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TW201404091A - 降低無線通訊系統之訊號不平衡的方法 - Google Patents

降低無線通訊系統之訊號不平衡的方法 Download PDF

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TW201404091A
TW201404091A TW101125152A TW101125152A TW201404091A TW 201404091 A TW201404091 A TW 201404091A TW 101125152 A TW101125152 A TW 101125152A TW 101125152 A TW101125152 A TW 101125152A TW 201404091 A TW201404091 A TW 201404091A
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Yuan-Shuo Chang
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Realtek Semiconductor Corp
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Abstract

使用單調訊號對無線通訊系統進行測試來產生乘法器參數，並另行使用多頻訊號配合乘法器參數來產生濾波器參數。當使用上述乘法器參數與濾波器參數時，可降低無線通訊系統中因為本地振盪器或類比元件引起的訊號不平衡現象，而避免無線通訊系統受到雜訊影響。

Description

降低無線通訊系統之訊號不平衡的方法
本發明揭露一種降低無線通訊系統中訊號不平衡的方法，尤指一種使用單調訊號(Single-tone signal)產生無線通訊系統所使用之乘法器係數、並使用多頻訊號得到無線通訊系統所使用之濾波器係數，以降低無線通訊系統之發送端與接收端中一種稱為I/Q不平衡現象的訊號不平衡之方法。
請參閱第1圖與第2圖，其圖示一種一般通訊系統包含之一發送端110與一接收端120。發送端110包含有數位至類比轉換器112與132、低通濾波器114與134、乘法器116與136、本地振盪器(Local Oscillator)117、加法器138、功率放大器119、以及天線118。接收端120包含有天線115、低雜訊放大器(Low Noise Amplifier)149、乘法器122與142、本地震盪器127、低通濾波器124與144、增益控制器126與146、及類比至數位轉換器128與148。天線115用來接收由天線118發射的訊號。數位至類比轉換器112與132各自接收一訊號包含的正交(Quadrature)部分Q與同相(In-Phase)部分I，其中在理想狀況下，正交部份Q與同相部份I之間的相位差是90度，亦即正交部份Q與同相部份I係為一對彼此正交(Orthogonal)之訊號。
在第1圖所示之發送端110中，本地振盪器117的訊號會混入 乘法器116與136中，並成為處理正交部分Q與同相部份I時，正交部分Q與同相部份I兩者間訊號不平衡的主要來源(亦可稱為I/Q不平衡，I/Q Imbalance)。由本地振盪器117之訊號引起的I/Q不平衡主要是會造成正交部分Q與同相部份I之間的相位差無法形成理想的90度正交而互相干涉。另，在接收端120中，也會發生本地振盪器127混入乘法器122與124並造成正交部份Q與同相部份I的I/Q不平衡現象，其中此處所述之I/Q不平衡現象與頻率無關。
另外一種存在於發送端110與接收端120的I/Q不平衡現象係與頻率相關，其係由發送端110與接收端120本身包含的類比元件不相互匹配所引起，例如低通濾波器、類比至數位轉換器、或是數位至類比轉換器等。
請參閱第3圖，其為在第1圖所示之發送端110與第2圖所示之接收端120中所產生I/Q不平衡的概略示意圖，其中第3圖是以射頻頻域來表示。如第3圖所示，假設發送端110所輸出之訊號的頻率為fRF1=fLo+fm1與fRF2=fLo+fm2，其中頻率fLo為本地振盪器之頻率，則除了位於fRF1與fRF2的訊號部份Sm1與Sm2以外，在發送端110與接收端120中會因為訊號中的正交部分與同相部份之間並非為正交(亦即I/Q不平衡現象)而產生出如第3圖所示位於頻率fLo-fm1與fLo-fm2的鏡像部份Im1與Im2。若可將位於頻率fLo-fm1與fLo-fm2的鏡像部份Im1與Im2去除，亦即使訊號中的正交部分與同相部份彼此保持正交而不互相干擾，則可消弭發送端110或接收端120 中I/Q不平衡帶來的雜訊。
為了解決先前技術中所提及無線通訊系統中因為訊號中正交部分與同相部份彼此不正交而引起的訊號不平衡現象，本發明揭露一種在無線通訊系統中接收端降低訊號不平衡的方法與一種在無線通訊系統中發送端降低訊號不平衡的方法。
本發明所揭露降低無線通訊系統中接收端之訊號不平衡的方法包含輸入一第一單調訊號及一第二單調訊號於該無線通訊系統的接收端，該第一單調訊號具有一第一頻率，該第二單調訊號具有一第二頻率，該第一頻率與一本地端振盪頻率的差相等於該本地端振盪頻率與該第二頻率的差，且該第一頻率高於該第二頻率；根據該第一單調訊號在一第三頻率對應產生之一第一訊號最小值，決定一第一乘法器參數與一第二乘法器參數，其中該第三頻率係為該第一頻率與該本地端振盪頻率之間差值的負值；根據該第二單調訊號在一第四頻率對應產生之一第二訊號最小值，決定一第三乘法器參數與一第四乘法器參數，其中該第四頻率係為該第三頻率之負值；根據該第二乘法器參數與該第四乘法器參數，決定一第五乘法器參數；於該無線通訊系統的接收端接收一多頻訊號(Multi-tone Signal)；及使用該第五乘法器參數與一定值乘法器參數，根據該多頻訊號實施一頻域最小均方演算法(Frequency-domain Least Mean Square Algorithm)，以將一組第一多階有限脈衝響應時域參數更新為一組第 二多階有限脈衝響應時域參數。
本發明所揭露降低無線通訊系統中發送端之訊號不平衡的方法包含輸入一第一單調訊號及一第二單調訊號於該無線通訊系統之一發送端，該第一單調訊號具有一第一頻率，該第二單調訊號具有一第二頻率，該第一頻率與第二頻率的和為零，且該第一頻率高於該第二頻率；將該第一單調訊號輸入於該發送端包含之一自乘法器(Self-mixer)，以產生一第一混合訊號，並將該第二單調訊號輸入於該自乘法器，以產生一第二混合訊號；根據該第一混合訊號中位於一第三頻率之一第一訊號最小值，決定對應於該第一訊號最小值之一第一乘法器參數與一第二乘法器參數，並根據該第二混合訊號中位於一第四頻率之一第二訊號最小值，決定對應於該第二訊號最小值之一第三乘法器參數與一第四乘法器參數，其中該第三頻率係為該第一頻率之二倍，且該第四頻率係為該第二頻率之二倍；再次輸入該第一單調訊號於該發送端，並在該發送端使用該第一乘法器參數與該第二乘法器參數處理該第一單調訊號，以在該無線通訊系統之一接收端找出位於一第五頻率之一第三訊號最小值，並決定對應於該第三訊號最小值之一第五乘法器參數與一第六乘法器參數，其中該第五頻率之值係為該第四頻率的一半；該發送端使用一定值乘法器參數與一第七乘法器參數，且該接收端使用該第五乘法器參數與該第六乘法器參數，其中該第七乘法器參數係為該第二乘法器參數與該第四乘法器之和的一半；及於該發送端輸入一多頻訊號，並根據該多頻訊號實施一頻域最小均方演算法，以將複數個第一多階 有限脈衝時域參數更新為複數個第二多階有限脈衝時域參數。
為了解決上述稱為I/Q不平衡的訊號不平衡問題，本發明揭露一種在無線通訊系統中在發送端或接收端降低I/Q不平衡的方法，以消弭無線通訊系統中的I/Q不平衡。本發明所揭露降低I/Q不平衡的方法，主要是先行輸入單調訊號至發送端或接收端中作測試，以找出可用來補償I/Q不平衡的一組乘法器參數；最後再於濾波器中使用該組乘法器參數，並配合另行輸入的多頻(Multi-tone)訊號來進行測試，以產生可用來補償I/Q不平衡的一組濾波器參數。藉由使用該組乘法器參數與該組濾波器參數，可降低無線通訊系統正式使用時，其所處理之無線訊號中正交部分與同相部份之間的I/Q不平衡，其中該無線訊號不限於單調訊號或多頻訊號。
首先先行說明本發明在接收端降低I/Q不平衡之方法。請參閱第4圖，其為本發明用來實施降低I/Q不平衡之方法之一接收端220的功能方塊示意圖。如第4圖所示，接收端220包含一天線218、一低雜訊放大器249、乘法器222與242、一本地振盪器227、低通濾波器224與244、增益控制器226與246、類比至數位轉換器228與248、一多階有限脈衝響應模組(L-order Finite Impulse Response Module)252、一延遲模組254、乘法器262與264、及一加法器266。
請參閱第5圖，其為本發明所揭露在接收端降低I/Q不平衡之 方法的簡略流程圖。如第5圖所示，該方法包含步驟如下：步驟502：輸入一第一單調訊號及一第二單調訊號於接收端220，該第一單調訊號具有一第一頻率(wLo+wo)，該第二單調訊號具有一第二頻率(wLo-wo)，其中wLo係為本地振盪器227之一本地端振盪頻率；步驟504：根據該第一單調訊號在頻率-wo對應產生之一第一訊號最小值，決定一第一乘法器參數X1與一第二乘法器參數Y1；步驟506：根據該第二單調訊號在頻率wo對應產生之一第二訊號最小值，決定一第三乘法器參數X2與一第四乘法器參數Y2；步驟508：根據第二乘法器參數Y1與第四乘法器參數Y2，決定一第五乘法器參數Y3；步驟510：於該無線通訊系統的接收端接收一多頻訊號(Multi-tone Signal)；及步驟512：於乘法器262使用一定值乘法器參數，並於乘法器264使用第五乘法器參數Y3，並根據該多頻訊號實施一頻域最小均方演算法(Frequency-domain Least Mean Square Algorithm，FLMS Algorithm)，以更新一組多階有限脈衝響應時域參數。
請參閱第6圖，其為實施步驟502、504、506時，接收端220之狀態示意圖，其中多階有限脈衝響應模組252與延遲模組254之頻率響應在實施步驟502、504、506會被旁通(Bypass)而忽略，且在第6圖中另外使用了一乘法器參數決定模組270，用來決定乘法器262與264之後所使用之乘法器參數。
如第6圖所示，本地振盪器227訊號中的同相部份Gmis ＊cos(wLo+Pmis)在乘法器222與由天線228與低雜訊放大器249所引入之第一單調訊號混合，其中該第一單調訊號之值為cos[(wLo+wo)t]；另外，本地振盪器227訊號中的正交部分-sinwLot亦在乘法器242與該第一單調訊號混合。由乘法器222或242所輸出的混合訊號經過低通濾波器224與244、增益控制器226與246、類比至數位轉換器228與248的處理後到達乘法器參數決定模組270，使得乘法器參數決定模組270可根據步驟504決定所需之乘法器參數。同理，若輸入值為cps[(wLo-wo)t]的第二單調訊號至接收端220，則乘法器參數決定模組270亦可根據步驟506來決定所需之乘法器參數。
在步驟504中，乘法器參數決定模組270會將上述對應第一單調訊號所產生之混合訊號在頻率-wo出現一訊號最小值時乘法器262所使用之參數值決定為第一乘法器參數X1，並將當時乘法器264所使用之參數值決定為第二乘法器參數Y1；在本發明之一實施 例中，第二乘法器參數Y1的值為該第一單調訊號在接收端220所產生之正交部分與同相部份之間的相位不匹配大小P1之正切函數的負值，亦即-tan(P1)；其中該第一單調訊號在接收端220所產生之正交部分與同相部份之間原應具有90°的固定相位差，但在發生相位不匹配的情況下，正交部分與同相部份之間的相位差會變成(90°+P1)。考慮頻率-wo出現訊號最小值時所使用之濾波參數的原因是混合訊號中在頻率-wo出現之訊號強度代表造成相對於具有頻率wo之第一單調訊號在正交部分與同相部份之間不正交(亦即兩者之間的相位差並非90度)的程度，而該訊號最小值即為該不正交程度最微小的象徵。
同理，在步驟506中，乘法器參數決定模組270會將上述對應第二單調訊號所產生之混合訊號在頻率wo出現一訊號最小值時乘法器262所使用之參數值決定為第三乘法器參數X2，並將當時乘法器264所使用之參數值決定為第四乘法器參數Y2。在本發明之一實施例中，第四乘法器參數Y2的值為該第二單調訊號在接收端220所產生之正交部分與同相部份之間的相位不匹配大小P2之正切函數的負值，亦即-tan(P2)；其中該第二單調訊號在接收端220所產生之正交部分與同相部份之間原應具有90°的固定相位差，但在發生相位不匹配的情況下，正交部分與同相部份之間的相位差會變成(90°+P2)。
步驟508、510、512主要是使用步驟502-506所決定之乘法器 參數配合多頻訊號來進行測試，以補償與頻率相關及與頻率不相關之I/Q不平衡現象，且該測試可以遞迴方式進行，以使最後得到的時域濾波器參數在被使用後可降低I/Q不平衡現象。請參閱第7圖，其為實施步驟508、510、512時，接收端220之狀態示意圖，其中第7圖另外使用了一頻域最小均方模組280，以實施步驟512所述之頻域最小均方演算法。
在步驟508中，需先行決定配合多頻訊號的濾波器參數。在本發明之一實施例中，此時乘法器262會使用一定值乘法器參數(例如1)，且乘法器264會使用第二乘法器參數Y1與第四乘法器參數Y2之和的一半做為所使用之第五乘法器參數Y3。
在步驟510中，如第7圖所示，本地振盪器227訊號中的同相部份Gmis ＊cos(wLot+Pmis)在乘法器222與由天線228與低雜訊放大器249所引入之一多頻訊號(其訊號值為cos[wLo+w1+w2+...+wm]t，其中w1、w2、...、wm為相異之複數個頻率)混合；另外，本地振盪器227訊號中的正交部分-sinwLot亦在乘法器242與該多頻訊號混合。由乘法器222或242所輸出的混合訊號經過低通濾波器224與244、增益控制器226與246、類比至數位轉換器228與248、以及多階有限脈衝響應模組252或延遲模組254的處理後到達乘法器262或乘法器264。
上述混合訊號在到達多階有限脈衝響應模組252或延遲模組 254前會形成如第7圖所示之中間訊號ri(位於多階有限脈衝響應模組252之輸入端)與中間訊號rq(位於延遲模組254之輸入端)，且中間訊號ri會在步驟512中作為頻域最小均方模組280所參考的參數之一。而當上述混合訊號經過使用定值乘法器參數之乘法器262或使用第五乘法器參數Y3之乘法器264處理後，會在加法器266被相加而形成同相時域訊號yi，且經過延遲模組254處理過之混合訊號會形成正交時域訊號yq。
請參閱第8圖，其為根據本發明之一實施例所揭露第7圖所示之頻域最小均方模組280的功能方塊示意圖，其用來輔助第5圖中步驟512的實施。如第8圖所示，頻域最小均方模組280包含多點快速傅立葉轉換模組310、320、330、340、一多點反向快速傅立葉轉換模組350、一共軛複數模組360、N個乘法器330_1、330_2、...、330_N、N個加法器320_1、320_2、...、320_N、N個乘法器360_1、360_2、...、360_N、以及N個加法器310_1、310_2、...、310_N。其中N係為一正整數。
頻域最小均方模組280的運作方式係在處理了單一多頻訊號且對每一被輸入之訊號進行了複數次(假設為N次，其中N為一正整數)取樣的方式來解釋。頻域最小均方模組280需要根據一組共N個多階有限脈衝響應模組252所使用之第一多階有限脈衝響應參數f(1：N)、N個同相時域訊號yi(1：N)、N個正交時域訊號yq(1：N)、及N個中間訊號ri(1：N)來產生一組共N個之第二多階有限脈衝響應參 數ff(1：N)，並將該組第二多階有限脈衝響應參數ff(1：N)回傳至多階有限脈衝響應模組252進行更新，以在之後處理其他類型訊號時，用來輔助降低該些訊號中夾帶的I/Q不平衡現象。其中N個同相時域訊號yi(1：N)、N個正交時域訊號yq(1：N)、及N個中間訊號ri(1：N)即為在接收端220進行N次取樣的結果。
N個第一多階有限脈衝響應時域參數f(1：N)會被多點快速傅立葉轉換模組310轉換為N個第一多階有限脈衝響應頻域參數F(1)、F(2)、...、F(N)。N個同相時域訊號yi(1：N)會被多點快速傅立葉轉換模組320轉換為N個同相頻域訊號YI(1)、YI(2)、...、YI(N)。N個正交時域訊號yq(1：N)會被多點快速傅立葉轉換模組330轉換為N個正交頻域訊號YQ(1)、YQ(2)、...、YQ(N)。N個中間訊號ri(1：N)會被多點快速傅立葉轉換模組340轉換為N個中間頻域訊號RI(1)、RI(2)、...、RI(N)，且N個中間頻域訊號RI(1)、RI(2)、...、RI(N)接著會被共軛複數模組360取共軛複數，因而產生N個中間頻域共軛複數訊號RI*(1)、RI*(2)、...、RI*(N)。
加法器320_1、320_2、...、320_N之輸出端會產生N個誤差頻域訊號ERR(1)、ERR(2)、...、ERR(N)，其中產生該N個誤差訊號的規則如下：ERR(K)=YQ(K)˙j-YI(k),0 K<N/2 (1) ERR(K)=YQ(K)˙(-j)-YI(k),N/2+1 K<N-1 (2)；公式(1)與公式(2)中提到的虛數j或(-j)，會由乘法器330_1、330_2、...、330_N輸入，其中有一半的乘法器會根據公式(1)被輸 入虛數j，另外一半的乘法器會根據公式(2)被輸入虛數(-j)。
接著，需要根據上述之N個誤差頻域訊號ERR(1)、ERR(2)、...、ERR(N)、N個中間頻域共軛複數訊號RI*(1)、RI*(2)、...、RI*(N)、以及一步進值b，將N個第一多階有限脈衝響應頻域參數F(1)、F(2)、...、F(N)調整為N個第二多階有限脈衝響應頻域參數FF(1)、FF(2)、...、FF(N)。產生N個第二多階有限脈衝響應頻域參數FF(1)、FF(2)、...、FF(N)的規則如下：F(K) t+1=F(K) t +b˙ERR(K)˙RI *(K) (3)在公式(3)中，F(K)t代表該第一多階有限脈衝響應頻域參數，且F(K)t+1代表對應於該第一多階有限脈衝響應頻域參數之一第二多階有限脈衝響應頻域參數；舉例來說，當F(K)t係為第一多階有限脈衝響應頻域參數F(3)時，則F(K)t+1即為第二多階有限脈衝響應頻域參數FF(3)，依此類推。步進值b會被輸入於N個乘法器360_1、360_2、...、360_N中。
最後，多點反向快速傅立葉轉換模組350會將N個第二多階有限脈衝響應頻域參數FF(1)、FF(2)、...、FF(N)由頻域轉換回時域，以產生N個第二多階有限脈衝響應時域參數ff(1：N)，其中N個第二多階有限脈衝響應時域參數ff(1：N)之後會被頻域最小均方模組280回傳至多階有限脈衝模組252，以替代原先使用的該組第一多階有限脈衝響應時域參數f(1：N)。多階有限脈衝模組252使用該組第二 多階有限脈衝響應時域參數ff(1：N)時，可較使用該組第一多階有限脈衝響應時域參數f(1：N)時更能有效降低所處理訊號中夾帶的I/Q不平衡現象。
接著在此說明本發明降低發送端訊號不平衡的方法。請先參考第9圖，其為本發明用來實施降低I/Q不平衡之方法之一發送端210的功能方塊示意圖。如第9圖所示，發送端210包含加法器238、239、乘法器267、268、數位至類比轉換器212與232、低通濾波器214、234、乘法器216、236、一本地振盪器237、一功率放大器(Power Amplifier)219、一天線218、一多階有限脈衝響應模組256、及一延遲模組258。
請參閱第10圖，其為本發明所揭露在發送端降低I/Q不平衡之方法的簡略流程圖。如第10圖所示，該方法包含步驟如下：步驟602：輸入一第一單調訊號及一第二單調訊號於發送端210，該第一單調訊號具有一第一頻率wo，該第二單調訊號具有一第二頻率-wo；步驟604：將該第一單調訊號輸入於該發送端包含之一自乘法器(Self-mixer)，以產生一第一混合訊號，並將該第二單調訊號輸入於該自乘法器，以產生一第二混合訊號；步驟606：根據該第一混合訊號中位於一第三頻率2 wo之一第一訊號最小值，決定對應於該第一訊號最小值之一第一乘法器參數TX_X1與一第二乘法器參數TX_Y1，並根 據該第二混合訊號中位於一第四頻率-2 wo之一第二訊號最小值，決定對應於該第二訊號最小值之一第三乘法器TX_X2與一第四乘法器參數TX_Y2；步驟608：再次輸入該第一單調訊號於發送端210，並在發送端210使用第一乘法器參數TX__X1與第二乘法器參數TX__Y1處理該第一單調訊號，以在接收端220找出位於一第五頻率-wo之一第三訊號最小值，並決定對應於該第三訊號最小值之一第五乘法器參數RX_X1與一第六乘法器參數RX_Y1；步驟610：發送端210使用一定值乘法器參數與一第七乘法器參數(TX_Y1+TX_Y2)/2，且接收端220使用第五乘法器參數RX_X1與第六乘法器參數RX_Y1；步驟612：於發送端210輸入一多頻訊號，並根據該多頻訊號實施一頻域最小均方演算法，以更新一組多階有限脈衝響應時域參數。
請參閱第11圖，其為實施步驟602、604、606時，發送端210之狀態示意圖，其中多階有限脈衝響應模組256與延遲模組258之頻率響應在實施步驟602、604、606會被旁通而忽略，且在第11圖中另外使用了一自乘法器272、一類比至數位轉換器274、與一乘 法器參數決定模組290。乘法器參數決定模組290用來決定乘法器267與268之後所使用之乘法器參數。
根據步驟602所述以及如第11圖所示，本地振盪器237訊號中的同相部份Gmis ＊cos(wLot+Pmis)在乘法器216與由乘法器267、數位至類比轉換器212、低通濾波器214所引入之第一單調訊號包含之同相訊號混合，其中該第一單調訊號之同相訊號值為cos(wot)；另外，本地振盪器237訊號中的正交部分-sinwLot亦透過加法器239、數位至類比轉換器232、與低通濾波器234而在乘法器236與該第一單調訊號包含之正交訊號混合，其中該第一單調訊號之正交訊號值為sin(wot)。由乘法器216或236所輸出的混合訊號經過加法器238後，會被導引至自乘法器272與類比至數位轉換器274所形成之一回授路徑而產生一第一混合訊號；該第一混合訊號到達乘法器參數決定模組290後，乘法器參數決定模組290可根據步驟606決定乘法器267與268下一步使用的乘法器參數。同理，根據步驟604，亦可輸入同相訊號值為cos(-wot)且正交訊號值為sin(-wot)之一第二單調訊號，以在自乘法器272亦產生一第二混合訊號，並交由乘法器參數決定模組290根據步驟606決定或更新乘法器267與268下一步使用之乘法器參數。
在步驟606中，乘法器參數決定模組290會將上述對應第一單調訊號所產生之混合訊號在頻率2wo出現一訊號最小值時乘法器267所使用之參數值決定為第一乘法器參數TX_X1，並將當時乘法 器268所使用之參數值決定為第二乘法器參數TX_Y1。與前述應用於接收端時的狀況類似，考慮頻率2wo出現訊號最小值時所使用之乘法器參數的原因是該第一混合訊號中在頻率2wo出現之訊號強度代表造成相對於具有頻率wo之第一單調訊號在正交部分與同相部份之間不正交的程度，而該訊號最小值即為該不正交程度最微小的特徵。在本發明之一實施例中，第二乘法器參數TX_Y1的值為該第一單調訊號在發送端210所產生之正交部分與同相部份之間的相位不匹配大小P1之正切函數的負值，亦即-tan(P1)。
同理，在步驟606中，乘法器參數決定模組290會將上述對應第二單調訊號所產生之該第二混合訊號在頻率-2wo出現一訊號最小值時乘法器267所使用之參數值決定為第三乘法器參數TX_X2，並將當時乘法器268所使用之參數值決定為第四乘法器參數TX_Y2。在本發明之一實施例中，第四乘法器參數TX_Y2的值為該第二單調訊號在發送端210所產生之正交部分與同相部份之間的相位不匹配大小P2之正切函數的負值，亦即-tan(P2)。
請參閱第12圖，其為實施步驟608時，發送端210之狀態示意圖，其中多階有限脈衝響應模組256與延遲模組258之訊號響應在實施步驟608時仍會被旁通而忽略，且在第12圖會另外連接收端220的訊號響應一併考慮，以在接收端220應用乘法器參數決定模組270決定乘法器262與264下一步使用的乘法器參數；其中此時在接收端220中，多階有限脈衝響應模組252、延遲模組254、及低 通濾波器224與244之訊號響應在實施步驟606會被旁通而忽略。
步驟608的主要目的是在接收端220找出可配合上述步驟606中發送端210所決定之各種乘法器參數且對應最弱I/Q不平衡現象的一組乘法器參數。由於在此是再次輸入具有頻率wo之該第一單調訊號於發送端210，因此位於頻率-wo的訊號是否能找到最小值，便成為此階段是否可將接收端220與頻率相關之I/Q不平衡現象壓到最小的關鍵。在找到該第一單調訊號在頻率-wo對應產生之訊號最小值後，此時乘法器參數決定模組270會將乘法器262所使用之濾波器參數決定為一第五乘法器參數RX_X1，並將此時乘法器264所使用之濾波器參數決定為一第六乘法器參數RX_Y1。在本發明之一實施例中，第六乘法器參數RX_Y1的值為該第一單調訊號在接收端220所產生之正交部分與同相部份之間的相位不匹配大小P3之正切函數的負值，亦即-tan(P3)。
步驟610、612主要是使用步驟602-608所決定之乘法器參數配合多頻訊號來進行測試，以更新一組多階有限脈衝響應時域參數，並藉由使用該組多階有限脈衝響應時域參數來補償與頻率相關及與頻率不相關的I/Q不平衡現象。請參閱第13圖，其為實施步驟610、612時，接收端220之狀態示意圖，其中第13圖另外使用了頻域最小均方模組280，以實施步驟612所述之頻域最小均方演算法。
在步驟610中，需先行決定配合多頻訊號的乘法器參數。在本 發明之一實施例中，此時乘法器267會使用一定值乘法器參數(例如1)，且乘法器268會使用第二乘法器參數TX_Y1與第四乘法器參數TX_Y2之和的一半做為所使用之第七乘法器參數，亦即(TX_Y1+TX_Y2)/2。另外，此時乘法器262會使用步驟608中所決定之第五乘法器參數RX_X1，且乘法器264此時會使用步驟608中所決定之第六乘法器參數RX_Y1。
在步驟612中，如第13圖所示，第9圖所示之本地振盪器237(為清楚標示下列訊號故省略圖示之)訊號中的同相部份Gmis ＊cos(wLot+Pt_mis)在乘法器216與一多頻訊號包含之同相部份(其訊號值為cos(w1+w2+...+wm)t，其中w1、w2、...、wm為相異之複數個頻率)混合，其中該多頻訊號包含之同相部份抵達多階有限脈衝響應模組256之輸入端的部份係當作一中間訊號ti；另外，本地振盪器237訊號中的正交部分-sinwLot亦在乘法器236與該多頻訊號包含之正交部分(其訊號值為sin(w1+w2+...+wm)t)及該多頻訊號包含之同相部份經乘法器268處理後產生的訊號混合，而在加法器238之輸出端產生一中間混合訊號。該中間混合訊號在到達接收端220後，與第4圖所示之本地振盪器227(為清楚標示下列訊號故省略圖示之)訊號中的正交部分-sinwLot混合並經過增益放大器246及類比至數位轉換器248的處理而在頻域最小均方模組280之一輸入端產生了正交時域訊號yq。另外，該中間混合訊號在到與本地振盪器227訊號中的同相部分Gr_mis ＊cos(wLot+Pr_mis)混合並經過增益放大器226、類比至數位轉換器228、與乘法器262的處理，再與經過乘法器264 處理的正交時域訊號yq在加法器265混合，而在頻域最小均方模組280之一輸入端產生了同相時域訊號yi。
請參閱第14圖，其為根據本發明之一實施例使用第8圖所示之頻域最小均方模組280來實施步驟612所示之頻域最小均方演算法的功能方塊示意圖。如第14圖所示，頻域最小均方模組280在實施步驟612時與實施步驟512的主要相異處是在多點傅立葉轉換模組340的輸入端改採用上述提及之中間訊號ti。請注意，在此所解釋頻域最小均方模組280對各時域訊號所做的處理，亦是在對各時域訊號進行N次取樣的假設下進行。
在第14圖中，頻域最小均方模組280的運作方式係以處理了單一多頻訊號的方式來解釋。頻域最小均方模組280需要根據一組共N個多階有限脈衝響應模組256所使用之第一多階有限脈衝響應參數f(1：N)、N個同相時域訊號yi(1：N)、N個正交時域訊號yq(1：N)、及N個中間訊號ti(-td：-td+N-1)來產生一組共N個之第二多階有限脈衝響應參數ff(1：N)，並將該組第二多階有限脈衝響應參數ff(1：N)回傳至多階有限脈衝響應模組256進行更新，以在之後處理其他類型訊號時，用來輔助降低該些訊號中夾帶的I/Q不平衡現象。其中td係為上述於加法器238之輸出端所產生之混合訊號由發送端210被發送到接收端220時所產生之時間延遲。其中N個同相時域訊號yi(1：N)、N個正交時域訊號yq(1：N)、及N個中間訊號ti(-td：-td+N-1)即為在發送端210與接收端220進行N次取樣的結果。
在第14圖所示之處理方式中，產生誤差頻域訊號ERR(1)、ERR(2)、...、ERR(N)的方式與第8圖所示相同，故不再重複贅述。N個中間訊號ti(-td：-td+N-1)會被多點快速傅立葉轉換模組340轉換為N個中間頻域訊號TI(1)、TI(2)、...、TI(N)，且N個中間頻域訊號TI(1)、TI(2)、...、TI(N)接著會被共軛複數模組360取共軛複數，因而產生N個中間頻域共軛複數訊號TI*(1)、TI*(2)、...、TI*(N)。
接著，需要根據上述之N個誤差頻域訊號ERR(1)、ERR(2)、...、ERR(N)、N個中間頻域共軛複數訊號TI*(1)、TI*(2)、...、TI*(N)、以及步進值b，將N個第一多階有限脈衝響應頻域參數F(1)、F(2)、...、F(N)調整為N個第二多階有限脈衝響應頻域參數FF(1)、FF(2)、...、FF(N)。產生N個第二多階有限脈衝響應頻域參數FF(1)、FF(2)、...、FF(N)的規則如下：F(K) t+1=F(K) t +b˙ERR(K)˙TI *(K) (4)公式(4)中所定義的變數與公式(3)之定義大致相同，故重複的部份不再贅述。
最後，多點反向快速傅立葉轉換模組350會將N個第二多階有限脈衝響應頻域參數FF(1)、FF(2)、...、FF(N)由頻域轉換回時域，以產生N個第二多階有限脈衝響應時域參數ff(1：N)。N個第二多階有限脈衝響應時域參數ff(1：N)之後會被頻域最小均方模組280回傳至多階有限脈衝模組256，以替代原先使用的該組第一多階有限脈 衝響應時域參數f(1：N)。多階有限脈衝模組256使用該組第二多階有限脈衝響應時域參數ff(1：N)時，可較使用該組第一多階有限脈衝響應時域參數f(1：N)時更能有效降低所處理訊號中夾帶的I/Q不平衡現象。
本發明揭露一種用於無線通訊系統中發送端與接收端進行補償，以降低無線訊號因為受到無線通訊系統中本地振盪器或類比元件不相互匹配的影響，造成無線訊號中正交部份與同相部份不正交而產生的訊號不平衡現象(I/Q不平衡現象)所引起的雜訊。
以上所述僅為本發明之實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
110、210‧‧‧發送端
120、220‧‧‧接收端
112、132、212、232‧‧‧數位至類比轉換器
114、134、124、144、224、244、214、234‧‧‧低通濾波器
116、136、122、142、222、242、216、236、330_1、330_2、330_N、360_1、360_2、360_N、262、264、267、268‧‧‧乘法器
117、127、227、237‧‧‧本地振盪器
115、118、218‧‧‧天線
119、219‧‧‧功率放大器
126、146、226、246‧‧‧增益控制器
138、266、238、239、265、320_1、320_2、320_N、310_1、310_2、310_N‧‧‧加法器
149、249‧‧‧低雜訊放大器
128、148、228、248、274‧‧‧類比至數位轉換器
252、256‧‧‧多階有限脈衝響應模組
254、258‧‧‧延遲模組
270、290‧‧‧乘法器參數決定模組
280‧‧‧頻域最小均方模組
272‧‧‧自乘法器
310、320、330、340‧‧‧多點快速傅立葉轉換模組
350‧‧‧多點反向快速傅立葉轉換模組
360‧‧‧共軛複數模組
502、504、506、508、510、512、602、604、606、608、610、612‧‧‧步驟
第1圖與第2圖圖示一般通訊系統包含之發送端與接收端。
第3圖為在第1圖所示之發送端與第2圖所示之接收端中所產生I/Q不平衡的概略示意圖。
第4圖為本發明用來實施降低I/Q不平衡之方法之接收端的功能方塊示意圖。
第5圖為本發明所揭露在接收端降低I/Q不平衡之方法的簡略流程圖。
第6圖、第7圖為實施第5圖所示步驟時，第4圖所示之接收端的狀態示意圖。
第8圖為實施第5圖所示之頻域最小均方演算法時，所使用之頻域最小均方模組的功能方塊示意圖。
第9圖為本發明用來實施降低I/Q不平衡之方法之發送端的功能方塊示意圖。
第10圖為本發明所揭露在發送端降低I/Q不平衡之方法的簡略流程圖。
第11圖、第12圖、第13圖為實施第10圖所示步驟時，第9圖所示之接收端或第4圖所示之接收端的狀態示意圖。
第14圖為實施第10圖所示之頻域最小均方演算法時，所使用之頻域最小均方模組的功能方塊示意圖。
502、504、506、508、510、512‧‧‧步驟

Claims (14)

  1. 一種降低無線通訊系統中接收端之訊號不平衡的方法，包含：輸入一第一單調訊號及一第二單調訊號於該無線通訊系統的接收端，該第一單調訊號具有一第一頻率，該第二單調訊號具有一第二頻率，該第一頻率與一本地端振盪頻率的差相等於該本地端振盪頻率與該第二頻率的差，且該第一頻率高於該第二頻率；根據該第一單調訊號在一第三頻率對應產生之一第一訊號最小值，決定一第一乘法器參數與一第二乘法器參數，其中該第三頻率係為該第一頻率與該本地端振盪頻率之間差值的負值；根據該第二單調訊號在一第四頻率對應產生之一第二訊號最小值，決定一第三乘法器參數與一第四乘法器參數，其中該第四頻率係為該第三頻率之負值；根據該第二乘法器參數與該第四乘法器參數，決定一第五乘法器參數；於該無線通訊系統的接收端接收一多頻訊號(Multi-tone Signal)；及使用該第五乘法器參數與一定值乘法器參數，根據該多頻訊號實施一頻域最小均方演算法(Frequency-domain Least Mean Square Algorithm)，以將一組第一多階有限脈衝響應時域參數更新為一組第二多階有限脈衝響應時域參數。
  2. 如請求項1所述之方法，其中該第二乘法器參數係為該第一單調訊號在該接收端所產生之一第一正交部分與一第一同相部分之間相位不匹配大小之正切函數(Tangent)的負值，且該第四乘法器參數係為該第二單調訊號在該接收端所產生之一第二正交部分與一第二同相部分之間相位不匹配大小之正切函數的負值。
  3. 如請求項1所述之方法，其中根據該第二乘法器參數與該第四乘法器參數，決定該第五乘法器參數包含：決定該第五乘法器參數為該第二乘法器參數與該第四乘法器參數之和的一半。
  4. 如請求項1所述之方法，其中使用該第五乘法器參數與該定值乘法器參數，根據該多頻訊號實施一頻域最小均方演算法，以將一組第一多階有限脈衝響應時域參數更新為一組第二多階有限脈衝響應時域參數包含：將該多頻訊號所包含之同相部份經過該接收端所包含之一第一低通濾波器、一第一增益控制器、與一第一類比至數位轉換器處理，以取樣方式產生複數個第一中間訊號；將該多頻訊號所包含之同相部份經過該接收端所包含之一第二低通濾波器、一第二增益控制器、與一第二類比至數位轉換器處理，以取樣方式產生複數個第二中間訊號；將該複數個第一中間訊號經過該接收端包含之一多階有限脈衝 響應模組(L-order Finite Impulse Response Module)與該定值乘法器參數處理，以取樣方式產生複數個第三中間訊號；將該複數個第二中間訊號經過該接收端包含之一延遲響應模組(Delay Response Module)處理，並以取樣方式產生複數個正交時域訊號；將該複數個第三中間訊號與該複數個正交時域訊號經過該第五乘法器參數所處理之結果相加，以產生複數個同相時域訊號；及根據該組第一多階有限脈衝響應時域參數、該複數個正交時域訊號、該複數個同相時域訊號、以及該複數個第一中間訊號，實施該頻域最小均方演算法，以將該組第一多階有限脈衝響應時域參數更新為該組第二多階有限脈衝響應時域參數。
  5. 如請求項4所述之方法，其中根據該組第一多階有限脈衝響應時域參數、該複數個正交時域訊號、該複數個同相時域訊號、以及該複數個第一中間訊號，實施該頻域最小均方演算法，以將該組第一多階有限脈衝響應時域參數更新為該組第二多階有限脈衝響應時域參數包含：對該組第一多階有限脈衝響應時域參數進行多點快速傅立葉轉換(N-point Fast Fourier Transform)，以產生複數個第一多階有限脈衝響應頻域參數；對該複數個同相時域訊號進行多點快速傅立葉轉換，以產生複數個同相頻域訊號； 對該複數個正交時域訊號進行多點快速傅立葉轉換，以產生複數個正交頻域訊號；對該複數個第一中間訊號進行多點快速傅立葉轉換，以產生複數個中間頻域訊號；根據該複數個正交頻域訊號與該複數個同相頻域訊號，產生複數個誤差頻域訊號；根據該複數個第一多階有限脈衝響應頻域參數、一步進值、該複數個誤差頻域訊號、以及該複數個中間頻域訊號，產生複數個第二多階有限脈衝響應頻域參數；及對該複數個第二多階有限脈衝響應頻域參數進行反向快速傅立葉轉換(Inverse Fast Fourier Transform)，以產生該組第二多階有限脈衝響應時域參數。
  6. 如請求項5所述之方法，其中根據該複數個正交頻域訊號與該複數個同相頻域訊號，產生該複數個誤差頻域訊號包含：根據ERR(K)=YQ(K)˙j-YI(k),0 K<N/2與ERR(K)=YQ(K)˙(-j)-YI(k),N/2+1 K<N-1，產生該複數個誤差頻域訊號；其中該複數個正交頻域訊號、該複數個同相頻域訊號、該複數個誤差頻域訊號之個數皆為一正整數N，變數K係為代表1至正整數N的變數，ERR(K)代表該複數個誤差頻域訊號，YQ(K)代表該複數個正交頻域訊號，且YI(K)代表該複數個同相頻 域訊號。
  7. 如請求項5所述之方法，其中根據該複數個第一多階有限脈衝響應頻域參數、一步進值、該複數個誤差頻域訊號、以及該複數個中間頻域訊號，產生複數個第二多階有限脈衝響應頻域參數包含：根據F(K) t+1=F(K) t +b˙ERR(K)˙RI *(K)，產生該複數個第二多階有限脈衝響應頻域參數；其中該複數個第一多階有限脈衝響應頻域參數、該複數個誤差頻域訊號、該複數個中間頻域訊號、以及該複數個第二多階有限脈衝響應頻域參數之個數皆為一正整數N，變數K係為代表1至正整數N的變數，ERR(K)代表該複數個誤差頻域訊號，RI*(K)代表該複數個中間頻域訊號之共軛複數(Conjugate Complex)，b代表該步進值，F(K)t代表該第一多階有限脈衝響應頻域參數，且F(K)t+1代表該第二多階有限脈衝響應頻域參數。
  8. 一種降低無線通訊系統中發送端之訊號不平衡的方法，包含：輸入一第一單調訊號及一第二單調訊號於該無線通訊系統之一發送端，該第一單調訊號具有一第一頻率，該第二單調訊號具有一第二頻率，該第一頻率與第二頻率的和為零，且該第一頻率高於該第二頻率；將該第一單調訊號輸入於該發送端包含之一自乘法器 (Self-mixer)，以產生一第一混合訊號，並將該第二單調訊號輸入於該自乘法器，以產生一第二混合訊號；根據該第一混合訊號中位於一第三頻率之一第一訊號最小值，決定對應於該第一訊號最小值之一第一乘法器參數與一第二乘法器參數，並根據該第二混合訊號中位於一第四頻率之一第二訊號最小值，決定對應於該第二訊號最小值之一第三乘法器參數與一第四乘法器參數，其中該第三頻率係為該第一頻率之二倍，且該第四頻率係為該第二頻率之二倍；再次輸入該第一單調訊號於該發送端，並在該發送端使用該第一乘法器參數與該第二乘法器參數處理該第一單調訊號，以在該無線通訊系統之一接收端找出位於一第五頻率之一第三訊號最小值，並決定對應於該第三訊號最小值之一第五乘法器參數與一第六乘法器參數，其中該第五頻率之值係為該第四頻率的一半；該發送端使用一定值乘法器參數與一第七乘法器參數，且該接收端使用該第五乘法器參數與該第六乘法器參數，其中該第七乘法器參數係為該第二乘法器參數與該第四乘法器之和的一半；及於該發送端輸入一多頻訊號，並根據該多頻訊號實施一頻域最小均方演算法，以將複數個第一多階有限脈衝時域參數更新為複數個第二多階有限脈衝時域參數。
  9. 如請求項8所述之方法，其中該第二乘法器參數係為該第一單調訊號在該發送端所產生之一第一正交部分與一第一同相部分之間相位不匹配大小之正切函數的負值，該第四乘法器參數係為該第二單調訊號在該發送端所產生之一第二正交部分與一第二同相部分之間相位不匹配大小之正切函數的負值，該第六乘法器參數係為再次輸入該第一單調訊號時在該接收端所產生之一第三正交部分與一第三同相部分之間相位不匹配大小之正切函數的負值。
  10. 如請求項8所述之方法，另包含：在再次輸入該第一單調訊號於該發送端，或在該發送端使用該定值乘法器參數與該第七乘法器參數時，旁通(Bypass)該接收端所包含之至少一個低通濾波器。
  11. 如請求項8所述之方法，其中於該發送端輸入該多頻訊號，並根據該多頻訊號實施該頻域最小均方演算法，以將該複數個第一多階有限脈衝時域參數更新為該複數個第二多階有限脈衝時域參數包含：該發送端使用該定值乘法器參數處理該第一多頻訊號所包含之同相部份並進行取樣，以產生複數個第一中間訊號；該發送端使用該第七乘法器參數處理該多頻訊號所包含之同相部份並加上該多頻訊號所包含之正交部分並進行取樣，以產生複數個第二中間訊號； 該接收端對應該第一中間訊號與該第二中間訊號並進行取樣，而產生複數個中間同相訊號與複數個正交時域訊號；該接收端使用該第五乘法器參數處理該中間同相訊號，使用該第六乘法器參數處理該正交時域訊號，並將兩者處理之結果相加並進行取樣，以產生複數個同相時域訊號；根據該複數個第一多階有限脈衝時域參數、該複數個第一中間訊號、該複數個同相時域訊號、以及該複數個正交時域訊號，實施該頻域最小均方演算法，以將該複數個第一多階有限脈衝時域參數更新為該複數個第二多階有限脈衝時域參數。
  12. 如請求項11所述之方法，其中根據該複數個第一多階有限脈衝時域參數、該複數個第一中間訊號、該複數個同相時域訊號、以及該複數個正交時域訊號，實施該頻域最小均方演算法，以將該複數個第一多階有限脈衝時域參數更新為該複數個第二多階有限脈衝時域參數包含：對該複數個第一多階有限脈衝時域參數進行多點快速傅立葉轉換，以產生複數個第一多階有限脈衝頻域參數；對該複數個第一中間訊號進行多點快速傅立葉轉換，以產生複數個第一中間頻域訊號；對該複數個同相時域訊號進行多點快速傅立葉轉換，以產生複數個同相頻域訊號；對該複數個正交時域訊號進行多點快速傅立葉轉換，以產生複數個正交頻域訊號； 根據該複數個正交頻域訊號與該複數個同相頻域訊號，產生複數個誤差頻域訊號；根據該複數個第一多階有限脈衝頻域參數、一步進值、該複數個誤差頻域訊號、以及該複數個第一中間頻域訊號，產生複數個第二多階有限脈衝頻域參數；及對該複數個第二多階有限脈衝頻域參數進行反向快速傅立葉轉換，以產生該複數個第二多階有限脈衝時域參數。
  13. 如請求項12所述之方法，其中根據該複數個正交頻域訊號與該複數個同相頻域訊號，產生複數個誤差頻域訊號包含：根據ERR(K)=YQ(K)˙j-YI(k),0 K<N/2與ERR(K)=YQ(K)˙(-j)-YI(k),N/2+1 K<N-1，產生該複數個誤差頻域訊號；其中該複數個正交頻域訊號、該複數個同相頻域訊號、該複數個誤差頻域訊號之個數皆為一正整數N，變數K係為代表1至正整數N的變數，ERR(K)代表該複數個誤差頻域訊號，YQ(K)代表該複數個正交頻域訊號，且YI(K)代表該複數個同相頻域訊號。
  14. 如請求項12所述之方法，其中根據該複數個第一多階有限脈衝頻域參數、該步進值、該複數個誤差頻域訊號、以及該複數個第一中間頻域訊號，產生該複數個第二多階有限脈衝頻域參數包 含：根據F(K) t+1=F(K) t +b˙ERR(K)˙TI *(K)，產生該複數個第二多階有限脈衝頻域參數；其中該複數個第一多階有限脈衝頻域參數、該複數個誤差頻域訊號、該複數個第一中間頻域訊號、以及該複數個第二多階有限脈衝頻域參數之個數皆為一正整數N，變數K係為代表1至正整數N的變數，ERR(K)代表該複數個誤差頻域訊號，TI*(K)代表該複數個第一中間頻域訊號之共軛複數，b代表該步進值，F(K)t代表該第一多階有限脈衝頻域參數或該第二多階有限脈衝頻域參數之一前拍值(Front Tap)，且F(K)t+1代表該第一多階有限脈衝頻域參數或該第二多階有限脈衝頻域參數之一後拍值(Rear Tap)。
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