TW200903966A - Boost and up-down switching regulator with synchronous freewheeling MOSFET - Google Patents
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 title description 214
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims abstract description 65
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 538
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 524
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 claims description 493
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 claims description 490
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 107
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims description 75
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 41
- 229910052751 metal Inorganic materials 0.000 claims description 34
- 239000002184 metal Substances 0.000 claims description 34
- 239000013078 crystal Substances 0.000 claims description 27
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 25
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 20
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 16
- 230000008901 benefit Effects 0.000 claims description 15
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 15
- 239000000463 material Substances 0.000 claims description 8
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 6
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims description 5
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 claims description 4
- 239000002699 waste material Substances 0.000 claims description 4
- XSOKHXFFCGXDJZ-UHFFFAOYSA-N telluride(2-) Chemical compound [Te-2] XSOKHXFFCGXDJZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 3
- 238000012360 testing method Methods 0.000 claims description 3
- 241000207199 Citrus Species 0.000 claims description 2
- 235000020971 citrus fruits Nutrition 0.000 claims description 2
- PEDCQBHIVMGVHV-UHFFFAOYSA-N Glycerine Chemical compound OCC(O)CO PEDCQBHIVMGVHV-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims 1
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 claims 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 claims 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 abstract description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 42
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 41
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 38
- 239000012634 fragment Substances 0.000 description 31
- 235000021251 pulses Nutrition 0.000 description 15
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 13
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 12
- 239000000428 dust Substances 0.000 description 11
- 230000008859 change Effects 0.000 description 9
- 239000000839 emulsion Substances 0.000 description 9
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 9
- 230000003647 oxidation Effects 0.000 description 8
- 238000007254 oxidation reaction Methods 0.000 description 8
- 210000004508 polar body Anatomy 0.000 description 8
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 8
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 7
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 6
- 230000009471 action Effects 0.000 description 5
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 5
- 238000007667 floating Methods 0.000 description 5
- 230000009187 flying Effects 0.000 description 5
- 230000036961 partial effect Effects 0.000 description 5
- 206010011469 Crying Diseases 0.000 description 4
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 4
- 210000004027 cell Anatomy 0.000 description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 description 4
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 4
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 4
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 4
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 3
- QVGXLLKOCUKJST-UHFFFAOYSA-N atomic oxygen Chemical compound [O] QVGXLLKOCUKJST-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 3
- 239000007789 gas Substances 0.000 description 3
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 3
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 3
- 239000001301 oxygen Substances 0.000 description 3
- 229910052760 oxygen Inorganic materials 0.000 description 3
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 3
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 3
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 2
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 2
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 2
- 238000006880 cross-coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 239000012636 effector Substances 0.000 description 2
- 229910052732 germanium Inorganic materials 0.000 description 2
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 2
- 150000002739 metals Chemical class 0.000 description 2
- 210000002784 stomach Anatomy 0.000 description 2
- 230000002459 sustained effect Effects 0.000 description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 2
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 1
- 241000283690 Bos taurus Species 0.000 description 1
- 229910052684 Cerium Inorganic materials 0.000 description 1
- YZCKVEUIGOORGS-OUBTZVSYSA-N Deuterium Chemical compound [2H] YZCKVEUIGOORGS-OUBTZVSYSA-N 0.000 description 1
- 208000033999 Device damage Diseases 0.000 description 1
- 208000003098 Ganglion Cysts Diseases 0.000 description 1
- 235000010627 Phaseolus vulgaris Nutrition 0.000 description 1
- 244000046052 Phaseolus vulgaris Species 0.000 description 1
- 229910000577 Silicon-germanium Inorganic materials 0.000 description 1
- 208000005400 Synovial Cyst Diseases 0.000 description 1
- KZNMRPQBBZBTSW-UHFFFAOYSA-N [Au]=O Chemical compound [Au]=O KZNMRPQBBZBTSW-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- LEVVHYCKPQWKOP-UHFFFAOYSA-N [Si].[Ge] Chemical compound [Si].[Ge] LEVVHYCKPQWKOP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- JCXGWMGPZLAOME-UHFFFAOYSA-N bismuth atom Chemical compound [Bi] JCXGWMGPZLAOME-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000003139 buffering effect Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- GWXLDORMOJMVQZ-UHFFFAOYSA-N cerium Chemical compound [Ce] GWXLDORMOJMVQZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 150000001875 compounds Chemical class 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 229910052805 deuterium Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005265 energy consumption Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000007717 exclusion Effects 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 235000011389 fruit/vegetable juice Nutrition 0.000 description 1
- 230000002496 gastric effect Effects 0.000 description 1
- SCCCLDWUZODEKG-UHFFFAOYSA-N germanide Chemical compound [GeH3-] SCCCLDWUZODEKG-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- GNPVGFCGXDBREM-UHFFFAOYSA-N germanium atom Chemical compound [Ge] GNPVGFCGXDBREM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- -1 germanium metal oxide Chemical class 0.000 description 1
- 210000004907 gland Anatomy 0.000 description 1
- PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N gold Chemical compound [Au] PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000010931 gold Substances 0.000 description 1
- 229910052737 gold Inorganic materials 0.000 description 1
- 229910001922 gold oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000017525 heat dissipation Effects 0.000 description 1
- 239000001307 helium Substances 0.000 description 1
- 229910052734 helium Inorganic materials 0.000 description 1
- SWQJXJOGLNCZEY-UHFFFAOYSA-N helium atom Chemical compound [He] SWQJXJOGLNCZEY-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000007654 immersion Methods 0.000 description 1
- 238000011065 in-situ storage Methods 0.000 description 1
- 238000007689 inspection Methods 0.000 description 1
- 210000003127 knee Anatomy 0.000 description 1
- 230000005389 magnetism Effects 0.000 description 1
- 238000004377 microelectronic Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 239000002245 particle Substances 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 238000003825 pressing Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000002035 prolonged effect Effects 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 150000003839 salts Chemical class 0.000 description 1
- 238000009738 saturating Methods 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 125000006850 spacer group Chemical group 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
- 239000004575 stone Substances 0.000 description 1
- 238000003860 storage Methods 0.000 description 1
- 239000000126 substance Substances 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
- 229910052715 tantalum Inorganic materials 0.000 description 1
- GUVRBAGPIYLISA-UHFFFAOYSA-N tantalum atom Chemical compound [Ta] GUVRBAGPIYLISA-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000012549 training Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
- 210000003462 vein Anatomy 0.000 description 1
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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Description
200903966 九、發明說明： 此申請案主張於2007年6月6曰申請的臨時申請案第 60/958,630號之優先權，其全部内容係以引用的形式併入 本文。 此申請案係關於與其同時申請的申請案第[律師檔案號 AATI-27-DS-US]號，標題"具有飛輪二極體之步降切換調 節器（Step-Down Switching Regulator with Freewheeling
Diode)”，其全部内容係以引用的形式併入本文。 【先前技術】 一般需要電壓調節來防止供電各種微電子組件之供應電 壓變化’諸如數位1C、半導體記憶體、顯示模組、硬碟 機、射頻電路、微處理器、數位信號處理器及類比ic，尤 其係在電池供電的應用中，類似行動電話、筆記型電腦及 消費產品。 由於一產品之電池或直流輸入電壓時常必須步昇至一更 南直流電壓或步降至一更低直流電壓，故將此類調節器係 稱為直流至直流轉換器。步降轉換器在一電池的電壓係大 於所需負載電壓的任何時候使用。步降轉換器可能包含電 感切換調節器、電容電荷幫浦及線性調節器。反之，在一 $池的電壓係低於供電負載所需之電壓的任何時候需要步 昇轉換器(通常稱為昇壓轉換器）。步昇轉換器可能包含電 感切換調節器或電容電荷幫浦。 在則述電壓調節器中，電感切換轉換器可在電流、輸入 電壓及輸出電壓的最寬範圍上實現出色效一 130864.doc 200903966 流電感切換轉換器之操作係基於以下原理，即在 哭 (線圈或變壓器)内的電流無法立即改變以及一電感器將： 產生一相反電壓以抵抗其電流的任何變化。 -以電感器為主的直流/直流切換轉換器之基本原理係 將-直流供應電壓切換或，，斬斷I，成脈衝或叢發，以及使用 包含-電感器及電容器的—低通濾波器來過濾該等叢發以 產生-表現良好的時變電壓，即將_直流電壓變成—交流 電壓。藉由使用在一高頻下切換的一或多個電晶體以重複 磁化及消磁一電感胃，可使用該電容器來步昇或步降轉換 器的輸入電壓，從而產生一不同於其輪入電壓的輪出電 壓。在使用磁學向上或向下改變交流電壓之後，接著將輸 出整流回到一直流電壓並加以過濾以移除任何漣波。
該等電晶體-般係使用具有一低接通狀態電阻的金屬氧 化物半導體場效電晶體（通常稱為，，功率金屬氧化物半導體 場效電晶體，’）來加以實施。儘管轉換器的輸入電壓或輸出 電流快速變化’但使用來自轉換器的輸出電壓的回授來控 制該等切換條件’仍可維持一忮定、良好調節的輸出電 壓。 為了移除該等電晶體之切換動作所產生的任何交流雜訊 或漣波，橫跨切換調節器之輸出端子放置一輸出電容器。 5亥電感器及該輸出電容器一起形成一，，低通,，滤波器，其能 夠在大多數電晶體的切換雜訊到達負載之前移除其。切換 頻率（一般為1 MHz或以上）必須相對於濾波器的"LC "槽之 共振頻率”較高”。橫跨多個切換循環平均化後，所切換電 ]30864.doc 200903966 感器表現如同具有一緩慢變化平均電流的一可程式化電流 源。 由於該平均電感器電流係受偏壓成"接通”或關閉”開關 的電晶體控制，在該等電晶體内的功率消耗理論上較小並 可實現在80%至90%範圍内的較高轉換器效率。明確而 言，在使用一"較高”閘極偏壓將一功率金屬氧化物半導體 %效電晶體偏壓成一接通狀態開關時，其會展現一線性 I V汲極特性、一低Rds(—電阻（一般為2⑻毫歐或以下）。 例如在0.5A下，此一裝置將會展現僅1〇〇〇1乂的一最大電壓 降iD’RDShw ’儘官其較高的汲極電流。在其接通狀態傳導 時間期間的其功率消耗係lD2.RDs(〇n)。在該給定範例中， 在電晶體傳導時所消耗之功率係⑺5Α)2·(() 2ω) = 5〇 —。 在其關閉狀態下，一功率金屬氧化物半導體場效電晶體 使其閘極偏壓至其源極，即使得1 = 〇。甚至使一施加的 汲極電壓VDS等於一轉換器的電池輸入電壓，一功率 金屬氧化物半導體場效電晶體的汲極電流仍極小，通 常完全低於一微安且一般在奈安之範圍内。電流主要 包含接面洩漏。 因而，在一直流/直流轉換器内用作一開關的一功率金 屬氧化物半導體場效電晶體係較具效率，由於在其關閉條 件下，其在高電壓下展現低電流，而在其接通狀態下，其 f 一低電壓降下展現高電流。除切換瞬態外，在功率金屬 氧化物半導體場效電晶體中的Id.Vds乘積保持較小，且在 開關中的功率消耗保持較低。 130864.doc 200903966 在切換調節中的一關鍵組件係將斬波器之合成交流輪出 轉換或’’整流”回至直流所需之整流器功能。為了確保負載 從不看見-電壓極性反向，會在切換電感器及負載之串聯 路徑中放置-整流器二極體，藉此阻隔較大交流信號與負 載。該整流器可能拓撲地位於在功率或電池輸人之正端子 與輸出之正端子之間某處的高側路徑内或在低側上（即， ，，，接地"返回路徑内）。該整流器之另—功能係用以控制能 1流動之方向，使得電流僅從轉換器流動至負載而不會反 在一類切換調節器中’該整流器功能運用—p_N接面二 極體或一肖特基(Sch〇uky)二極體。肖特基二極體優於Μ 接面’因為其比Ρ_Ν接面展現—更低正向電壓降，一般係 彻W而不是700 mV，並因此消耗更少功率。在正向傳 ' p N—極體以少數載子之形式來儲存電荷。該
厂夕=載子必須在二極體能夠以其反向偏壓極性來阻隔電 L之七加以移除（即萃取）或自然再結合。 因為一肖特基二極體使用一金屬半導體介面而非一p_N 接面’理想上其不會則少數載子來傳導並因此比—Ρ·Ν 接面一極體儲存更少電荷。由於更少的儲存電荷，—肖特 基二極體能夠更快地回應橫跨其端子的電麼之極性變化並 以更尚頻率操作。不幸的係’肖特基二極體具有數個主要 缺點，其中之__ ^ „ 係其展現一明顯且不必要的關閉狀態洩漏 電流，尤其传方古、田π ^ . 在同〉 皿下。不幸的係，在—肖特基二極體的 灵属，、其正向偏壓電壓降之間存在一基本折衷。 130864.doc 200903966 在傳導期間其電壓降越低，其在其關閉狀態下便變得越 Λ漏。而且，此洩漏展現電流的一正電壓係數，使得隨著 Λ漏k加，功率消耗也會增加，從而引起肖特基二極體更 ^洩漏並消粍更多功率，甚至引起更多加熱。在此類正回 授下局邻加熱可引起一熱點變得更熱並”棋起"更多洩 漏，直至該點到達如此高的電流密度以致於裝置會失效， 即一稱為熱散逸的程序。 ( 宵特基二極體的另一缺點係難以使用習知晶圓製程及製 造來整合其於。在1c程式中通常無法獲得具有用於 形成肖特基二極體之最佳屬性的金屬。常用的金屬展現一 過南電壓阻障，即其產生一過高的電壓降。反之，其他常 用金屬展現-過低阻障電位，即其在用於一肖特基二極體 内時產生太多的洩漏。 儘官該些限制，但現今的許多切換調節器均依賴於 二極體或肖特基二極體用於整流。作為一兩端裝置，一整 (流器不需要—閘極信號來告訴其傳導或不傳導的時間。除 瞬態電荷儲存問題外，整流器自然防止反向電流，故能量 無法從輸出電容及電性負裁回流至轉換器及其電感哭内b。 為了減少電料並改良傳導損失，功率金屬氧化二半導 體場效電晶體有時會在切換調節器中用以取代肖特基整流 器二極體。-金屬氧化物半導體場效電晶體作為一 之操作時常係藉由並聯於一肖特基二極體放置該金屬氧化 物半導體場㉔電晶體並在該二極體傳導的任何時候接通嗲 金屬氧化物半導體場效電晶體（即與二極體的傳導同步）= 130864.doc 200903966 儿成。在此應用中’因此將金屬氧化物半導體場效電晶體 稱為一同步整流器。 由於一同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體可調整 大小以具有一較低接通電阻以及一低於一肖特基二極體的 電壓降，電流會從二極體轉移至金屬氧化物半導體場效電 晶體通道，從而減少該"整流器，，内的整體功率消耗。大多 數功率金屬氧化物半導體場效電晶體包括—寄生源極至沒 極二極體。在一切換調節器中，此本質p_N二極體之定向 必須具有與肖特基二極體相同的極性，即陰極至陰極'陽 極至陽極。由於此扑N二極體與肖特基二極體之並聯組 合僅在該同步整流n金屬氧化物半導體場效電晶體接通之 前持續短暫間隔（稱為，，先斷後合，，間隔）載送電流，故在該 等二極體内的平均功率消耗係較低並時常完全排除肖特基 二極體。 ’ 假定電晶體切換事件係比較調節器之振盪週期相對較 快，則在切換期間的功率損失可在電路分析内視為不可勿 略或替代性地視為-固定功率損失。整體上，則可藉由二 量傳導及閘極驅動損失來估計在一低電壓切換調節；内所 損失的功率。’然而，在多百萬赫茲切換頻率下，切換 分析變得更加重要且必須藉由分析一農置的沒極電壓、沒 極電流及閘極偏壓電壓驅動對時間來加以考量。 不同於-肖特基或接面二極體，該同步整流器 物半導體場效電㈣允許電流雙向流動且其閘師號之# 序必須精確以防止反向電流流動，即一不必要傳“， J呼导類 130864.doc 200903966 型，其會降低效率，増加 置。藉由減慢切換速率並广耗及加熱並可能損壞裝 ^ ^ S Φ * 、’胃加接通延遲，可在直流/直流 :調常用效率來換取改良強健性。 基於上述原理，當今 。 節器係使用各式各樣電^斋為主的直流/直流切換調 廣義上，1俜八成兩個、電感器及轉換器拓撲來實施9 式轉換器要類型的拓撲：非隔離式與隔離 表韦見的隔離式韓拖哭— #換态包括返驰與正向轉換器，並要求 一變壓器或耦合電感 要求 哭。昨她』、 在更网功率下，還使用全橋轉換 -工、轉換器能夠步昇或步降其輸入電壓，視 :::::級繞組比而定。具有多個繞組之變壓器可同： ^ 匕括门時咼於及低於輸入的電壓。變壓考 的缺點係其比較單繞袓雷咸， ° 響。 、、電感°。大並受不必要的雜散電感影 非隔離式電源包括步降降壓轉換器、步昇昇壓轉 :降壓轉換器。昇壓及降壓轉換器尤其具效率且大二 ^特別係在可使用2.2阳或以下電感器的百萬赫兹頻率 :，内操作時。此類拓撲每線圈產生一單一調節輸出電 ，並要求-專用控制迴路與分離pwM控制器用於各 以恆定地調整切換接通時間來調節電壓。 别 在可攜式及電池供電應用中，同步整流係常用以改 率。運用时整流的一步昇昇麼轉換器係稱為一同步昇壓
轉換益。運用同步整流的—步降降壓轉換器 I 降壓轉換器。 问步 130864.doc 200903966 非同步對同步昇壓轉換器操作：如圖】A所說明，先前技 術昇C轉換H 1包括—N通道功率金屬氧化物半導體場效電 晶體7、-電感器4、一電容器3、一肖特基整流器2及一脈 衝寬度調變（PWM)控制器6。電感器4、金屬氧化物半導體 昜效電aa體7及整流器2共用一共同節點，此處稱為"V/，節 點’有時稱為Lx節點。：極體5係寄生於金屬氧化物半導 體％效電晶體7並在昇壓轉換器丨之常規操作整個過程中保 持反向偏壓並關閉。轉換器i係由一輸入電壓Vbm來供 電。 透過功率金屬氧化物半導體場效電晶體7之切換動作， 在Vx節點處的電壓、在一大於供應執之範圍上切換，展現 在金屬氧化物半導體場效電晶體7係接通並傳導電流k(叫 時大約接地與在金屬氧化物半導體場效電晶體7係關閉且 一電流流過整流器2時至略微超過V〇ut之間交替的電 位。用於一習知昇壓轉換器之Vx之波形係由圖1D之圖表3〇 中的曲線片段31、32、38、34、35、36及37所說明，其中 在金屬氧化物半導體場效電晶體7正在傳導（片段3 1)時的 Vx係由表達式給出而在金屬氧化物半導體場效電 晶體7係關閉（片段38)時的Vx係由（V〇UT+Vf)給出。輸出電 壓v0UTs大於輸入電壓vbatt。在沒有回授與閉路控制的情 況下’轉換器“字會驅動v0UT至一不斷更高的位準，直至 二極體5進入突崩崩潰，即一不必要且潛在損壞的條件。 在時間t! ’在持續時間t〇n之後，電感器4驅動電壓vx為 正’且取決於轉換器1之設計及布局，可能會導致一些電 130864.doc 12 200903966 屢過衝及不必要的振盪或振铃（片段32)。在一間隔^之 後，在時m2，_化物半導體場效電晶體7接通，並在 從二極體2移除任一健存電荷之後，vx展現-負轉變及振 鈴（片段35)。整個循環以—循環時間重複，古亥 循環時間在固定頻率PWM轉換器中保持^並可在可 率轉換器中變化。 在同步幵壓轉換益中，該整流二極體係由一第二功率 金屬氧化物半導體場效電晶體來取代。同步昇壓轉換器 1〇(如圖1B所不）包括：一浮動同步整流器金屬氧化物半導 體場效電晶體U，其具有一本質並聯二極體15; 一電感写 12; -輸出電容器14;及一低側功率金屬氧化物半導體場 :丈電曰曰體11 ’其具有_本質並聯二極體16。金屬氧化物半 ‘體颈效電aa體"及13之閘極係由先斷後合電路17 來驅動並回應橫跨渡波電容器24存在的來自轉換器1〇之輸 出端子的一回授電壓Vfb由一 pWM控制器18來加以控制。 需要BBM操作以防止短路輸出電容器14。 在同步轉換器10之Vx節點處的切換波形（如圖m之圖表 3〇所π兄明）係類似於非同步昇壓轉換器丄之切換波形，除了 4刀33外’其中電壓在同步整流器金屬氧化物半導體場效 電晶體13正在傳導時間期間減少。圖表30之波形說明在金 屬氧化物半導體場效電晶體正在傳導（部分31)時的電Μ 係由表達式（i.RDSl(〇n))給出。 在時間t]，在持續時間t〇n之後，電感器a驅動電壓i為 並取决於轉換器丨〇之設計及布局，該波形可能包括一 130864.doc 13 200903966 些電壓過衝及不必要的振盪或振鋒（部分32)，接著安定至 -電壓(uf)’其中Vf等於橫跨二極體卜的正向電壓 降。在由BBM電路17所決定之-先斷後合時間間隔tBBM之 後，vx係由傳導同步整流哭今屬条 。°金屬虱化物半導體場效電晶體 21減少至一量值（ν0υτ+Ι^2(〇η))(部分33)，從而比較在 Ρ-Ν二極體15内的消耗減少功率損失。 正好在低側金屬氧化物半導體場效電晶體丨丨在時間【2接 通之前’时整心金屬氧化物半導料效電晶㈣係關 閉，如線段34所示，然後Vx返回至（v〇uT+Vf)。在一間隔 之後，金屬氧化物半導體場效電晶體u會接通，並在二 極體15從任-儲存電荷回復之後，^展現―負轉變並取決 於二極體15内P-N接面之二極體回復，可能展現—過電壓 大峰35。在該尖峰及後續振鈴（部分36)之後，I穩定在 (I*Rds丨（叫）（部分37)。整個循環以一循環時間T=(ut。^重 複，該循環時間在固定頻率PWM轉換器中保持值定並可在 可變頻率轉換器中變化。 浮動同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體13可能係 N通道或p通道，而接地低側功率金屬氧化物半導體場效電 晶體11係使用—N通道裝置來更方便地實施。在轉換器22 之正常刼作期間保持關閉並反向偏壓的二極體丨6係低側金 屬氧化物半導體場效電晶體11固有的一 P-N二極體。由於 二極體16在正常昇壓操作下不傳導，故以虛線顯示其。同 步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體13固有的二極體b 在低側金屬氧化物半導體場效電晶體丨丨關閉的任何時候變 130864.doc 200903966 成正向偏壓，但僅在同步整流器金屬氧化物半 晶體13也關閉時載送實質電流。可並聯於金屬氧化物半導 體場效電晶體13來包括-肖特基二極體，但由於串聯電 ::能無法足夠快地操作以從正向偏壓本質二極體15 f 定義直流/直流轉換器1〇之工作因數D為能量從電池或電 源流入轉換㈣之時間，即在低側金屬氧化物半場 電晶體開關U係接通且電感器12正在磁化中時的時間，則 =:換Γ之輪出至輸―減去該， K,. 1__τ -- on τ 與工作因數D成—函數關係的此輸出至輪人電壓傳送特 性係由曲線23在圖1C中圖形所說明。雖然此等式描述一較 寬轉換比範圍，但一昇壓轉換器在不需要極快裝置及電路 回應時間之情況下無法平滑地接近一單一傳送特性。考量 有限先斷後合間隔及非零金屬訇彳卜私* & 屬氧化物半導體場效電晶體上 昇及下降時間，會出現一簞一信w。， 早傳达2 1之不連續性22，因為 在極低工作因數下時間不足 = 作出反應。相反該轉換器從 某最小工作因數跳越至〇%並失去其調節能力。 而且’在較高工作因素及 古 較阿負载電流下，可用於電感 器12遞送其能量至電容哭】ή讲 4及負載之時間受到限制，故金 屬乳化物半導體場效電晶體丨^ y & …一 电日日體13必須持續較短持續時間來載 送兩電流。該些高電流尖峰合 大蜂胃另化效能並降低轉換器效 130864.doc 200903966 率。考量該些因數，一昇壓轉換器之工作因數係在實務中 限制於5%至75%之範圍。 同步昇壓轉換器之電流相依性： 為了更清楚地理解電流以及工作因數在一昇壓轉換器之 轉換比與效率上所強加之限制，必須詳細地考量從輸入至 輸出的能量流動。如圖2A所示，一電感器52係在低側金屬 氧化物半導體場效電晶體51接通時由於一電流^而磁化， 且節點Vx係在一電壓71下在接地附近偏壓，如圖2c所示之 圖表7 0所說明。 還如圖2C之圖表75所示，在時間t〇n期間，電感器電流k 隨著電感器52在以下量值的一磁場内儲存能量而從點⑽ 性傾斜上昇至77。
El=1/2*L*Il2 在此間隔期間，同步整流器 體53係關閉而二極體54係反向 池或電感器流動至負載56或電 須隨著其電壓從79下降至80向 表78中所示。在相同間隔^期 的能量及電荷 金屬氧化物半導體場效電晶 偏壓’故沒有任何能量從電 谷器55。相反，電容器55必 負載56供應必要電流’如圖 間，電容器55失去以下量值 △g=c_ l〇n out •dt 為了維持穩定狀態操作 體場效電晶體5 1關閉時在 ，此電荷必須在金屬氧化物半導 電荷傳送循環内得到補充。如圖 130864.doc 16 200903966 ⑸所不’在時間t〇ff期間，電壓Vx飛昇，正向偏壓二極體 54並傳送電荷及能量至電容^ 55及負載56。此條件在圖表 70中說明於時間t丨盥τ夕P弓 -,._ 队、…. 子门丨”丁之間，其中在同步整流器金屬氧化 半導體場效電晶體53不傳導時νχ係等於（V_+Vf)，即 電[73 °自同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體y正 在傳導時’由線72所顯示之Vx係等於，從 而減少二極體54内的功率損失並減少從電感器”移除的能 量數量。然而，傳送至電容器55之能量保持相同。 在從t】至丁的此t〇ff隔期間，該電感$電流從其峰值^向 -最小值76衰減，而輸出電壓ν〇υτ從其最小值8〇向其峰值 電壓79成長，分別如圖表乃及冗所說明。 使用電荷守恆原理 == C -AV - [i · dt」Lave ’ t°ff '卜 2 '^在連波中Δν保持較小且輸出得到良好調節，則時 門W越短’ 1“代必定越高。換言之，隨著不斷變高的工作 因數’金屬氧化物半導體場效電晶體53必須載送 的電流。 同步昇壓轉換器頻率之電流相依性 在負載電w減少之情況下’在金屬氧化物半導體場效電 曰曰體5 1接通時的t(>n期間的脈衝寬度會減少且在某特定電流 下，其到達一最小脈衝寬度。對於超過此最小脈衝寬度之 任-電流遞減’為了維持調節，金屬氧化物半導體場效電 曰曰體5 1之關閉時間必須藉由減少振盪器頻率或藉由略過脈 130864.doc -17- 200903966 通同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶 體5 1)來加以增加。 換加之情況下’則對於固定接通時間操作，轉 降。如圖2D中圖表88所示，電感器電流在 k在點8 9及91的一畏，丨丄 _ 、零在點90的—峰值之範圍内變 化。明確而言，在同舟敕，'ώ σ„人Η於 f / 正机斋至屬氧化物半導體場效電晶 Γ 何時候’電感器電流等於負載電流。不可避 值，其係遠 免的係，如圖表88所示，W平均值下降至 低於圖表75中先前所示之正常操作中的值。 除了在低側及同步整流器金屬 S1 ^ 7萄乳化物+導體場效電晶體 =兩=暫關閉時的先斷後合間隔外，在由圖Μ 二 Γ:範圍内操作的—同步昇壓轉換器僅具有兩 傳導 模式 電感 器電流 輸出 電壓 連續 lLmax>lLmin ---— 遞減 連續 ^Lmin ^ 0 遞增 式如表1所說明。 昇壓轉換器 能量流 (正常） ------ 低側金屬氧 化物半導體 場效電晶體 — 高側金屬氧 化物半導體 場效電晶體 磁化電感器 接通 關閉 傳送至輸出 關閉 ----- 接通 表1 如所述，在一習知同舟s两、Μ 汁垄轉換器中，能量係從電 入流入電感器内或從電残 电池輸 ^ ^ Λ為机動至負載。低於對應於輕負 載操作之開始的某電汸柞κ 曰 ¥貞 ，ILS品界值，昇壓轉換器的操作頻率必 然隨負載電流而變化。— 丰义 王要問喊會在此振盪頻率對應於 130864.doc 200903966 一接近20 kHz或以下之頻率時出現。 在b專條件下轉換器開始在音訊頻率範圍内振盪並可 透過任-聲音放大電路並甚至藉由收聽印刷電路板本身而 可聽見地聽到。不幸的係，無法改變該最低頻率，輸出電 谷為將會過充電且其電壓將會超過用於輸出電壓的指定容 限範圍。 在同步昇壓轉換器内的電流反向 f 除了受音訊影響性及可聽見雜訊外，其他問題會在極低 電流負載條件下出現。明確而言，在低於圖2D所描述之該 等電流的電流下，會出現一新且麻煩的條件，如圖戰 示。假定ton已經處於其最小持續時間，電感器電流傾斜上 幵（線117)至其在點118的峰值，接著若該電流傾斜下降（線 11 9)至點120 ’則其實際會到達零。使同步整流器金屬氧 化物半導體場效電晶體53接通超過此點實際上會允許電感 器電流反轉方向，從輸出電容器55流回至電感器52内。電 I "IL在此條件下為負，如線段12 1所示，並可能在再次改變 方向之則達到一峰值反向值122。在電感器兄内在錯誤方 向上流動的電流會浪費能量並降低整體效率。對應於此電 流反向，電壓Vx = (V〇ut+I.Rds)在點1〇7或1為負的任何時 候下降至v0UT以下，如圖表100中虛線段1〇8所示。 為了防止在同步整流器内的反向電流，在先前技術同步 昇C轉換益中的唯一選項係關閉其。此動作涉及偵測電流 反向之開始並在時間12關閉同步整流器金屬氧化物半導體 場效電晶體53。因為P_N二極體54無法在反向方向上正常 130864.doc 19· 200903966 傳導，故在點120的電感器電流 1 2 9 -f- ^ J± ^ J- 達I並停留在零（如線 )持續極性反向之剩餘持續時間，即直至時門T、’ 此類型轉換H操作係料不連續料，卩:至:間T。 轉換器 能量流 (輕負載） 低側金屬氧 化物半導體 場效電晶體 大態下操作 -----—Ί 高側金屬氧 化物半導體 場效電晶體 磁化電感器 接通 關閉 傳送至輸出 關閉 接通 ' 電流反向 關閉 關閉~ ------ 連續 ------- 連續 件下操作的-非同步昇壓轉換器之操、。°二、載條 以/5 34銼福35 士 - & . 、 °接者修改上表1 遞減 精由關閉該同步整流器金屬氧化物半導體場效 進入不連續料，在㈣載操作下的轉㈣效率得到改 良。不連續傳導之開始並非沒有問題。再次參考圖π中的 圖表_’在時閉同步整流器金屬氧化物半導體場效 ，晶體53導致-不必要Vx振盪（曲線⑽），之後νχ最後安 疋至（V〇UT+Vf)，如線110所示。 此不穩定性的原因係在同步整流器金屬氧化物半導體場 效電晶體53關閉時儲存於電感器52内及在 極斷擴散及接面電容内的殘餘能量。在 近零但1L仍可能略微為正或負，因為同步整流器金屬氧 化物半導體場效電晶體53無法在其零電流交又處完美關 閉。儲存於該些被動元件内的能量形成具有輸出電容器55 及負载56的一調諧電路或RLC槽電路。此調諧電路及其阻 130864.doc -20- 200903966 尼之振盪頻率因此係負載相 M ^ ^ 而且，邊轉換器的整體 要66 X Ο〜 死買得導日守變化。可產生不必 裡工— 〜應視轉換器的被動元件之選 擇而定。 〜 在急需電流條件下操作電感器的另_主要問題係其無法 對快速負载瞬璩作屮只座 , ' , 、'作出反應。由於電感器電流係如此低，故 新流突變作出反應要求有限的時間在電感器内重 j建立電…b時間可能超過數個切換循環，在此期間電 谷器55必須滿足負載56之電流需求。除非電容器Μ有意過 大用於步階回應條件’接近不連續傳導或在其下在輕負載 下操作的一習知昇塵棘拖哭膝# + 轉換將會在一步階負載瞬態期間展 現極差的調節。 不幸的係’在-昇壓或同步昇壓轉換器中不存在任何構 件用以維持-更高電感器電流並限制在輕負载條件期間轉 換器的操作頻率範圍。 在先前—技術同步昇展轉換器中p_N整流器強加的限制 在先前技術同步昇壓轉㈣之操作中的另—組限制源自 存在並聯於同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體的P_ N整流器二極體。雖然乍看其可能係用作同步整流器之功 率金屬氧化物半導體場效電晶體結構之設計及製造之一不 可避免後果’但實際上其係用於同步昇壓轉換器操作的— 不可避免且必要的元件。 再次參考圖1B所示之習知同步昇壓轉換器ι〇，ρ_Ν二極 體15係電性並聯於同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶 130864.doc -21 - 200903966 體13，不淪金屬氧化物半導體場效電晶體丨3是否係一 p通 道或一N通道裝置。在一正輸出昇壓轉換器中的二極體。 之極性極為重要’使其陰極連接至輸出並使其陽極連接至 Vx即點，使得在低側金屬氧化物半導體場效電晶體丨丨接 通，Vx係接近接地且電感器12正在磁化（具有圖2八之電路 5 〇所示之一等效電路的一條件）的任何時候其保持關閉並 反向偏壓。若其極性係反向，則接通該低側金屬氧化物半 導體場效電晶體將會正向偏壓該二極體並不合需要地拉低 輸出電壓。 圖2B說明在低側金屬氧化物半導體場效電晶體51係關閉 的任何時候P-N整流器二極體54係正向偏壓並因此 Vx>VOUT，不論同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 53是否接通或關閉。金屬氧化物半導體場效電晶體53可在 二極體54附近分流電流，但其仍然在低側金屬氧化物半導 體場效電晶體5 1係關閉的任何時候正向偏壓。初次檢查， 此特徵似乎很偶然，由於其在金屬氧化物半導體場效電晶 體5 1及53兩者關閉時在先斷後合間隔期間限制節點之最 大電壓至一量值（V0UT+Vf)。 不幸的係，整流器二極體54之存在限制輸出至一大於 Vbau之電壓，從而使得難以在V0UT « vbatt的任何時候在輸 入電壓附近調節一輸出電壓。此問題出現於先施加功率至 轉換器50且金屬氧化物半導體場效電晶體5丨及53兩者立刻 關閉且不傳導的時刻。因為初始V〇ut係接近接地且電容器 55係放電，施加功率Vbatt至轉換器的輸入立即正向偏壓二 130864.doc -22- 200903966 bau之電壓 極體54並充電vOUT直至一大約等於v 晶體51及53甚至已 開始 由於在金屬氧化物半導體場效電 切換之前^ « Vbatt，則進_步操作只能進一步增加輸出 電廢。不存在任何無損失構件，藉由其僅充電電容器_ 一半高電麼’即至―小於輸入電壓之電壓。因此，如 圖1C所示’最小(v〇ut/Vin)傳送比係—，如線21所說明。 不連續跳越22表示用以在閉路條件下調節輸出電壓之最小 作口數，超過其轉換器5〇依據曲線23可預測地表現。 不連續性2 2之冑度可解料對應於最*可能脈衝持續時 間的-定量能量或電荷。若該最小持續時間在電感器”内 儲存對應於—電流1L的能量&，則傾卸至輸出電容器55内 :相同能量會使用一有限數目庫倫AQ的電荷來充電電容 器55彳文而在一切換循環内產生一有限電壓增量或步階 ^v=(AQ/c)。由於此電壓增加至已存在於電容器55上的電 何頂邛，該電荷係由在先施加功率時不可避免的預充電所 產生’則其遵循V0UTk(VIN+AV)並因此 ^OUT _ Kn +AF ( △；/、 無法在超過V1N 小於輪入電壓 換言之’使用一習知同步昇壓轉換器， 的疋董内調節ν〇υτ，更不用提產生一 之輸出電壓。 日習知昇壓或同步昇壓轉換器的另一主要問題出現於啟動 =。再次參考圖2B，在施加功率預充電電容器“至輪入電 f P Vx超過Vbatt的表早切換循環’二極體54變成正 130864.doc •23· 200903966 向偏壓並移除儲存於電感器52内的少許能量以充電電容器 55。若負裁56在該昇壓電路磁化電感器“之前消耗在電容 55上的所有電荷，則在下一循環内，電感器“會再次充 電電谷D。而無在上增加電荷的預充電條件，即在一循環 之後淨AV=〇。 由於此電路負載，V〇ut保持在Vbatt且該昇壓電路從不啟 動。由電性負載56所負载之昇壓轉換器係附著在一永久條 件下，無法昇壓輸出電壓至所需更高電壓。在金屬氧化物 半導體場效電晶體51之電阻更高且無法在電感㈣内建立 足夠電流時’此問題在V-處於其最小條件下時尤其嚴 重。例如，在-單電池州顧或乾電池中，僅〇9v可用以 接通該等金屬氧化物半導體場效電晶體並實現啟動。 該負載啟動問題的-可能補救可能表現為在啟動期間使 金屬氧化物半導體場效電晶體5 1接通持續一更長持續時 間，但接著電感器52可能傳導過多電流，儲存過多能量，
並引起V0UT過衝。過衝可引起不穩定性、振盈並可能損壞 負載56。 在電感器52内儲存過多能 同步轉換器内不存在任何補 若同步整流器金屬氧化物半 輸出電壓V0UT將會隨著電感 繼續上昇至一不必要的值。 體5 1係接通’則甚至更多能 惡化該問題。即便同時使金 里之情況下，在一習知昇壓或 救以移除或虹吸掉額外能量。 導體場效電晶體53係接通，則 器52傳送其能量至電容器55而 若金屬氧化物半導體場效電晶 置會儲存於電感器52内，從而 屬氧化物半導體場效電晶體51 130864.doc -24- 200903966 及53關閉’二極體54仍會正向偏壓且電感器52將會繼續過 充電電容器55。而且由於負載56之負載電流係未知並可能 變化，故不存在任何方式來確保可靠啟動而沒有—過高輸 出電壓的風險。 由於整流器二極體54係該問題的起因，故一選擇可能係 排除其’如圖3A之電路13〇内所示。在此電路中，同步整 流器金屬氧化物半導體場效電晶體133係關閉且橫跨其不 存在任何正向偏壓整流器。相反，包括兩個背對背二極體 136a及136b以表示在該電路内沒有整流器。在金屬氧化物 半導體場效電晶體131係接通持續某持續時間以磁化電感 器132且電流15G傾斜上昇之後，如請所示，關閉金屬氧 化物半導體場效電晶體13 1會引起一主要問題。 在電感器132内的電流在點151中斷的時間及時間、，電 壓Vx無限制地跳越。橫跨金屬氧化物半導體場效電晶體 133而沒有一正向偏壓整流器的情況下，％不再限於 (乂⑽丁+乂^且乂，繼續增加直至二極體137進入突崩崩潰，從 而振盪（曲線1 56)並安定至一電壓BVdss(曲線丨57)，而在電 感器132内的電流傾斜下降回來（曲線152)。接著以一快速 且極具雜訊的方式（稱為無箝位電感切換或ms)從電感器 132中移除該能量。在移除該能量之後，在時間h，電壓返 回至Vbatt(曲線158)，即該電路的輸入條件。除了能量損 失，在二極體137内作為熱量消耗之事實外，極有可能金 屬氧化物半導體場效電晶體131由於在該UIS瞬態期間同時 存在的該等高電流、電壓及溫度而損壞或毀壞。 130864.doc -25- 200903966 換5之’儘管在一同步昇壓轉換器中由整流器二極體所 強加之限制，但仍沒有任何簡單方式來將其從先前技術電 路拓撲中移除而不會引起UIS相關的問題及效率損失。 在習知昇磨轉換器中的問題之概述 先蝻技術昇壓及同步昇壓切換調節器同時遭受其電路拓 撲所固有的眾多限制，從而不利地影響效率、雜訊、穩定 性、瞬態能力等。該些問題包括不需要的可變頻率操作、 曰訊雜訊、對電流反向偵測電路之需要、在關閉同步整流 器金屬乳化物4導體場效電晶體以防止電流反向時的不必 要振盪在輕負載操作中的較差瞬態調節以及在低工作因 數及單一電壓轉換比下無調節能力。 k. 尤”麻煩的係電感器電流、操作頻率及轉換器穩定性對 由昇壓轉換器所供電之負載之負載電流及複雜等效阻抗特 別敏感°從—低輸人電壓實現可靠啟動成為-全負载電流 很^程度地限制先前技術步昇轉換器。過磁化電感器會產 生-問題，即在輸出上的過電壓條件，其可能損壞轉換器 :負載。排除整流器二極體以實現步降操作或藉由卸載電 路改良啟動會由於未箝位電感切換n 位裝置損壞而產生額外且甚至更大的問題。、失及電 所而的係一替代性步昇拓撲，其改善或排除 題而不增加過多複雜性 —月』边問 可靠操作之新問題。成本或產生實現轉換器不穩定或 此類改良式轉換器及哨 .„ 調即态之一甚至更遠大目標俜$ π 在早一電壓轉換比下哎招、Μ # / 佧係不僅 次超過其（即在voupvbatt時 130864.doc ~ 26 - 200903966 節’而且還能夠步降或步昇一輸入以從一變化輸入源來調 節一所需輸出電壓而不利用複雜且無效率的昇降塵轉換器 電路及技術且不需要在v〇…_的任何時候改變操作模 式。 【發明内容】 在依據此發明之一直流/直流轉換器中，一電感器及一 低側開關（較佳的係-金屬氧化物半導體場效電晶體）係在 -直流輸人電壓與電路接地之間的_串聯路㈣連接。— vx節點係位於在該電感器與該低側開關之間的串聯路徑 内。一能量傳送開關（較佳的係一金屬氧化物半導體場: 電晶體）係連接於該Vx節點與該直流/直流轉換器之—輸出 端子之間’且一般情況下’一電容器係連接於該輸出：子 與電路接地之間。依據本發明，1輪開__1 金屬乳化物半導體場效電晶體）係並聯連接該電感器。
V 該飛輪開關係在該等低側及能量傳送開關開啟時關閉， 藉此除了戎等習知磁化及能量傳送級 ^ ^ is. Ait - 卜在遠轉換器之操 作中知供一弟三級。在該第三級期間，該電感器電 該飛輪開關而循環或，，飛輪，，，且能量係不從電池輸入傳送 至該電感器内或從該電感器傳送至該輸出端子。此在摔作 該轉換器時提供遠大得多的彈性，由於該轉換界不需要從 其輸^端子接收能量或傳送能量至其輸出端子。因:一操 作循裱之整體長度（即該轉換器之頻率 a处旦值徉纫 不依賴於該等磁化 傳Si飛於級度。而且’藉由適當調整該等磁化能量 之相對持續時間，此發明之-直流/直流轉 130864.doc -27- 200903966 f \ 換器可操作以步昇或步降輸入電麼或從步昇轉變至步降操 作，或反之亦然。此外，透過該飛輪開_，存在一並聯於 該電感器之電流路徑允許在該轉換器之切換操作開始之前 預充電該輸出電容器，藉此克服在該負载正在沒取電流時 j動一轉換器的問題。在依據本發明之-直流/直流轉換 為中排除或改善該等問題，即不需要的可變頻率操作、音 訊雜訊'對電流反向偵測電路之需要、在關閉同步整流器 金屬氧化物半導體場效電晶體以防止電流反向時的不必要 振f、在輕負載操作中的較差瞬態調節以及在低工作因數 及單一電壓轉換比下無調節能力。 因為該轉換器可在步昇或步降模式下操作，故較佳地排 除在該飛輪及能量傳送金屬氧化物半導體場效電晶體内的 正常源極主體短路。此可藉由控制在各金屬氧化物半導體 ::電晶體之主體上的電屢以避免任何正向偏壓p_N接面 =由取決於各金屬氧化物半導體場效電晶體中該等源極 路：==間的關係提供一 主體偏虔產生器”來自動短 :該主體电壓至源極或汲極來完成。例如，在一N通道金 屬氧化物半導體場效電晶體（ 德厭方&抑 p型主體）中，該主體 ^生.短路該主體與具有更低電壓的源極/汲極端 係2確保在該主體與剩餘源極々極端子之間的 面係反向偏壓。 设 若該轉換器僅在步昇模式下操 換器，則該能量傳送開關可包：有輪㈣ 一金屬氧化物半導體場效電晶體或可包含-;流器:=的 130864.doc -28- 200903966 為了確保在先斷後合間隔期間箝位該Vx節點，切換二極 體可並聯該等飛輪及能量傳送開關來連接控制電路以確保 必要日可連接该等一極體以防止未箝位電感切換（uis)與低 側金屬氧化物半導體場效電晶體之突崩。在—些具體實施 例中，此功能係藉由已經存在於該等主體偏壓產生器内的 二極體來加以執行，而在其他具體實施例中，用於該等飛 輪及能量傳送金屬氧化物半導體場效電晶體兩者之箝位功 能係藉由一連接至該v x節點之單一開關來加以執行。 本發明之另一態樣係一種轉換一直流輸入電壓至一直流 輸出電壓之方法。該方法包含施加該直流輸入電壓至一電 感器之一第一端子，同時耦合該電感器之一第二端子至一 電路接地，以便磁化該電感器；斷開該電感器之該第二端 子與該電路節點；耦合該電感器之該第二端子至二電:器 及一輸出端子以便在該輸出端子處提供該直流輸出電壓； 斷開該電感器之該第二端子與該電容器及該輸出端子；及 在斷開該電感器之該第二端子與該電容器及該輪出端子時 將该電感器之該等第一及第二端子連接在一起。 、 一直流/直流轉換器之方
本發明之另一態樣係一種啟動一 法，其包含連接一輸入電壓至該電彳 分流一電流以便預充電該電容器至_ 130864.doc -29- 200903966 該輸出電壓下垂至—預設電壓的任何時候傳送電荷至輸 出，或在該電感器電流下降至所需位準以下的時候磁化該 電感器。ϋ由維持一大於平均負載電流之電感器電流，明 顯地改良在負载瞬態期間的調節。 【實施方式】 圖4說明依據此發明所製造之一飛輪昇壓轉換器與切換 電壓調郎H之-具體實施例。如所示，飛輪昇壓轉換器 2〇〇包含一低側功率金屬氧化物半導體場效電晶體2〇ι、'二 ，、—整流器二極體2〇2、一飛輪 功率金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5(包括—主體偏壓產 生器206)、一先斷後合（ΒΒΜ)閘極緩衝器2〇8及—脈衝寬度 調變（PWM)控制器2〇9。使用來自轉換器2⑻之輸出之回授 VFB，PWM控Μ器209之操作控制金屬氧化物半導體場效電 晶體201及205之接通時間以調節一指定輸出電壓^町。電 感器203係耦合至一輸入電壓，在此情況下為一電池電壓
Vbatt而低側金屬氧化物半導體場效電晶體201係耦合至 接地。接地係一電路接地，其可能係實際接地或任何其他 電壓，在Vbatt與接地之間的電位差表示輸入直流電壓。轉 換益2 0 0驅動一負載2 1 〇。 此輸出係在輸入電壓'負載電流及溫度之一指定範圍内 調節在此方面，轉換器200係一切換電壓調節器。（所有 切換電壓調節器亦可視為電壓轉換器，但反之並不—定真 實）。並不努力區別—切換調節器與一切換轉換器。 在轉換器200中，低側金屬氧化物半導體場效電晶體201 I30864.doc -30· 200903966
一般包含-N通道裝置，其具有—源極_主體短路；及一整 體二極體207’其係並聯於金屬氧化物半導體場效電晶體 如之源極汲㈣子。因為金屬氧化物半導體場效電晶體 ⑽之源極短路至其主體’故包含叫及極與p型主體的本 質P-N接面形成與該電晶體的汲極端子並聯的二極體2〇7。 在正常操作下’ Vx保持正’而二極體2〇7保持反向偏壓且 不傳導。由於二極體207不傳導，故將其說明為一虛線。 、整流器二極體202使其陽極硬佈線至該νχ節點且其陰極 連接至該輸出端子。整流器二極體2〇2較佳的係包含—肖 特基二極體，並可能包含與金屬氧化物半導體場效電晶體 201及205單獨製造的—離散裝置。整流器二極體如僅在 金屬氧化物半導體場效電晶體2〇1及2()5兩者同時關閉時正 向偏Μ ’否則在轉換器之其他操作條件期間其保持反 向偏壓且不傳導。 、飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5係並聯連接至電 感器203並接通，以在低側金屬氧化物半導體場效電曰體 训係關閉且電容器族係充電至其目標電塵的任何時= 止二極體202之正向偏麗。飛輪金屬氧化物半導體場 晶體205可能係Ρ通道或㈣道裝置，在包括於先斷後合電 路208内的閘極驅動電路作適當變化。在— .,, 议往具體實施 歹’J中，飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5係由 閘極緩衝器驅動的_ ρ通道金屬氧化物半導體場效電晶S 體，該CMOS閘極緩衝器係由^^扣來供電。 或者，飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5可包含由 130864.doc 200903966 衝=1閑極緩衝器驅動的—Nit道裝置，該⑽㈣極緩 金屬氧化::气供電Θ。“ —替代性具體實施例中，飛輪 、’導體場效電晶體2G5可包含由- Kb帶式閘極 供電的一骑道裝置。使用一辄帶式閘極驅動用 ' * ,屬氧化物半導體場效電晶體205可在其傳導之持 料間期广強加特定限制’特別係週期性更新靴帶式電容 、電荷之而要。用於金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5 之問極驅動電路之詳細實施方案係如下所述。一N通道金 屬氧化物半導體場效電晶體係在更高電流應用中較有利， 相同Ba粒大小及成本，N通道金屬氧化物半導體場效 電曰曰體具有比具可比較的電性規格的p通道金屬氧化物半 導體場效電晶體更低電阻。
、，為了飛輪昇壓轉換器2〇〇之適當操作，飛輪金屬氧化物 半導體場效電晶體205較佳的係不包括一並聯於其源極-汲 極端子之P-N二極體，不論飛輪金屬氧化物半導體場效電 晶體205是否係一N通道或p通道裝置。在任一極性内存在 一並聯二極體可能會干擾轉換器2〇〇之操作。例如，若— P-N二極體橫跨飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5上永 久性地存在’使其陰極連接至Vbatt ’則在Vx的電壓會箝位 至一最大正值（Vbatt+vf)且此可能防止ν_超過vbatt，即其 可能防止步昇變換。反之，若一 P-N二極體橫跨飛輪金屬 氧化物半導體場效電晶體205永久性地存在，使其陽極連 接至vbatt，則在vx的電壓會箝位至一最小電壓（Vbatt_Vf)。 此可在低側金屬氧化物半導體場效電晶體20 1正在傳導的 130864.doc • 32- 200903966
任何時候引起高能量消耗並防止電感器2〇3磁化，藉此防 止轉換器2 0 〇之操作Q 為了排除不必要的二極體傳導，一主體偏壓產生器2〇6 確保不存在任何正向偏壓極體並聯於飛輪金屬氧化 物半導體場效電晶體205之源極_汲極端子。或者，具有一 接地主體端子的一㈣道金屬氧化物半導體場效電晶體可 用以排除對主體偏壓產生器206之需要。
飛輪昇壓轉換器200之操作包含一替代性序列，即⑴磁 化電感器203 ; (2)藉由充電輸出電容器204來傳送能量；及 ()飛輪纟飛輪期間，能量既不從電池傳送至電感器 203，也不會從電感器203傳送至輸出電容器2〇4。相反 地’允許電流在電感器2〇3内再循環而不會干擾負載21〇或 電池或轉換器200之其他電源。術語"飛輪”係從在一旋轉 輪内健存能量並週期性地傳送能量至旋轉輪内及從中傳送 出能量的機械裝置借用的。 轉換器200之正常操作期間，橫跨飛輪金屬氧化物半 導體場效電晶體205之沒極-源極偏塵在兩極性之間交替， — 蜀乳化物牛導體场效電晶體201之傳導條件而 定。當低側金屬氧化物半導體場效電晶體201係接通並傳 導時，1在接地附近偏麼，使得ν_>νχ。當低側金屬氧 化物+導體場效電晶體201係闕閉且不傳導時，v飛昇至 一等於^V〇UT)之電塵，Vf係橫跨二極體2〇2的正X向電塵 降，使得vx>vbatt並反向橫跨今届 殮垮金屬虱化物丰導體場效電晶 體05的源極-汲極極性。在任-極性卜主體偏塵產生器 130864.doc -33 - 200903966 206防止在飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5内的任一 接面變成正向偏壓。在一具體實施例中，飛輪金屬氧 化物半導體場效電晶體2〇5係在其,,接通"狀態下接通電阻 充分低，使其在一充分低電壓降下載送在電感器2〇3内流 動的王。卩電流。由此，在電感器2〇3内的電流可透過金屬 氧化物半導體場效電晶體2〇5持續延長持續時間再循環而 不損失明顯的能量。 、如在一習知昇壓轉換器中，輸出電壓V0UT係相對於切換 週期而文低側金屬氧化物半導體場效電晶體2〇丨之接通時 門控制藉此轉換益200遵循先前關於一昇壓轉換器所述 之相同電壓轉換等式，即
Vin τ 其中Τ係在PWM控制器209内的時脈或斜坡產纟器之週期 而Vin係標注為Vbatt的輸入，Vba“可能由電池供電或由任一 (其他電源、直流/直流轉換器、交流/直流轉接器或在用以 實施轉換器200之該等組件之指定操作電壓範圍内的電源 之輪出來供電。 由於t〇n<T，故飛輪昇壓轉換器200之輸出電壓必然高於 其輸入電壓且轉換器嚴格上係一步昇轉換器，具有限 制在V⑽以上的—正輸出。金屬氧化物半導體場效電晶體 換之速度限制實際上限制工作因數至至95〇/〇之範圍， 以在㈣控制器209内獲得高達數百萬赫兹的時脈頻率。 超過該等頻率’工作因數範圍會因為控制迴路内的傳播延 130864.doc -34- 200903966 遲而變窄。實務中，在整流器二極體2 衝之I τ & 從體202内傳導的電流脈 衝之里值可能對於大於75%的卫作因數（即對於超過评輪 入電壓的昇頻轉換比）變成禁止。 ⑴ A PWM控制器2G9不限於固㈣率，但還可❹變化頻率 來操作’例如具有固定接通時間及可變關閉時間或在請Μ 與可變頻率模式之間交替。其還可藉由充電輸出電容写 2〇4至某最大電壓，接著讓其衰減至某最小值並重複循環 /
來在滯後模式下操作。可變頻率或滯後㈣n肖耗更少 電流，但一般在固定頻率操作過程中展現增加的輸出電壓 漣波。可變頻率轉換器還具有缺點，即產生傳導及輕射電 性雜訊之變化頻譜，其可不利地影響通信及無線電電路之 操作。 非同步飛輪昇頻轉換器操作：如先前所述，使用來自轉 換器200之輪出端子之回授電壓VFB，PWM控制器209控制 金屬氧化物半導體場效電晶體2〇 1之接通時間與二極體2〇2 傳導之持續時間以調節一指定輸出電壓ν〇υτ。飛輪傳導在 電感器203具有足夠電流且電容器2〇4具有足夠電荷時出 現。轉換器200之操作級係概述於表3内。 狀態/階段 條件 能量 LS 二極體 FW ⑴磁化 低電感器電流，IL<I'L 至L 接通 RB 關閉 (2)傳送 低輸出電壓，V〇UT<V'〇UT 至C 關閉 FB 關閉 ⑶飛輪 均不 均不 關閉 RB 接通 表3 該飛輪昇頻轉換器之操作之原理係使用低側金屬氧化物 半導體場效電晶體2〇 1之接通時間來控制電感器203内的電 130864.doc -35- 200903966 流，以及藉由控制金屬氧化物半導體場效電晶體2〇1及2〇5 兩者同時關閉之時間來控制輸出電容充電時間。飛輪金屬 氧化物半導體場效電晶體205之用途在於在二極體2〇2或低 側金屬氧化物半導體場效電晶體201均不傳導時提供一第 三狀態，㈣中在^節點上的電壓不會展現較大瞬態或驅 動反向偏壓二極體207至突崩.用於該飛輪昇頻轉換器之 操作之一可能序列係如圖5八至5(：所說明，波形如圖6所 ( 示，包括說明的圖表260、說明V0UT的圖表270及說明電 ' 感器203内電流與飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體内 電流Ifw的圖表280。 開始於操作220之第一階段（如圖5A所示）’其中金屬氧 化物半導體場效電晶體201係接通並傳導電流id(ls)=il，飛 輪金屬氧化物半導體場效電晶體205係關閉，並反向偏壓 整流器二極體202，使得透過二極體202之電流Ireet係等於 零。在低側金屬氧化物半導體場效電晶體2〇1正在傳導 《時，vx係等於Il.Rdsi(曲線261)，略微超過接地，如圖表 260所示。在電感态2〇3内的電流k(如圖6之圖表2⑽内所 示）以一值280開始循環並傾斜上昇至一值282(曲線281)。 在此時間期間，輸出電壓V〇UT從值271衰減至一值273(曲 、、束）由於其供應由負載21 〇所需求的任何電壓。該第 一階段係在本文内稱為磁化階段。 圖5B之電路230說明飛輪昇頻轉換器2〇〇之操作之第二階 &。如圖6所不，緊接金屬氧化物半導體場效電晶體2〇1在 時間關閉之後，Vx立即跳至超過輸出一正向偏壓二極體 130864.doc -36- 200903966 :…位(曲線264)或(v_Vf)，藉此…心 卜在此間隔期間，二極體202變得正向偏廢’充電電容 益204從在tl的一㈣273變成在時間&的一最大電物(曲 線274)。在—具體實施例中，二極體202保持正向偏a， 直至輸出電壓V〇UT超過目標輸出電壓¥，_或直 時間間隔到期。 在該第二階段期間，在電感器2〇3内的電流W對庫方 式從一值282傾斜下降至-值加，其中!〜每循環遞 送至輸出電容器205之庫倫電荷dQ則為 dQc=IL〜 而且由於dVc= dQc/C ’則輸出電容器的電壓dVc的遞增變 化係由以下給出 如此，金屬氧化物半導體場效電晶體2〇1及2〇5兩者均關 、閉的時間tQff—(t2_tl)決定在任—循環内遞送至負載及輸出電 器之電荷之數里。3亥第二階段係在本文内稱為傳送階 段。 ,在該第三操作階段内，如圖5C所示，飛輪金屬氧化物半 導體場效電晶體205接通並轉移從二極體2〇2流過電感器 2〇3的電流至飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5内。如 圖6之圖表260所示，Vx係拉低至_等於n3超過^的 電壓（曲線265)。由於Il.RdS3極小，故wbatt。由於在此 130864.doc -37- 200903966 二極體2〇2變成反向偏壓且不傳導。如圖 開始從其峰值275衰減至在時間Η的— f 條件下νχ<ν〇υτ， 表270所示，V0UT 值277(曲線276)。 更詳細而言，一旦低側金屬氧化物半導體場效電晶體 2〇1係關閉且飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體挪係接通 並載达全部電感器電流’則K。如圖表28〇所示，飛輪 電流Ifw在日寺與時間13之間的整個週期期間跳至等於: 電感器電流的量值(曲線286)。因此，電感器203無法強追 電壓乂_或vx在此週期期間變化，即因為金屬氧化物半導 體場效電晶體205分流流過電感器2〇3之電流，電感器 無法供應電流至任-其他電路元件或強迫輸出端子或^節 點上的電壓移動。此飛輪條件持續在時間&與。之間的一 預定間隔或直至U下至—特定值（點284)。在飛輪期間， 在整流器二極體202内供應轉換器的輸出之電流與從 流入轉換器240之電流兩者均為零。 此操作狀態係在習知降壓或昇降壓轉換器中不存在的飛 輪條件。該飛輪條件可在時間上變化或係一固定持續時 間。在圖7所示之範例中，總週期係固定在一持續時間τ , 其分別包含對應持續時間t〇n、txfer及tfw之磁化、傳送及飛 輪操作之某組合。在一可能控制方案中，該飛輪時間填充 不由磁化及傳送執行之週期之任何部分，即其中t~=T_ (t〇n + txfer)。 飛輪操作之另一獨特記號在於圖5C所示之電流流動路徑 (3)並不如同圖5A中的磁化電流路徑（丨）或在圖5B中的傳送 I30864.doc -38- 200903966 電流路徑⑺那樣導致電流從電池流動至電感器或至接地。 換σ之，在飛輪操作期間流動之唯—明顯接地電流係來自 臨時供應負载210之輸出電容器2〇5。 在時間(枯脈之週期），飛輪金屬氧化物半導體場效電 晶體205係關閉且Ifw下降至零（曲線28乃。在圖表中由 區域266所不之一簡紐轉變t剛期$電壓％將會開始上 昇。若不存在任何電容，則％電壓可到達一量值V〇UT+Vf 的電壓（曲線267) ’藉此二極體2〇2變成正向偏壓並箝位其 值」而，只務中，若tBBM間隔係較短，則該電壓僅具有 在低側金屬氧化物半導體場效電晶體2〇1再次接通之前部 义上升的時間。 其後，隨I低側金屬S化物|導體場效電晶體训接 通’循環自我重複，電壓Vx從〜下降至接地附近，且 橫跨電感器203的極性返回至一正值，如圖6之圖表26〇所 7T> 0 \ ，然以-特定磁化、傳送及飛輪之序列描述飛輪步昇轉 換器200之操作，但任一其他序列亦可行。例如，一可能 序列係磁化、飛輪並接著傳送。 該飛輪轉換器還可在該等操作模式之兩者中花費一延長 持續時間並僅偶爾在該第三狀態下操作。例如，該轉換器 可在料傳送及飛輪狀態之間重複料且僅不㈣地磁化 該電感器’或在該等磁化及傳送狀態之間重複交替並僅在 該飛輪狀態下不經常地操作。 非同步飛輪昇壓調節器之好處： 130864.doc -39· 200903966 比車父一飛輪昇頻轉換器之操作與—習知非同步或同步昇 壓轉換器之操作，一些顯著差異較清楚。在一習知昇壓轉 換器中，除先斷後合操作外，僅存在兩個狀態，即輸入能 夏至電感器内並遞送能量至負載及輸出電容器。為了維持 一恆疋輸出電壓並避免電感器飽和，輸入電感器内的能量 必須每循環完全移除，即轉換器必須在能量平衡下操作。 右在每一循環後留下一較小殘餘電流，則平均電流將會逐 / 漸增加，直至電感器飽和。當一電感器飽和時，其電感及 八交机阻抗會下降，使得其不能再控制電流。一飽和電感 器基本上表現為導線”’料過多電流並過度加熱功率 金屬氧化物半導體場效電晶體。 為了避免平均電感器逐漸”攸昇，，，在一習知轉換器中， 必須調整接料間與傳料間之時序㈣衡流人及^出轉 換器之能量。在一習知轉換器中，用於—循環之總週期係 在電感n正在磁化時㈣金屬氧化物半導料效電晶體之 接通時間t。n與整流器或同步整流器傳送能量至輸
之時間txfer之和，即T=t +t 机认门 TO ^ . °n xfer對於固定頻率操作及一恆 疋週期T ’ ton的任一變化係由 — fer^對應變化來加以補 1貝’、、'、而，右t〇n或txfer到達—最小持續 度），則佴炷t 取j符續時間（即，脈衝寬 貝丨保持-怪定週期會引起一變 必然強返1知昇壓轉換器在⑽載 I此、力束 ^ 千々電感裔电流必須遵循負载的電产兩 求，否則將會導致4^祖Μ &山& 电"’<而 等致錯祆的輸出電壓。低 器難以回應一負載 X斋罨机使轉換 貞載電抓步指函數增加來 130864.doc -40- 200903966 在所揭示的飛輪轉換器中’具有三個操作狀態或階段， 即磁化、傳送及飛輪狀態，該飛輪狀態允許該轉換器以一 固定時脈頻率操作而不使電感器飽和或驅動輸出電壓超出 乾圍。此好處係藉由比較圖7之圖表300及320所示之飛輪 昇頻轉換器之兩個不同vx波形來加以說明m 300所 示 正常負載電流條件說明金屬氧化物半導體場效電晶 體〇 1之接通4間t〇n(片段302)與二極體的傳導時間t。〆片 段304)並未在最小寬度。該飛輪金屬氧化物半導體場效電 晶體持續某持續時間操作（片段3 〇 7 ),直至時脈脈衝在時間 T重復。在飛輪級期間（時間tfw)連續維持電感器電流，並 不與負載相互作用，從而避免電感器電流極性反向與負載 中雜訊的問題。 如圖表320所示’ U脈衝寬度（片段321)係處於最小寬度 下’其等於（h-to)，即比圖表300所示者更短的一持續時 間。為了維持一恆定輸出，間隔。“對應地調整至一持續時 間（k-t!)，其也短於圖表3〇〇所示者。為了獲得恆定頻率操 作氣輪日卞間^增加至（丁42)，即一長於圖表3〇〇所示者的 持續時間。識別該等t()n、1。„及tfw持續時間為正常操作下 的片段302、304及307以及在輕負载操作期間的片段κι、 323及3 26 ’接著對於具有一固定週期τ的恆定頻率操作。 T~ton(3 02) + t〇ff(3〇4) + tfw(3〇7)==ton(3 2 1) + toff(323) + tfw(3 26) 因此，該飛輪級（片段326)補償任一 ^及％“變化，使得丁 可保持恆定。依此方式，可在一寬得多的應用範圍内使用 固定時脈循環並可更出色地控制切換頻率及雜訊頻譜。 130864.doc -41 · 200903966 或者，該轉換器還可用於可變頻率應用，但更大程度地 控制其所產生的雜訊頻譜。例如，可預先選擇週期τ以避 免特定頻率及不需要諧波，例如落入重要通信頻帶内或潛 在干擾射頻電路的該等頻率。 使用一飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體控制電感器電 流： 一飛輪昇壓轉換器比一正常昇壓轉換器提供一更大程度 的電感器電流之控制。在一正常昇壓轉換器中，電感器係 連接至轉換器的輸入或輸出，即儲存能量或傳送其至負 載。在一正常昇壓轉換器中，不存在任何構件，藉由其斷 開電感器與輸入及輸出電路而不引起未箝位電感切換尖 峰，如圖3B所述。使電感器比所需更長時間地連接至輸入 會在電感器内儲存過多能量，即以某種方式必須隨後移除 而不&響輸出调節的能量。使電感器連接至輸出過長會從 電感器移除過多能量，但會過充電輸出電容器且不利地影 響輸出調節。任一方式，在一習知昇壓轉換器中的能量流 可能會在變化負載及輸入條件下導致較差調節。 該飛輪昇壓轉換器藉由引入一第三狀態或條件（即飛輪） 來排除此問題，其中電感器電流可再循環而不遞送更多能 篁至輸出或從輸入吸收更多能量。此概念係圖8a之演算法 3 3 0中圖形所說明。如所示，在施加功率至轉換器的輪入 端子之後’輸出端子充電至一大約等於輸入電壓的電虔， 即V0UT—Vbatt，作為正向偏壓整流器二極體2〇2之一不可 避免後果。在飛輪轉換器200中，不論飛輪金屬氧化物半 130864.doc -42- 200903966 導體場效電晶體205是否接通，此預充電條件均會發生。 在金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5係關閉之情況下，預 充電電流流過電感器203。在金屬氧化物半導體場效電晶 體205係接通之情況下，該預充電電流可在電感器周圍 机過傳‘金屬氧化物半導體場效電晶體2〇5。在預充電期 間在電感器周圍轉移電流之優點在於輸出電容器可更快地 充電且電感器不必在轉換器操作開始之前重設至零，從而 加速轉換器的啟動。在任一情況下，在預充電之結束時， 橫跨電容器204的電壓V〇UT大約等於電壓。 開始切換操在、級i，低 <則金屬氧化物半導體場效電 曰曰體20 1係接通並使用電流流動來磁化電感器別3(步驟 131)。級1之持續時間可由任一數目的構件來控制，包括 運用-類比回授信號，其係n誤差放A||並與一斜坡 產生器進行比較，即在習知昇壓轉換器中常見的一方法。 或者，接通級丨之持續時間可依據電感器電流及輸出電壓 之特定目標值來加以數位控制。在另_演算法方案中，低 側金屬氧化物半導體場效電晶體2〇1之接通時間可以一最 小脈衝寬度開始，其後重複增加各時間級1，直至到達一 穩枝態條件。或者’必要時可在後續切換循環中運用並 接著縮短或略過某最大接通時間。 不論如何控制級丨之持續時間，當級2開始時’低側金屬 氧化物半導體場效電晶體2G1係關閉而飛輪金屬氧化物半 導體場效電晶體205保持關閉（步驟332)。整流器二極體2〇2 -變成正向偏壓，便使用電流來充電輸出電容器^並增 130864.doc -43- 200903966 加輸出電壓超過其預充電值。 路變數成-函數關“固定或變化= :=持續時間(一於級-之組合:若:: 間係可用㈣2。]在傳^里至輸出端子時，較少時 在級2内的某最小持續時間之後，—條件性測試（如步驟 4中所不)比較實際輸出電壓ν〇υτ與目標輸出電壓〜， 且若V〇UT係不大Μ，晰，則重複…（方塊331)，例如若 〇UT係小於或等於V，0UT。若滿足電壓條件，即若 〇二T V 〇UT貝1!重複磁化電感器203之循環並傳送能量至 電容器204(級丨及2)之循環係終止，然、後轉換器細開始在 級（3)飛輪，如步驟335所示。 曰在該飛輪條件(級3)下，飛輪金屬氧化物半導體場效電 曰曰體M5係接通並傳導在電感器2()3内的載送電流，而低側 金屬乳化物半導體場效電晶體训保持關閉且二極體搬保 持反向偏壓且不傳導。轉換器2〇〇保持在級3之時間之持續 時間可以任—數目的方式來決定。在-具體實施例中，維 持飛輪級3持續週期了的―固定時脈循環之剩餘部分，即持 續持續日守間KT-ton-tw)。或者，可強加一條件，藉此 轉換器2 0 0繼續飛*給，古s ^ 遞，脒輪，直至透過電感器203之電流衰減至一 特疋值或藉此轉換器2〇〇繼續飛輪，只要輸出電壓V〇ut保 持在V'0UT以上，或其參數及時序準則之任一組合。當級 (v驟335)、纟„束犄，如演算法33〇中所示，轉換器2⑽返回 至級1 (方塊3 3 1)。 130864.doc •44· 200903966 所不演算法330以類似於正常昇壓轉換器操作之—方式 來維持電感器電流及輸出電麼。如所說明，僅在輸出電麼 超過-指定目標電壓V，。UT時，轉換器2〇〇才會進入該飛輪 狀態。此行為係如圖8B之啟動波形336所說明，其中在一 電壓VbaU下預充電後（片段33 7)，飛輪昇壓轉換器200在時 間t,開始操作且輸出電壓在傳送期間增加直至時間片段 )此時電感器203再次磁化且輸出電壓衰減（片段 339)。 攸時間h至時間u，傳送至輸出端子再次出現，從而充 電輸出端子’但不超過目標值ν，〇υτ。因此，另一磁化及 傳达迴路從時間t4至時間t6出王見。然而在點34〇，輸出電塵 取後穿過目標值V,ουτ並在下一時脈循S，在時間t6，轉換 f 2〇0進入飛輪操作。在時間該轉換器再次磁化其電感 器並實現％疋狀態操作。或者，轉換器2⑻可在飛輪操作 (級3)與電荷傳送操作（級2)之間交替，直至在電感器2〇3内 , 的電流下降至某最小值。 應庄思，輸出電壓以相同速率衰減，不論電感器2〇3正 在磁化（級1)或轉換器2〇〇正在飛輪（級。在該等飛輪及磁 化級期間的輸出電壓遞減僅取決於負載電流與輸出電容器 204之大小。 該飛輪昇壓轉換器之演算法彈性係平均電感器電流不一 定a定輸出電壓的一後果。此意味著不同於習知昇壓轉換 器，該飛輪昇壓轉換器提供轉換器之該兩個狀態變數（即 輸出電壓νουτ與電感器電流Il)之半獨立控制。此事實清楚 130864.doc •45- 200903966 說明於圖8C之圖表341内，其中即使在一預定數量及容限 下調節輪出電壓，電感器電流II仍持續遠超過負載電流 Ι〇υτ 0 作為一範例，在負載電流在由片段342所表示之量值（例 如在300 mA)下，電感器電流IL在由片段345及346表示之 量值傾斜上昇並傾斜下降，該等量值係高於負載電流 I out。電流傾斜上昇部分（片段345)對應於磁化階段t。〆級 1) ’而電流傾斜下降（片段346)同時包含電荷傳送時間 t〇ff(級2)與飛輪時間tfw(級3)。對應於飛輪之傾斜下降週期 之部分（片段346)在更高Ιουτ值下更短並在更低值1〇町下更 長。 在時間t=2T ’圖表341說明從由片段342所表示的一量值 至由片段343所表示的一更低電流（例如從3〇〇爪八至5〇 mA) 之一負載電流步階減少。隨即，電流傾斜上昇時間（片段 347)係縮短，而傾斜下降（片段349)遞増一對應數量。該時 脈頻率保持相@。而且’由於負載正汲取更少電流，故耗 費很少（若有的話）時間傳送能量至輸出。相反，大多數電 感器電流傾斜下降係由於在飛輪期間的功率損失而非傳送
能量至輸出所引起。在此情況下，為了防止輸出過充電， 調整時間’使利祕近零而tfw接近K。在不需要傳送能 量至輸出之情況下，該轉換器在磁化與飛輪之間交替並可 月色略過在另一傳送循環屮Jg夕Α Μ 見之則的任一數目循環。在此條 件下’丨。„等於零且T=tQn+tfw。 該飛輪昇壓轉換器 之獨特屬性係其甚至隨著負 載電流動 130864.doc -46 - 200903966 態變化，仍持續一更高電感器電流之能力 在時間t=4T， 負載電流向上跳越至由片段344表示的一新更高值 大於初始電流（片段342)。因為II之量值仍高於負載 轉換器立即反應而不損失調節。 甚至 故該 f 對比之下，-正常昇壓轉換器將會展現—差得多的步产 回應，因為在時間2T與4T之間週期内，平均電感器電流: 會遞減至一等於負載電流之量值(片段343)而無法對突變 (即負載的電流需求增加）作出反應。將會導致較差瞬態調 節。該飛輪昇壓轉換器完全避免此問題。 同步飛輪昇壓轉換器 圖4之飛輪昇壓轉換器200之一可能缺點係其在I節點與 其輸出之間使用整流器二極體202。由於從電感器2〇3流動 至電容器204及負載210的所有能量必須流過此整流器二極 體，故不可忽略該整流器内的功率損失。在該傳送階段期 間’在該二極體内的功率損失係lL.Vf。 雖然對於低負載電流及更高輸出電壓之條件，此功率損 失可能係總損失的一較小百分比，但在更高電流下，功率 損失可引起實質加熱而在更低輸出電壓下，功率效率還可 旎受影響。使用一肖特基二極體會降低該些傳導損失’作 不會排除其。 為了減少在飛輪昇壓轉換器内的整流器損失，該二極體 可由一金屬氧化物半導體場效電晶體來加以取代。所得同 步飛輪昇壓轉換器係如圖9所說明。類似於非同步飛輪昇 壓轉換器200，同步飛輪轉換器350包括—低側N通道金屬 130864.doc -47- 200903966 氧化物半導體場效電晶體351、一電感器359、具有一主體 偏壓產生器358的一飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 如、一輸出電容器356及一 PWM控制器如。電感器359係 耦合至一輸入電壓，在此情況下為—電池電壓％川，而低 側金屬氧化物半導體場效電晶體351係耦合至接地。接地 係一電路接地，其可能係實際接地或任何其他電壓，在 Vbatt與接地之間的電位差表示輸入直流電壓。 一同步整流器353包含一整流器二極體352與一金屬氧化 物半導體場效電晶體354，該金屬氧化物半導體場效電晶 體係由一閘極緩衝器355來驅動。金屬氧化物半導體場效 電晶體354可能係P通道或N通道，適當調整閑極緩衝器州 及信號範圍或閘極信號VG3。二極體352可包含金屬氧化物 半導體場效電晶體354所固有的—P_N接面或可能包含一肖 特基二極體或其-並聯組合。金屬氧化物半導體場效電晶 體354係定時以傳導二極體352正向偏屋時間的某部分。同 κ $整流器金屬氧化物半導體場效電晶體354具有一充分大 寬度以在其接通狀態下展現低於橫跨載送相同電流之二極 體352之電塵的一電壓降。 ,飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體357可能係n通道或p 、仁p通道金屬氧化物半導體場效電晶體更方便用 :實施閘極驅動電路以供應閑極信號VG2。主體偏壓產生 益358排除橫跨飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體357之源 極至戍極端子的任何正向偏壓p_N二極體，即沒有任何正 向偏屢二極體可存在於V義“之間的任—極性内。一先 130864.doc -48- 200903966 斷後合緩衝器361控制該等間極信號至低側金屬氧化物半 導體場效電晶體351、同步整流器金屬氧化物半導體場效 電晶體354及飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體357以防止 重疊傳導。僅該三個功率金屬氧化物半導體場效電晶體之 —可在任一時間傳導。在關閉一金屬氧化物半導體場效電 晶體與接通另一者之間的轉變（即先斷後合時間）應較佳出 現於最短可能時間内而無重疊傳導。 類似於非同步飛輪昇壓轉換器2〇〇，轉換器35〇在三個狀 態下操作，即磁化、傳送及飛輪，其分別對應於圖9中的 電流流動箭頭（1)、（2)及（3)。該同步飛輪轉換器獨特的 係，同步整流益金屬氧化物半導體場效電晶體354在二極 體整流器352周圍傳導並分流電流持續二極體352正向偏壓 時間之某部分，藉此降低在由電流流動箭頭（2)所表示之傳 送級期間的功率消耗。同步飛輪昇壓轉換器之操作係如圖 10A至l〇D所說明，遵循圖iiA之演算法420，對應νχ&1波 形分別係如圖11B之圖表430及440所示。 在級1，如圖10A之步驟421示意性所示，傳導低側金屬 氧化物半導體場效電晶體351且金屬氧化物半導體場效電 晶體352及357係關閉。由箭頭（1)所表示之電流流動磁化電 感器359持續由PWM控制器362所控制的某持續時間t〇n。 如圖11B之圖表430所示，由於Vx係在一量值il.Rds(ls)的電 壓下在接地附近偏壓（片段431)，故整流器352係反向偏壓 且不傳導，使得圖表440所示之Irect係零（片段444)。由於 無任何整流器電流流動，電容器356必須向負載4〇1供應其 130864.doc • 49· 200903966 必需電流Ι〇υτ，引起私山 η τ ± ± 別电壓V〇UT在操作之，，磁化1皆段期 間下垂。同時’ 1傾 1白权』 U，直至時間t,，此時：⑨441)持續整個持續時間 访b ％轉換器350進入其第二操作階段。 °亥苐一階段或操作狀能pq u 442)，此時供心於圖11B内的時間Μ點 )此時低側金屬氧化物半導俨i日々把曰遍 閉。如圖_所示，在全P 野效電晶體351係關 士 + 、 金屬虱化物半導體場效電晶體351係 關閉柑，電感器359立 … 1 5$边Vx炖昇並正向偏壓二極體 二從：使用電流充電電容器356(箭頭⑺)。緊接在時間 t!之别(％間tl-) ’在其峰值(點442)的電感器電流l完全由 低側金屬氧化物半導體場效電晶體35i載送，即lL(ti> lD(LS)。緊接在時間I之後（在時間Μ，電感器電流lL完全 由整流器二極體352來載送，使得iL(ii+) = irect，如由圖表 440中虛線445所示。由於電感器電流無法不連續，即lL(til 、IlCI ) ’則整流|g二極體352必須在關閉低側金屬氧化物 :導體場效電晶體351的時刻載送全部電感器電流。在電 抓IlT，二極體352展現一量值％的電壓降。由此，電壓 Vx跳越至一值Vx=(V〇UT+Vf)(片段432)。雖然在一包含所示 組件之電路中，電壓立即跳越，但現實中，在該等金屬氧 化物半導體場效電晶體中所存在之寄生電容會減慢該轉 '憂。因此一些電流係由該等寄生電容而不是由所示理想元 件來載送。 在BBM電路361所控制之一先斷後合間隔tBBM之後，同 步整杰器金屬氧化物半導體場效電晶體3 5 4會接通，對應 於演算法420中的箭頭423。如圖l〇c所示，電感器電流 130864.doc -50- 200903966 IL(箭頭（2))分割成兩個部分，使得Il=i⑽+Id(sr)，如由 Γ v C 1 電流下降所說明（在圖1 之圖表44〇中片段446)。在—更 低電流下，二極體電壓Vf下降至一值，其大約等於橫跨同 步整流功率金屬氧化物半導體場效電晶體3 54的電壓降 Il*RDS(SR)。電壓 Vx下降至量值為 Vx=(v〇ut+Il.Rds(sr))的— 值433(在圖11B之圖表430中片段433)，並減少功率消耗。 在下一操作階段之前，同步整流器金屬氧化物半導體場 效電晶體354再次關閉持續一持續時間tBBM，二極體352必 須載送全部負載電流（片段447)，且Vx = (v〇uT+Vf)，如由片 段434所不。因此級2之持續時間txfer包含三個子級：圖1 〇B 所說明之一先斷後合間隔、圖丨〇c所說明之同步整流器傳 導及也如圖10B所說明之一第二先斷後合間隔。在整個級2 期間’電感器電流（在圖1〇8及10C内的箭頭供應負载 4〇1並充電輸出電容器336,同時電感器359内的電流在其 傳送階段期間從由點442所表示的一值傾斜下降至由圖丨i b 之圖表440中點447所表示之一更低量值。只要先斷後合間 隔432及434比較同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 傳導間隔433較短，在能量傳送至輸出期間所消耗之平均 功率會減少並改良轉換器的效率。 下一操作階段係在圖11A中由步驟424來表示並顯示於圖 10D之等效電路中。飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體357 係接通並載送整個電感器電流（箭頭（3))，即Il=Ifw，一初 始值由點447來表示並在時間t=T衰減至由點443表示的一 值。在節點 Vx 435 的電壓 435下降至 Vx=(Vbatt+lL.RDS(FW))， 130864.doc -51 - 200903966 即小於vGUT但大於Vbatt的—值。因此二極體扣變成反向 偏塵且不傳導，如由圖表44时虛線448所示。此操作狀態 係在習知降壓或昇降Μ轉換器中不存在的飛輪條件。該飛 輪條件可在時間上變化或係一固定持續時間。纟圖㈣所 不之&例巾’總週期制定在—持續時間Τ，其分別包含 對應持續時間w及tfw之磁化、#送及飛輪操作之某 ί 組合。在-可能控制方案中’該飛輪時間填充磁化及傳送 不執行之週期之任何部分，即其中tfw=T_(Ut。。 "飛輪操作之另-獨特記號在於圖1QD所示之電流流動路 徑（3)並不如同圖1〇A中的磁化電流路徑⑴或在圖心中的 傳送電流路徑⑺那樣導致電流從電池流動至電感器或至接 地。換言t ’在飛輪操作期間流動之唯一明顯接地電流係 來自S品時供應負載4〇 1之輸出電容器3 5 6。 在重複演算法420所示之循環之前，飛輪金屬氧化物半 導體場效電晶體必須關閉持續—持續時間t_(步驟425)。 由於所有金屬氧化物半導體場效電晶體均即刻關閉，故條 件I回至圖1 〇B所示條件，其中該電流（在圖表中由點 得表示）正向偏壓二極體352，且其中^增加回至由圖表 «〇中波形437所示之電壓。若該轉變係足夠短或飛輪金屬 軋化物半導體場效電晶體357之關閉係減慢，則在此轉變 期間電壓1之峰值可減少至-由曲線436所說明的更小值 或至中間電流，視寄生電容之量值而定。 在飛輪昇壓轉換器中的功率金屬氧化物半導體場效電晶 體主體及閘極偏壓 曰 130864.doc -52· 200903966 在圖4及9之非同步及同步飛輪昇壓轉換器兩者中的一關 鍵組件係主體偏壓產生器，其控制並聯於電感器之飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體之主體端子。若在任一極性内 存在並聯於飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體的通道的一 正向偏壓二極體，則該電路將不會操作。在步昇操作中， 忒Vx即點必須從接地附近自由切換至超過ν〇υτ，不論值 Vbatt如何。因此該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體必須 以一方式來製造，其中沒有p_N二極體可變得正向偏壓並 在象限I或象限III内限制其電壓擺動。換言之，該飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體必須係一雙向開關，其能夠在 其關閉時在任一方向上阻隔電流。 用以避免正向偏壓任一 P-N二極體的一此類方法係使用 其主體接地的一N通道功率金屬氧化物半導體場效電晶體 來實施飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體。在此情況下， 源極至主體及汲極至主體二極體兩者始終保持反向偏壓。 具有接地（即基板連接）主體端子之N通道金屬氧化物半導 體場效電晶體一般可用於非隔離式CMOS程序。 該替代性方案係運用一 P通道或一 N通道功率金屬氧化 物半導體場效電晶體’具有一主體偏壓產生器作為飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體。 έ亥主體偏壓產生器之目的在於防止正向偏壓任一源極至 主體或沒極至主體一極體’不論源極至沒極電壓及極性如 何。圖12Α所示之電路450說明一飛輪Ρ通道金屬氧化物半 導體場效電晶體45 1，其在依據此發明之—飛輪昇墨轉換 130864.doc •53 · 200903966 器中在VxAVbatt電路節點之間並聯連接—電感器4Μ。作 為一電池連接”高側，，裝置，p通道451之閘極驅動可使用一 由vbatt供電的CMOS反相器455來促進。拉動金屬氧化物半 導體場效電晶體451之閘極至接地會接通完全使用一閘極 偏壓VGS=-Vbatt增強的裝置。 二極體452A及452B表示功率金屬氧化物半導體場效電 晶體45丨所固有的源極至主體或汲極至主體二極體。並聯 於該些二極體，p通道金屬氧化物半導體場效電晶體453a 及453B操作以無論哪個二極體變成正向偏壓時分流（即短 路）’確保金屬氧化物半導體場效電晶體453八及4536之另 者保持反向偏壓並阻隔電流。此類金屬氧化物半導體場 放電sa體有時係稱為主體偏壓或"主體攫取器，，裝置，由於 其控制功率金屬氧化物半導體場效電晶體的主體或後閘極 端子B”上的偏壓。該等主體偏壓金屬氧化物半導體場效 :晶體之開極係交又耦合’意味著金屬氧化物半導體場效 电日日體453 A之閘極係連接至金屬氧化物半導體場效電晶體 453B之源極且反之，金屬氧化物半導體場效電晶體453B 之閘極係連接至金屬氧化物半導體場效電晶體M3A之源 和士所不，裝置450係在其構造上對稱，使得源極及汲 極元件之命名係任意的。 在操作中，在Vbatt>Vx的任何時候，P通道金屬氧化物半 導體:放电晶體453B之VGS為正並因此金屬氧化物半導體 琢放電日日體453B係關閉。在此等條件下，p通道453八之 GS為負’從而接通金屬氧化物半導體場效電晶體453a， 130864.doc -54- 200903966 一路一極體4 5 2 A，並偏壓功率金屬氧化物半導體場效電晶 體451之主體端子BiVbau電位。由於二極體之陰極偏 壓至Vbatt且其陽極偏壓至—更負^電位，二極體452b保持 反向偏壓且不傳導。此條件在低側金屬氧化物半導體場效 電晶體係接通且^係拉低至—接近接地電位時出現於該飛 輪昇壓轉換器内。 反之在的任何時候，p通道金屬氧化物半導體 %效電晶體453A之VGS為正並因此金屬氧化物半導體場效 電晶體453A係關閉。在此等條件下，P通道453B之Vgs為 負，從而接通金屬氧化物半導體場效電晶體453β ,短路二 極體452B，並偏壓功率金屬氧化物半導體場效電晶體451 之主體端子wvx節點。由於二極體452A之陰極偏壓至％ I陽極偏壓至-更負Vbau電位，二極體452a保持反向偏 壓且不傳導。纟飛輪期間或在操作之傳送階段期間，此條 件在低側金屬氧化物半導體場效電晶體係關閉且I飛昇至 超過vbatt之電位時出現於該飛輪昇壓轉換器内。 圖12D說明該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之一 N 通道實施方案。電路彻包括並聯於電感器484的N通道飛 輪金屬氧化物半導體場效電晶體481。金屬氧化物半導體 場效電晶體481包括本質主體p_N二極體482八及4828，苴 使其陽極電性連接至金屬氧化物半導體場效電晶體481y 型主體端子B並使其陰極分別電性連接至Vba^Vx。並聯 於二極體482A及侧，N通道金屬氧化物半導體場效電晶 體483A及483B操作以無論哪個二極體變成正向偏屢時分 130864.doc -55- 200903966 "π·(即短路），確保金屬氧化物半導體場效電晶體483 A及 483B之另一者保持反向偏壓並阻隔障電流。此類金屬氧化 物半導體場效電晶體有時係稱為主體偏壓或”主體攫取器” 裝置，由於其控制功率金屬氧化物半導體場效電晶體主體 或後閘極端子上的偏壓。該等主體偏壓金屬氧化物半 導體場效電晶體483A及483B之閘極係交又耦合，意味著 金屬氧化物半導體場效電晶體483八之閘極係連接至金屬氧 『 化物半導體場效電晶體483B之源極且反之，金屬氧化物半 ' 導體場效電晶體4 8 3 B之閘極係連接至金屬氧化物半導體場 效電晶體483 A之源極。如所示，電路48〇係在其構造上對 稱’使得源極及汲極元件之命名係任意的。 在操作中，在Vbatt>Vx的任何時候，N通道金屬氧化物半 導體場效電晶體483B之VGS為正並因此金屬氧化物半導體 場效電晶體483B接通，從而短路二極體482B並偏壓功率 金屬氧化物半導體場效電晶體481之主體端子6至Vx。在此 ( 專條件下N通道金屬氧化物半導體場效電晶體a之 vGS為負，從而關閉金屬氧化物半導體場效電晶體483a。 由於一極體482A之陰極偏壓至％扣且其陽極偏壓至一更負 Vx ’二極體482A保持反向偏壓且不傳導。此條件在低側金 屬氧化物半導體場效電晶體係接通且Vx係拉低至一接近接 地電位時出現於該飛輪昇壓轉換器中。 反之，在vx>vbatt的任何時候，！^通道金屬氧化物半導體 場效電晶體483B之VGS為負並因此金屬氧化物半導體場效 電日日體483B係關閉。在此等條件下，N通道483八之v仍為 130864.doc - 56- 200903966 ί
負’從而接通金屬氧化物半導體場效電晶體483 A，短路二 極體482A，並偏壓功率金屬氧化物半導體場效電晶體48 1 之主體端子B至Vbatt。由於二極體482B之陽極偏壓至vbau 且其陰極偏壓至更正Vx，二極體482B保持反向偏壓且不傳 V。此條件在飛輪期間或在昇壓操作之傳送階段期間在該 低側金屬氧化物半導體場效電晶體係關閉且Vx飛昇至一超 過Vbatt之電位時出現於該飛輪昇壓轉換器内。依此方式， 主體偏壓產生益480以一類似於圖ua中電路450防止p通道 金屬氧化物半導體場效電晶體451正向偏壓二極體傳導之 方式防止正向偏壓在N通道飛輪金屬氧化物半導體場效 電晶體481内的任一P_N二極體。 因為飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體481係一N通道金 屬氧化物半導體場效電晶體，故即使VbattAVx均處於大約 相同電位下’偏壓其至—傳導接通條件要求仍具有一比^ 大數伏特之電位的一閘極驅動。此意味著閘極緩衝器奶 現此一洋動供應之方法係、運用—㈣式二極體4 8 6與轨帶 式電容器487 ’如電路480中所說明。在該Vx節點在接地附 近偏壓的任何時保 .^ ^ 7 7夺候靴帶式二極體486傳導並充電靴帶式 令-至—大約等於Vbatt的電壓Vcap。 當金屬氧化物丰莫4 _ 勿牛導體％效電晶體481係接通且％上昇 寺電谷益487之正端子隨同其上昇，從而Λ 485^ Μ 4-, 從而向閘極緩衝器 85供應-大約等於v 帶式閘極驅動要…+軍"-、值如何。此靴 〆f疋切換，其操作以防止電容器487上 130864.doc -57- 200903966 的電屢衰減。習知此項技術者所熟知之替代性閉極驅動電 路(例如-電荷幫浦或一切換電容器電路)可用以 485供電。 θ 25 除了驅動N通道飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體48ι之 閘極時增加電路複雜性外，p通道飛輪金屬氧化物半導體 場效電晶體451具有-其他優點。在實施主體偏壓電路州 及彻中，該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之主體必 須與接地電性斷開並允許浮動至各種電位。在習知 知序中P通道裝置之主體係以N型材料形成並自然形成 -反向偏塵接面以環繞p型基板材料。不需要任何特殊程 序步驟來電性隔離其主體端子。 k 對比之下’習知CMOS程序不運用隔離技術並因此所有 N通道金屬氧化物半導體場效電晶體共用—共同接地連接p 型基板。為了形成實施一N通道飛輪金屬氧化物半導體場 效電晶體所需的一隔離裝置’需要額外處理步驟，從而择 加成本及複雜性至晶圓製造。另-方面，N通道金屬氧化 物半導體場效電晶體具有優點，即其—般比相同接通電阻 之P通道金屬氧化物半導體場效電晶體小二至三倍。 主體偏壓電路還描述於料Wiuiams等人的美國專利第 5,689,209號中，其全部内容係以引用的形式併入本文。 雖…、已知—主體偏壓產生器電路，但其在一飛輪轉換器 中偏壓飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之功能係創新 的。S亥主體偏壓產生写、矣 生為表不一構件，糟由其促進在該飛輪 什壓轉換盗中的飛< # 骯輪金屬虱化物半導體場效電晶體操作而 130864.doc -58- 200903966 沒有不必要的二極體傳導。在該飛輪金屬氧化物半導體場 效電晶體中未排除正向偏極體條件的情況，在一飛輪 轉換器中的乂之最大值將會限於超過ν_—正向偏遷二極 體降Vf的—電m致使調節器無法作為-昇壓轉換器 而操作。 對比必須在其源極與沒極之間避免正向偏壓二極體傳導 =飛輪金屬氧化物半導體場效f晶體，在該飛輪昇壓轉換 益内的同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體包括一並 聯源極至㈣二極體，其係允許以在電路操作之-些階段 期間傳導。因此具有—源極·主體短路的任—功率金屬氧 化物半導體場效電晶體可在一飛輪昇壓轉換器中用作同步 整流器裝置而無-主體偏壓產生器電路之必需性。圖i2B 及12C說明兩個此類實施方案。
在圖12B中，電路460包含具有源極_主體短路的一 p通道 金屬氧化物半導體場效電晶體461與一並聯二極體462。二 極體462之陽極係連接至該νχ節點，而其陰極係連接至輸 出端子。P通道同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 461之閘極係由一閘極緩衝器463來驅動，該閘極緩衝器可 包含一CMOS反相器或功能類似裝置。偏壓ν〇3至接地會接 通同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體46 i，從而在 :極體462正向偏壓的任何時候在其周圍分流電流。金屬 虱化物半導體場效電晶體461係藉由連接其閘極至最正電 壓（在—昇壓轉換器之情況下至ν〇υτ)來關閉。作為一 p通 道裝置，同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體461可 130864.doc -59- 200903966 保持接通並傳導持續延長持續時間且不要求怪定切換。 在圖12C令，電路470包含具有源極_主體短路的一 n通道 金屬氧化物半導體場效電晶體471與一並聯二極體〇2。二 極體472之陽極係連接至該％節點，而其陰極係連接至輸 出接針V0UT。N通道同步整流器金屬氧化物半導體場效電 :¾體471之閘極係由一閘極緩衝器473來驅動，該間極緩衝 盗可包含一CMOS反相器或一由浮動靴帶式電容器474供電 的功能類㈣置。偏壓vG3至電容器474之正端子會接通同 步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體471，藉此在二極 體472係正向偏屢的任何時候在其周圍分流電流。金屬氧 化物半導體場效電晶體471係藉由連接其閘極至接地來關 閉。 靴帶式電容器474必須週期性充電以維持足夠閘極驅動 乂向同步整流為金屬氧化物半導體場效電晶體1供電。 明確而言，在Vx係偏壓至在接地附近之一電位的任何時 候，即在該轉換器的低側金屬氧化物半導體場效電晶體係 接通時，一靴帶式二極體475傳導並充電電容器474至一電 壓vbcC)t->(Vbatt_Vf)。在該低側金屬氧化物半導體場效電晶 體係關閉且vx超過vbatt的任何時候，二極體475係反向偏 壓。接著使用在電容器474上的電荷來驅動同步整流器金 屬氧化物半導體場效電晶體4 7 1之閘極。在其傳導狀熊 下，其中vx«vbatt，則vG3=(Vx+Vb〇〇t)。則在N通道金屬氧 化物半導體場效電晶體471上的閘極至源極偏壓在傳導之 開始時等於Vb。。1並在其後由於洩漏電流而逐漸衰減。因 130864.doc .60- 200903966 二：同於P通道同步整流器461，通道同步整流 求2切換且無法保持接通並傳導持續延長持續時間。 未箝位同步飛輪上下轉換器 :圖1之先，技術昇廢轉換器中且在圖4及9之所揭示飛 ,幵查轉H，_整流器二極體係連接 =的輸出端子之間。此整流器二極體在正在二能： 傳導。的任何時候變成正向偏廢，否則保持反向偏屢且不 f 因為此輸出連接整流器二極體，一將功率施加至轉換哭 的輸入，輸出錢便會預充電至1。由於，該昇愿㈣ 盗無法用以步降—輸入電壓至一更低電壓。一昇壓轉換哭 之最低可能電Μ輸出因此等於其輸人，甚至接近—0%: 工作循環。
該整流器二極體執行另一重要任務’即用以箝位在該I 印點上的最大電®。由於在任—情形下均存在該二極體， 狀的最大值係超過輸出電壓—二極體降的—電壓，即
VxS(V〇UT+Vf) 〇 田如參考圖3所述，排除該輸出整流器允許Vx無限制地上 幵，直至在低側金屬氧化物半導體場效電晶體131上的二 ㈣Π7進入突崩崩潰。在圖1A中的昇壓轉換器艸，排除 肖特基二極體2將會引起二極體5在低側金屬氧化物半導體 場效電晶體7係關閉的任何時候突崩。在圖汨中的同步昇 壓轉換器10内’排除P_N二極體15將會引起二極體^在低 側金屬氧化物半導體場效電晶體Μ同步整流金屬氧化物 130864.doc 61 200903966 半導體場效電晶# , π + i曰曰體U係同時關閉的任何 不幸的係，為了使用一古伽、鱼姐+ 4 明 麼至一更低輪出雷Γ 電來步降一輸入電 必需在輸出石、，Α 為步降知作修改-昇麼轉換器， 而在輸出石亚到其目標輸出電屢 換的任何時候斷開電Μ奸出“ 11位電感切 拓撲、^與輸出°現今不存在現有轉換器 拓撲滿足该準則’即持續一 磁化“、认， 買怿件之月b力’其中電感器未在 :::或輸出電容器也未在充電中，而未籍位電感切換不 飛二2所述且對比正常昇壓轉換器，圖4及9所示之揭示 :輪：壓轉換器20。及35。在三個穩定狀態下操作，即磁 離广力傳送及飛輪。正常昇壓轉換器不包括一飛輪狀 也且因此無法持續不涉及從來源移出能量或移入能量至 負載内的任一條件。 π藉由適當修改圖9之飛輪轉換器35〇，可實施一上下轉換 杰及调即器’其能夠使用一單一電路來動態並連續地步昇 或步广—電壓輸入。明確而言，藉由排除整流器二極體 /、在同步整流益金屬氧化物半導體場效電晶體3 54内的 源j -主體短路，該轉換器能夠在任何時候斷開輸出與該
Vx即點，包括在輸出電容器356僅部分充電且v〇UT<Vb…時 (即在步降操作期間）的一條件。為了排除源極-主體短路， 豆偏C產生器可用以偏壓同步整流器金屬氧化物半導 體％效電晶體354之主體。關於飛輪金屬氧化物半導體場 放電曰曰體在圖12A及12D中先前所述之主體偏壓產生器可 調適用以相同用途。 130864.doc -62- 200903966 斤得同V飛輪上下轉換器50〇係如圖13所說明。類似於 同^淑輪幵壓轉換器350，同步飛輪上下轉換器綱包括一 低側N通道金屬氧化物半導體場效電晶體训、一電感器 5〇8具有主體偏壓產生器5〇7的一飛輪金屬氧化物半導 體場效電晶體5〇6、—輸出電容器別、—pwM控制器512 及一先斷後合緩衝器5U。 上下轉換器500較獨特的係，一同步整流器502包含具有 -主體偏壓產生器504的一金屬氧化物半導體場效電晶體 503與用於驅動其閘極的一閘極緩衝器5〇5。在同步整流器 5 02内不存在任何m :極體。同步整流器金屬氧化物 半導體場效電晶體503可能係p通道或N通道，適當調整問 極緩衝器505及信號範圍vG3。 例如，在一具體實施例中，同步整流器5〇2可能包含一 p 通道功率金屬氧化物半導體場效電晶體而不使用圖—所 示之電路520來實施一源極_主體短路。對於p通道同步整 流器閘極驅動，圖12B之電路46〇可用以 I。如所示，連接於該等—之間的 氧化物半導體場效電晶體521包括源極i主體及沒極至主 體二極體522A及522B並使其主體分別由並聯於二極體 522A及522B之交叉搞合p通道金屬氧化物半導體場效電晶 體523A及523B來偏壓。 在操作中，在VX>V0UT的任何時候，金屬氧化物半導體 場效電晶體523A係接通並短路二極體522八，同時金屬氧 化物半導體場效電晶體523B保持關閉且不傳導。由於金屬 130864.doc -63- 200903966 氧化物半導體場效電晶體523A接通，主體偏壓Vb=Vx且二 極體S22B係反向偏壓且不傳導。反之，若Vx<v〇ut，則金 屬氧化物半導體場效電晶體523B係接通並短路二極體 522B，同時金屬氧化物半導體場效電晶體523八保持關閉 且不傳導。由於金屬氧化物半導體場效電晶體52把接通， 主體偏壓¥8=¥〇町且二極體522A係反向偏壓且不傳導。故 無論該源極至汲極電位之何極性施加至金屬氧化物半導體 %效電晶體52 1，均不會並聯於同步整流器金屬氧化物半 V體場效電晶體5 21之通道發生任何二極體傳導。 在另一具體實施例中，同步整流器5〇2可能包含一 N通道 功率金屬氧化物半導體場效電晶體541而不使用圖MB所示 之電路540來實施一源極_主體短路。對於用於^^通道金屬 氧化物半導體場效電晶體541之一閘極驅動，可運用圖KG 之靴帶式電路470以產生一閘極信號ν〇3。如所示，連接於 5亥等Vx與¥〇1^節點之間的功率金屬氧化物半導體場效電晶 體541包括源極至主體及汲極至主體二極體542八及542b並 为別使其主體由並聯於二極體542八及542B之交又耦合^^通 道金屬氧化物半導體場效電晶體543 A及543B來偏壓。 在操作中，在Vx> V0UT的任何時候，金屬氧化物半導體 場效電晶體543B係接通並短路二極體542B，同時金屬氧 化物半導體場效電晶體543 A保持關閉且不傳導。由於金屬 氧化物半導體場效電晶體543B接通，主體偏壓VB=V0UT且 二極體5CA係反向偏壓且不傳導。反之，若Vx<v〇ut，則 金屬氧化物半導體場效電晶體543 A係接通並短路二極體 130864.doc -64 - 200903966 542A ’同時金屬氧化物半導體場效電晶體543]8保持關閉 且不傳導。由於金屬氧化物半導體場效電晶體543 a接通， 主體偏壓VB=VxX二極體542B係反向偏壓且不傳導。故無 論該源極至汲極電位之何極性施加至金屬氧化物半導體場 效電晶體541 ’均不會並聯於同步整流器金屬氧化物半導 體場效電晶體541之通道發生任何二極體傳導。
在另一具體實施例中，同步整流器502可能包含—N通道 功率金屬氧化物半導體場效電晶體561而不使用圖14(：所示 之接地主體電路560來實施一源極-主體短路。對於用於 N通道金屬氧化物半導體場效電晶體561之一閘極驅動，圖 12C之靴帶式電路47〇可運用以產生閘極信號。如所 不，連接於Vx與乂⑽了節點之間的功率金屬氧化物半導體場 效電晶體5 6 1包括具有帛地陽極的源極至主體及汲極至主 體二極體562A及562B。㈣Vx>〇且ν〇υτ>〇，該些二極體 始終保持反向偏壓^是在操料，由於㈣極不電性連 接至該主體，故一主體效應將會不合需要地出I，從而將 該金屬氧化物半導體場效電晶體的臨界電位增加一數量， 該數量與該主體偏壓電位之平方根成比例，即其中 Ί。谓〆'。+NK+ m高閘極偏壓來㈣此臨界電位增加或將使用圖 Γ金之屬電路54G所示之主體偏壓產生器技術將會使同步整流 =屬氧化物半導體場效電晶體561之接通電阻高於一相 虽大小的N通道541。 130864.doc -65 - 200903966 再次參考圖13 可能係一 N通道或 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體506 p通道金屬氧化物半導體場效電晶體， 但一 P通道金屬氧化物半導體場效電晶 於實施閘極驅動電路以供應閘極信號v 體可能更方便地用 G2。主體偏壓產生 器507排除橫跨飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體5〇6之源 極至汲極端子的任何正向偏壓p_N:極體，即沒有任何正 向偏壓二極體可存在於〜與、之間的任一極性内。先斷 後合緩衝器511控制該等閑極信號至低側金屬氧化物半導 體場效電晶體5(H、同步整流器金屬氧化物半導體場效電 ㈣505及飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體渴以防止重 ©傳導。僅該三個功率金屬氧化物半導體場效電晶體之一 可在任一時間傳導。 類似於-同步飛輪昇壓轉換器35〇之操作，轉換器5〇〇包 含三個狀態，即磁化、能量傳送及飛輪，其分別對應於電 流流動箭頭⑴、⑺及（3)。同步上下飛輪轉換器则較獨特 的係，同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體5〇2能夠 僅藉由控制電I器51〇充電的日夺間“來料充電電容器51〇 至超過或低於vbatt輸人的任何f壓，從而允許轉換哭5〇〇 在步昇或步降模式下操作。若假定IL對於任—較短持續時 間恆定，則在金屬氧化物半導體場效電晶體503係接通且 傳導的任何時候，電感器508會充電電容器510，使得 匕 ν〇υτ= 士
out C〇UT 在零開始，橫跨輸出電容器51〇的電壓ν〇υτ可僅藉由控 I30864.doc • 66 - 200903966 制充電日夺間txfr來充電至超過或低於的任一任意電壓。 例如，如圖15之圖表580所示，在使用f流磁化電感器遍 持續一時間Μ間隔⑴)之後’低側金屬氧化物半導體場效 :晶體5〇1係關閉且同步整流器金屬氧化物半導體場效電 晶體503係接通，從而從點581處的接地傾斜上昇輸出電壓 至在電流流入電容器510内的時間Μ間隔（2))的某目標 v ουτ電壓（點5 82)。由點582所表示之電壓係小於Vb川。在 時間t2關閉同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體5〇3停 止在其目標電壓下充電電容器51〇。由於U超過ν，。υτ， 故在此模式下轉換器500之操作係一步降轉換器之操作。 忽略用於先斷後合切換的短暫間隔，飛輪金屬氧化物半 導體場效電晶體506係在金屬氧化物半導體場效電晶體5〇3 關閉的同時接通，從而允許電感器電流飛輪而不驅動節點 Vx進入未箝位電感切換（間隔（3))。此轉換器之一基本組 件，飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體5〇6之傳導防止在 低側及同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體5〇1及5〇3 兩者係同時關閉的任何時候UIS誘發突崩。 輸出電壓此夠保持在目標值5 8 3下持續一不確定的時間 週期直至在時間h，PWM控制器5 12可藉由關閉飛輪金屬 氧化物半導體場效電晶體506並接通同步整流器金屬氧化 物半導體場效電晶體503來更新在輸出電容器51〇上的電 荷，或者如圖表580所示，藉由關閉飛輪金屬氧化物半導 體場效電晶體506並接通低側金屬氧化物半導體場效電晶 體501 (間隔（1))來更新電感器5 〇8内的電流。因此可藉由以 130864.doc -67- 200903966 任一序列重複施加磁化、傳送及飛輪電流（間隔（1)、（2)及 (3))來不確定持續目標電壓ν，〇υτ(片段585)。由於 V〇UT<Vbatt，轉換器500係在步降模式下操作。 或者在圖15之圖表590中，在使用電流磁化電感器5〇8持 續一時間tl(間隔⑴）之後，低側金屬氧化物半導體場效電 晶體501係關閉且同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶 體503係接通，從而從點591處的接地傾斜上昇輸出電壓至 f 在電流流入電容器510内（間隔（2))的時間12的某目標ν,〇υτ ' 電壓（點592)。在圖表59〇内的時間Q晚於圖表58〇内的時間 t2出現’並因此輸出電Μ上昇至一值（點592)，其高於由圖 表580中點582所表示之值。由點592所表示之電壓也大於
Vbatt。在時間h關閉同步整流器金屬氧化物半導體場效電 晶體503會停止在其目標電壓下充電電容器51〇。由於 v’OUT超過Vbatt，故在此模式下轉換器5〇〇之操作係一步昇 轉換器之操作。 I .忽略用於先斷後合切換之短暫間隔，飛輪金屬氧化物半 導體場效電晶體506係在金屬氧化物半導體場效電晶體503 關閉的同時接通，從而允許在電感器5〇8内的電流飛 :驅動節點Vx進入未箝位電感切換(間隔⑺)。此轉換J之 基本組件，飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體506之傳 導防止在低侧及同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 50 1及503兩者同時關閉的任何時候υι§誘發突崩。 此條件係—飛輪轉換器獨特的，由於沒有電流從電池流 入轉換态内，且沒有能量從電感器流動至接地或負載，而 130864.doc -6S- 200903966 ί量仍維持在電感器持續某延長時間’該時間視該飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體之電阻而定。 輸出電壓能夠保持在目標值593下持續一不確定的時間 週期直至在時fs1t3，PWM控制器512可藉由關閉飛輪金屬 氧化物半導體場效電晶體5G6並接通同步整流器金屬氧化 :半導體場效電晶體503來更新在輸出電容器51〇上的電 何’或者如圖表所示，藉由關閉飛輪金屬氧化物半導 體場效電晶體506並接通低側金屬氧化物半㈣場效電晶 體來更新電感器内的電流。因此可藉由以任一序列 重複知1加磁化、傳送及飛給雷、·^ f、 :汉飛輪罨抓（間隔（1)、（2)及（3))來不 確定地維持目標電壓ν,ουτ(595)。 、故飛輪轉換11500之步昇及步降操作基本上相同，主要 差異係電感器508充電電容器51〇之時間持續時間。對 於較短傳送間隔，輸出„上昇—較小數量並實現步降操 作。對於較長間隔，輸出電壓上昇—更大數量並實現步昇 操作。在某中間持續時間，輸出電壓將會等於輸入電壓， 即轉換比—。不論步昇或步降或以單—轉換，本文所揭示 之飛輪轉換器之操作模式不存在基本差異。 雖然習知所謂昇降壓轉換器必須隨著—電池輸入衰減而 從降壓至單-轉換並再次至昇壓操作來切換電路及操作模 式仁飛輪上下轉換器僅具有一操作模式用於所有轉換 比。更高效率、更穩定操作源自其簡單控制。 如所述，同步飛輪上下轉換器5〇〇藉由在另外兩個金屬 氧化物半導體場效電晶體關閉的任何時候接通飛輪金屬氧 130864.doc •69- 200903966 化物半導體場效電晶體來避免未箝位電感切換。在先斷後 “喿作期間’所有二個金屬氧化物半導體場效電晶體均係 關閉。除非BBM間隔極短，否則Vxf;壓將會無限制地上昇 並可能進入未箝位電感切換誘發的突崩。若該間隔足夠 短丄則相關聯於功率金屬氧化物+導體場效電晶體之寄生 電谷可在—未籍位條件下過濾並即刻減慢％的另外快速上 昇。 換言之，在先斷後合操作期間未箝位一同步飛輪上下轉 換益。為了在BBM操作期間箝位電壓，需要一即刻正向偏 ^二極體來限制Vxt壓擺動。不幸的係，除了在bbm操作 =間外，存在一硬佈線正向偏壓二極體對於飛輪上下轉換 器之正常操作較為麻煩。如先前所述，存在一並聯於該同 步整流器之二極體會干擾步降操作。反之…並聯於飛輪 金屬氧化物半導體場效電晶體之二極體會干擾步昇操作。 適應性箝位同步飛輪上下轉換器 /為了防止未箝位電感切換瞬態，在先斷後合間隔期間必 須存在一正向偏壓二極體。由於一昇壓或步昇轉換所需之 y極體連接不同於步降轉換所需之二極體連接，故沒有任 何單厂硬佈線二極體電路可在整個偏塵條件之範圍上防止 UIS瞬態而不干擾正常上下轉換器操作。 作為此發明之一具體實施例，一適應性二極體箝位電路 ::揭示同步飛輪上下轉換器中防止未箝位電感切換而不 g p s上下轉換益操作。適應性箝位之原理係連接一二極 體至電路内’該電路取決於偏愿條件來提供箝位而不會干 130864.doc -70. 200903966 擾正常操作。 如圖16所示，一箝位同步飛輪上下轉換器6〇〇包含轉換 „„ 500之電路，具有二極體614及6〇6之添加元件分別相關 聯於開關615及607。類似於轉換器5〇〇，電路6〇〇包括一低 側N通道金屬氧化物半導體場效電晶體^ ; 一電感器 610; —飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體612，具有一主 體偏壓產生器613; —同步整流器603，其包含一具有一主 體偏壓產生器605的金屬氧化物半導體場效電晶體6〇4與一 閘極緩衝器608 ; —輸出電容器6〇9 ; — pwm控制器617 ; 及一先斷後合緩衝器616。同步整流器金屬氧化物半導體 場效電晶體604與飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體6! 2可 能係P通道或N通道，適當調整閘極驅動。 一般使用金屬氧化物半導體場效電晶體裝置來實施的該 等開關61 5及617表示一連接或斷開其對應二極體之構件。 為了促進適應性箝位’在任一給定時間僅連接該等二極體 之一，視該等Vbatt及V0UT電壓之相對量值而定。在一較佳 具體實施例中，一比較器比較該些量值並依據真值表4來 接通適當開關。 操作模式 條件 開關 615 開關 607 FW二極體 614 SR二極體 607 步降 Vbatt>V〇UT 閉合 開啟 Vx<Vbatt+Vf 斷開 單一傳送* Vbatt β V〇uT 閉合 開啟 Vx<Vbatt+Vf 斷開 昇壓/步昇 ^batt<V〇UT 開啟 閉合 斷開 Vx<V0UT+vf 表4 在表4中的星號*指示可連接任一二極體的一任意條件。 130864.doc • 71 · 200903966 由於在電池應用φ 〜巾、遍使電池完全充電開始要求步降操 此， ♦故該等二極體最初在該組態下連接並保持如 至而要步昇操作。使用適應性箝位之 性等效物係說明於圖17Α及17Β中。 6〇〇之包 在圖17Α Φ 咕 ，等效電路020說明步降條件，其中 v—b=0UT且開關615係閉合，即接通且傳導。由此，飛輪 一極體614係並聯連接飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 與電“，。如…不受阻止地從接地= ::+Vf)亚用以在同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶 口„正在傳導的任何時候傳送功率至νουτ。當同步整流 益金屬氧化物半導體場效電晶體6G4係關閉且*傳導時， =體偏壓產生器6G5防止在V㈣與VX之間的任何傳導，使 ，的電壓範圍在步降操作期間不受v_之值影響。應注 思二即使轉換器620正在執行步降操作，其仍不等效於一 先别技術降壓轉換器之電路，因此不如此稱呼。
圖18A說明用於在步降模式下操作之適應性箝位同步上 下轉換器600之三個操作條件的Vx波形63〇。如所示，在時 間Wtl之間，電壓Vx(片段631)表示橫跨接通狀態低側金 屬氧化物半導體場效電晶體601量值的電壓降’ 其對應於圖1 6中的電流流動箭頭（丨）。 在時間^與。之間，除了該先斷後合間隔（片段μ”外’ 電壓等於輸出電壓ν〇υτ加上橫跨同步整流器金屬氧化 物半導體場效電晶體604的任-下降，故Vx=v_+Il.Rds㈣， 其對應於圖16中的電流流動箭頭⑺。在^期㈤，當所有 130864.doc -72- 200903966 二個功率金屬氧化物半導體場效電晶體均係關閉且不傳導 ^ X幵焉於VouT + lL.RDSiSR} ’但其無法超過電壓 Vbau + Υππ ’如由虛線632所示’而不變得受箝位二極體 614之正向偏壓箝位。包括電容，電壓瞬態（如由線^”所 示）可實質上低於Vbatt+Vf(Fw)。 在時間t2與τ之間，除了該等先斷後合間隔（片段635) 外，飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體612在對應於圖Μ ， 中電流流動箭頭（3)的一值Vbau + ^RDWM下箝位I的最大 ' 電壓。在該兩個先斷後合間隔tBBM期間，當所有三個功率 金屬氧化物半導體場效電晶體均係關閉且不傳導時，正好 在時間t2之後或正好在時間τ之前，Vx上昇高於 Vbatt+Ii^Rr^j^，但其無法超過電壓（Vbatt+Vf(Fw))，如由該 等線634及636所示，而不變得受箝位二極體614之正向偏 壓箝位。 依此方式，在步降模式下操作的轉換器6〇〇依據等效電 ( 路62〇而運作，在該等三個功率金屬氧化物半導體場效電 晶體之一係接通且傳導時’ 1處在三個穩定電壓狀態（由 片段631、633及635表示）之一者下，而該％節點在所有三 個金屬氧化物半導體場效電晶體即刻關閉時在先斷後合操 作期間保持箝位至-最大電壓VxS 。 在圖17B中，等效電路625說明步昇條件，其中 Vbatt<V0UT且開關607係閉合，即接通且傳導。由此整流器 二極體606係並聯連接同步整流器金屬氧化物半導體場效 電晶體604。如Λ，Vx可不受阻止地從接地變化至 130864.doc -73· 200903966
低側金屬氧化物半導體場效電晶帅 ，輪金屬氧化物半導體場效€“612兩者均_且不 傳導的任何時候傳送功率至ν〇υτ。在此等條件期間，主體 偏壓產生器613防止在^之間的任一傳導，使得ν 的電壓範圍在步昇操作期間不受電位限制。 X 圖刚說明用於在步昇或昇壓模式下操作之適應性箝位 同步上下轉換器之三個操作條件的I波形64〇。如所干， 在時.與m’„Vx(片段641)表示橫跨接通狀態低 貝金屬乳化物半導體場效電晶體60】量值為IL.RDS(LS)的電 堡降’其對應於圖16中的電流流動箭頭⑴。如圖i8A及 所不在時間tl與t2之間的轉換器6〇〇之操作在 步降模式下相同。 在時間Wt2之間，除了該等先斷後合間隔（片段643) 外，Vx係等於輸出電壓v〇u_上橫跨同步 物…場效電……一下降屬二 ，其對應於圖16中的電流流動箭頭 ⑺。在此步昇情況下’ V一Vbatt。在該等先斷後合間隔 期間’當所有三個功率金屬氧化物半導體場效電晶體 均：關閉且不傳導時，正好在時間q之後或正好在時間& 之別，Vxi昇高於v〇ut+Il.Rds⑽片段μ]及以句，但其 無法超過電壓(v〇uT+Vf(sR))而不變得受箝位二極體_之正 向偏壓箝位。 好在時間12與T之間，除了該先斷後合間隔外，飛輪金屬 乳化物半導體場效電晶體612在對應於圖16中電流流動箭 130864 .doc -74- 200903966 頭⑺的一 Vbatt + Il/RDSiFW}值645(片段645)下箝位νχ的最大 電壓。在該先斷後合間隔tBBM期間，當所有三個功率金屬 氧化物半導體場效電晶體均關閉且不傳導時，Vx上昇高於
Vbatt+IL，RDS(FW} ’但其無法超過電壓，如由虛 線647所示，而不變得受箝位二極體6〇6之正向偏壓箝位p 包括電容，該電壓瞬態（片段647)可實質上低於 VOUT+Vf(SR)。 依此方式，在步昇模式下操作的轉換器600依據等效電 ^ 625而運作，在該等三個功率金屬氧化物半導體場效電 晶體之一者係接通且傳導時，^處在三個穩定電壓狀態 (由片奴641 643及645表不）之一者下，而該節點&在所 有三個金屬氧化物半導體場效電晶體即刻關閉時在先斷後 合操作期間保持箝位至一最大電壓(ν〇υτ+ν_)。 、.&而σ之適應性箝位允許在一單一轉換器内的步昇及 $降變換而不使其組件受未箝位電感切換瞬態或突崩崩潰 影響。無論哪個更冑’最大Vx電壓係因此限制於 (vbatt+vf(FW))或（v〇uT+Vf⑽〇，均會不阻止步昇及 作。此操作係概述於表5内。 降呆 傳導金屬氧 化物半導體 場效電晶體 電流 流為 vx(步降模式） (步昇模式） 低側 ~ -----__ (1) — Il.Rds(ls) Ττ 同步整流器 飛輪 (2) ~~--------- (3) ____^r〇UT+lL,RDS(SR)<V batt 丄 l.Kds(ls) V〇UT+Il.RdS(SR)> Vbatt 益 BBM ---~~ AL AVUii(rW) v (JU I __ (Vbatt+Vf(FW))>V〇UT v batti'lL,KDS(FW)<V〇UT (^out+V f(SR))> V batt 表5 130864.doc -75- 200903966 在代數上，在該同步飛輪上下轉換器内的Vx值係在步降 與步昇模式兩者下相同。在該磁化級期間，ν'係等於 Has)。在該能量傳送級期間，在該同步整流器金屬氧 化物半導體場效電晶體傳導時，I係等於 V⑽t+Il.Rds^。在該飛輪級期間，人係等於 Vbau+I^RDww。在步昇及步降模式下，、州與乂⑽了的實 際相對量值不同，但用於^的相同等式均適用於兩條件。 目&，VX的最大值在所有三個功率金屬氧化物半導體場 1 效電晶體均關閉時（即在該等先斷後合間隔期間）出現。在 步降模式下’此電壓係由(Vbatt+Vf(Fw))給出，而在步昇模 式下’该電壓係等於(v0Ut+vf(SR))。對於所有實際用途，該 飛輪及整流器二極體之正向電壓均相同，即％ 3 Vf(SR)»Vf(FW)。 由於該等最高電壓在步昇模式下出現，其中 V3(V〇UT+Vf) ’故決定該低側金屬氧化物半導體場效電晶 ( 體之電壓額定值的一條件係如表ό中所說明。至少，該低 ' 側金屬氧化物半導體場效電晶體之崩潰電壓BVDSS(LS^須 超過此電壓，即BVDWLSPWOUT+Vf卜可能要求—甚至更 高的崩潰作為一必要保護帶以獲得足夠的金屬氧化物半導 體場效電晶體熱載子壽命。 130864.doc -76- 200903966 關閉裝置 最差應力vx條件 最大V〇s 低側金屬氧化物半導體 场效電晶體 (V〇uT+Vf) (V〇uT+Vf) 同步整流器金屬氧化物 半導體場效電晶體 Il.Rds(ls) ® 〇V ----— V〇uT_Il*RdS(LS) * V〇UT 飛輪金屬氧化物半導體 (V〇uT+Vf) (V〇uT+Vf)-Vbatt 場效電晶體 Il*R-ds(ls) ~ VbatrlL*RDS(LS) ^ Vbatt 表6 在用於該同步整流器之昇壓操作期間的最高Vds條件係 在\^在接地附近使得bVdswfwPVom時出現。用於該飛輪 金屬氧化物半導體場效電晶體所需之最大電壓額定值取決 於該轉換器自身之操作範圍。若，則 最差情況條件在Vx=(V〇UT+Vf)，接著大約bVdss(fw)> (v〇UT+vf-vbatt)時出現。若否，則BVDss(Fw)>Vbatt。簡化起 見’可在估計必要裝置額定值時假定Vf為1V。 例如，在一 5V至12v昇壓轉換器中，BVdss(ls)>i3v ’
BVDSS(SR)>12V 且 。另一方面，在一 9V 至 12V 昇愿轉換器中，BVdss(ls)>13V ’ BVDSS(SR)>12V 且 BVDss(fw)>9V。 實施適應性箝位 如上所述，為了在圖16中轉換器6〇〇内實施適應性箝 位紈輻—極體6 14之傳導係受開關61 5控制且整流器二極 體6〇6之傳導係受開關6〇7控制。開關607及615之閉合及開 啟係條件性的，視該等Vbau及V0UT電壓之相對量值而定。 在車又佳具體實施例中，在任一給定時間僅一開關閉合， 130864.doc 77 200903966 即控制整流器二極體606之開關6〇7或控制飛輪二極體… 之開關6 1 5。 實務中’在該低側金屬氧化物半導體場效電晶體係接通 且^在接地附近時，可連接二極體606及615兩者而不干擾 轉換器操作，由於兩個二極體均係反向偏壓…類似情形 在v〇UT « vbatt的任何時候出現，更明確而言在丨 f的任何日守候，由於在一低於其正向電壓降^的電壓下 正向偏壓時任-二極體均不載送實質電流。在此條件下， 可連接二極體606及614兩者，只要其中僅一者，即正確者 在先斷後合操作期間保持接通並傳導。 適應性箝位之各種實施方案係說明於圖i9A至中。 在圖19A中’具有適應性箝位連接於Vbat#Vx之間的電路 編係使用具有—主體偏壓產生器662之P通道飛輪金屬氧 :匕物半導體場效電晶體661、一箝位二極體⑹來實施，該 籍位二極體具有率聯連接p通道適應性箝位金屬氧化物半 導體場效電晶體664 ’其具有一源極-主體短路與一本質並 聯一極體665。適應性箝位金屬氧化物半導體場效電晶體 664之閘極係文1極緩衝器666控制，該閉極緩衝器可能 包含-CMOS反相器，其係在v〇u丁與接地之間供電的。閘 極緩衝态666之輸入係由―類比滯後比較器來供電，該 比較器比較Vbatt與V〇ui^量值。 曰適應性柑位刼作涉及在比較器667内比較％扣與ν⑽τ之 量值並接著使用比較器667之輸出來決定二極體663是否與 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體並聯連接。當 I30864.doc •78· 200903966
Vbatt<V0UW^，轉換器6〇〇係在步昇轉換模式下且橫跨飛輪 金屬氧化物半導體場效電晶體661不連接任何並聯二: 體。在此條件下’金屬氧化物半導體場效電晶體咖係偏 壓關閉’其閘極較佳的係連接至最正電位，在步昇模式下 其為V0UT。因為二極體665及663係背對背連接，故沒有任 何一極體傳導可透過飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 出現於源極極方向上。同樣地，因為主體偏壓產生 器662之操作，金屬氧化物半導體場效電晶體661之源極至 主體及;及極至主體二極體還保持反向偏壓且不傳導。金屬 氧化物半導體場效電晶體661之主體偏壓產生器⑹及問極 驅動可使用圖12 A所示夕主>3* /命厨-女I « 所不之主體偏壓產生器及閘極緩衝器電 路4 5 5來加以實施。 反之，當Vbatt>V〇uyf，轉換器6〇〇係在步降轉換模式下 且飛輪二極體663係、並聯連接至飛輪金屬氧化物半導體場 效電晶體661 °在此條件下，金屬氧化物半導體場效電晶 體664係偏壓接通，其閘極理想地連接至最負電位（即接 地）。由於金屬氧化物半導體場效電晶體664接通且箝位二 極體663並聯連接至飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 Ml，最大Vx電廢係限制至（Vbatt+Vf)。然而在步降模式 下’此條件僅在所有電晶體（低側金屬氧化物半導體場效 電晶體纽、同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體_ 及飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體612)均係關閉且不傳 導時在先斷後合操作期間出現於飛輪上下轉換器6〇〇内。 在圖刚中，具有適應性箝位連接於vaVqut之間的電 130864.doc -79- 200903966 路680係使用具有一主體偏壓產生器682之一 p通道飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體6 8 1、一箝位二極體6 8 3來實 施’該箝位二極體具有一串聯連接p通道適應性箝位金屬 氧化物半導體場效電晶體684，其具有一源極_主體短路與 一本質並聯二極體685。適應性箝位金屬氧化物半導體場 效電晶體684之閘極係受一閘極緩衝器686控制，該閘極緩 衝器可能包含一 CMOS反相器，其係在Vbau與接地之間供 電的。閘極緩衝器686之輸入係由類比滯後比較器687來供 電，。亥比較益比較Vbatt與V0UT之量值。適應性箝位操作涉 及在比較器687内比較Vbatt與V0UTi量值並接著使用比較 器687之輸出來決定二極體683是否與同步整流器金屬氧化 物半導體場效電晶體68 1並聯連接。 當VbaU>V0UT時，該轉換器係在步降轉換模式下且橫跨 同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體681不連接任何 並聯二極體。如此，金屬氧化物半導體場效電晶體084係 偏壓關閉，使其閘極較佳的係連接至最正電位，在步降模 式下該電位為Vbatt。因為二極體685及683係背對背連接， 故沒有任何二極體傳導可橫跨同步整流器金屬氧化物半導 體場效電晶體68 1而出現於一源極_汲極極性内。同樣地， 因為BBG 682之操作，金屬氧化物半導體場效電晶體681之 源極至主體及汲極至主體二極體也保持反向偏壓且不傳 導。BBG 682可使用圖14A所示之主體偏壓產生器電路52〇 來加以實施。 反之，當▽15_<乂0111>時，轉換器600係在步昇轉換模式下 130864.doc -80- 200903966 且整流器二極體683係並聯連接至同步整流器金屬氧化物 半導體場效電晶體68 1。在此條件下，金屬氧化物半導體 場效電晶體684係偏壓接通，其閘極理想地連接至最負電 位，即接地。由於金屬氧化物半導體場效電晶體684係接 通且箝位二極體683係並聯連接同步整流器金屬氧化物半 導體場效電晶體681，最大Vx電壓限制至（V〇UT+Vf)。然而 在步昇模式下，此條件僅在所有電晶體（低側金屬氧化物 半導體場效電晶體601、同步整流器金屬氧化物半導體場 效電晶體604及飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體612)均 係關閉且不傳導時在先斷後合操作期間出現於飛輪上下轉 換器600内。 使用圖19A及19B所說明之技術來實施主動箝位同步飛 輪上下轉換器600要求一額外二極體、金屬氧化物半導體 場效電晶體、反相器及比較器用於飛輪箝位與另一組相同 π件用於整流器箝位。所述主動箝位電路獨立於bbg電路 662及682而操作。比較V〇ul^Vbau之比較器功能可由整流 器及飛輪適應性箝位電路兩者共用。 更密切檢查圖12A及14A所示之主體偏壓產生器，顯然 必要的箝位二極體及金屬氧化物半導體場效電晶體已經: 在於該等主體偏壓產生器自身内，但在此能力上其係以一 方式操作，並不促it適應性箝位，而是僅排除透過並聯二 極體之傳導。藉由修改該主體偏壓產生器之設計，可使用 已經包含於該主體偏壓產生器内的裝置來實施適應性箝 位，藉此排除額外組件並節省晶粒面積。此類方案對於一 130864.doc -81 - 200903966 =輪金屬氧化物半導體場效電晶體如圖听中所說明而對 於：同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體如圖㈣中 所说明。
:為-範例’圖19C說明一飛輪電路·，其具 :產生器整合適應性籍位。連接㈣一間的飛輪電 路700係使用具有—適應性箝位期的—p通道飛輪金屬氧 化物+導體場效電晶體7〇1來加以實施，該適應性箝位包 含一箝位二極體702A’其具有源極_主體短路的一串聯連 接P通道金屬氧化物半導體場效電晶體鳩。金屬氧化物 半導體場效電晶體704B包括—本質並聯二極體·。隨 同二極體702B與適應性箝位7G3，金屬氧化物半導體場效 電晶體704 A完成該主體偏壓產生器電路。 不疋父叉耦合至該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之 Vx端子，如在圖12A所示之主體偏壓產生器中，適應性箝 位金屬氧化物半導體場效電晶體7〇4B之閘極係由一閘極緩 衝器705來控制，該閘極緩衝器作為在1與接地之間選擇 的類比開關而操作。該等效功能還可使用適當位準偏移的 數位電路來加以實現，但使用一類比開關更容易解釋，其 中該Vx電壓取決於該低側、同步整流器與飛輪金屬氧化物 半V體％效電晶體之狀態。閘極緩衝器7 〇 5之輸入係由類 比滯後比較器706來供電’該比較器比較Vbau與ν〇υτ之量 值。主體偏壓產生器金屬氧化物半導體場效電晶體7〇4Α之 閘極係交又耦合至Vbatt。 電路700在兩個不同模式（步降模式與步昇模式）下操 130864.doc -82- 200903966 作。在其步降模式下，金屬氧化物半導體場效電晶體 係始終接通，短路P通道金屬氧化物半導體場效電晶體7〇1 之主體至Vbatt並分流主體二極體7〇2B，不論該低側、同步 整流器及飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之條件如何， 如下表7中所示。 、由於VB連結至Vbatt且二極體聰在步降模式下分流，故 適應11 ^•位—極體702A之傳導條件取決於該轉換器之操作 狀態。例如，在磁化及傳送兩個狀態下，二極體7〇2八保持 反向偏壓’因為vx<vbatt。由此’飛輪電流Ifw(在飛輪金屬 氧化物半導體場效電晶體7〇1與飛輪二極體702A内的電流 之和）為零。 反之，在該飛輪狀態下，飛輪金屬氧化物半導體場效電 晶體701接通並基本上短路該等Vx&Vbait端子，在最小功 率損失下持續電感器的電流II，假定飛輪金屬氧化物半導 體％效電晶體701之電阻充分低^則在該Vx節點處的電壓 係表達式（Vbau + lL.Rt^FwJ給出，其可近似為電壓％嚴 格而言，由於在飛輪期間Vx略微比Vbau更正，故二極體 702A係正向偏壓，但因為傳導金屬氧化物半導體場效電晶 體701分流其傳導，在該飛輪狀態期間很少電流流入正向 偏壓二極體702A内。 然而在該先斷後合間隔内，沒有任何功率金屬氧化物半 導體場效電晶體係接通並傳導以控制該Vx節點上的電壓。 在此條件下’ Vx飛昇超過正向偏壓二極體7〇2A的且二 極體702Λ籍位Vx的最大值至（Vbatt+Vf)。在此持續時間 130864.doc -83 - 200903966 期間，除了任一電容性位移電流外，包含與金屬氧化物半 導體場效電晶體704B串聯之二極體702A的適應性箝位703 必須載送全部電感器電流IL，但由於其較短持續時間，實 際平均功率消耗可忽略不計。故本質上，在步降模式下， 所揭示適應性箝位703除在先斷後合間隔期間外不載送任 何實質二極體電流。 模式 級 LS SR FW Vx Vb BBG 702B 702A Ifw 步降 Vbatt〉 V〇UT Mag 接通 關閉 關閉 〜ον ^ batt 704B 分流 RB 0 Xfer 關閉 接通 關閉 〜V〇UT ^batt 704B 分流 RB 0 FW 關閉 關閉 接通 〜Vbatt ^ batt 704B 分流 分流 FW BBM 關閉 關閉 關閉 vbatt+vf Vbatt 704B 分流 FB 箝位 步昇 Vbatt< V〇UT Mag 接通 關閉 關閉 ον Vbatt 704B 分流 RB 0 Xfer 關閉 接通 關閉 V〇ut Vx 704A RB 分流 0 FW 關閉 關閉 接通 ^ batt Vx 704A 分流 分流 FW BBM 關閉 關閉 關閉 V〇uT+Vf Vx 704A RB 分流 0 表7 C 在表7中，使用下列縮寫：Mag-磁化級；Xfer-能量傳送 級；FW-飛輪級（或金屬氧化物半導體場效電晶體）；BBM-先斷後合間隔；LS-低側金屬氧化物半導體場效電晶體； SR-同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體；VB-飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體701之主體電壓；BBG-主體偏 壓產生器；702B-二極體702B ; 702A-二極體702A ; IFW=在 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體内的電流；FB-正向偏 壓；RB-反向偏壓。 130864.doc -84· 200903966 在步昇操作令，緩衝器705連接金屬氧化物半導體場效 電晶體704B之閘極至該Vx節點’與在其交又耦合組態下相 同。由此，電路700如同橫跨飛輪金屬氧化物半導體場效 電晶體701不存在任何並聯二極體而操作。在此條件下的 唯一 IFW電流在FW金屬氧化物半導體場效電晶體7〇1係接通 並傳導且不涉及正向偏壓任一 p_N接面二極體時出現。故 在轉換器600之步昇模式下，電路7〇〇與適應性箝位7〇3不 提供任何箝位動作，因此不限制在該％節點上的電壓擺 動。 “總而δ之，電路7〇〇實施一飛輪金屬氧化物半導體場效 電晶體，其除在該先斷後合間隔期間並接著僅在步降操作 期間表現為一不具有任何傳導並聯二極體之開_，在該步 降操作期間二極體702A傳導並箝位％至一最大電壓 (vbatt+vf)。在步昇操作期間，橫跨飛輪金屬氧化物半導體 %效電aa體701不存在任何正向偏壓二極體且無論如何沒 有任何箝位出現。 類似地，圖1 9D說明一同步整流器電路72〇，其具有主體 偏壓產生益整合適應性箝位。如所示，連接於乂的了與I之 間的同步整流器電路720係使用具有一適應性箝位723的一 pjt道同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體721來加以 貫把該適應性箝位包含一箝位二極體722A ,其具有一源 極主體短路的—串聯連接p通道適應性箝位金屬氧化物半 導體％效電晶體724B。金屬氧化物半導體場效電晶體 u括本貝並聯二極體722B。隨同二極體722B與適 130864.doc -85- 200903966 應性推位723，金屬氧化物半導體場效電晶體724八完成該 主體偏壓產生器電路。 不是如在圖14A之主體偏壓產生器令交叉耦合至金屬氧 化物半導體場效電晶體721之〜端子，適應性箝位金屬氧 化物半導體場效電晶體724B之閘極係由一閘極緩衝器Μ〗 來加以控制，該閘極緩衝器作為在^與接地之間選擇的類 比開關操作。該等效功能還可使用適當位準偏移的數位電 路來加以實現，但使用一類比開關更容易解釋，其中該I 電壓取決於該低側金屬氧化物半導體場效電晶體、該同步X 整流器金屬氧化物半導體場效電晶體與該飛輪金屬氧化物 半導體場效電晶體之狀態。閘極緩衝器725之輸入係由類 比印後比較斋726來供電，該比較器比較Vba”與v⑽τ之量 值。主體偏壓產生器金屬氧化物半導體場效電晶體724a之 閘極係交又耦合至V〇UT。 具有適應性箝位電路720之飛輪金屬氧化物半導體場效 電晶體72 1在兩個不同模式下操作。在步昇模式下，金屬 氧化物半導體場效電晶體724B係始終接通，短路金屬氧化 物半導體場效電晶體721之主體至ν〇υτ並分流主體二極體 722Β，不論該低側、同步整流器及飛輪金屬氧化物半導體 場效電晶體之條件如何，如下表8中所示。 由於VB連結至乂〇町且二極體722Β分流，故在步昇模式 下的適應性箝位二極體722Α之傳導條件取決於該轉換器之 操作狀態。例如，在磁化及傳送兩個狀態下，二極體722Α 保持反向偏壓，因為Vx<Vban。由此，同步整流器電流 130864.doc -86- 200903966 ixfr(在同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體72 i與整流 器二極體722A内的電流之和）為零。 反之在該傳送狀態下，同步整流器金屬氧化物半導體 =效電s日體721接通並基本上短路該等端子，在 取小功率抽失下遞送電感器的電流k至負載及輸出電容 為假疋同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體721之 電阻係足夠低。則在此條株了 μ . 你此條件下在該Vx節點處的電壓係由表 ( 達式（Vout+Il.Rds(sr))給出，其可近似為電壓ν〇υτ。嚴格 而言，由於在傳送及同步整流期間1略微比V0UT更正，故 二極體722A係正向偏壓’但因為傳導金屬氧化物半導體場
效電晶體721分流J:值墓，L /、得導故很少電流在該飛輪狀態期間 流入正向偏壓二極體722Α内。 然而在該先斷後合間隔内，沒有任何功率金屬氧化物半 導體場效電晶體係接通並傳導以控制該I節點上的電壓。 在此條件下，Vx飛越Vbau，從而正向偏壓二極體7以並籍 位1的最大值至（V〇UT+Vf)。在此t_持續時間期間，除了 任-電容位移電流外，包含與金屬氧化物半導體場效電晶 體724B串聯之二極體722A的適應性箝位723必須載送全部 電感器m但由於其較短持續時間，實際平均功率消 耗可忽略不計。故本質1，在步昇模式下，所揭示適應性 推位723在先斷後合間隔期間除瞬態電流外不載送任何實 質二極體電流。 只 130864.doc -87- 200903966 模式 級 LS SR FW vx νΒ BBG 722B 722A IsR 步降 Vbatt〉 V〇UT Mag 接通 關閉 關閉 ~ov v〇ut 724B RB 分流 0 Xfer 關閉 接通 關閉 〜ν〇υτ Vx 724A 分流 分流 SR FW 關閉 關閉 接通 〜vbatt vx 724A 分流 RB 0 BBM 關閉 關閉 關閉 Vbatt+vf Vx 724A 分流 RB 0 步昇 Vbatt< V〇UT Mag 接通 關閉 關閉 ον V〇ut 724B RB 分流 0 Xfer 關閉 接通 關閉 V〇ut Vout 724B 分流 分流 SR FW 關閉 關閉 接通 Vbatt Vout 724B RB 分流 0 BBM 關閉 關閉 關閉 V〇uT+Vf V〇U, 724B FB 分流 箝位 表8 在步降操作中，緩衝器725連接金屬氧化物半導體場效 電晶體724B之閘極至該Vx節點，與在其交叉耦合組態下相 同。由此，電路720如同橫跨飛輪金屬氧化物半導體場效 電晶體72 1不存在任何並聯二極體而操作。在此條件下的 唯一 Ixfr電流在同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 72 1係接通並傳導且不涉及正向偏壓任一 P-N接面二極體時 出現。故在其步降模式下，電路720與適應性箝位723不提 供任何箝位動作，因此不限制在該Vx節點上的電壓擺動。 總而言之，電路720實施同步整流器金屬氧化物半導體 場效電晶體，其除在該先斷後合間隔期間外並接著僅在步 昇操作期間表現為一不具有任何傳導並聯二極體的開關， 在該步昇操作期間二極體722A傳導並箝位Vx至一最大電壓 (V0UT+Vf)。在步降操作期間，橫跨飛輪金屬氧化物半導 體場效電晶體7 2 1不存在任何正向偏壓二極體且無論如何 沒有任何箝位出現。 130864.doc -88- 200903966 利用適應性箝位飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體7〇〇 與適應性箝位同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 72〇，一同步飛輪上下轉換器等同於圖13之未箝位轉換器 500而操作’ & 了在先斷後合條件期間箝位電Ji vx。明確 而言，係在步降操作期間藉由二極體7〇2A箝位至一最大 電壓（vbatt+vf)並在步昇操作期間由二極體722八箝位至一 最大電壓（V0UT+Vfp除二極體702A& 722A外，沒有其他 二極體在任一正常操作條件下變成正向偏壓。 在適應性箝位之另一具體實施例中，圖20說明可使用一 單一二極體來透過多工執行適應性箝位。如所示，一二極 體808係連接至V〇UT4 Vbatt，視在該轉換器内的相對電壓 電位而定。一同步飛輪上下轉換器8〇〇包含一低側金屬氧 化物半導體场效電晶體8〇1 ; 一電感器8〇6 ; 一飛輪金屬氧 化物半導體場效電晶體802，其具有一主體偏壓產生器 803 ; 一同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體804，具 有一主體偏壓產生器805 ;及一輸出電容器8〇7。適應性箝 位電路811包含二極體808、一類比多工器8〇9及一比較器 810。多工器809可使用一類比開關或具有適當閘極驅動及 邏輯控制的兩個較大閘極寬度金屬氧化物半導體場效電晶 體來實施。利用可包括圖12八、14A及14B所揭示之電路的 主體偏壓產生器803及805，金屬氧化物半導體場效電晶體 802及804不具有任何並聯二極體並因此在先斷後合操作期 間不提供任何電壓箝位。 在適應性箝位8 11中，箝位二極體8〇8之陽極係硬佈線至 130864.doc -89- 200903966 ' X節點而其陰極係藉由多工器809選擇性連接至vbatt 或out視比較Is 81〇之狀態而定。當v〇uT<Vbatt時，該轉 ^在乂降模式下操作且多工器809連接二極體8〇8之陰 極至vbatt，藉此形成圖17A之電路的電性等效物。當 〇UT>Vbatt時，轉換器8〇〇正在步昇模式下操作且多工器 連接一極體8〇8之陰極至V⑽τ，藉此形成圖17B之電路 的電性等效物。 在更低功率應用中，適應性箝位可排除在同步飛輪上下 轉換器中對飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體的需要。在 此清况下，該適應性箝位二極體防止未箝位電感切換並還 促進飛輪操作。如圖21所示，上下轉換器82〇包括一低側 金屬氧化物半導體場效電晶體821、一電感器822、一同步 整流器金屬氧化物半導體場效電晶體823 ' 一主體偏壓產 生器824及一適應性箝位電路825。轉換器820不包含一飛 輪至屬氧化物半導體場效電晶體。如所示，適應性箝位電 路825包含一箝位二極體826、一多工器827及一比較器 828 ° 在操作中’比較器828比較之量值並連接箝 位二極體826之陰極至Vbatt或ν〇υτ。當v〇UT<Vbatt時，該轉 換器正在步降模式下操作且多工器828連接二極體826之陰 極至vbatt，藉此形成圖17A之電路的電性等效物。當 vOUT>vbatt時’轉換器820正在步昇模式下操作且多工器 828連接二極體826之陰極至v〇UT，藉此形成圖17B之電路 的電性等效物。 130864.doc -90- 200903966 然而不同於圖16中的飛輪上下轉換器600，轉換器82〇無 法在步昇模式下維持持續不變的飛輪，由於其中二極體 826與電感器822並聯的唯一條件在ν〇υτ<ν_的任何時 候’即在步降操作期間出現。 飛輪轉換器啟動 除了其僅步昇電壓之能力外，如圖丨八及1β所示該等者 的習知昇壓轉換器之一主要限制在於，在輸出端子負载的 任何時候，即在該轉換器正試圖啟動時連接一負載且其汲 取電流的任何時候，其無法可靠地啟動。若該負載過大， 則該電路決不會在電感器内逐漸形成一足夠電流以到達— 穩定狀態條件。 此在PWM及閘極緩衝器電路從該轉換器的輸出供電的昇 壓轉換器中尤其麻煩。若輸出係負載，則輸出電壓從不會 充分上昇以供電控制電路，從而引起低側功率金屬氧化物 半導體場效電晶體遭受不充足的閘極驅動及低偏壓電壓影 響，導致高電阻及低電感器電流。 在一昇壓轉換器中的啟動問題係連接其v X節點至其輸出 端子的一直存在硬佈線二極體的一後果。例如，在圖丨八之 習知非同步昇壓轉換器中，二極體2連接該負載至該電池 與電感器4。不存在任何方式使其彼此斷開。在圖a之同 步昇壓轉換器中，同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶 體13所固有的二極體15強加相同的限制及約束。任何嘗試 ”過磁化”電感器，即在啟動期間在電感器内建立過多電 流，均會產生過充電輸出電容器並產生超過指定目標之— 130864.doc 91 200903966 輸出電壓之風險，從而使調節失效並潛在地損壞電壓敏感 負裁。 因為依據此本發明所製造之飛輪上下轉換器利用不具有 硬佈線源極至汲極並聯二極體之一同步整流器，故可^沒 有負載或受控制負載下完成啟動序列。而且，因為飛輪之 ，力，故啟動序列可修改以建立—高於由負載所需之“ 器電流而不強加任何過充電輸出電容器之風險。此外，使 用此轉換器拓撲，可在開始轉換器切換之前使用一更大程 度的控制。此預充電階段允許部分充電轉換器的輸出電容 器，即至-小於目標電壓但超過零的電壓。預充電減少該 轉換器在開始切換操作之後到達其目標電壓所花費之時 間。 圖22A及22B中的流程圖85〇及87〇演算說明可用以啟動 一飛輪轉換器之各種選項。明確而言，流程圖85〇說明用 於預充電的操作序列。預充電行為係在圖23A之步昇切換 波形中及同樣地在圖23B所示之步降切換波形中說明於時 間1^與13之間。 再次參考演算法850 ’預充電藉由接通該同步整流器與 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體兩者，允許電流從電池 直接流動至轉換器的輸出電容器而不磁化電感器來開始 (步⑽υ。該充電序列係基於需要步昇或步降操作以到達 一目標輸出電壓vQUT而有條件的，如條件性步驟852所說 明。若vbatt<v〇UT，則該轉換器將隨後在步昇模式下操作 且輪出係預充電至Vbatt(步驟855)。如圖23A所示，在時間 130864.doc •92- 200903966 t〗，充電該轉換器的輸出電容器的電流跳越至由輸出電流 曲線902所示之+ ⑽而I跳越至附近 、 （線9 2 1 )，視3亥專飛輪及同步整流器金屬氧化物半導 體場效電晶體之相對電阻而定。 逐漸地，在該電容器電壓充電至Vbau(曲線935)時，該輸 出電流呈指數遞減（曲線904)。若一電性負載在此間隔期間 正在汲取任一電流，則最終電流將會衰減至該電流而不至 f ^ °到t3時間為止’預充電完成且輸出係在VbattT充電， ' #待開始操作。由於該預充電電流之-些電流可能流過該 電感器而不是透過該開關’故在藉由同時關閉同步整流器 與飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體來斷開負載（步驟857) 之前應謹慎地橫跨該同步整流器金屬氧化物半導體場效電 晶體來連接該適應性箝位二極體（步驟856)。 再-人參考决算法85〇，用於步降操作之預充電係不同 的，由於充電輸出至超過目標輸出電壓ν，〇υτ，如由條 ί件陡乂驟㈣所^相反若^^扣^心則該轉換器將隨後 在步降权式下操作且該輸出係預充電至一小於的預充 電電壓vPC(步驟853)。如圖23B所示，纟時心，充電該轉 換器輸出的電容器的電流跳越至Vbatt/(RDs(Fw)+RDs⑽)）（曲 線942)而Vx跳越至一目標啟動值ν，〇υτ⑽（線％ i)，視該等 飛輪及同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體之相對電 阻而定。 逐漸地，在該電容器電壓充電至vw(su)(曲線Μ時， 該輸出電流呈指數遞減（曲線9 4 4) 1 一電性負載在此間隔 130864.doc •93 - 200903966 期間正在汲取任何電流，則該電流 ^ ^ ^ 寸匕括该等電容性及 負載電〜。在時間t2，ν〇υτ到達一 知啟動電壓 ounsw，其係小於或等於在轉換器操 F功間的實際目標 輸出電壓V’0UT。由於該預充電電流 _ 二電流可能流過 “電感益而不是透過該開關’故在藉由同時關閉同步整流 器與飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體來斷開負載（= 857)之前應謹慎地在步驟854橫跨該飛輪金屬氧化物半導 體％效電晶體來連接該適應性箝位二極體。如在時間^所 示，該等金屬氧化物半導體場效電晶體係斷開且該^出2電 流從-非零值下降至零(曲線945)，之後該輪出電壓在 V’OUTPW保持恆定，直至切換在時間t3開始。 此序列結束演算法850中所描述之預充電級。所揭示飛 輪上下轉換器較獨特的係，其可僅藉由關閉該無主體二極 體同步整流器斷開負載來預充電至一小於其輸入U 值，即圖1A及1B之習知昇壓轉換器由於其整# 1 係硬佈線至其輸出端子而無法執行的一功能。 在預充電之後，該轉換器接著繼續依據圊22B中演算法 870開始切換操作。此處一樣，所揭示飛輪轉換器提供在 先前技術轉換器不可用的獨特特徵，即過磁化電感器而不 過充電輸出電容器之能力。明確而言，可在啟動期間驅動 電感器電流iL至某任意值lL(peak)，其大於由該負載所需且 電感器電流證明過多的稍後應調整的電流。 開始於步驟8 7 1，#亥低側金屬氧化物半導體場效電晶體 係接通，從而傾斜上昇電感器電流II至某值II㈣）。在圖 130864.doc •94- 200903966 23A之步昇波形中，該電感器電流在時間t3與t4之間傾斜上 升（曲線906)至一峰值9〇7。在此時間期間，％下降（曲線 923)至一置值Il.Rds(叫的值924，而ν〇υτ保持在其預充電 電壓vbatt下。同樣地，在圖23Β之步降波形中，電感器電 抓在時間與“之間傾斜上昇（曲線947)至一峰值948，在此 時間期間，Vx下降（曲線963)至一量值Il.rds(ls)的值964而 V〇UT保持在其預充電電壓V，0UT(SU)下。 f 肩异上，取決於Vbatt是否大於V0UT(步驟872)，該適應性 、箝位係並聯於該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體適當施 加用於步降操作並並聯於該同纟I流器$當施加用於步昇 轉換。接著，在時間“，該低側金屬氧化物半導體場效電 晶體係關閉持續tBBM(步驟874)，之後接通該同步整流器金 屬氧化物半導體場效電晶體（步驟874)。在此間隔期 間，在該步昇模式下的、電壓跳越（曲線925)至超過V，0UT 一正向偏壓二極體降％的一電壓（線926)，直至安定回至在 (電荷傳送期間里值（V⑽τ成.Rds⑽)）的電壓（線μ〗）。 >考圖23A及23B，在该步降模式下，該％電壓跳越（曲 線965)至超過ν，〇υτ一正向偏壓二極體降％的—電壓（線 966) ’直至安定回至在電荷傳送期間量值（v〇ut+Il·^(⑹ 的電壓（線967)。 在違能量傳送階段期間，該電感器電流（曲線9〇8或949) 遞減至某更低值（點909或950)，而供應輸出電容器與負載 的邊轉換器之輪出電流相應地傾斜上昇（曲線912或9叫。 同時，輸ώ電壓VOUT在時間t5從其預充電電壓傾斜上昇至 130864.doc -95- 200903966 其目標值V'0UT。在步昇模式下，此斜坡開始於vbatt並傾斜 上昇至V'0UT(曲線937)，即大於Vbatt的一電壓。在步降模 式下’此斜坡開始於V，0UT(SU)並傾斜上昇至ν，ουτ(曲線 977)，即小於Vbatt的一電壓（點978)。 當在時間，v0UT->v，0U1^^ ’該同步整流器金屬氧化物 半導體場效電晶體係關閉且傳送終止。在該步昇模式下， 該Vx電壓在BBM間隔期間向上跳越回至超過ν，〇υτ的一 Vf(曲線928) ’即一大於Vbau的電壓。在該步降模式下，該 Vx電壓在該BBM間隔期間向上跳越回至超過Vi〇UT的一 Vf(曲線968)，除了此電壓係小於Vbau。在時間“之後，該 低側金屬氧化物半導體場效電晶體係再次接通且該電感器 電流開始在一目標值rL周圍開始穩定狀態操作，同時向上 傾斜上昇直至時間U(曲線910或951)，其後該循環重複。 啟動接著完成並已實現穩定狀態操作。 飛輪上下轉換器之穩定狀態操作 如圖24之狀態圖1000中所說明，該同步飛輪上下轉換器 之穩定狀態操作包含三個穩定狀態：磁化（圓圈1〇〇1)、能 量傳送（圓圈1〇〇2)及飛輪（圓圈1003)β任一狀態均可轉變 至任—其他狀態’只要該轉變包括-先斷後合⑽Μ)間隔 轉變狀態(方塊1004、剛或1006)，其中沒有任何功率金 屬氧化物半導體場效電晶體正在傳導。在此ββμ間隔期 間，適應性箝位（方塊1009)將一二極體插入該電路内以在 必要時防止未箝位電感切換而不限 卜限制用於步昇或步降轉換 之正常Vx之操作範圍。 、 130864.doc -96- 200903966 在一具體實施例中在該磁化狀態（圓圈100”下的時間係 藉由控制實際電感器電流lL來滿足目標值rL來決定，^由 一狀態控制器（方塊1007)所說明。在該飛輪轉換器内的電 感器電流可匹配或超過實際負m電流且不需要逐個循環地 保持平衡。在該能量傳送狀態（圓圈1〇〇2)及該飛輪狀態（圓 圈1003)下所花費之時間係由一狀態控制（方塊1〇卯）來控 制，該狀態控制的主要功能係維持實際ν〇υτ在目標值 ν'ουτ下或其附近。 /
該磁化狀態（圓圈1001)涉及藉由接通該低側金屬氧化物 半導體場效電晶體並傳導持續—時間‘來在該電感器内構 建電仙·由於VL—L.dI/dt，則對於較短間隔，可儲存電感 器電流’假定-恆定斜率的三角形電流波形，其中 其中該分數之分子具有伏秒之單位且[決定該斜率。儲存 於該電感H内的能#因此係由接料間‘控制或作為總時 脈週期的-百分比或作為一工作因數，此處其定義為 on 然而若IL到達其目標值&，則根本且對於某時間週期不 需要接通該低側金屬氧化物半導體場效電晶^此行為如 圖25中所說明，1巾τ 如& 、卜1上 ^ 、肀1L(peak)在重歿飛輪及傳送之循環過程 中哀減1G21至其目標1,L值1022，而V〇ut係在圖表1040所示 之其目標值v，OUT周圍加以調節，包括曲線〗〇41、_、 130864.doc -97- 200903966 1 044、1045及1046所示之漣波。在此時間期間，νχ從接近 Vbatt(線1047)變化至〜V0UT(線1〇49)並變化回至接近Vbau(線 1051)，之後該低側金屬氧化物半導體場效電晶體係接通 (線1053)且該電感器電流開始再次增加。清楚起見，在圖 25中未顯示所需先斷後合間隔。 在任一情況下，均可在高於輸出電流（線1〇25)之位準（線 1022、1023及1〇24)維持平均電感器電流。由於不逐個循 環地要求能量平衡，故傳送時間與時間L無關。傳送時間 txfer具有不由磁化時間t()n決定的一對應，，工作因數，，d川即 〜— on ^ xfer + 假定一低損失飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體，若
Dxfr超過該轉換器之工作因數D〇n，貝,！平均電感器電流l將 會構建，而若Dcn超過Dxfr，則該電感器的平均電流將會遞 減。依此方式，控制平均電流不會限㈣換㈣回應快速 負載瞬態之能力。 雖然本文中已描述此發明之特定具體實施例，但該此旦
體實施例應視為範例性及說明性，而不是限制此發明^ 泛原理。 K 【圖式簡單說明】 圖1Α係一習知非同步昇壓轉換器之一電路圖。 圖1B係一習知同步昇壓轉換器之—電路圖。 圖1C係顯示-習知昇壓轉換器之傳送特性之一圖表。 圖1D係一習知昇壓轉換器之切換波形之一圖表。 130864.doc -98- 200903966 圖2A係在磁化級中-習知同步昇麗轉換器之一等 圖。 圖2B係在電荷傳送級中 電路圖。 效電路 習知同步昇壓轉換器之一 之一等效 器 圖2C顯不在一元全負載條件下 呆作的一習知昇壓轉換 内的波形之圖表。 汁尖符換 圖2D顯示在一輕負載條件下操作 的波形之圖表。 的一習知昇壓轉換器内 圖職示在一不連續傳導條件下操作的一習知昇壓轉換 器内的波形之圖表。 、 圖3 A係不具有一整法哭-扣；λ* °。—極體之一同步昇壓轉換器之一 專效電路圖。 圖3B係在未|甘位電感切換⑴⑼條件下在一同步昇壓 轉換器内的波形之圖表。 圖4係依據本發明之—非同步飛輪昇壓轉換器之—電路 圖。 圖5 A係在電感器正在磁化級中一非同步飛輪昇壓轉換器 之一等效電路圖。 圖5B係在電谷器正在充電級中—非同步飛輪昇壓轉換器 之一等效電路圖。 圖 圖5C係在飛輪級中一非同步昇壓轉換器之一等效電路 圖6顯不在—非同步飛輪昇壓轉換ϋ中的波形 圖7包含說明— 之圖表。 工作因數變化的非同步飛輪昇壓轉換 器 130864.doc •99· 200903966 之固定頻率操作之圖表。 圖8A係描述一非同步飛輪昇屢轉換 之一流程圖 器 之操作之一演算法 請顯示在啟動期間—飛輪昇慶轉換 圖8 C顯示說明一 波形 飛輪昇壓轉換器對一 應的一波开^。 '戰電流瞬態之回 圖9係依據本發明之— 圖。 冋步飛輪昇歷轉換 器之一電路 圖1 0A係在磁化級中 路圖 同步飛輪昇壓轉換 器之一等效電 飛輪昇壓轉 圖10B係在一先斷後合___ 換器之一等效電路圖。 v 圖10C係在輸出電容器正在充電級中 換器之一等效電路圖。 叫步飛輪昇壓轉 圖贈係在飛輪級中-同步飛㈣ 路圖。 轉換裔之一等效電 圖11A係描述—同步飛輪 之-流程圖。 ”“之細作之-演算法 之操作級中電 圖11B包含顯示在一同步飛輪昇壤轉換 壓及電流之波形。 、 圖12A係用於—P通道飛輪 屬乳化物半導體場H a 之一主體偏壓產生器之—電路圖。 琢效電曰曰 圖12B係用於一p通道同步整流器金屬氧化物半導 電晶體之一閘極驅動電路之_ 體場效 電路圖 130864.doc -100. 200903966 圖12C係用於一 N通道同步整流器金屬氧化物半導體場 效電晶體之一閘極驅動電路之一電路圖。 圖12D係用於一N通道飛輪金屬氧化物半導體場效電晶 體之一主體偏壓產生器之一電路圖。 圖13係一未箝位同步飛輪上下轉換器之一電路圖。 圖14A係一未箝位同步整流器之一電路圖，該未箝位同 步整流為包含具有一主體偏壓產生器的一 p通道金屬氧化 物半導體場效電晶體。 圖14B係-未箝位同步整流器之一電路圖，該未籍位同 步整流器包含具有一主體偏壓產生器的一N通道金屬氧化 物半導體場效電晶體。 圖14C係一未箝位同步整流器之一電路圖，該未箝位同 步整流器包含具有一主體接地的一 N通道金屬氧化物半導 體场效電晶體。 圖15包含顯示在啟動期間在步昇及步降操作中一未箝位 飛輪上下轉換器之波形的圖表。 圖16係一適應性箝位同步飛輪上下轉換器之—電路圖。 圖17A係在步降操作中一適應性箱^立同步飛輪上下轉換 器之一等效電路圖。 圖1 7B係在步昇操作中—適應性箝位同步飛輪上下轉換 器之一等效電路圖。 圖18A說明在步降操作下操作之—適應性箝位同步上下 轉換器之二個操作條件下的Vx之波形。 圖18B說明在步昇操作下操作之一適應性箝位同步上下 130864.doc -101 - 200903966 轉換益之三個操作條件下的Vx之波形。 圖係用於β亥飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之一 適應性箝位電路之一電路圖。 圖1 9Β係用於@同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶 體之一適應性箝位電路之一電路圖。 圖1 9C係飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之一電路 圖°亥氣輪金屬氧化物半導體場效電晶體具有一整合適應 性箝位之主體偏麼產生器。 圖1 9D係@步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體之 電路圖。亥同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體具 有一整合適應性箝位之主體偏壓產生器。 圖20係一替代性適應性箝位電路之一電路圖。 圖21係一上下飛輪轉換器之一電路目，該上下飛輪轉換 器包括-適應性箝位電路，但不包括任何飛輪金屬氧化物 半導體場效電晶體。 I 圖22Α係描述用於預充電-適應性箝位同步飛輪上下轉 換器之一演算法之一流程圖。 圖22Β係描述用於在啟動階段期間操作一適應性箝位同 步飛輪上下轉換器之一演算法之一流程圖。 圖23 Α說明在該等預充電及啟動階段期間在步昇操作中 在一適應性箝位同步飛輪上下轉換器中電流及電壓波形之 圖表。 圖23B說明在該等預充電及啟動階段期間在步降操作中 在一適應性箝位同步飛輪上下轉換器中電流及電壓波形之 130864.doc -102· 200903966 圖表。 圖24說明一同步飛輪上下轉換器之操作之一狀態圖。 、圖25說明在—同步飛輪上下轉換器中的波形，其中該電 感器係在該轉換器轉變成穩定狀態操作之前過磁化。 【主要元件符號說明】 1 昇壓轉換器 2 肖特基整流器 3 電容器
4 電感器 5 二極體 6 脈衝寬度調變（PWM)控制器 7 N通道功率金屬氧化物"體場效電晶體 1〇 同步昇壓轉換器/直流/直流轉換器 11低側功率金屬氧化物半導體場效電晶體 12 電感器 13 14 15 16 17 18 21 22 浮動同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 輸出電容器 本質並聯二極體/P-N二極體 本質並聯二極體 先斷後合（BBM)電路 PWM控制器 半導體場效電晶體/單— 同步整流器金屬氧化物 傳送/線 不連續性 130864.doc • 103 · 曲線 圖表 曲線片段/部分 曲線片段/部分 部分 曲線片段/線段 曲線片段/過電壓尖峰 曲線片段/部分 曲線片段/部分 曲線片段 電路/轉換器 低側金屬氧化物半導體場效電晶體 電感器 同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 二極體 電容器 負載 圖表 電壓 線 電壓 圖表 點/最小值 峰值 -104- 200903966 7 8 圖表 79 峰值電壓 80 最小值 8 8 圖表 89 點 90 點 91 點 100 圖表 107 點 108 虛線段 109 曲線 110 線 117 線 118 點 119 線 120 點 121 線段 122 線/峰值反向值 130 電路 131 金屬氧化物半導體場效電晶體 132 電感器 133 同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 136a 背對背二極體 136b 背對背二極體 130864.doc -105 - 200903966 137 二極體 150 電流 151 點 152 曲線 156 曲線 157 曲線 158 曲線 200 飛輪昇壓轉換器 ί ' 201 低側功率金屬氧化物半導體場效電晶體 202 整流器二極體 203 電感器 204 電容器 205 飛輪功率金屬氧化物半導體場效電晶體 206 主體偏壓產生器 207 整體二極體 208 先斷後合（BBM)閘極緩衝器 i 209 脈衝寬度調變（PWM)控制器 210 負載 220 操作 230 電路 240 轉換器 260 圖表 261 曲線 264 曲線 130864.doc -106- 200903966 265 曲線 267 曲線 266 區域 270 圖表 271 值 272 曲線 273 值/電壓 274 曲線 275 最大電壓/峰值 276 曲線 277 值 280 圖表/值 281 曲線 282 值 283 值 284 點 286 曲線 287 曲線 300 圖表 301 片段 302 片段 304 片段 307 片段 320 圖表 130864.doc -107- 片段 片段 片段 啟動波形 片段 片段 片段 點 圖表 片段 片段 片段 片段 片段 片段 片段 同步飛輪轉換器 低側N通道金屬氧化物半導體場效電晶體 整流器二極體/金屬氧化物半導體場效電晶體 同步整流器 金屬氧化物半導體場效電晶體 閘極緩衝器 輸出電容器 飛輪金屬氧& 蜀乳化物半導體場效電晶體 -108- 200903966 358 主體偏壓產生器 359 電感器 361 先斷後合缓衝器 362 PWM控制器 401 負載 43 0 圖表 431 片段 432 片段/先斷後合間隔 433 值/片段/同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶 體傳導間隔 434 片段/先斷後合間隔 435 節點Vx 43 6 曲線 437 波形 440 圖表 441 片段 442 點 443 點 444 片段 445 虛線 446 片段 447 片段/點 448 虛線 449 點 130864.doc -109- 200903966 450 電路/裝置/主體偏壓電路 451 飛輪P通道金屬氧化物半導體場效電晶體 452A 二極體 452B 二極體 453A P通道金屬氧化物半導體場效電晶體 453B P通道金屬氧化物半導體場效電晶體 454 電感器 455 CMOS反相器/閘極緩衝器電路 、 460 電路 461 P通道金屬氧化物半導體場效電晶體 462 並聯二極體 463 閘極緩衝器 470 電路 471 N通道金屬氧化物半導體場效電晶體 472 並聯二極體 473 ί 閘極緩衝器 \ 474 浮動靴帶式電容器 475 靴帶式二極體 480 電路/主體偏壓產生器 481 金屬氧化物半導體場效電晶體 482A 本質主體P-N二極體 482B 本質主體P-N二極體 483A N通道金屬氧化物半導體場效電晶體 483B N通道金屬氧化物半導體場效電晶體 130864.doc -110- 200903966 484 電感器 485 閘極緩衝器 486 轨帶式二極體 487 轨帶式電容器 500 同步飛輪上下轉換器 5〇1 低側N通道金屬氧化物半導體場效電晶體 5 02 同步整流器 5 03 金屬氧化物半導體場效電晶體 5〇4 主體偏壓產生器 5 05 閘極緩衝器 506 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 507 主體偏壓產生器 508 電感器 5 10 輸出電容器 511 先斷後合緩衝器 512 PWM控制器 520 電路 521功率金屬氧化物半導體場效電晶體 522A 主體二極體 522B 主體二極體 523 A 交叉搞合P通道金屬翁儿心 屬乳化物半導體場效電晶體 523B 交叉耦合P通道金屬_儿， 屬乳化物半導體場效電晶體 540 電路 541 N通道功率金屬氧化物生、# Α 化物+導體場效電晶體 130864.doc _ 111 200903966 542A 542B 543A 543B 560 源極至主體二極體 汲極至主體二極體 二叉耦合N通道金屬氧化物半導體場效電晶體 父又耦合N通道金屬氧化物半導體場效電晶體 接地主體電路 561 N通道功率金屬氧化物半導體場效電晶體 562A源極至主體二極體 5 62B汲極至主體二極體 5 80 圖表 581 點 582 點 583 目標值 585 片段 590 圖表 591 點 592 點 593 目標值 600 箝位同步飛輪上下轉換器 601 低側N通道金屬氧化物半導體場效電晶體 603 同步整流器 604 金屬氧化物半導體場效電晶體 6〇5 主體偏壓產生器 606 二極體 607 開關 130864.doc -112· 200903966 608 閘極緩衝器 609 輸出電容器 610 電感器 612 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 613 主體偏壓產生器 614 二極體 615 開關 616 先斷後合緩衝器 617 PWM控制器 620 等效電路 625 等效電路 630 Vx波形 631 片段 63 2 虛線 633 片段 634 線 635 片段 636 線 637 線 640 Vx波形 641 片段 642 片段 643 片段 644 片段 130864.doc -113 - 200903966
645 647 660 661 662 663 664 665 666 667 680 681 682 683 684 685 686 687 700 701 702A 702B 片段 虛線/片段 電路 P通道飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 主體偏壓產生器/BBG 箝位二極體 串聯連接P通道適應性箝位金屬氧化物半導體場 效電晶體 本質並聯二極體 閘極緩衝器 類比滞後比較器 電路 p通道飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 主體偏壓產生器/BBG 箝位二極體 串聯連接p通道適應性箝位金屬氧化物半導體場 效電晶體 本質並聯二極體 閑極緩衝器 類比滞後比較器 飛輪電路 p通道飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 箝位二極體/飛輪二極體 本質並聯二極體/主體二極體 130864.doc -114- 200903966 703 適應性箝位 704A 主體偏壓產生器金屬氧化物半導體場效電晶體 704B 串聯連接P通道金屬氧化物半導體場效電晶體 705 閘極緩衝器 706 類比滯後比較器 720 同步整流器電路 721 P通道同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 722A 箝位二極體 722B 本質並聯二極體 723 適應性箝位 724A 主體偏壓產生器金屬氧化物半導體場效電晶體 724B 串聯連接P通道適應性箝位金屬氧化物半導體場 效電晶體 725 閘極緩衝器 726 類比滯後比較器 800 同步飛輪上下轉換器 801 低側金屬氧化物半導體場效電晶體 802 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體 803 主體偏壓產生器 804 同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 805 主體偏壓產生器 806 電感器 807 輸出電容器 808 二極體 130864.doc -115- 200903966 809 類比多工器 810 比較器 811 適應性箝位 820 上下轉換器 821 低側金屬氧化物半導體場效電晶體 822 電感器 823 同步整流器金屬氧化物半導體場效電晶體 824 主體偏壓產生器 82 5 適應性轮位電路 826 箝位二極體 827 多工器 828 比較器 902 輸出電流曲線 904 曲線 906 曲線 907 峰值 908 曲線 909 點 910 曲線 912 曲線 921 線 922 線 923 曲線 924 值 130864.doc •116- 200903966 925 曲線 926 線 928 曲線 935 曲線 937 曲線 942 曲線 944 曲線 945 曲線 C 947 曲線 948 峰值 949 曲線 950 點 951 曲線 953 曲線 961 線 963 曲線 c 964 值 965 曲線 966 線 967 線 968 曲線 975 曲線 977 曲線 978 點 130864.doc -117 200903966 1021 衰減 1022 值/線 1023 線 1024 線 1025 線 1040 圖表 1041 曲線 1043 曲線 1044 曲線 1045 曲線 1046 曲線 1047 線 1049 線 1051 線 1053 線 Vx 節點/電壓 130864.doc > 118
Claims (1)
- 200903966 十、申請專利範圍： 1. 一種直流/直流轉換器，其包含： —電感器及一低側開關，其係連接於第— 電壓之士 及弟二供應 間的一串聯傳導路徑内，該電感器係 一供雇Φ阳 Μ 口芏琢第 '竭電壓而該低側開關係耦合至該第二 γ ΑΛ* , ^ '題電壓’ 一 X即.·係位於該電感器與該低側開關之間的 路徑内； /甲專導\ 一能量傳送開關，其係連接於該火節點與該轉換器 一輸出端子之間；以及 —飛輪開關’其係並聯連接該電感器。 2. 如°月求項1之直流/直流轉換器，其中該飛輪開關包含一 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體。 3. 如印求項2之直流/直流轉換器，其中該飛輪開關包含一 主體偏壓產生器，該主體偏壓產生器係耦合至該飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體之源極、汲極及主體之每一 者，該主體偏壓產生器係調適用以回應於分別存在於該 飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之該源極與汲極上的 电壓之間的一關係來短路該主體與該飛輪金屬氧化物半 導體場效電晶體之該源極及汲極之一，以便防止在該飛 輪金屬氧化物半導體場效電晶體内的任一 ρ_Ν接面變得 正向偏壓。 4.如請求項3之直流/直流轉換器，其中該主體偏壓產生器 包含一第一主體偏壓金屬氧化物半導體場效電晶體，其 係福合於該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體之該主體 130864.doc 200903966 :電Ϊ =之間’及一第二主體偏壓金屬氧化物半導體場 曰曰，其係耦合於該飛輪金屬氧化物半導體場效電 日日體之該主體與該源極之 m D亥第一主體偏壓金屬氧化 導體場效電晶體之—閘極+ ^ ,, ^ J蚀係柄合至該飛輪金屬氧化 物半導體場效雷晶體之^，盾 “此 而該第二主體偏壓金屬 氧化物半導體場效電晶體之— 片儿& 閣極係耦合至該飛輪金屬 5.虱化物半導體場效電晶體之該汲極。 :請求項2之直流/直流轉換器，其包含一電壓箝位電 ’其係並聯連接該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶 …亥電壓箝位電路包含一箝位二極體，其係串聯連接 一箝位開關。 6·如：求項5之直流/直流轉換器，其中該電壓箝位電路包 含-阻隔二極體，其係串聯連接該箝位二極體並且並聯 連接4柑位開關，該阻隔二極體與該箝位二極體係定向 以便在包含該阻隔二極體與該箝位二極體之一串聯路徑 中在任一方向上反抗一電流流動。 7. $請求項6之直流/直流轉換器，其中該籍位開關包含一 務位金屬氧化物半導體場效電晶體並進—步包含一閑極 驅動電路’其係耦合至該箝位金屬氧化物半導體場效電 :體之一閘極’該閘極驅動電路係調適用以回應於在該 第一供應電壓與在該輸出端子處的一電壓之間的一關係 來控制該箝位金屬氧化物半導體場效電晶體之該問極。 8. t請求項2之直流/直流轉換器’其中該能量傳送開關包 含一能量傳送金屬氧化物半導體場效電晶體。 130864.doc 200903966 士明求項8之直流/直流轉換器，其中該能量傳送開關包 主體偏壓產生器，該主體偏廢產生器係麵合至該能 罝傳送金屬氧化物半導體場效電晶體之該源極、汲極及 主體之每一者，該主體偏壓產生器係調適用以回應分別 存在於該能量傳送金屬氧化物半導體場效電晶體之該源 極/、及極處的電壓之間的一關係來短路該主體與該能量 傳送金屬氧化物半導體場效電晶體之該源極及汲極之 一，以便防止在該能量傳送金屬氧化物半導體場效電晶 體内的任一 P-N接面變得正向偏壓。 1 〇·如明求項9之直流/直流轉換器，其中該主體偏壓產生器 ^ S第一主體偏壓金屬氧化物半導體場效電晶體，其 係雜α於1傳送金屬氧化物半導體場效電晶體之該 :體與汲極之間；及一第二主體偏壓金屬氧化物半導體 場效電晶體，其係耦合於該能量傳送金屬氧化物半導體 場：電晶體之該主體與該源極之間，該第一主體偏壓金 屬氧化物半導體％效電晶體之—閘極係搞合至該能量傳 送金屬氧化物半導體場效電晶體之該源極，而該第二主 體偏壓金屬氧化物半導體場效電晶體之—閘極絲合至 該能量傳送金屬氧化物半導體場效電晶體之該沒極。 11.如請求項Η)之直流/直流轉換器，其包含—電壓箱位電 路，其係並聯連接該能量傳送金屬氧化物半導體場效電 晶體，該電廢箝位電路包含一箝位二極體，其係串聯連 接一箝位開關。 Α如請求初之直流/直流轉換器，其中該電壓箝位電路包 130864.doc 200903966 *㉟冑其係、串聯連接該箝位二極體並並聯連 二柑位開關，該P且隔二極體與該箝位二極體係定向以 包含该阻障：極體與該箝位二極體之—串聯路徑内 在任—方向上反抗一電流流動。 13·”求項12之直流/直流轉換器，其中該箝位開關包含一 推位金屬氧化物半導體場效電晶體並進—步包含—間極 =動電路’其軸合至該箝位金屬氧化物半導體場效電 曰曰體之—閘極，該閘極驅動電路經調適用以回應在該第 供應電壓與在該冑出端子處的一電壓 < 間的一關係來 控制邊箝位金屬氧化物半導體場效電晶體之該閘極。 月长項8之直流/直流轉換器，其中該能量傳送金屬氧 犬物半導體％效電晶體之一主體係連接至一主體偏壓電 壓，使得在該能量傳送金屬氧化物半導體場效電晶體内 的源極7主體接面或一汲極/主體接面在該轉換器之正 $操作期間不會正向偏壓。 15.如明求項14之直流/直流轉換器，其中該主體偏壓電壓係 等於該第二供應電壓。 如明求項2之直流/直流轉換器，其中該飛輪金屬氧化物 半導體場效電晶體之一主體係連接至一主體偏壓電壓， 使知在该飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體内的一源極/ 主體接面或一汲極/主體接面在該轉換器之該正常操作期 間不會正向偏壓。 1 7.如印求項I 6之直流/直流轉換器，其中該主體偏壓電壓係 等於該第二供應電壓。 130864.doc 200903966 μ.如請求項丨之直流/直流轉 苴m 、态，其包3 —箝位二極體， 其係連接於該vx節點與—％處m 性益私+ 〃 適應性箝位電路之間，該適應 斗-上 疋钱該二極體至該第一供庫雷厭 或在該輸出端子處的-電靨…一弟供應電壓 兮發ψα< 視在β玄第—供應電壓與在 該輸出端子處的一電壓 、隹 1<間的一關係而定。 19. 一種直流/直流轉換器，其包含： 電：=及一低側開關，其係連接於第-及第二供應 Γ 二：聯傳導路經内，該電感器係搞合至該第 一供應電壓而該低側開M # Y狄机〆 關係耦合至該第二供應電壓，一 vx即點係位於該電威考盘 & β /、該低側開關之間的該串聯傳導 路徑内； 一能量傳送二極體，其係 货'連接於邊νχ節點與該轉換器 之一輸出端子之間；以及 一飛輪開關，其係並聯連接該電感器。 電壓之方法，其 20. -種轉換—直流輪入電壓至一直流輸出 包含： 、 &加該直流輸入電壓至-電感器之—第一端子，同時 耦合該電感器之—第-嫂IS 士 弟一端子至一電路接地，以便磁化該 電感器； 斷開該電感器之該第二端子與該電路接地； 電感益之該第二端子至—電容器與一輸出端 子’以便在該輸出端子處提供該直流輪出電壓； 斷〗電感器之該第二端子與該電容器與該輸出端 子；以及 130864.doc 200903966 在斷開該電感器之該第二迪工〜 鳊子與該電容器及 子時，將該電感器之該等第—B a 次这輸出知 ^ 及弟二端子連拖A 21. 如請求項20之方法，其包含： 接在一起。 在斷開該電感器之該第二迪_ 感器之該第二料至該電^及^路接地料合該電 第一先斷後合間隔；以及时及錢出端子之間提供一 在該第一先斷後合間隔期門阳床丨— 期間限制在該電感器之該第二 端子處的一電壓上昇。 22. 如請求項2 1之方法，其包含： 在將該電感器之該第二端子盥 斷開與將該電感器之該等第—另笛 山 ^ 弗及弟二端子連接在一起之 間提供一第二先斷後合間隔；以及 在該第二先斷後合間隔期n pp细——雨^ ㈣屑間限制在該電感器之該第二 端子處的一電壓上昇。 23. 如請求項20之方法，其中該直流輸出電壓係高於該直流 輸入電壓。 24. 如請求項20之方法，盆中姑*，而广 /、中該直流輸出電壓係低於該直流 輸入電壓。 25. 如請求項20之方法，其中將該電感器之該等第一及第二 端子連接在一起包含： 在該電感器之該等第—及第二端子之間連接一飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體；以及 接通該飛輪金屬氧化物半導體場效電晶體。 26. 如印求項25之方法，其包含控制該飛輪金屬氧化物半導 I30864.doc 200903966 體場效電晶體之一主體之該電壓，以便防止在該飛輪金 屬氧化物半導體場效電晶體内的任一 P-N接面變成正向 偏壓。 27. 如請求項20之方法，其中耦合該電感器之該第二端子至 一電容器及一輸出端子包含： 在該電谷益之該第二端子與該電容器及該輸出端子之 間連接一能1傳送金屬氧化物半導體場效電晶體；以及 接通該能夏傳送金屬氧化物半導體場效電晶體。 28. 如凊求項27之方法，其包含控制該能量傳送金屬氧化物 半導體場效電晶體之一主體之該電壓，以便防止在該能 里傳送金屬氧化物半導體場效電晶體内的任一 接面 變成正向偏壓。 29. —種啟動一直流/直流轉換器之方法，該直流/直流轉換 器包含一電感器與一電容器，該方法包含連接—輪入電 壓至s亥電感器並在該電感器周圍分流一電流，以便預充 電該電容器至一預定電壓。 30. 如請求項29之方法，其中該預定電壓係高於該輪入 壓。 1電 31. 如請求項29之方法，其中該預定電壓係低於該輪入i 壓。 月』電 130864.doc
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US95863007P | 2007-07-06 | 2007-07-06 | |
| US12/148,576 US7977926B2 (en) | 2007-07-06 | 2008-04-21 | Boost and up-down switching regulator with synchronous freewheeling MOSFET |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TW200903966A true TW200903966A (en) | 2009-01-16 |
| TWI375393B TWI375393B (en) | 2012-10-21 |
Family
ID=40221285
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| TW097115121A TWI375393B (en) | 2007-07-06 | 2008-04-24 | Dc/dc converter and methods thereof |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (3) | US7977926B2 (zh) |
| EP (1) | EP2165407B1 (zh) |
| JP (1) | JP5316965B2 (zh) |
| KR (2) | KR101252532B1 (zh) |
| CN (1) | CN101796708B (zh) |
| TW (1) | TWI375393B (zh) |
| WO (1) | WO2009008940A1 (zh) |
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