TW201339791A - 功率因數校正電路 - Google Patents
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Abstract
一種功率因數校正電路，其包括交流電源、第一橋臂和第二橋臂。第一橋臂包括彼此串聯的第一和第二開關。第一開關的第二端與第二開關的第一端相連接並且藉由第一電感元件耦接至交流電源的第一端。該第二橋臂包括彼此串聯的第三和第四開關。第三開關的第二端與第四開關的第一端、交流電源的第二端相連接。第三和第四開關均通過與交流電源工作頻率相一致的控制信號進行開關動作。第三和第四開關各自的導通阻抗小於第一或第二開關的導通阻抗。
Description
本發明係有關於電源適配器的電路設計技術領域，特別係有關於該電源適配器在低壓輸入、滿載輸出時能夠提高工作效率的功率因數校正電路。
當前，電源適配器作為電子產品的供電設備，已廣泛應用於軍工、科研、工控、通訊、電力、LED照明、儀器儀錶等諸多領域。隨著電源適配器的不斷改進，其在低壓輸入、滿載輸出情形下的工作效率日益受到重視。然而，在電源適配器高頻化的大趨勢下，功率器件的開關損耗會隨著頻率的增加而增大，如此一來，如何保證此時的工作效率並不因開關損耗的增大而降低，是電源適配器相關領域中的一個重要研發方向。
現有技術中，一種常見的解決方式是在於，採用無橋功率因數校正（Power Factor Correction，PFC）拓撲電路來提高適配器的效率，但是這些拓撲電路往往會產生較大的共模噪音。此外，還可採用圖騰柱無橋PFC拓撲電路，將輸出電容箝位至輸入電壓以改善共模噪音。然而，該拓撲採用兩個串聯的慢速恢復二極體，在適配器工作過程中，始終會有電流流過兩個慢速恢復二極體中的一個，加之低壓輸入、滿載輸出時的電流數值較大，這將導致慢速恢復二極體的導通損耗在整個PFC拓撲中仍然佔據較大比重，因而限制了適配器效率進一步的提高。
有鑑於此，如何設計一種新型的功率因數校正電路，以便在提高適配器效率的同時，還可適當降低電路中的導通損耗，是業內相關技術人員亟待解決的一項課題。
現有技術中，一種常見的解決方式是在於，採用無橋功率因數校正（Power Factor Correction，PFC）拓撲電路來提高適配器的效率，但是這些拓撲電路往往會產生較大的共模噪音。此外，還可採用圖騰柱無橋PFC拓撲電路，將輸出電容箝位至輸入電壓以改善共模噪音。然而，該拓撲採用兩個串聯的慢速恢復二極體，在適配器工作過程中，始終會有電流流過兩個慢速恢復二極體中的一個，加之低壓輸入、滿載輸出時的電流數值較大，這將導致慢速恢復二極體的導通損耗在整個PFC拓撲中仍然佔據較大比重，因而限制了適配器效率進一步的提高。
有鑑於此，如何設計一種新型的功率因數校正電路，以便在提高適配器效率的同時，還可適當降低電路中的導通損耗，是業內相關技術人員亟待解決的一項課題。
針對現有技術中的功率因數校正電路在使用時所存在的上述缺陷，本揭示內容提供了一種新穎的功率因數校正電路。
本揭示內容之一態樣係在於提供一種功率因數校正電路。該功率因數校正電路包括一交流電源、一第一橋臂和一第二橋臂。該交流電源具有一第一端和一第二端。該第一橋臂包括彼此串聯的一第一開關和一第二開關。該第一開關的第二端與該第二開關的第一端相連接且藉由一第一電感元件耦接至該交流電源的第一端。該第二橋臂與該第一橋臂並聯連接，包括彼此串聯的一第三開關和一第四開關。該第三開關的第二端與該第四開關的第一端、該交流電源的第二端相連接。其中，該第三開關和該第四開關均通過與該交流電源工作頻率相一致的控制信號進行開關動作。該第三開關和該第四開關各自的導通阻抗小於該第一開關或該第二開關的導通阻抗。
該功率因數校正電路還包括一第三橋臂，與該第一橋臂以及該第二橋臂並聯連接。該第三橋臂包括彼此串聯的一第五開關和一第六開關。該第五開關的第二端與該第六開關的第一端相連接且藉由一第二電感元件耦接至該交流電源的第一端。該第一橋臂中的第一開關與該第三橋臂中的第五開關交錯工作。
該第三開關和該第四開關各自的導通阻抗等於該第一開關或該第二開關的導通阻抗的二分之一。
該功率因數校正電路還包括彼此串聯的一第一浪湧二極體和一第二浪湧二極體。該第一浪湧二極體的陰極連接至該第三開關的第一端。該第二浪湧二極體的陽極連接至該第四開關的第二端。該第一浪湧二極體的陽極與該第二浪湧二極體的陰極、該交流電源的第二端相連接。第一浪湧二極體和第二浪湧二極體均為慢速恢復二極體。
在一實施例中，當流經該第三開關的電流小於一預設閾值時，該第一浪湧二極體處於關斷狀態。在另一實施例中，當流經該第三開關的電流大於該預設閾值時，該第一浪湧二極體處於導通狀態，流經該第三開關和該第一浪湧二極體的電流根據各自的導通阻抗進行分配。
該功率因數校正電路還包括彼此串聯的一第三浪湧二極體和一第四浪湧二極體。該第三浪湧二極體的陰極連接至該第一開關的第一端。該第四浪湧二極體的陽極連接至該第二開關的第二端。該第三浪湧二極體的陽極與該第四浪湧二極體的陰極、該交流電源的第一端相連接。
該功率因數校正電路還包括彼此串聯的一第一浪湧二極體和一第二浪湧二極體，以及彼此串聯的一第三浪湧二極體和一第四浪湧二極體。該第一浪湧二極體的陽極與該第二浪湧二極體的陰極、該交流電源的第二端相連接。該第三浪湧二極體的陽極與該第四浪湧二極體的陰極、該交流電源的第一端相連接。
該功率因數校正電路還包括一箝位電容。其一端連接至該第二橋臂中的第三開關的第一端，其另一端連接至該第二橋臂中的第四開關的第二端。當該交流電源的第一端與第二端之間為正向電壓時，該浪湧電流依次經由該第三浪湧二極體、該箝位電容和該第二浪湧二極體形成釋放回路。當該交流電源的第一端與第二端之間為負向電壓時，該浪湧電流依次經由該第一浪湧二極體、該箝位電容和該第四浪湧二極體形成釋放回路。
在一實施例中，第一開關和第二開關為寬禁帶半導體型器件。例如，該寬禁帶半導體型器件由碳化矽或氮化鎵材料製成。
採用本發明的功率因數校正電路，在第二橋臂上設置彼此串聯的兩個開關，使它們的控制信號的頻率與交流電源的工作頻率相一致，並且各自的導通阻抗小於第一橋臂上的開關的導通阻抗，因而能夠降低開關的導通損耗，提高電路的工作效率。此外，該PFC電路還可設置彼此串聯的兩個浪湧二極體，以便在打雷擊或電路啟動時對電路中的開關進行浪湧保護。
本揭示內容之一態樣係在於提供一種功率因數校正電路。該功率因數校正電路包括一交流電源、一第一橋臂和一第二橋臂。該交流電源具有一第一端和一第二端。該第一橋臂包括彼此串聯的一第一開關和一第二開關。該第一開關的第二端與該第二開關的第一端相連接且藉由一第一電感元件耦接至該交流電源的第一端。該第二橋臂與該第一橋臂並聯連接，包括彼此串聯的一第三開關和一第四開關。該第三開關的第二端與該第四開關的第一端、該交流電源的第二端相連接。其中，該第三開關和該第四開關均通過與該交流電源工作頻率相一致的控制信號進行開關動作。該第三開關和該第四開關各自的導通阻抗小於該第一開關或該第二開關的導通阻抗。
該功率因數校正電路還包括一第三橋臂，與該第一橋臂以及該第二橋臂並聯連接。該第三橋臂包括彼此串聯的一第五開關和一第六開關。該第五開關的第二端與該第六開關的第一端相連接且藉由一第二電感元件耦接至該交流電源的第一端。該第一橋臂中的第一開關與該第三橋臂中的第五開關交錯工作。
該第三開關和該第四開關各自的導通阻抗等於該第一開關或該第二開關的導通阻抗的二分之一。
該功率因數校正電路還包括彼此串聯的一第一浪湧二極體和一第二浪湧二極體。該第一浪湧二極體的陰極連接至該第三開關的第一端。該第二浪湧二極體的陽極連接至該第四開關的第二端。該第一浪湧二極體的陽極與該第二浪湧二極體的陰極、該交流電源的第二端相連接。第一浪湧二極體和第二浪湧二極體均為慢速恢復二極體。
在一實施例中，當流經該第三開關的電流小於一預設閾值時，該第一浪湧二極體處於關斷狀態。在另一實施例中，當流經該第三開關的電流大於該預設閾值時，該第一浪湧二極體處於導通狀態，流經該第三開關和該第一浪湧二極體的電流根據各自的導通阻抗進行分配。
該功率因數校正電路還包括彼此串聯的一第三浪湧二極體和一第四浪湧二極體。該第三浪湧二極體的陰極連接至該第一開關的第一端。該第四浪湧二極體的陽極連接至該第二開關的第二端。該第三浪湧二極體的陽極與該第四浪湧二極體的陰極、該交流電源的第一端相連接。
該功率因數校正電路還包括彼此串聯的一第一浪湧二極體和一第二浪湧二極體，以及彼此串聯的一第三浪湧二極體和一第四浪湧二極體。該第一浪湧二極體的陽極與該第二浪湧二極體的陰極、該交流電源的第二端相連接。該第三浪湧二極體的陽極與該第四浪湧二極體的陰極、該交流電源的第一端相連接。
該功率因數校正電路還包括一箝位電容。其一端連接至該第二橋臂中的第三開關的第一端，其另一端連接至該第二橋臂中的第四開關的第二端。當該交流電源的第一端與第二端之間為正向電壓時，該浪湧電流依次經由該第三浪湧二極體、該箝位電容和該第二浪湧二極體形成釋放回路。當該交流電源的第一端與第二端之間為負向電壓時，該浪湧電流依次經由該第一浪湧二極體、該箝位電容和該第四浪湧二極體形成釋放回路。
在一實施例中，第一開關和第二開關為寬禁帶半導體型器件。例如，該寬禁帶半導體型器件由碳化矽或氮化鎵材料製成。
採用本發明的功率因數校正電路，在第二橋臂上設置彼此串聯的兩個開關，使它們的控制信號的頻率與交流電源的工作頻率相一致，並且各自的導通阻抗小於第一橋臂上的開關的導通阻抗，因而能夠降低開關的導通損耗，提高電路的工作效率。此外，該PFC電路還可設置彼此串聯的兩個浪湧二極體，以便在打雷擊或電路啟動時對電路中的開關進行浪湧保護。
為了使本申請所揭示之技術內容更加詳盡與完備，可參照附圖以及本發明之下述各種具體實施例，附圖中相同之標記代表相同或相似之組件。然而，本領域的普通技術人員應當理解，下文中所提供的實施例並非用來限制本發明所涵蓋之範圍。此外，附圖僅僅用於示意性地加以說明，未依照其原尺寸進行繪製。
下面參照附圖，對本發明各個方面的具體實施方式作進一步的詳細描述。
第1圖係繪示習知技術中的無橋功率因數校正（Power Factor Correction，PFC）電路結構示意圖。參照第1圖，在該無橋PFC拓撲電路中，S1和S2為傳統的開關，諸如MOSFET，BD1和BD2分別為開關S1和S2各自的體二極體。D1和D2為慢速恢復二極體。
IN1和IN2為交流電源的兩個端子，當IN1與IN2之間為正向電壓時（即，交流電源電壓波形的正半周），電感L、開關S2和體二極體BD1形成一個boost電路。類似地，當IN1與IN2之間為負向電壓時（即，交流電源電壓波形的負半周），電感L、開關S1和體二極體BD2形成一個boost電路。與此同時，慢速恢復二極體D2在上述電壓波形的正半週期間處於導通狀態，為電流提供通路，並將電容C的一端箝位至中線。對應地，慢速恢復二極體D1在上述電壓波形的負半週期間處於導通狀態，為電流提供通路，並將電容C的另一端箝位至中線。
由上述可知，無論在交流電源電壓波形的正半周還是負半周，慢速恢復二極體D1和D2中必然有一個始終處於導通狀態，例如，D1在電壓波形的負半周持續保持導通，D2在電壓波形的正半周持續保持導通，因而，導通損耗的比重較大。此外，由於無橋PFC電路在低壓輸入、滿載輸出時流經D1或D2的電流數值較大，這勢必會加大慢速恢復二極體D1和D2的導通損耗，進而限制了電路效率的提高。
第2圖係繪示本發明的一具體實施方式的功率因數校正（Power Factor Correction，PFC）電路原理圖。參照第2圖，該PFC電路包括一交流電源、一第一橋臂21和一第二橋臂22。其中，交流電源具有一第一端IN1和一第二端IN2，當交流電源的電壓波形處於正半週期時，IN1與IN2之間為正向電壓；當交流電源的電壓波形處於負半週期時，IN1與IN2之間為負向電壓。
第一橋臂21包括彼此串聯的開關S1和開關S2，每一開關均包括一第一端（漏極或源極）、一第二端（源極或漏極）、一控制端和一體二極體。開關S1的第二端與開關S2的第一端相連接，並且開關S1的第二端藉由一電感元件L耦接至交流電源的第一端IN1。較佳地，開關S1和開關S2選用同一型號的開關。在一些實施例中，開關S1和開關S2為寬禁帶半導體型器件。例如，該寬禁帶半導體型器件由碳化矽（SiC）或氮化鎵（GaN）材料製成。又如，該寬禁帶半導體型器件為由碳化矽或氮化鎵材料製成之外的其他適用的寬禁帶半導體型器件。
第二橋臂22與第一橋臂並聯連接。該第二橋臂22包括彼此串聯的開關S3和開關S4，諸如MOSFET，每一開關均包括一第一端（漏極或源極）、一第二端（源極或漏極）、一控制端和一體二極體。開關S3的第二端與開關S4的第一端相連接，並且開關S3的第二端與交流電源的第二端IN2相連接。需要特別指出的是，在本發明的PFC電路中，開關S3和開關S4均通過與交流電源工作頻率相一致的控制信號（如，載入於S3和S4各自控制端的驅動信號）進行開關動作，並且開關S3和開關S4各自的導通阻抗小於開關S1或開關S2的導通阻抗。較佳地，開關S3和開關S4各自的導通阻抗等於開關S1或開關S2的導通阻抗的二分之一。
在一具體實施例中，該PFC電路還包括彼此串聯的浪湧二極體D3和D4。其中，浪湧二極體D3的陰極連接至開關S1的第一端，浪湧二極體D4的陽極連接至開關S2的第二端，浪湧二極體D3的陽極與浪湧二極體D4的陰極、交流電源的第一端IN1相連接。當遭遇雷擊或電路啟動時，浪湧電流可藉由浪湧二極體D3或D4對電路中的開關進行浪湧保護。
將第2圖與第1圖進行對比，本發明的開關S3和S4以交流電源電壓的工頻頻率（頻率為50Hz至60Hz左右）動作，本領域的技術人員應當理解，開關的導通阻抗和開關特性（包括寄生電容和驅動電荷）成反比，導通阻抗越大，寄生電容和驅動電荷越小；導通阻抗越小，寄生電容和驅動電荷越大。由於開關S3和S4的工作頻率很低，此時，與頻率成正比的開關損耗和驅動損耗很小，可忽略不計，為了提高電路在低壓輸入、滿載輸出時的效率，就必須使開關S3和S4的導通損耗盡可能的小，相應地，開關S3和S4應選擇導通阻抗較小的開關。
應當指出，開關的導通阻抗和反向恢復特性具有互補特性。也就是說，開關的導通阻抗與反向恢復特性成反比。例如，導通阻抗越大，表徵反向恢復特性的寄生電容和驅動電荷越小；導通阻抗越小，表徵反向恢復特性的寄生電容和驅動電荷越大。在開關的一些應用場景下，其開關頻率往往較高，與開關頻率成正比的開關損耗和驅動損耗佔據一定比重，而且導通損耗也佔據一定比重，此時應當綜合導通損耗和開關損耗加以權衡。以第二橋臂中的開關S3和S4為例，開關 S3和S4的開關頻率很低，因而與頻率成正比的開關損耗和驅動損耗很小，與此同時，開關S3和S4的導通損耗比開關損耗大很多，因此，在本發明的功率因數校正電路中，應儘量選擇導通阻抗較小的開關S3和S4，以降低其對應的導通損耗，進而提高電路在低壓輸入、滿載輸出時的效率。
第3圖係繪示第2圖中之PFC電路的一較佳實施例的結構示意圖。參照第3圖，PFC電路的該實施例中，還包括彼此串聯的浪湧二極體D1和D2。其中，浪湧二極體D1的陰極連接至開關S3的第一端，浪湧二極體D2的陽極連接至開關S4的第二端，浪湧二極體D1的陽極與浪湧二極體D2的陰極相連接，以及浪湧二極體D1的陽極（或浪湧二極體D2的陰極）與交流電源的第二端IN2相連接。較佳地，浪湧二極體D1和D2均為慢速恢復二極體。
在一具體實施例中，當流經開關S3的電流小於一預設閾值時，浪湧二極體D1處於關斷狀態。當流經開關S3的電流大於該預設閾值時，浪湧二極體D1處於導通狀態，流經開關S3和浪湧二極體D1的電流根據各自的導通阻抗進行分配。
在一具體實施例中，該PFC電路還可同時包括上述浪湧二極體D1、D2、D3和D4，其中，D1和D2彼此串聯，D1的陽極與D2的陰極、交流電源的第二端IN2相連接；D3和D4彼此串聯，D3的陽極與D4的陰極、交流電源的第一端IN1相連接。當遭遇雷擊或電路啟動時，浪湧電流可藉由浪湧二極體D3和D2的組合、或D4和D1的組合對電路中的開關進行浪湧保護。較佳地，該PFC電路還包括一箝位電容C，其一端連接至第二橋臂22中的開關S3的第一端，其另一端連接至第二橋臂22中的開關S4的第二端，以便將該第二橋臂22的一端箝位至中線。
本領域的技術人員應當理解，在其它的一些實施例中，若開關S3和開關S4各自的體二極體BD3和BD4能夠承受浪湧電流，則本發明的PFC電路亦可藉由浪湧二極體D3和體二極體BD4的組合、或浪湧二極體D4和體二極體BD3的組合對電路中的開關進行浪湧保護。
第4圖係繪示第3圖之PFC電路在交流電源為正向電壓時的浪湧電流釋放路徑示意圖。
參照第4圖，當交流電源的第一端IN1與第二端IN2之間為正向電壓時，雷擊或電路啟動時所形成的浪湧電流依次經由浪湧二極體D3、箝位電容C和浪湧二極體D2形成釋放回路。需要指出的是，當電流較大的浪湧電流形成時，雖然慢速恢復開關S4與浪湧二極體D2並聯連接，但是慢速恢復開關S4的正向導通電壓（導通損耗）大於浪湧二極體D2的正向導通電壓，致使流經浪湧二極體D2的電流比例隨著電流的增大而逐漸增加，因此浪湧電流經過浪湧二極體D2流回交流電源的第二端IN2。
第5圖係繪示第3圖之PFC電路在交流電源為負向電壓時的浪湧電流釋放路徑示意圖。
參照第5圖，當交流電源的第一端IN1與第二端IN2之間為負向電壓時，雷擊或電路啟動時所形成的浪湧電流依次經由浪湧二極體D1、箝位電容C和浪湧二極體D4形成釋放回路。需要指出的是，當電流較大的浪湧電流形成時，雖然慢速恢復開關S3與浪湧二極體D1並聯連接，但是慢速恢復開關S3的正向導通電壓（導通損耗）大於浪湧二極體D1的正向導通電壓，致使流經浪湧二極體D1的電流比例隨著電流的增大而逐漸增加，因此浪湧電流經過浪湧二極體D1、箝位電容C和浪湧二極體D4流回交流電源的第二端IN1。
第6圖係繪示本發明的另一具體實施方式的PFC電路原理圖。參照第6圖，該PFC電路還包括一第三橋臂23，該第三橋臂23與第一橋臂21以及第二橋臂22並聯連接，該第三橋臂23包括彼此串聯的開關S5和開關S6，每一開關均包括一第一端（漏極或源極）、一第二端（源極或漏極）、一控制端和一體二極體（BD5或BD6）。開關S5的第二端與開關S6的第一端相連接並且藉由一第二電感元件耦接至交流電源的第一端IN1。其中，第一橋臂21中的開關S1與第三橋臂23中的開關S5交錯工作。或者，第一橋臂21中的開關S2與第三橋臂23中的開關S6交錯工作。
第7圖係繪示第6圖中之PFC電路的一優選實施例的結構示意圖。參照第7圖，在該交錯式PFC電路中，也可設置彼此串聯的浪湧二極體D1和D2，以及彼此串聯的浪湧二極體D3和D4。浪湧二極體D1的陽極與浪湧二極體D2的陰極、交流電源的第二端IN2相連接，浪湧二極體D3的陽極與浪湧二極體D4的陰極、交流電源的第一端IN1相連接。上述結合第3圖已詳細說明瞭浪湧二極體D1、D2、D3和D4的簡要工作原理，為描述方便起見，此處不再贅述。
為了進一步闡釋本發明的PFC電路中，慢速恢復開關S3和S4相比於現有的慢速恢復二極體，可進一步提高PFC電路在低壓輸入、滿載輸出時的效率，第8圖和第9圖分別示出了第2圖或第6圖的PFC電路中的慢速恢復開關與兩個慢速恢復二極體的正向導通電壓-正向電流特性的曲線比較圖。
在第8圖中，M3F60為慢速恢復二極體，IPP60R385CP和TPH2006PS均為慢速恢復開關。從圖中曲線可知，當正向電流小於1.5A時，開關IPP60R385CP的正向導通電壓（導通損耗）小於慢速恢復二極體M3F60的正向導通電壓（導通損耗）。同樣，當電流小於7A時，開關TPH2006PS的正向導通電壓（導通損耗）小於慢速恢復二極體M3F60的正向導通電壓（導通損耗）。由此可知，在正向電流較小時，本發明的PFC電路使用慢速恢復開關時的導通損耗小於使用慢速恢復二極體時的導通損耗，進而可提高低壓輸入、滿載輸出時的效率。
此外，結合第8圖、第4圖和第5圖，進一步考慮浪湧電流時浪湧保護的實現過程。從第2圖可知，若開關IPP60R385CP（相當於第4圖和第5圖中的開關S3）與慢速恢復二極體M3F60（相當於第4圖和第5圖中的D1）並聯，當電流小於約1.8A時，由於開關IPP60R385CP的正向電壓小於0.75V，此時慢速恢復二極體M3F60仍不能開通，因而電流全部流過IPP60R385CP。當電流大於1.8A時，慢速恢復二極體M3F60開通，電流同時流過IPP60R385CP和M3F60，各自流經的電流依據並聯時導通壓降相同以及每個支路的正向導通特性進行分配。由此可知，當浪湧電流形成時，流過慢速恢復二極體M3F60的電流比例會隨著電流的增大而逐漸增加，因而對開關S3實現了浪湧保護。類似地，若開關TPH2006PS與慢速恢復二極體M3F60並聯，當電流小於5A時，電流全部流過開關TPH2006PS，當電流大於5A時，電流同時流過開關TPH2006PS和慢速恢復二極體M3F60，並且流經M3F60的電流比例隨著電流的增大而逐漸加大。
在第9圖中，GBL06為慢速恢復二極體，IPP60R385CP和TPH2006PS均為慢速恢復開關。從圖中曲線可知，當正向電流小於2.5A時，開關IPP60R385CP的正向導通電壓（導通損耗）小於慢速恢復二極體GBL06的正向導通電壓（導通損耗）。同樣，當電流小於8A時，開關TPH2006PS的正向導通電壓（導通損耗）小於慢速恢復二極體GBL06的正向導通電壓（導通損耗）。由此可知，在正向電流較小時，本發明的PFC電路使用慢速恢復開關時的導通損耗小於使用慢速恢復二極體時的導通損耗，進而可提高低壓輸入、滿載輸出時的效率。
此外，結合第9圖、第4圖和第5圖，進一步考慮浪湧電流時浪湧保護的實現過程。從第9圖可知，若開關IPP60R385CP（相當於第4圖和第5圖中的開關S3）與慢速恢復二極體GBL06（相當於第4圖和第5圖中的D1）並聯，當電流小於約1.6A時，電流全部流過IPP60R385CP。當電流大於1.6A時，慢速恢復二極體M3F60開通，電流同時流過IPP60R385CP和GBL06，各自流經的電流依據並聯時導通壓降相同以及每個支路的正向導通特性進行分配。由此可知，當浪湧電流形成時，流過慢速恢復二極體GBL06的電流比例會隨著電流的增大而逐漸增加，因而對開關S3實現了浪湧保護。類似地，若開關TPH2006PS與慢速恢復二極體GBL06並聯，當電流小於4A時，電流全部流過開關TPH2006PS，當電流大於4A時，電流同時流過開關TPH2006PS和慢速恢復二極體GBL06，並且流經GBL06的電流比例隨著電流的增大而逐漸加大。
還需要指出的是，在相同溫度下（例如25℃），開關IPP60R385CP和TPH2006PS的導通阻抗分別為385mΩ和150mΩ，由此可見，導通阻抗越小，就會有更大的電流範圍滿足慢速恢復開關的導通損耗比慢速恢復二極體的導通損耗小。例如，在第8圖和第9圖中，開關TPH2006PS符合導通損耗要求的電流範圍為0~7A，而開關IPP60R385CP符合導通損耗要求的電流範圍僅為0~1.5A。此外，從第8圖和第9圖的曲線也可知曉，在較大的正向電流下，慢速恢復二極體的導通電壓比慢速恢復開關的導通電壓小，這也說明瞭慢速恢復二極體的抗電流衝擊能力比慢速恢復開關要強。例如，在溫升限制下，開關IPP60R385CP能承受的脈衝電流的最大值為27A，開關TPH2006PS能承受的脈衝電流的最大值為50A，而慢速恢復二極體M3F60能承受的脈衝電流的最大值可達90A，慢速恢復二極體GBL06所能承受的脈衝電流的最大值更可達150A。
採用本發明的功率因數校正電路，在第二橋臂上設置彼此串聯的兩個開關，使它們的控制信號的頻率與交流電源的工作頻率相一致，並且各自的導通阻抗小於第一橋臂上的開關的導通阻抗，因而能夠降低開關的導通損耗，提高電路的工作效率。此外，該PFC電路還可設置彼此串聯的兩個浪湧二極體，以便在打雷擊或電路啟動時對電路中的開關進行浪湧保護。
雖然本發明已以實施方式揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
下面參照附圖，對本發明各個方面的具體實施方式作進一步的詳細描述。
第1圖係繪示習知技術中的無橋功率因數校正（Power Factor Correction，PFC）電路結構示意圖。參照第1圖，在該無橋PFC拓撲電路中，S1和S2為傳統的開關，諸如MOSFET，BD1和BD2分別為開關S1和S2各自的體二極體。D1和D2為慢速恢復二極體。
IN1和IN2為交流電源的兩個端子，當IN1與IN2之間為正向電壓時（即，交流電源電壓波形的正半周），電感L、開關S2和體二極體BD1形成一個boost電路。類似地，當IN1與IN2之間為負向電壓時（即，交流電源電壓波形的負半周），電感L、開關S1和體二極體BD2形成一個boost電路。與此同時，慢速恢復二極體D2在上述電壓波形的正半週期間處於導通狀態，為電流提供通路，並將電容C的一端箝位至中線。對應地，慢速恢復二極體D1在上述電壓波形的負半週期間處於導通狀態，為電流提供通路，並將電容C的另一端箝位至中線。
由上述可知，無論在交流電源電壓波形的正半周還是負半周，慢速恢復二極體D1和D2中必然有一個始終處於導通狀態，例如，D1在電壓波形的負半周持續保持導通，D2在電壓波形的正半周持續保持導通，因而，導通損耗的比重較大。此外，由於無橋PFC電路在低壓輸入、滿載輸出時流經D1或D2的電流數值較大，這勢必會加大慢速恢復二極體D1和D2的導通損耗，進而限制了電路效率的提高。
第2圖係繪示本發明的一具體實施方式的功率因數校正（Power Factor Correction，PFC）電路原理圖。參照第2圖，該PFC電路包括一交流電源、一第一橋臂21和一第二橋臂22。其中，交流電源具有一第一端IN1和一第二端IN2，當交流電源的電壓波形處於正半週期時，IN1與IN2之間為正向電壓；當交流電源的電壓波形處於負半週期時，IN1與IN2之間為負向電壓。
第一橋臂21包括彼此串聯的開關S1和開關S2，每一開關均包括一第一端（漏極或源極）、一第二端（源極或漏極）、一控制端和一體二極體。開關S1的第二端與開關S2的第一端相連接，並且開關S1的第二端藉由一電感元件L耦接至交流電源的第一端IN1。較佳地，開關S1和開關S2選用同一型號的開關。在一些實施例中，開關S1和開關S2為寬禁帶半導體型器件。例如，該寬禁帶半導體型器件由碳化矽（SiC）或氮化鎵（GaN）材料製成。又如，該寬禁帶半導體型器件為由碳化矽或氮化鎵材料製成之外的其他適用的寬禁帶半導體型器件。
第二橋臂22與第一橋臂並聯連接。該第二橋臂22包括彼此串聯的開關S3和開關S4，諸如MOSFET，每一開關均包括一第一端（漏極或源極）、一第二端（源極或漏極）、一控制端和一體二極體。開關S3的第二端與開關S4的第一端相連接，並且開關S3的第二端與交流電源的第二端IN2相連接。需要特別指出的是，在本發明的PFC電路中，開關S3和開關S4均通過與交流電源工作頻率相一致的控制信號（如，載入於S3和S4各自控制端的驅動信號）進行開關動作，並且開關S3和開關S4各自的導通阻抗小於開關S1或開關S2的導通阻抗。較佳地，開關S3和開關S4各自的導通阻抗等於開關S1或開關S2的導通阻抗的二分之一。
在一具體實施例中，該PFC電路還包括彼此串聯的浪湧二極體D3和D4。其中，浪湧二極體D3的陰極連接至開關S1的第一端，浪湧二極體D4的陽極連接至開關S2的第二端，浪湧二極體D3的陽極與浪湧二極體D4的陰極、交流電源的第一端IN1相連接。當遭遇雷擊或電路啟動時，浪湧電流可藉由浪湧二極體D3或D4對電路中的開關進行浪湧保護。
將第2圖與第1圖進行對比，本發明的開關S3和S4以交流電源電壓的工頻頻率（頻率為50Hz至60Hz左右）動作，本領域的技術人員應當理解，開關的導通阻抗和開關特性（包括寄生電容和驅動電荷）成反比，導通阻抗越大，寄生電容和驅動電荷越小；導通阻抗越小，寄生電容和驅動電荷越大。由於開關S3和S4的工作頻率很低，此時，與頻率成正比的開關損耗和驅動損耗很小，可忽略不計，為了提高電路在低壓輸入、滿載輸出時的效率，就必須使開關S3和S4的導通損耗盡可能的小，相應地，開關S3和S4應選擇導通阻抗較小的開關。
應當指出，開關的導通阻抗和反向恢復特性具有互補特性。也就是說，開關的導通阻抗與反向恢復特性成反比。例如，導通阻抗越大，表徵反向恢復特性的寄生電容和驅動電荷越小；導通阻抗越小，表徵反向恢復特性的寄生電容和驅動電荷越大。在開關的一些應用場景下，其開關頻率往往較高，與開關頻率成正比的開關損耗和驅動損耗佔據一定比重，而且導通損耗也佔據一定比重，此時應當綜合導通損耗和開關損耗加以權衡。以第二橋臂中的開關S3和S4為例，開關 S3和S4的開關頻率很低，因而與頻率成正比的開關損耗和驅動損耗很小，與此同時，開關S3和S4的導通損耗比開關損耗大很多，因此，在本發明的功率因數校正電路中，應儘量選擇導通阻抗較小的開關S3和S4，以降低其對應的導通損耗，進而提高電路在低壓輸入、滿載輸出時的效率。
第3圖係繪示第2圖中之PFC電路的一較佳實施例的結構示意圖。參照第3圖，PFC電路的該實施例中，還包括彼此串聯的浪湧二極體D1和D2。其中，浪湧二極體D1的陰極連接至開關S3的第一端，浪湧二極體D2的陽極連接至開關S4的第二端，浪湧二極體D1的陽極與浪湧二極體D2的陰極相連接，以及浪湧二極體D1的陽極（或浪湧二極體D2的陰極）與交流電源的第二端IN2相連接。較佳地，浪湧二極體D1和D2均為慢速恢復二極體。
在一具體實施例中，當流經開關S3的電流小於一預設閾值時，浪湧二極體D1處於關斷狀態。當流經開關S3的電流大於該預設閾值時，浪湧二極體D1處於導通狀態，流經開關S3和浪湧二極體D1的電流根據各自的導通阻抗進行分配。
在一具體實施例中，該PFC電路還可同時包括上述浪湧二極體D1、D2、D3和D4，其中，D1和D2彼此串聯，D1的陽極與D2的陰極、交流電源的第二端IN2相連接；D3和D4彼此串聯，D3的陽極與D4的陰極、交流電源的第一端IN1相連接。當遭遇雷擊或電路啟動時，浪湧電流可藉由浪湧二極體D3和D2的組合、或D4和D1的組合對電路中的開關進行浪湧保護。較佳地，該PFC電路還包括一箝位電容C，其一端連接至第二橋臂22中的開關S3的第一端，其另一端連接至第二橋臂22中的開關S4的第二端，以便將該第二橋臂22的一端箝位至中線。
本領域的技術人員應當理解，在其它的一些實施例中，若開關S3和開關S4各自的體二極體BD3和BD4能夠承受浪湧電流，則本發明的PFC電路亦可藉由浪湧二極體D3和體二極體BD4的組合、或浪湧二極體D4和體二極體BD3的組合對電路中的開關進行浪湧保護。
第4圖係繪示第3圖之PFC電路在交流電源為正向電壓時的浪湧電流釋放路徑示意圖。
參照第4圖，當交流電源的第一端IN1與第二端IN2之間為正向電壓時，雷擊或電路啟動時所形成的浪湧電流依次經由浪湧二極體D3、箝位電容C和浪湧二極體D2形成釋放回路。需要指出的是，當電流較大的浪湧電流形成時，雖然慢速恢復開關S4與浪湧二極體D2並聯連接，但是慢速恢復開關S4的正向導通電壓（導通損耗）大於浪湧二極體D2的正向導通電壓，致使流經浪湧二極體D2的電流比例隨著電流的增大而逐漸增加，因此浪湧電流經過浪湧二極體D2流回交流電源的第二端IN2。
第5圖係繪示第3圖之PFC電路在交流電源為負向電壓時的浪湧電流釋放路徑示意圖。
參照第5圖，當交流電源的第一端IN1與第二端IN2之間為負向電壓時，雷擊或電路啟動時所形成的浪湧電流依次經由浪湧二極體D1、箝位電容C和浪湧二極體D4形成釋放回路。需要指出的是，當電流較大的浪湧電流形成時，雖然慢速恢復開關S3與浪湧二極體D1並聯連接，但是慢速恢復開關S3的正向導通電壓（導通損耗）大於浪湧二極體D1的正向導通電壓，致使流經浪湧二極體D1的電流比例隨著電流的增大而逐漸增加，因此浪湧電流經過浪湧二極體D1、箝位電容C和浪湧二極體D4流回交流電源的第二端IN1。
第6圖係繪示本發明的另一具體實施方式的PFC電路原理圖。參照第6圖，該PFC電路還包括一第三橋臂23，該第三橋臂23與第一橋臂21以及第二橋臂22並聯連接，該第三橋臂23包括彼此串聯的開關S5和開關S6，每一開關均包括一第一端（漏極或源極）、一第二端（源極或漏極）、一控制端和一體二極體（BD5或BD6）。開關S5的第二端與開關S6的第一端相連接並且藉由一第二電感元件耦接至交流電源的第一端IN1。其中，第一橋臂21中的開關S1與第三橋臂23中的開關S5交錯工作。或者，第一橋臂21中的開關S2與第三橋臂23中的開關S6交錯工作。
第7圖係繪示第6圖中之PFC電路的一優選實施例的結構示意圖。參照第7圖，在該交錯式PFC電路中，也可設置彼此串聯的浪湧二極體D1和D2，以及彼此串聯的浪湧二極體D3和D4。浪湧二極體D1的陽極與浪湧二極體D2的陰極、交流電源的第二端IN2相連接，浪湧二極體D3的陽極與浪湧二極體D4的陰極、交流電源的第一端IN1相連接。上述結合第3圖已詳細說明瞭浪湧二極體D1、D2、D3和D4的簡要工作原理，為描述方便起見，此處不再贅述。
為了進一步闡釋本發明的PFC電路中，慢速恢復開關S3和S4相比於現有的慢速恢復二極體，可進一步提高PFC電路在低壓輸入、滿載輸出時的效率，第8圖和第9圖分別示出了第2圖或第6圖的PFC電路中的慢速恢復開關與兩個慢速恢復二極體的正向導通電壓-正向電流特性的曲線比較圖。
在第8圖中，M3F60為慢速恢復二極體，IPP60R385CP和TPH2006PS均為慢速恢復開關。從圖中曲線可知，當正向電流小於1.5A時，開關IPP60R385CP的正向導通電壓（導通損耗）小於慢速恢復二極體M3F60的正向導通電壓（導通損耗）。同樣，當電流小於7A時，開關TPH2006PS的正向導通電壓（導通損耗）小於慢速恢復二極體M3F60的正向導通電壓（導通損耗）。由此可知，在正向電流較小時，本發明的PFC電路使用慢速恢復開關時的導通損耗小於使用慢速恢復二極體時的導通損耗，進而可提高低壓輸入、滿載輸出時的效率。
此外，結合第8圖、第4圖和第5圖，進一步考慮浪湧電流時浪湧保護的實現過程。從第2圖可知，若開關IPP60R385CP（相當於第4圖和第5圖中的開關S3）與慢速恢復二極體M3F60（相當於第4圖和第5圖中的D1）並聯，當電流小於約1.8A時，由於開關IPP60R385CP的正向電壓小於0.75V，此時慢速恢復二極體M3F60仍不能開通，因而電流全部流過IPP60R385CP。當電流大於1.8A時，慢速恢復二極體M3F60開通，電流同時流過IPP60R385CP和M3F60，各自流經的電流依據並聯時導通壓降相同以及每個支路的正向導通特性進行分配。由此可知，當浪湧電流形成時，流過慢速恢復二極體M3F60的電流比例會隨著電流的增大而逐漸增加，因而對開關S3實現了浪湧保護。類似地，若開關TPH2006PS與慢速恢復二極體M3F60並聯，當電流小於5A時，電流全部流過開關TPH2006PS，當電流大於5A時，電流同時流過開關TPH2006PS和慢速恢復二極體M3F60，並且流經M3F60的電流比例隨著電流的增大而逐漸加大。
在第9圖中，GBL06為慢速恢復二極體，IPP60R385CP和TPH2006PS均為慢速恢復開關。從圖中曲線可知，當正向電流小於2.5A時，開關IPP60R385CP的正向導通電壓（導通損耗）小於慢速恢復二極體GBL06的正向導通電壓（導通損耗）。同樣，當電流小於8A時，開關TPH2006PS的正向導通電壓（導通損耗）小於慢速恢復二極體GBL06的正向導通電壓（導通損耗）。由此可知，在正向電流較小時，本發明的PFC電路使用慢速恢復開關時的導通損耗小於使用慢速恢復二極體時的導通損耗，進而可提高低壓輸入、滿載輸出時的效率。
此外，結合第9圖、第4圖和第5圖，進一步考慮浪湧電流時浪湧保護的實現過程。從第9圖可知，若開關IPP60R385CP（相當於第4圖和第5圖中的開關S3）與慢速恢復二極體GBL06（相當於第4圖和第5圖中的D1）並聯，當電流小於約1.6A時，電流全部流過IPP60R385CP。當電流大於1.6A時，慢速恢復二極體M3F60開通，電流同時流過IPP60R385CP和GBL06，各自流經的電流依據並聯時導通壓降相同以及每個支路的正向導通特性進行分配。由此可知，當浪湧電流形成時，流過慢速恢復二極體GBL06的電流比例會隨著電流的增大而逐漸增加，因而對開關S3實現了浪湧保護。類似地，若開關TPH2006PS與慢速恢復二極體GBL06並聯，當電流小於4A時，電流全部流過開關TPH2006PS，當電流大於4A時，電流同時流過開關TPH2006PS和慢速恢復二極體GBL06，並且流經GBL06的電流比例隨著電流的增大而逐漸加大。
還需要指出的是，在相同溫度下（例如25℃），開關IPP60R385CP和TPH2006PS的導通阻抗分別為385mΩ和150mΩ，由此可見，導通阻抗越小，就會有更大的電流範圍滿足慢速恢復開關的導通損耗比慢速恢復二極體的導通損耗小。例如，在第8圖和第9圖中，開關TPH2006PS符合導通損耗要求的電流範圍為0~7A，而開關IPP60R385CP符合導通損耗要求的電流範圍僅為0~1.5A。此外，從第8圖和第9圖的曲線也可知曉，在較大的正向電流下，慢速恢復二極體的導通電壓比慢速恢復開關的導通電壓小，這也說明瞭慢速恢復二極體的抗電流衝擊能力比慢速恢復開關要強。例如，在溫升限制下，開關IPP60R385CP能承受的脈衝電流的最大值為27A，開關TPH2006PS能承受的脈衝電流的最大值為50A，而慢速恢復二極體M3F60能承受的脈衝電流的最大值可達90A，慢速恢復二極體GBL06所能承受的脈衝電流的最大值更可達150A。
採用本發明的功率因數校正電路，在第二橋臂上設置彼此串聯的兩個開關，使它們的控制信號的頻率與交流電源的工作頻率相一致，並且各自的導通阻抗小於第一橋臂上的開關的導通阻抗，因而能夠降低開關的導通損耗，提高電路的工作效率。此外，該PFC電路還可設置彼此串聯的兩個浪湧二極體，以便在打雷擊或電路啟動時對電路中的開關進行浪湧保護。
雖然本發明已以實施方式揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
S1~S6．．．開關
BD1~BD6．．．體二極體
D1~D4．．．浪湧二極體
IN1、IN2．．．端子
L．．．電感
C．．．電容
21．．．第一橋臂
22．．．第二橋臂
23．．．第三橋臂
為讓本發明之上述和其他目的、特徵、優點與實施例能更明顯易懂，所附圖式之說明如下：
第1圖係繪示習知技術中的無橋PFC電路結構示意圖。
第2圖係繪示本發明的一具體實施方式的PFC電路原理圖。
第3圖係繪示第2圖中之PFC電路的一較佳實施例的結構示意圖。
第4圖係繪示第3圖之PFC電路在交流電源為正向電壓時的浪湧電流釋放路徑示意圖。
第5圖係繪示第3圖之PFC電路在交流電源為負向電壓時的浪湧電流釋放路徑示意圖。
第6圖係繪示本發明的另一具體實施方式的PFC電路原理圖。
第7圖係繪示第6圖中之PFC電路的一優選實施例的結構示意圖。
第8圖係繪示第2圖或第6圖的PFC電路中的慢速恢復開關與一慢速恢復二極體的正向導通電壓-正向電流特性的曲線比較圖。
第9圖係繪示第2圖或第6圖的PFC電路中的慢速恢復開關與另一慢速恢復二極體的正向導通電壓-正向電流特性的曲線比較圖。
第1圖係繪示習知技術中的無橋PFC電路結構示意圖。
第2圖係繪示本發明的一具體實施方式的PFC電路原理圖。
第3圖係繪示第2圖中之PFC電路的一較佳實施例的結構示意圖。
第4圖係繪示第3圖之PFC電路在交流電源為正向電壓時的浪湧電流釋放路徑示意圖。
第5圖係繪示第3圖之PFC電路在交流電源為負向電壓時的浪湧電流釋放路徑示意圖。
第6圖係繪示本發明的另一具體實施方式的PFC電路原理圖。
第7圖係繪示第6圖中之PFC電路的一優選實施例的結構示意圖。
第8圖係繪示第2圖或第6圖的PFC電路中的慢速恢復開關與一慢速恢復二極體的正向導通電壓-正向電流特性的曲線比較圖。
第9圖係繪示第2圖或第6圖的PFC電路中的慢速恢復開關與另一慢速恢復二極體的正向導通電壓-正向電流特性的曲線比較圖。
S1~S4．．．開關
BD1~BD4．．．體二極體
D3、D4．．．浪湧二極體
IN1、IN2．．．端子
L．．．電感
C．．．電容
21．．．第一橋臂
22．．．第二橋臂
Claims (15)
- 一種功率因數校正電路，包含：
一交流電源，具有一第一端和一第二端；
一第一橋臂，包括彼此串接的一第一開關和一第二開關，該第一開關的第二端與該第二開關的第一端相連接且藉由一第一電感元件耦接至該交流電源的第一端；及
一第二橋臂，與該第一橋臂並聯連接，包括彼此串聯的一第三開關和一第四開關，該第三開關的第二端與該第四開關的第一端、該交流電源的第二端相連接；
其中，該第三開關和該第四開關均通過與該交流電源工作頻率相一致的控制信號進行開關動作，該第三開關和該第四開關各自的導通阻抗小於該第一開關或該第二開關的導通阻抗。 - 如請求項1所述之功率因數校正電路，其中，還包括一第三橋臂，與該第一橋臂及該第二橋臂並聯連接，該第三橋臂包括彼此串接的一第五開關和一第六開關，該第五開關的第二端與該第六開關的第一端相連接且藉由一第二電感元件耦接至該交流電源的第一端。
- 如請求項2所述之功率因數校正電路，其中，該第一橋臂中的第一開關與該第三橋臂中的第五開關交錯工作。
- 如請求項1所述之功率因數校正電路，其中，該第三開關和該第四開關各自的導通阻抗等於該第一開關或該第二開關的導通阻抗的二分之一。
- 如請求項1所述之功率因數校正電路，其中，還包括彼此串接的一第一浪湧二極體和一第二浪湧二極體，該第一浪湧二極體的陰極連接至該第三開關的第一端，該第二浪湧二極體的陽極連接至該第四開關的第二端，該第一浪湧二極體的陽極與該第二浪湧二極體的陰極、該交流電源的第二端相連接。
- 如請求項5所述之功率因數校正電路，其中，該第一浪湧二極體和第二浪湧二極體均為慢速恢復二極體。
- 如請求項6所述之功率因數校正電路，其中，當流經該第三開關的電流小於一預設閾值時，該第一浪湧二極體處於關斷狀態。
- 如請求項7所述之功率因數校正電路，其中，當流經該第三開關的電流大於該預設閾值時，該第一浪湧二極體處於導通狀態，流經該第三開關和該第一浪湧二極體的電流根據各自的導通阻抗進行分配。
- 如請求項1所述之功率因數校正電路，其中，還包括彼此串聯的一第三浪湧二極體和一第四浪湧二極體，該第三浪湧二極體的陰極連接至該第一開關的第一端，該第四浪湧二極體的陽極連接至該第二開關的第二端，該第三浪湧二極體的陽極與該第四浪湧二極體的陰極、該交流電源的第一端相連接。
- 如請求項1所述之功率因數校正電路，其中，還包括彼此串聯的一第一浪湧二極體和一第二浪湧二極體，以及彼此串聯的一第三浪湧二極體和一第四浪湧二極體；
其中該第一浪湧二極體的陽極與該第二浪湧二極體的陰極、該交流電源的第二端相連接，該第三浪湧二極體的陽極與該第四浪湧二極體的陰極、該交流電源的第一端相連接。 - 如請求項10所述之功率因數校正電路，其中，還包括一箝位電容，其一端連接至該第二橋臂中的第三開關的第一端，其另一端連接至該第二橋臂中的第四開關的第二端。
- 如請求項11所述之功率因數校正電路，其中，當該交流電源的第一端與第二端之間為正向電壓時，該浪湧電流依次經由該第三浪湧二極體、該箝位電容和該第二浪湧二極體形成釋放回路。
- 如請求項11所述之功率因數校正電路，其中，當該交流電源的第一端與第二端之間為負向電壓時，該浪湧電流依次經由該第一浪湧二極體、該箝位電容和該第四浪湧二極體形成釋放回路。
- 如請求項1所述之功率因數校正電路，其中，該第一開關和該第二開關為寬禁帶半導體型器件。
- 如請求項14所述之功率因數校正電路，其中，該寬禁帶半導體型器件由碳化矽或氮化鎵材料製成。
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