201228200 0990033TW 34644twf.doc/n 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 最精轉換電路有關，且特別是與-種 I 轉換電路㈣，其可財效地減少電 ==關:電壓應力。此-拓撲結構’除了能夠 吳4電路也可應用於整流器電路。 【先前技術】 屮。f流11電路是將直流輸人電源，轉換成交流電形式輸 —。σ圖1所示，半橋式電路是現有換流器電路技術中的 =電路域。錢輪人電壓源會提供直讀人電流，並 t、、、’且串聯的電容器C1和C2和一組串聯的開關 σ Q2並聯。變壓器T1的初級繞組ρι係分別與前述的 聯電容器和串聯開關的中間端點連接。上、下半橋開關 和Q2會在不同時段導通及截止，因❿得以在變壓器 的-人級繞組S1產生交流輸出電壓ac。 在同樣規格下，相較於純讀㈣雜與全橋式電 未構’半橋式電路架構因為變壓器T1的初級繞組p j只有輸人錢的-半，所以初級繞組ρι會有兩倍的 電流漣波，而導致產生較高強度的電磁干擾（ΕΜι)。 【發明内容】 本發明是針對現有技術的拓撲架構的換流器電路和整 201228200 0990033TW 34644twf.doc/n 流器電路進行改良’以改善其m皮現象。 本發明之主要目標是提供一組切換式電力轉換器，並 藉著使用換流n㈣或整流電路，來達祕低輸入或輸出 之電流漣波之效果。 /士！明之另一目標是要提供一組切換式電力轉換器， ，係糟著使職流H電路或整流電路，並利用變壓器漏電 t電容器來作為無損緩衝器（Snubber)，以達錢漏能 篁的回收效果。因此，可以改善該轉換器的效率。 本發明之進'步目標是要提供-組切換式電力轉換 益，其係藉著使用換流器電路或整流電路，並利用兩植電 昼應力較低且相互串聯解導體關，來減 因此，得以進一步提高效率。 貝夭 —為讓本發明的上述特徵和優點能更賴祕，下文特 舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。 【實施方式】 現在將詳細參考本發明之實施例，並參照附圖來說明 所述實施例。科，在圖式及實施方式巾使用相同標號的 元件/構件’係代表相同或類似的部分。為能使貴審查委 員清楚本發明電職構組成，以及整體運作方式，兹配合 圖式說明如下： σ ^了實現上述目標，本發明之—實施例的—換流器電 路架構’是用來將直流輸人電壓源Vin，轉換為交流電壓 輸出，如圖2所示’該換流器電路係由包括至少一組變壓 4 201228200 0990033TW 34644twf.doc/n 益的次級k組及二、，且串聯電路所組成，其中三組串聯電路 係.由變壓器T1的兩匝數相同的初級繞組P1和p2、兩個 關Q1和Q2、三個電容器ci、C2和Cc所組成。 幵 第一串聯電路係與直流輸入電壓源Vin相並聯，並由 兩個相互串聯的第一電容器二電容器02所構成。 第二組串聯電路係與直流輸入電壓源Vin相並聯，且 由依序串聯的第一初級繞組P1、第三電容器Cc和第二 級繞組P2所組成，其中第-和第二初級繞植P1和打之 極性相_端點’係分別與直流輸人電壓源Vin的 負端連接，而初級繞組P1和P2之另—極性相同點， 則係分別與第三電容器Cc的兩端點連接。 第三組串聯電路係與前述之第三電容器^相並聯， 且由兩個相互串聯的第-開關^和第二開關吸所 相互串聯的第-電容器C1和第二電容器C2的中 :妾T二互串聯的第一和第二開關Q1和Q2的中間端點 在-個開關週期内，會由兩組交替的控制信號， =動第-和第二開關Q1和Q2之導通或截止。因此，變 适益T1的次級繞組S1將因而產生交流輪出電壓Ac 經過整流濾波後（未繪示），可由電力轅 供直流輸出電壓給負載。 、相輸出化提 本發明的實施例與電路操作原理，將分別以圖3和圖 來說明’圖2的第一和第二開關Q1和Q2將以 %效應電晶體⑽SFETs)代替。假定第—電容器α和 201228200 0990033TW 34644twf.doc/n 第一電容器C2係為兩個相同容值的元件，則第一電容器 ci和第二電容器C2的跨壓將分別等於1/2直流輸入電壓 源Vin。如圖4⑴至圖4 (d)所示，在穩態中，一個開 關週期内有四個操作階段，並詳述如下： 如圖4 (a)，為了在第—個時區間，操作驅動控制信 號以使第—開關Q1導通。除了第-電容器C1上的電壓（即 1/2直流輪人電壓源Vin)被提供至第一初級繞、组ρι電壓 外，第三電容器Cc也會經由第三電容器Cc的正端、第— 開關Φ、第二電容器C2、第二初級繞⑽和第三電容哭 =的負端的路徑，而將1/2的直流輸人電壓源—提供至 一：：級繞組P2。在第一個時區間，第-電容器ci和第 以二，莫式下操作，而第二電容器則在 2 4⑴所示，在第二個時區間’會操作驅動信號 —關Q1截止。直流輸人電壓源Vin與儲存在 益T1的漏電感的能量對第三電容器&充電。由於變 壓器=的第-和第二初級繞組pl和p2的極性相反，因 而使，第—和第二初級繞組P1和P2的電壓相互抵消，第 三電容器Cc上的電壓即等於直流輸入電壓源Vin。由於漏 電Ϊΐ能量被魏，因此第—開關Q1的麵波形上沒有 電壓犬波’其電壓應力會等於直流輸入電壓源Vin。 如圖4 (c)所示，在第三個時區間，將操作驅動信號 以使得^第二開關Q2導通。除了第二電容器C2上的電壓（即 1/2直流輸入電壓）被提供至第二初級繞組P2電壓外，第 201228200 0990033TW 34644twf.doc/n =第Ϊ電=的正端、第-— 負端，而提供1/2的直流輸人_=^容器的 P1。在第三個日_，第二電容器C2和第三電—/器級^ =電模式下操作，而第―電容器C1則係在^電模式下 以使斤示:在第四個時區間，則操作驅動信號
變壓! τ二、Λ92截止。直流輸入電壓源、Vin與儲存在 支堡裔T1的漏電感中的能量會對第三電容器C H1111的初級繞組PM°P2的極性相反，因而使得 初U且Ρ1和Ρ2的電壓相互抵消， ^壓會等於直流輪人電壓源Vln。由於漏電感的能量^ ，吸收’因此第—開關Q1的電壓波形上沒有電壓突波， 其電壓應力係等於直流輸入電壓源Vin。 如圖5 (a)和圖5 (b)所*，其等分別齡現有半橋 式換流器技術’以及本發明半橋式換流器技術的幾個主要 的電流波形，並進行電路特性比較。如圖5⑻所示，因 =有第二電各S Ce將在半個卫作週期内分別充電及放 ’邊壓a T1的漏感與第三電容器Ce會形成二階效應 second order effect)，而使得本發明之輸入電流加的電 ==幅降低。因此’其所需的輸入電容器數量將 本發明所提出的換流器中的開關^和吸，除了可使 上述提到的M0SFET開關外，還可以其他主動式半導體 201228200 0990033TW 34644twf.doc/n 開關替換。 如圖6所示為本發明的第二實施例，其中標號^及 Φ之兩個半導體開關會形成第一對開關Q1-Q3,以取代圖 2的第一半導體開關Q1 ’標號Q2及Q4之兩個半導體開 關則會形成第二對開關q2_q4，以取代圖2的第二半導體 開關Φ ’而在圖6卿電路帽分別加人兩個箝位二極體 DCl和Dc2，以確保相互串聯的第一對開關Qi, ^二 對開關Q2 · Q4中的各個半導體_，都具有綱的電壓應 力。因此，可以使用較低電賴格的半導體開關來降低導 通損耗’並提高轉換效率。與第_實施例進行比較，只有 第三組串聯電路的組成及操作行為需要作進-步的補充， 第三組串聯電路係與第三電容器Cc相並聯，且係由 兩個相互串聯的第一對及第二對開關qi_q3和Q2_Q4組 成。^-箝位二極體Del是連接在直流輸人龍-的正 =rf開關φ·φ的中心端點，而第二箝位二極體 疋?，二對開關Q2_Q4的令心端點和直流輸入 的負端。第-電容器C1和第二電容器c2的中心 端點係與第一半導體開關Q1和第― 端點連接。 Μ第-體開關φ的中心 用’兩對交替的驅動信號係分別 ，來同時驅動第-對或第二對開關Q1_Q3或Q2_Q4。由於 I甘位二極體Del和Dc2t交替的導通，而使得第一對 二對開關Q1-Q3與q2_q4的電壓，分別籍制在一半的輪 201228200 0990033TW 34644twf.doc/n 入電壓（l/2Vin)。 因此’次級繞組S1將會產生一個交流輸出電壓ac。 在經過整流和濾波後（未繪示），電力轉換器會對負載提 供直流輸出電壓。
再次說明，針對一應用實施例，本發明所提出的轉換 器中的開關，除了如圖7所示的，可以使用上述提到的 MOSFET半導體開關元件以纟卜，還可則域其他主動式半 導體開關或是任何機電開關。 本發明的前述兩實施例可以將它的功能從一個換流器 電路延伸到整流器電路，將說明如下： β —如圖8所示，其係為本發明的第三實施例。其是將變 =T1 ^級繞組P1上的交流電壓，轉換成直流輸出電 由包括至少一組變壓器T1白勺初級繞組P1及 之=心J所組成，其中三組串聯電路係由變壓器T1
Cc所組成。電谷裔C〇1和Co2以及一個第三電容器 w 係與錢如麵〜相並聯 兩個相互串聯的輪出電容器㈤和如。聯 括依序串聯㈣壓V。相並聯，並包 C〇 T1 S1和第二次級繞組s二、組S2 ’其中第-次級繞組 輸出電壓化的⑼連m無’係分別與直流 鲕連接而第一次級繞組S1和第 201228200 0990033TW 34644twf.doc/n --人級繞組S2之另—相同極性 電容器兩端點連接。 ，則係分別與第三 第二組串聯電路係與第三 個相互串聯的二極體m和m组成。C相並聯，且由兩 相互串聯的輪出電容器Cowcw、、山、 相互串聯的二極體D 々中〜螭點，以及 假設第-輸出電容哭端點係連接在一起。 相同電容值，第—幹出;—和第一輸出電容器C02具有 乐輸出電容器Col和笫-认b兩― 的跨壓，分別為直流輸出電壓v〇的一輪出電谷器C〇2 級繞組P1上的電壓，軸合到第—欠Ti的初 級繞組S2以產生交流電壓。因此，如圖= 且S1和第二次 所示’二極體m和D2係分別因順 』:，d) 導通和截止。在轉能 ""向偏壓而父替地 段： 穩態中，一個開關週期内會有四個操作階 路。變:器的所T ’其係操作在第-個時區間的等效電 變壓器η的次二、fnpl會將輸人的交流電壓相合到 次級繞纽S1的正=楚並經由變壓器T1的第-及第輸出電容11C。2、二極體m if提=的負端點迴路，來對第-輪出電容 ΐ 八電電流；同時，經由變壓器Τ1的第一次級W S1之正端點、自番Ώ _ 人、，及繞組 及第-.欠級輸出電容器c。2、二極體如 且1之負端點迴路，來提供負載R所兩Μ 電f:此外’變壓器蝴二次級繞組S2之正端之： 纹第—輸出電容器co2、二極體D1及第三電容器Cc: 201228200 0990033TW 34644twf.doc/n 路徑’而使得第三電容器Ce於充電模式下操作。在第〜 個時區間内，第-輪出電容器㈤和第三電容器&係於 充電的工作模式下操作。反之，第二輸出電容器㈤則係 於放電的工作模式下操作。 如圖9(b)，為了操作在第二個時區間的等效電略。 變壓器T1的次級側的交流電壓為零電位。第一或第二欠 級繞組S1和S2 ’都無法使二極體D1導通。此時，餘f 在變壓器τι的次級側漏感和第三電容器Cc的能量，會二 由變壓器T1的第一次級繞組S1、輸出負载R、變壓器丁 的第二次級繞組S2’來提供負载R所需的電流。由於 器T1的兩組次級繞組S1和S2的極性減，跨在 Ή的第—和第二次级繞組S1 * S2的電壓將相互抵消，^ 三電容器Cc的電壓會等於輸出電壓。 | 收，從而第一二極體m的電壓波形沒== ^力專於輸出電Φ Vo。此外’由於變壓器τι的 電容器C:的能量會形成二階效應，所輸出的 仟以大幅降而所需的輪出電容器就可以大大 如圖9(c)，其係操作在第三個時區 T1的初級繞組P1會將輸人的交流電_合到變壓 器T1的次級繞、组S1和S2，經由變壓器τι的第二 ，S2之正端點、二極體D2、第二輪出電容器Cq第、·: 負端::卜供第 充電電流’同時’經由㈣器T1的第二次級繞組S2之正 11 201228200 0990033TW 34644twf.doc/n 點、一極體D2、第一輸出電容器c〇i、負載r、及二次 繞組S2之負端點迴路，來提供負載所需的電流。此外， 變壓器T1的第一次級繞組S1正端點，會經由第三電容器 Cc、二極體D2、第一輸出電容器c〇卜及第一次級繞纽 S1負端點的路徑，而使得第三電容器以於充電模式下操 作。在第二個時區間内，第一輸出電容器c〇1和第三電容 器Cc係於充電的工作模式下操作。反之，第二輸出電容 器C〇2則於放電的工作模式下操作。 如圖9 (d) ’其係操作在第四個時區間的等效電路。 、楚壓器T1的次級側的交产雷 T1的第-戍第-.欠jit 為零電位。無論是賴器 導iTm；? si和s2，都無法使二極體仍 导通此時’储存在變厭 芎垩°〇 T1的次級侧漏感和第三電容 窃的此里，將經由變壓考 負載r及變壓器T1的第_。的第一m组s卜輸出 需的電流。由於_ 3 ΤΓ人級繞組S2，而提供負載R所 性相反，跨在變壓器°T1 ^的兩組次級繞組S1 *S2的極 的電壓會相互抿消1 一 ^第—和第二次級繞組S1和S2 由於洩漏能量被吸收，：^ CC的電壓等於輸出電壓。 電壓突波，其麵庫力1^；二極體D2的電壓波形沒有 器η的次級侧於^電壓％。此外，由於變壓 應，輪出電流漣油胳/苐二電容器Cc的能量會形成二階效 可以大大降低。/侍以大幅降低，所需的輸出電容器便 在圖8的實施例中 件，也可以使用如圖二極體D1和D2作為整流元 M u甲所示的M0SFET同步整流，或 201228200 0990033TW 34644twf.doc/n 是二極體與mosfet同步整流的組合以提高轉換效率。 圖11所示是根據本發明的第四實施例，其中標號D1 及D3之兩個整流元件會形成第一對整流元件D1_D3，以 取代圖8的二極體D1，標號D2及D4之兩個整流元件會 形成第二對整流元件D2-D4，以取代圖8的二極體D2，且 在圖11所示電路中另外增加兩個箝位二極體DC1和Dc2, 以保證第一對整流元件D1-D3和第二對整流元件D2-D4 的各個整流元件’都有相同的電壓應力，丨/2輸出電壓v〇。 因此，得以使用低電壓規格的整流元件，來減少導通損施， 提南轉換效率。 與第三實施例比較，其只有第三組串聯電路的組成與 操作原理需要作進一步的補充，並說明如下： 第三組串聯電路係與第三電容器CC相並聯，並由兩 個相互串聯的第一對整流元件D1-D3以及第二對整流元件 D2-D4組成。第一箝位二極體Dcl是連接在直流輸入電壓 源Vin的正端，以及第一對整流元件D1D3的中心端點， 而第二箝位二極體Dc2則是連接在第二對整流元件D2_D4 的中心端點和直流輸入電壓源Vin的負端。第一輸出電容 器Col和第二輸出電容器Co2的中心端點，係與第一整流 元件D1和第二整流元件D2的中心端點連接。 在一個開關切換周期内，第一對整流元件D1_D3和第 二對整流元件D2_D4，會因順向偏壓或逆向偏壓而分別導 通或截止。由於箝位二極體Del和De2係交替地導通，而 使得兩對整流元件D1_D3與D2-D4魏，係分別籍制在 13 201228200 tWy〇U33'r\V 34644twf.doc/n 一半的輸出電壓（l/2V〇)。 在圖11的實施例中，以二極體D卜D2、D3和D4來 作為整流器之元件。為提高效率，整流元件亦可為本發明 第五實施例的圖12之MOSFET同步整流元件，或是任何 二極體與同步整流元件的組合之衍生實施例。 本發明之「低電流漣波電力轉換電路」的所有實施例 中之s亥開關’係以使用二極體或金屬氧化場效應電晶體（内 建二極體body diode可資利用作為嵌位二極體）為範例。 但其他合適的元件，包括現有的或未來發展的技術所開發 之半導體主動開關元件：如電晶體（BJT)、絕緣閘級電 晶體（IGBT)，甚至微機電開關（Micro Machined Switch )， 都可資利用。 本發明之「低電流漣波電力轉換電路」所揭露的技術 可以與各種習知電路架構組合使用。以本發明整流器電路 為例，先前技藝的各種電路架構之換流器電路，可以搭配 本發明之整流器電路組合使用；同時，先前技藝的各種電 路架構之整流器電路，亦可以搭配本發明之換流器電路組 合使用。唯以上所述，僅為本發明之最佳可行實施例，而 不應據此而侷限本發明之專利範圍，同理，舉凡應用本創 作說明書及圖式内容所為之等效結構變化，均皆包含於本 發明之範圍内，核予陳明。 如前說明可知，本發明為提供一種精簡的電路架構， 其藉由巧妙軌置電容ϋ，變壓_合_及半導體開 關，而保有低電越衝及開航件所承受的低錢應力的 201228200 0990033TW 34644twf.doc/n 特性。
雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以阳a 本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫^ 本發明的精神和範圍内，當可作些許更動與潤飾，故本發 明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。S 【圖式簡單說明】 圖1是先前技藝之半橋式電力換流器電路架構。 圖2是依照本發明之一示意圖，其具有低電流漣波之 半橋式電力換流器電路架構。 圖3和圖4(a)至圖4(d)是依照本發明之—實施例， 其具有低輸入電流漣波之半橋式電力換流器電路架構，以 及操作原理說明之等效電路圖。 圖5 (a)和圖5 (b)分別為先期技藝及本發明之半橋 式電力換流器電路架構主要波形圖，以比較各電路特性。 圖6和圖7是依照本發明之二示意圖及實施例，其具 有低輸入電流漣波之半橋式電力換流器的電路架構。 圖8和圖9 (a)至圖9 (d)是依照本發明之又一實施 例’其具有低輸出電流漣波之倍壓電力整流器電路架構， 以及及操作原理說明之等效電路圖。 圖10至圖12是依照本發明之又三實施例，具低輸出 電流漣波之倍壓電力整流器電路架構。 15 201228200 0990033TW 34644twf.doc/n 【主要元件符號說明】 AC :交流輸出電壓 Cc :第三電容器 Col :第一輸出電容器 Co2 :第二輸出電容器 C1 :第一電容器 C2 :第二電容器 Del :第一箝位二極體
Dc2:第二箝位二極體 _ D1 :第一二極體 D2 :第二二極體 D3 :第三二極體 D4 :第四二極體
Iin :輸入電流 P1 ··變壓器的第一初級繞組 P2 :變壓器的第二初級繞組 Q1 :第一開關 Q2:第二開關 鲁 Q3 :第三開關 Q4 :第四開關 R :負載 51 :變壓器的第一次級繞組 52 :變壓器的第二次級繞組 T1 :變壓器
Vin :直流輸入電壓源 Vo :直流輸出電壓 16