時的電流，n為斜率係數，VT為熱電壓，T為絕對溫度，K為玻爾茲曼常數，並且q為電子電荷。
參照圖4，鑒於RF輸入訊號作為 V m cos(ωt)，峰值振幅Vm，偏置電壓VB，方程式(1)可以被改寫成：
方程式(2)的輸入訊號部分可以被展開為：
其中， I k (b)為階數k和的修正貝塞爾函數。鑒於在圖(4)中M0的平均電流等於電流源的電流I1，從方程式(2)和(3)可以推導出電流I1：
類似地，對於圖(4)中沒有輸入RF訊號的M1，方程式(1)可以改寫成：
將方程式(5)除以方程式(4)並兩邊取對數，重排後得出：
圖6A和圖6B分別為和與Vm的曲線圖。方 程式(6)中的值主要是Vm的指數函數。對於Vm的合理大小， I 0 (b)的指數行為使 V out 主要是Vm的線性函數。
圖6A中的虛線曲線可以根據較大b的已知近似值推導出來。因此，方程式(6)可以寫成：
因此， V out 與輸入幅值的斜率為：
可方程式(8)可以看出，斜率的非線性項以較大的Vm變小。
因此，ED的亞閾值偏置不但節能，而且增强了通過ED 100檢測性能時的線性性能，例如，對ED芯來說高達額外線性範圍的至少4dB。
此外，還具有通過ED 100增强的其他二階效應。這樣的二階效應可包括M0和DC電流源的電流和Vds輸出的相關性。另一種二階效應可包括M0在亞閾值區中操作的深度。引入亞閾值偏置與標準飽和ED相比將線性增强了至少4dB，但另一種5-6dB的增强可以通過補償包括線性化器104的反饋方案中的二階效應來實現，如所討論的。
圖7是ED芯60的Vout與Vin的比的曲線圖，其示出了幫助改變ED晶體管的電流偏置的區域71和73。圖8是ED芯60的Vout與Vin的比的斜率的曲線圖，其示出了優選較小的偏置電流的區域71以及優選較大的偏置電流的區域73。更具體地，對於較小的RF輸入訊號振幅來說，較低的偏置(或較深的亞閾值)提供更好的線性性能。另一方面，由於較大的輸入RF訊號減小了Vds，較大的偏置在區域71中是有幫助的，減小了Vop並增加了Vds，由此提供較大的可能的檢測範圍，儘管輸入RF訊號較大。
圖9是利用反饋線性化器104通過ED晶體管的亞閾值偏置電流的可變控制增强的ED芯102的示例電路圖。在圖9中被示出為DC電流偏置塊(I)的偏置電流可以與RF輸入訊號的振幅有關地改變。RF輸入訊號在ED輸出上是可用的，因此可以設計反饋回路。
反饋線性化器104接收差分ED輸出Vout，並根據Vout的幅值改變ED芯100中的偏置電流源(I)。更具體地，可以將線性化器輸出(V bn )設為V bn +KV out ，因此與差分ED輸出成正比，其中，K為線性化器的增益。如何確定K將參照圖10A進行討論。當偏置電流隨RF輸入訊號的輸入RF包絡振幅改變時，將ED晶體管M0和M1保持在亞閾值區域中。
圖10A和圖10B是具有反饋線性化器104(圖10A)的偏壓變化的ED芯102(圖10B)的示例電路。圖10B中的示例電路還可以包括電壓偏置發生器130。圖4的晶體管M0現在包括彼此並聯連接的兩個差分晶體管M0A和M0B。類似地，晶體管M1現在包括彼此並聯連接的差分晶體管M1A和M1B。
輸入TX RF訊號在穿過電容器C0A和C0B之後差分地與晶體管M0A和M0B交流耦合。當沒有輸入RF訊號時，大約2.4μA的總偏置電流Ibp可以對稱流過M0A和M0B，並且大約2.4μA的總偏置電流Ibn也可以對稱流過M1A和M1B。這意味著，如果M0A和M0B大致對稱，則它們都可以運載大約1.2μA的電流。類似地，如果M1A和M1B大致對稱，則它們都可以運載大約1.2μA的電流。大約2.4μA的偏置電流(Ibp或Ibn)使晶體管處於較深的亞閾值，但偏置電流可以隨RF輸入振幅達到約50μA而增加，該值仍然在亞閾值區域中。當晶體管的類型和尺寸不同時，可能存在其他偏置電流範圍。
因此，所有晶體管M0和M1在亞閾值區中都偏壓，使得ED100作為包絡檢測器更線性地操作。當輸入TX RF訊號的振幅大於零時，電壓輸出(Vop或Von)將與輸入振幅成正比地增長，如將闡述的。
晶體管M2將偏置電流Ibp提供給晶體管M0A和M0B，晶體管M3將偏置電流Ibn提供給晶體管M1A和M1B。反饋線性化器104可以被配置為利用差分ED輸出Vop和Von設置晶體管M2和M3的偏置電壓，作為輸入。
不同的ED輸出Vop和Von驅動反饋線性化器104的至少兩個晶體管M8和M9，這可以屬於差分放大器設計。線性化器104的輸出為Vbn，其與Vout成正比，其中，Vout等於Vop-Von。更具體地，V bn =V bn_0+KV out (9)
K為線性化器的增益，大致通過方程式(10)設定：
因為Vbn將偏置電壓提供給M2和M3，M2和M3提供檢測輸入晶體管M0A-M1B的偏置電流，所以隨著Vout的增加，偏置電流Ibp和Ibn將增加，這是所期望的結果，如參照圖7和圖8所討論的。即，因為Ibp和Ibn隨Vout增加而增加，所以晶體管M0A-M1B可以繼續在更線性的亞閾值區域中和更廣的振幅範圍內(包括較小和較大的輸入振幅RF訊號)操作。
圖10A所示的反饋線性化器104可以包括由如圖9所示的反饋回路中的晶體管M4至M11構成的不同對(diffpair)，其中，Vop和Von分別直接驅動晶體管M8和M9。負反饋電阻器R9可以連接在M8和M9的源極之間。晶體管M10可以使其汲極與M8的汲極連接，其中，M8的汲極可以通過電阻器R10驅動晶體管M10的閘極。晶體管M9可以使其汲極與M11的汲極連接，其中，M9的汲極可以通過電阻器R11驅動晶體管M11的閘極。電阻器R10和R11可以相互連接並且可以與M10和M11的閘極連接。本文中的電阻器還可以被稱之為阻抗。
晶體管M4和M6可以串聯連接並且可以將第一偏置電流提供給晶體管M8和M10。晶體管M5和M7可以串聯連接並且可以第二偏置電流提供給晶體管M9和M11。
晶體管M12可以具有與M4和M5的閘極連接的閘極，晶體管M13可以具有與M6和M7的閘極連接的閘極。晶體管M12和M13彼此可以串聯連接並且可以被配置為通過驅動晶體管M4至M7來設置第一偏置電流和第二偏置電流。參考電流偏置塊I2可以通過晶體管M12和M13生成偏置電壓Vpbn和Vpcn。電阻器R13和R14可以以相互串聯配置的形式連接在M13的汲極與電流偏置 塊I2之間。M12的閘極可以與M13的汲極連接，M13的閘極可以連接在R13與R14之間。
圖10A和圖10B的晶體管和電流偏置塊I2可以被配置為使得輸出Vbn包括與正負ED輸出(Vout)之間的差成正比的偏置電壓，該正負ED輸出用於驅動偏置晶體管M2和M3，以便保持包絡檢測晶體管M0A至M1B在亞閾值區域中操作，儘管擴大了ED的射頻(RF)訊號輸入的電壓振幅範圍。
反饋線性化器104在所檢測的包絡的頻寬範圍內是有效的，例如，3G標準的2MHz，其比輸入訊號頻率(例如大約為2GHz)小得多。
電壓偏置發生器130可以包括與電源(Vdd)連接的電流偏置塊I1以及具有與電流偏置塊連接的閘極和汲極的晶體管M16。電阻器R52可以連接在M16的源極與地(Vss)之間。電壓偏置發生器130可以被配置為調整檢測晶體管M0A至M1B的偏置電壓以遵循晶體管M16的閾值電壓變化，從而保持用於正負ED輸出Vop和Von的大致恒定的偏置電壓。
因為檢測晶體管M0A至M1B可以暴露在過高的電壓下並且因為ED 100被配置為處理RF輸入的擴大電壓擺幅，所以晶體管M0A、M0B、M1A和M1B可以為高壓(例如，厚氧化物)器件，並提供較低的電壓以確保可靠性。例如，可以允許每個檢測晶體管的輸入電壓達到±1(一)伏特峰，但檢測晶體管可以具有大約300mV的偏壓。根據該實例，M0晶體管的Vdg(汲閘電壓)可以為Vdd-(0.3-1)=Vdd+0.7，這對40nm工藝中的厚氧化物器件來說是安全的。
線性化器104的反饋路徑(Vop至Vbn及Von至Vbn)不需要嚴格的線性，原因是路徑用於設置正負偏置電流Ibp和Ibn。因為Vout等於Vop減去Von，所以抵消偏置電流中的一個或兩個相對於Vout的非線性效應，使線性化器電路暢通並使功率和面積有效。然而， 負反饋電阻R9和(R11+R10)/R9的比提供足夠穩定的線性增益，便於操作線性化器電路。
圖11A至圖11D是包括反饋線性化器104的示例性完整ED芯電路1002，其具有多模式自適應的額外可編程性功能。不需要額外的校準和調整選項，但可以添加以使最終設計實用且一般用於改變蜂窩發射器的通訊標準(例如，2G/3G/LTE)。
作為多模式選項，通過將線性化器104轉換為只能偏置的塊，可以將完整ED芯電路1002轉換為標準ED。可以通過斷開線性化器的輸入並通過開關M44、M59、M60和M119、M120和M52使線性化器的輸入接地來執行該轉換。
通過利用控制訊號pdet_lup<0：1>來啟動晶體管M2B、M2C、M2D、M2E以及晶體管M3B、M3C、M3D、M3E，可以對ED芯1002的偏置電流進行進一步靜態編程。也可以單獨生成M0A-M1B的偏壓以便添加單獨改變檢測晶體管M0A至M0B的功能，從而將DC電壓偏移添加到Vout以適應下一個類比數位轉換器12或緩衝器塊輸入的動態訊號範圍。
圖12是典型的射頻(RF)放大器210的示例電路，該放大器可以被用作參照圖5討論的增益級的電壓放大器110、112和114。圖12的RF放大器210可以被設計為具有使用晶體管M1、M2、M3、M4的互補CMOS架構。電流偏置塊10和負反饋電阻器R0可以改變，從而改變每個階段的增益。增益放大器級可以相互交流地耦合。電阻器R1和R2提供DC反饋，從而在放大器210的差分輸入(RF_inp和RF_inn)和輸出(RF_outp和RF_outn)上產生偏壓。
圖13A和圖13B是可以充當圖5和圖9至圖11的包絡檢測器102的AB類RF放大器116的前級驅動的示例電路。因為ED 100的線性範圍在較高振幅和較低振幅時擴展，所以ED芯102之前的前級驅動或放大器應被配置為處理高達1(一)伏特(V)峰值以 上的大訊號擺動。圖13A和圖13B的AB類放大器116具體被設計為處理該電壓擺動並被配置為在ED芯104的全線性電壓範圍內操作。
AB類放大器116的芯可以是互補CMOS架構，但是任意互補晶體管架構就足夠了，因此不需要CMOS器件，如所討論的。更具體的，晶體管M1和M2可以是互補的並且可以彼此串聯連接。晶體管M3和M4可以是互補的並且可以彼此串聯連接。晶體管M1、M2、M3、M4包括來自電壓放大器中的最後一個(例如，圖5中的電壓放大器114)的RF輸入訊號的交流耦合輸入。
單獨的偏置電壓Vbp和Vpn在反饋回路中分別提供給p型晶體管M1和M3和n型晶體管M2和M4。晶體管M9可以將正偏置電壓提供給M1和M3。晶體管M7可以將負偏置電壓提供給M2和M4。不同的偏置電壓提供接近大約2.5V的供給電壓Vdd的最大輸出峰對峰線性擺動範圍。
同時，包括晶體管M5至M8的反饋電路將AB類放大器116的輸出上的公共(DC)電壓(Vout_DC)被設置為接近電源電壓的二分之一，例如大致2.5V的Vdd的1.25V。公共電壓的反饋可以通過AB類放大器的兩個負路徑來執行，一個確定晶體管M7的Vbn，另一個確定晶體管M8的Vbn1。電壓訊號Vbn和Vbn1通過布置晶體管M9至M13來確定。
晶體管M10和M11可以彼此串聯連接且可以與M9串聯連接並與M9互補。然後M8生成的Vbn可以將偏置電壓提供給M10，M6生成的Vcn可以將偏置電壓提供給M10。隨著Vbn1增加，Vbp降低，從而增强Vout_DC。
晶體管M6和M8可以彼此互補並彼此串聯連接。晶體管M12和M13可以彼此串聯連接，並且可以是單個晶體管或兩個單獨的晶體管。外部偏置訊號Vpb1和Vpc1分別可以驅動M12和M13的閘極，由此確定打算在M5與M7以及M6與M8之間分流的偏置 電流。
當Vout_DC降低時，可以為M6和M8吸取更多電流，從而將Vbn1設為更高。較高的Vbn1使M9的電流增加，從而使Vbp降低。隨著Vbp降低，增强Vout_DC。
同時，求出晶體管M5-M8的電流，該電流通過M12和M13的閘極的外部控制Vpb1和Vpc1偏壓時基本上保持恒定。因此，當為M6和M8吸取的電流增加時，為M5和M7吸取的電流降低，從而導致提供給晶體管M2和M4的Vbn的偏置電壓較低。當Vbn降低時，Vout_DC增加。
通過調整Vbn和Vbn1，因此，也可以將Vout_DC的公共偏置電壓設為等於Cmref。因為電阻器R72和R71的電阻可以相等並構建分壓器，所以可以將Cmref設為電源電壓Vdd的二分之一。不同的Vdd比可通過調整電阻器R72和R71的電阻來使用，將Vout_DC設為大約Vdd的二分之一，使得AB類放大器116的輸入電壓沿較小訊號和較大訊號方向發生可能的最大的擺動。
圖14是圖5和圖9至圖11的ED芯102的輸出的線性範圍改進的曲線圖。圖15是圖14的曲線圖的曲線的斜率的曲線圖。該範圍由圖14的每條曲線的線性部分確定。當傳統ED芯60飽和偏壓時，用虛線示出大約10.5dB的線性範圍。當傳統ED芯60亞閾值偏壓時，用點線示出大約14.5dB的線性範圍。當增强ED芯102亞閾值偏壓時且當偏置晶體管由線性化器104驅動時，用點線/虛線示出大約20dB的線性範圍。即使當傳統ED芯在亞閾值區偏壓時，20dB的線性範圍對於傳統ED芯60來說明顯改進。
圖16是由增加ED 100的預製微芯片測得的ED輸出斜率(用分貝(dB)表示)與TX輸出功率的曲線圖，示出了由圖5的相應增益放大器階段增加的額外線性範圍。ED 100的總線性範圍為60dB，其中增益放大器階段之間的可變重疊大於4dB，每個階段可以提供高達約20dB。閉環功率控制(CLPC)和其他校準算法可 能需要大量重疊。然而，可以對增益級設置進行設置以便增加總線性範圍而重疊較少。
輸出310示出了所有增益級的用途。在輸出310，ED放大器可以達到最大增益，但TX的功率最低。輸出320示出了小於輸出310使用的一個增益級的用途。輸出330示出了小於輸出310使用的兩個增益級的用途。輸出340示出了小於輸出310使用的三個增益級的用途。最後，輸出350示出了甚至繞過AB類放大器116以進一步減少增益，因此在這種情况下無法利用ED芯102的全線性範圍。當線性要求較低時，輸出350可以提供較高功率應用的任選設置。
圖17A和圖17B分別是(a)在圖5和圖9至11的ED的輸出上檢測的示例包絡的曲線圖，以及(b)具有隨ED的線性範圍改變的包絡的ED的示例調幅電壓輸入。圖18是模擬不同工藝、電壓和溫度(PVT)角期間的具有線性化器104的ED 100的Vout與Vin的示例曲線圖。
上述方法、器件和邏輯可以通過多種不同方式在硬體、軟體或硬體和軟體的多種不同組合中實現。例如，全部或一部分系統可以包括控制器中的電路、微處理器或專用集成電路(ASIC)，或者可以利用離散邏輯或組件，或其他類型的模擬或數位電路來實現，在單個集成電路上進行組合或分布在多個集成電路中。
儘管已經描述了本發明的各個實施例，但是對本領域普通技術人員來說顯而易見的是，更多實施例和實現在本發明的範圍內是可能的。因此，本發明不受限制，除非按照所附申請專利範圍及其等效內容來解釋。
104‧‧‧反饋線性化器
I2‧‧‧電流源
M4~M13‧‧‧晶體管
R9~R14‧‧‧電阻器

Claims (10)

  1. 一種包絡檢測器，包括：電壓模式包絡檢測器(ED)芯，包括用於檢測射頻(RF)訊號輸入的電壓包絡的並行檢測晶體管；其中，所述檢測晶體管被配置為在亞閾值操作區域中被偏壓；以及其中，所述包絡檢測器芯被配置為通過所述檢測晶體管可變地控制偏置電流，其中，所述偏置電流根據所述射頻訊號輸入的電壓幅值而變化，使得所述檢測晶體管繼續在所述亞閾值區域中操作。
  2. 根據請求項1所述的包絡檢測器，其中，所述檢測晶體管包括第一對晶體管和第二對晶體管，所述第一對晶體管通過來自所述射頻訊號輸入的差分輸入進行驅動以生成正包絡檢測器輸出，所述第二對晶體管被配置為生成負包絡檢測器輸出，所述包絡檢測器芯進一步包括：用於所述第一對晶體管和所述第二對晶體管的電流偏置晶體管，其中，所述電流偏置晶體管的偏置電壓確定所述每一對檢測晶體管的偏置電流，所述偏置電壓根據所述正差分包絡檢測器輸出和所述負差分包絡檢測器輸出來確定。
  3. 根據請求項2所述的包絡檢測器，其中，所述檢測晶體管被配置有一定尺寸並針對電流進行配置以在所述亞閾值操作區域中偏壓，所述包絡檢測器還包括：線性化器電路，被配置有連接至所述正差分包絡檢測器輸出和所述負差分包絡檢測器輸出的差分放大器，所述線性化器電路被配置為生成與所述正差分包絡檢測器輸出和所述負差分包絡檢測器輸出之間的差成正比的偏置電壓，以在儘管擴大了射頻訊號輸入的電壓幅值範圍也保持所述檢測晶體管在亞閾值區域中操作的同時，放大所述包絡檢測器的線性範圍。
  4. 根據請求項2所述的包絡檢測器，還包括：電壓偏置發生器，用於調整所述檢測晶體管的偏置電壓以遵循與所述檢測晶體管匹配的所述電壓偏置發生器的閾值電壓變化，並在工藝、電壓和溫度(PVT)角上保持所述正包絡檢測器輸出和所述負包絡檢測器輸出的基本恒定的偏置電壓。
  5. 根據請求項4所述的包絡檢測器，其中，所述電流偏置晶體管的源極接地連接，並且其中，所述電壓偏置發生器包括：連接至電源的電流偏置塊；具有連接至所述電流偏置塊的閘極和汲極的電壓偏置晶體管；以及連接在所述電壓偏置晶體管的源極與地之間的電阻器。
  6. 根據請求項1所述的包絡檢測器，其中，所述檢測晶體管為高壓晶體管並利用低供給電壓進行操作，使得所述檢測晶體管可以可靠地容忍大電壓擺幅。
  7. 根據請求項1所述的包絡檢測器，其中，所述射頻訊號輸入包括蜂窩發射器(TX)的輸出，所述包絡檢測器還包括：多個電壓放大器，串聯定位於所述蜂窩發射器輸出與所述包絡檢測器芯之間的增益級中以提供所述包絡檢測器的總線性電壓範圍，其中，所述多個電壓放大器的末級電壓放大器驅動所述包絡檢測器芯並包括被配置為在所述包絡檢測器芯的全線性電壓範圍內操作的AB類射頻放大器。
  8. 根據請求項7所述的包絡檢測器，其中，所述總線性電壓範圍包括高達約60分貝(dB)並且所述包絡檢測器芯的所述全線性電壓範圍包括高達約20dB。
  9. 根據請求項7所述的包絡檢測器，其中，定位在第一增益級處用於接收所述蜂窩發射器輸出的所述電壓放大器被配置為在操作和任何增益設置變化期間保持接通，以防止所述蜂窩發射器輸出發生過大負載變化並啟動跳動。
  10. 一種線性化器電路，包括：差分放大器，包括被配置為分別從包絡檢測器(ED)接收差分正輸出和差分負輸出的第一晶體管和第二晶體管；第一阻抗，連接在所述第一晶體管的源極和所述第二晶體管的源極之間；所述差分放大器進一步包括：第三晶體管和第四晶體管，具有分別連接至所述第一晶體管的汲極和所述第二晶體管的汲極的汲極，並分別通過在所述第三晶體管和所述第四晶體管的閘極處互連的第二阻抗和第三阻抗而由所述第一晶體管和所述第二晶體管的所述汲極驅動；以及所述線性化器電路還包括位於所述第四晶體管的所述汲極處並被配置為驅動所述包絡檢測器的偏置晶體管的線性化器輸出，所述偏置晶體管被配置為設置所述包絡檢測器的包絡檢測晶體管的偏置電流。
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