200818132 九、發明說明 【發明所屬之技術領域】 本發明有關於用以再生記錄媒體上之資料的裝置及用 以再生記錄媒體上之資料的方法。詳言之，本發明有關於 用以再生記錄媒體上之資料的裝置及用以再生記錄媒體上 之資料的方法’其對再生信號執行類比至數位轉換（A/d 轉換）以處理經轉換的再生信號。 【先前技術】 近年來廣爲使用高解析度（HD )數位多功能碟片 (DVD)播放器來播放記錄在高容量光碟之hd DVD上的 HD視訊。此種HD DVD播放器使用具有405 nm波長得藍 紫雷射光束來讀取HD DVD上的資料。HD DVD唯讀記憶 體（ROM)具有15 GB的單層容量以及30 GB的雙層容 量。可重寫HD DVD隨機存取記憶體（RAM)具有20 GB 的單層容量。爲了實現這些高容量，HD DVD播放器使用 具有較短波長之雷射光束並且採用部分響應最大相似度 (Partial Response Maximum Likelihood; PRML)技術作 爲再生資料的信號處理方法。 例如，在日本專利案JP-A 2001-195830中揭露PRML 技術。茲槪略描述PRML技術。 部分響應（PR )爲一種藉由主動利用符際干擾（對應 於並排記錄之位元的再生信號間的干擾）來進行資料再生 同時壓縮必要的信號頻寬之方法。取決於符際干擾係如何 -5 - 200818132 產生，PR可進一步分類成多個種類與等級。例如，在等 級1的情況中，回應於再生資料「1」，以兩位元資料 「1 1」將再生資料再生，使符際干擾發生在接續的一位元 中。維特比（Viterbi )解碼演算法爲最大相似度序列估計 法的一種。此方法有效利用再生波形的符際干擾規則來根 據有關於在多個時間點之信號振幅的資訊再生資料。欲執 行再生，產生與從記錄媒體取得之再生波形同步化的同步 時脈，並且回應於同步時脈而取樣再生波形，以將取樣的 波形轉換成振幅資訊。 接著，執行適當的波形等化以將振幅資訊轉換成預定 部分響應之響應波形。在Viterbi解碼單元中使用過去取 樣資料與目前取樣資料以輸出最可能的資料序列作爲再生 資料。上述部分響應方法及Viterbi解碼演算碼（最大相 似度解碼）的組合係稱爲PRML方法。欲實現此PRML技 術，必須使用具有高準確度的適應性等化技術以及支援適 應性等化技術之具有高準確度的時脈回復技術，以產生再 生信號作爲預定PR等級的響應。 茲描述用於 PRML技術中的連串長度受限（Run Length Limited; RLL)碼。在PRML再生電路中，從來自 記錄媒體之再生信號本身產生與再生信號同步的時脈信 號。欲產生穩定的時脈信號，必須倒轉在預定的時期內記 錄在記錄媒體上的信號之極性。同時，在預定時期內防止 倒轉再生信號的極性，以降低所記錄之信號的最大頻率。 其中極性未倒轉的再生信號之最大資料長度係稱爲最大連 -6- 200818132 串長度，以及其中極性未倒轉的再生信號 係稱爲最小連串長度。 例如，最大連串長度爲七位元以及最 位元的調變規則係由（1，7 ) RLL代表。 的調變規則之碼稱爲「最小-2 T -系統碼 code)」，因爲當碼具有「T」單位長度 續出現的長度最小値（Tmin)等於「2T」 最大連串長度爲七位元以及最小連串 調變規則係由（2,7 ) RLL代表。具有（2 規則之碼稱爲「最小-3 T-系統碼」，g 「3T」。 用於光碟中的典型調變與解調變法包 DVD中的最小-2T-系統碼之八至十二 Twelve Μ o d u 1 at i ο η ; E T Μ )以及針對用於 DVD中的最小-3 Τ-系統碼之八至十六調變 與採用二元分切的再生電路（其中類 過A/D轉換並使用適當臨限値分切與二 比，預期採用PRML技術的再生電路在較 幅改良的再生性能。因此’ HD DVD標準 以進一歩改善線性記錄密度。 然而，與採用二元分切之再生電路相 技術的信號處理電路的尺寸大幅增加’丨 態。因此，如何在操作期間降低耗電量爲 電路的一大技術挑戰。尤其’因爲類Μ 之最小資料長度 小連串長度爲一 具有（1，7 ) RLL (min-2T-system 時，同樣的碼連 〇 長度爲二位元的 ，7 ) RLL的調變 g爲 Tmin等於 含針對用於HD 調變（Eight to 在相關技藝中之 (EFM Plus )。 比再生信號不經 元化的電路）相 高記錄密度有大 採用PRML技術 比，採用 PRML 3其有複雜的組 PRML信號處理 至數位轉換器 200818132 (ADC)之耗電量佔整體信號處理電路之耗電量的較大部 分，並且 ADC的取樣率隨較高的雙速度成正比增加，最 好能在ADC中省電。 針對此關於耗電量之技術問題的一種解決方法爲半速 率技術，例如，日本專利案 JP-A 2002-269925 中所揭露 者。 揭露於此日本專利案JP-A 2002-269925中的技術係根 據在相關技藝中之DVD中所採用利用「最小-3 T-系統 碼」的八至十六調變（EFM Plus )法。在此技術中，如第 1 A圖中所示的範例中，極少利用在相互轉移函數（miltual transfer function; MTF)特性中具有頻率高於四分之一通 道率Fch的信號頻寬來執行再生，其中ADC的取樣率設 定在通道率的一半（半速率）。在相位控制、偏移控制、 適應性等化器、Viterbi解碼器等等中可能會出現性能下 降’因爲有關於基於時間的成分之資訊量減少，雖依據取 樣原理，此取樣率足以實現再生。 因此，在揭露於日本專利案JP-A 2002-269925中的技 術中，提供使用通道率來再生資料的通道率資料解調變單 元以及使用半速率來再生資料的半速率資料解調變單元， 並且按照信號品質來選擇資料調變單元兩者之一，以解決 性能下降的問題。 然而，由於揭露於日本專利案JP-A 2002-269925中的 技術僅限於應用在最小-3 T -系統碼，無法將此半速率技術 直接應用在採用最小-2T-系統碼的Hd DVD。 200818132 這是因爲，如第1B圖中所示，在HD DVD中採用的 最小-2T-系統碼中，在具有頻率高於2T頻率（通道率Fch 的四分之一）的區域中之頻率成分存在於信號頻寬中。因 此，與採用相關技藝中之DVD的情況相比，直接執行此 半速率處理會產生疊頻雜訊，導致半速率處理中之性能更 下降。 並且，在相位控制迴路中，與最小-3 T-系統碼相比， 明顯地出現有關於基於時間成份之資訊量的減少。因而， 使用揭露於日本專利案JP-A 2002-269925中的技術會危及 操作上的穩定度。 此外，揭露於日本專利案JP-A 2002-269925中的技術 還有在速率切換時之切換陡震的問題。資料轉移（將記錄 於光碟上的使用者資料再生並將再生的使用者資料轉移至 例如電腦的操作）前的速率切換不會有問題，因爲在速率 切換後會再次執行頻率取得、相位取得、適應性學習、及 類似者。然而，在資料轉移期間之速率切換會因切換陡震 而造成使用者資料的遺失或可能破壞使用者資料。因此， 揭露於日本專利案JP-A 2002-269925中的技術尙有改善的 空間。 【發明內容】 因此’本發明之一目的在於提供用以再生記錄媒體上 之資料的裝置及用以再生媒體上之資料的方法，其即使在 HD DVD等等中使用的最小_2T_系統碼中仍能夠從正常的 200818132 取樣率切換到較低的取樣率，而不損及操作上的穩定度。 根據本發明之一實施例，一種藉由部分響應最大相似 度方法再生記錄在記錄媒體上之數位資料的裝置，以碼模 式的方式記錄該數位資料，該碼模式中相同的碼持續出現 至少兩次，該裝置包含類比至數位轉換單元，其取樣記錄 在該記錄媒體上的類比再生信號並將該取樣的類比再生信 號轉換成數位信號、取樣率切換單元，其將該類比至數位 轉換單元中的該取樣率從較高速率適應性地切換成較低速 率、以及資料解調變單元，其藉由根據該較高速率與該較 低速率間之該切換之該部分響應最大相似度方法來再生以 及解調變在該類比至數位轉換單元中經該類比至數位轉換 之該數位信號。 根據本發明之另一實施例，一種藉由部分響應最大相 似度方法再生記錄在記錄媒體上之數位資料的裝置，包含 類比至數位轉換單元，其取樣記錄在該記錄媒體上的類比 再生信號並將該取樣的類比再生信號轉換成數位信號、取 樣率切換單元，其將該類比至數位轉換單元中的該取樣率 從較高速率適應性地切換成較低速率、以及資料解調變單 元’其藉由根據該較高速率與該較低速率間之該切換之該 部分響應最大相似度方法來再生以及解調變在該類比至數 位轉換單元中經該類比至數位轉換之該數位信號。該取樣 率切換單元在再生使用者資料之時期以外的時期中將該取 樣率從該較高速率切換成該較低速率。 根據本發明之另一實施例，一種藉由部分響應最大相 -10- 200818132 似度方法再生記錄在記錄媒體上之數位資料的裝置，包含 類比至數位轉換單元，其取樣記錄在該記錄媒體上的類比 再生信號並將該取樣的類比再生信號轉換成數位信號、取 樣率切換單元，其將該類比至數位轉換單元中的該取樣率 從較高速率適應性地切換成較低速率、以及資料解調變單 元，其藉由根據該較高速率與該較低速率間之該切換之該 部分響應最大相似度方法來再生以及解調變在該類比至數 位轉換單元中經該類比至數位轉換之該數位信號。該資料 解調變單元在較高速率與該較低速率選擇用於該部分響應 最大相似度方法中的不同部分響應等級。 根據本發明之另一實施例，一種藉由二元分切方法及 部分響應最大相似度方法再生記錄在記錄媒體上之數位資 料的裝置包含第一資料解調變單元，其包含取樣記錄在該 記錄媒體上的類比再生信號並將該取樣的類比再生信號轉 換成數位信號之類比至數位轉換單元，該第一資料解調變 單元藉由該部分該響應最大相似度方法再生以及解調變在 該類比至數位轉換單元中經該類比至數位轉換之該數位信 號、第二資料解調變單元，其分切該類比再生信號成二元 値並解調變該二元値、以及解調變選擇單元，至少若選擇 該第二資料解調變單元，停止該第一資料解調變單元的操 作，以選擇性執行該第一資料解調變單元與該第二資料解 調變單元間之切換。 根據本發明之另一實施例，一種用於藉由部分響應最 大相似度方法再生記錄在記錄媒體上之數位資料的裝置之 -11 - 200818132 再生方法，以碼模式的方式記錄該數位資料，該碼模式中 相同的碼持續出現至少兩次，該方法包含下列步驟取樣記 錄在該記錄媒體上的類比再生信號並將該取樣的類比再生 信號轉換成數位信號、將該類比至數位轉換中的該取樣率 從較高速率適應性地切換成較低速率、以及藉由根據該較 高速率與該較低速率間之該切換之該部分響應最大相似度 方法來再生以及解調變經該類比至數位轉換之該數位信 號。 根據本發明之另一實施例，一種用於藉由部分響應最 大相似度方法再生記錄在記錄媒體上之數位資料的裝置之 再生方法，該方法包含下列步驟：取樣記錄在該記錄媒體 上的類比再生信號並將該取樣的類比再生信號轉換成數位 信號、將該類比至數位轉換中的該取樣率從較高速率適應 性地切換成較低速率、以及藉由根據該較高速率與該較低 速率間之該切換之該部分響應最大相似度方法來再生以及 解調變經該類比至數位轉換之該數位信號。該切換步驟在 再生使用者資料之時期以外的時期中將該取樣率從該較高 速率切換成該較低速率。 根據本發明之另一實施例，一種用於藉由部分響應最 大相似度方法再生記錄在記錄媒體上之數位資料的裝置& 再生方法，該方法包含下列步驟：取樣記錄在該記錄媒體 上的類比再生信號並將該取樣的類比再生信號轉換成數位 信號、將該類比至數位轉換中的該取樣率從較高速率適應 性地切換成較低速率、以及藉由根據該較高速率與該較低 -12- 200818132 速率間之該切換之該部分響應最大相似度方法來再生以及 解調變經該類比至數位轉換之該數位信號。該再生以及解 調變步驟在較高速率與該較低速率選擇用於該部分響應最 大相似度方法中的不同部分響應等級。 根據本發明之另一實施例，一種用於藉由二元分切方 法及部分響應最大相似度方法再生記錄在記錄媒體上之數 位資料的裝置之再生方法，該方法包含第一資料解調變步 驟’藉由該部分該響應最大相似度方法再生以及解調變在 類比至數位轉換單元中經類比至數位轉換之數位信號，該 類比至數位轉換單元取樣記錄在該記錄媒體上的類比再生 信號並將該取樣的類比再生信號轉換成數位信號、第二資 料解調變步驟，分切該類比再生信號成二元値並解調變該 二元値、以及解調變選擇步驟，至少若選擇該第二資料解 調變步驟，停止該第一資料解調變單元步驟，以選擇性執 行該第一資料解調變步驟與該第二資料解調變步驟間之切 換。 根據用以再生記錄媒體上之資料的裝置及用以再生媒 體上之貪料的方法，即使在H D D V D等等中使用的最小一 2 Τ-系統碼中，仍能夠從正常的取樣率切換到較低的取樣 率’而不爲了降低耗電量而損及操作上的穩定度。 【實施方式】 參照附圖描述根據本發明的實施例之用以再生記錄媒 體上之資料的裝置及用以再生媒體上之資料的方法。 -13- 200818132 第一實施例 弟2圖爲顯不根據本發明的第一^實施例之用於再生§己 錄媒體上之資料之裝置1 (此後稱爲再生裝置1 )的組態 範例之方塊圖。 根據發明的第一實施例之再生裝置1爲同步型，其中 執行較高速率與較低速率間的切換以取樣記錄在記錄媒體 上之類比再生信號。 同步型意指A/D轉換中的較高取樣率與通道率同步化 (記錄在記錄媒體上之以位元爲單位的再生速率）。在 A/D轉換後的數位處理中之操作時脈亦與同步再生裝置1 之取樣時脈同步化。同步型常用於PRML信號處理中。 在較低速率，以低於較高速率（此情況中通道率）之 取樣時脈來取樣類比再生信號。在後續說明中假設較低速 率等於半速率（通道率的一半）。然而，較低速率不限於 半速率。 參照第2圖，再生裝置1包含讀取頭（PUH) 10、 預先放大器1 1、支援不同特性之預先等化器1 2、振幅控 制電路13、A/D轉換器14、資料解調變單元4〇、及取樣 率切換單元5 0。 資料解調變單元40，包含鎖相迴路（PLL)單元2〇、 支援不同速率的偏移控制電路4 1、支援不同速率的非對稱 控制電路42、支援不同速率的適應性等化器3 〇、支援不 同速率的V i t e r b i解碼器4 3、同步解調變電路4 4、及錯誤 -14- 200818132 校正碼（ECC )電路45作爲其內部構件。 PLL單元20包含支援不同速率的頻率偵測器23、支 援不同速率的相位比較器2 4、迴路過濾器2 2、及壓控振 盪器（VCO) 21作爲其內部構件。適應性等化器30包含 有限脈衝響應（FIR)過濾器31及等化係數學習電路32 作爲其內部構件。 取樣率切換單元50包含可變頻率振盪器（VFO)區 域偵測電路5 1、信號品質評估電路52、及取樣率切換控 制電路53作爲其內部構件。 茲描述具有上述組態的再生裝置1的操作。 以發自具有再生雷射功率的PUH 10之雷射光束照射 記錄媒體D。PUH 1 0偵測從記錄媒體D反射的光以輸出 類比再生信號。將來自PUH 1 0的類比再生信號供應至預 先放大器1 1，其中類比再生信號會受到例如信號放大。 預先等化器1 2執行波的預先等化。由例如七階等波 紋過濾器形成波形等化特性。回應於從取樣率切換控制電 路5 3供應之速率切換信號，針對每一速率設定較佳的截 止頻率、推升頻率、及推升量，並執行波形等化。 第3圖顯示預先等化器1 2中的波形等化特性之範 例。包含截止頻率、推升頻率、及推升量之參數顯示於第 3圖中。 在較高速率（在通道速率），最好設定波形等化特性 成將信號成分推升到2T頻率成分附近。相反地，在半速 率，設定波形等化特性，使得截止頻率降低’以移除較高 -15- 200818132 頻率範圍中的信號成分以及盡可能抑制疊頻雜訊的影響。 然而，由於過度移除較高頻率範圍中的信號成分會增 加位元錯誤率（bER )，最好事先評估bER，以平衡疊頻 雜訊之移除以及信號成分的移除。 振幅控制電路1 3調整已經過波形等化之信號的振 幅。A/D轉換器1 4將類比再生信號轉換成數位値。 PLL單元20從再生信號本身提取取樣時脈，以造成 適當的取樣時機。詳言之，頻率偵測器2 3偵測再生波形 與通道率或半速率間的頻率差，以及相位比較器24偵測 再生波形與理想取樣點間的相位差，以控制頻率與相位。 由迴路過濾器22控制頻率與相位兩者。VCO 21產生 取樣時脈。在較高速率，將與通道率同步之取樣時脈供應 至 A/D轉換器1 4，而在半速率，將半頻率時脈供應至 A/D轉換器14。 由於在相位控制迴路中於半速率時之有關於偵測到之 相位之資訊的準確度較低，在半速率時使用內插電路來執 行不取樣，以增加資訊量以改善穩定性。 偏移控制電路4 1與非對稱控制電路42對數位信號執 行述位波形修整。組態偏移控制電路4 1，以將信號成分的 工作比設定成預定値。在此情況中，由於偏移控制電路4 1 原則上能夠在通道率及半速率下操作，雖準確度會變化， 偏移控制電路4 1可支援不同的速率。 組態非對稱控制電路42，以例如針測受到偏移調整之 再生信號的平均値，以偵測振幅方向中之信號的非對稱 -16- 200818132 性。在此情況中，由於非對稱控制電路42能非同步地操 作，雖準確度會變化，非對稱控制電路42可支援不同的 速率。 適應性等化器3 0對經過偏移控制電路4 1與非對稱控 制電路42中之數位波形修整後的波形執行波形等化，以 產生在預定的PR等級之響應，以PR ( 3443 )爲代表。 已在許多文獻中描述適應性學習程序的特定組態，包 含曰本專利案JP-A 2001-195830。參照第4圖描述使用最 常見的最小均方（LMS )演算法的適應性學習方法。 第4圖爲詳細顯示適應性等化器之操作槪念的一範例 之方塊圖。第4圖中的適應性等化器包含顯示在第2圖中 的FIR過濾器31以及等化係數學習電路32，以及爲了方 便亦包含Viterbi解碼器43中的處理（等化誤差產生）。 參照第4圖，爲正反器之一時脈延遲裝置201與202 各延遲輸入信號一個時脈以輸出延遲的信號。乘法器電路 203、204、及205各輸出兩輸入値的乘積。加法器電路 206、207、及208各輸出兩輸入値的和。 雖在第4圖中舉例使用三個乘法器電路的三分路 (tap )數位過濾器，若乘法器電路的數量有變，適應性 等化器基本上以與第4圖中相同的方式操作。 根據等式（1 )計算來自適應性等化器的輸出 γ (k ) ·· Y(k)=x(k)*cl+x(k-l)*c2+x(k-2)*c3 (1) 其中在時間k進入適應性等化器的輸入信號以x ( k )表 -17- 200818132 示，而輸入乘法器電路203、204、及205之係數分別以 c 1、c2、及c3表示。 根據等式（2 )計算在時間k來自適應性等化器的希 望之輸出Z(k)，假設目標PR等級爲例如PR( 3 443 ) 以及Viterbi解碼器43正確產生針對輸出Y(k)的二元 資料A ( k ): Z(k) = 3*A(k) + 4*A(k-l) + 4*A(k-2) + 3*A(k-3)-7 (2) 在時間k之等化誤差E ( k )係由等式（3 )界定： (3) E(k) = Y(k)-Z(k) 在適應性學習中，根據等式（4 )至（6 )更新乘法器 電路的係數。 cl(k+l)=Cl(k)-a*x(k)*E(k) (4) c2(K+l)=c2(k)-a*x(k-l)*E(k) (5) c3(K+l)=c3(k)-a*x(k-2)*E(k) (6) 等式（4)至（6)中的「a」代表更新係數並設定成 小的正値（例如〇 · 〇 1 )。由波形合成電路2 1 6執行等式 (2 )中所示的程序。延遲電路2 1 5將來自加法器電路2 〇 8 之輸出Y ( k ) 延遲一段對應於Viterbi解碼器43中的處 200818132 理時間的時間。加法器電路2 1 7執行等式（3 )中所示的 處理。係數更新電路2 1 2執行等式（4 )中所示的處理， 以更新乘法器203的係數。更新結果儲存在暫存器209 中。係數更新電路21 3執行等式（5 )中所示的處理，以 更新乘法器2 0 4的係數。更新結果儲存在暫存器2 1 0中。 係數更新電路2 1 4執行等式（6 )中所示的處理，以更新 乘法器205的係數。更新結果儲存在暫存器211中。 以上述方法執行適應性學習。然而，爲了支援適應性 學習中的不同速率，必須引進新的方法。 適應性等化器3 0包含許多延遲電路，如係數更新電 路212至2 14，以調整對應於Viterbi解碼器43中的處理 時間的延遲。在通道率以及半速率間應切換正反器的數 量。例如，當Viterbi解碼器43中發生30T的延遲，則在 通道率時需要30個正法器，而在半速率則僅需要15個正 反器來實現延遲30T，因爲一個時脈對應至2T的延遲。 因此，如第5 A圖中所示，適應性等化器組態成在半速率 時使用來自15時脈延遲電路1〇2的十五個正反器之輸 出。同時，在通道率時，藉由選擇切換器1〇4與101來同 時使用15時脈延遲電路102與103兩者。 如第5B圖中所示，在通道率時，適應性等化器30中 的FIR過濾器3 1的分路係數對應至繪製在波形上每1 T之 等化係數（由_與〇代表的點），而在半速率時，適應性 等化器30中的FIR過濾器31的分路係數對應至繪製在波 形上每2T之等化係數（由〇代表的點）。收斂等化係數 -19- 200818132 針對每一種速率以上述方法變化。 因此’必須在通道率及半速率間切換等化係數的操 作。亦必須分別設定在通道率及半速率時之初始等化係 數，其在適應性學習中非常重要。 爹照回第2圖，從適應性等化器3 〇供應適應性等化 至希望的PR等級之信號輸出至Viterbi解碼器43。 Viterbi解碼器43對輸入資料執行最大相似度序列估計 (Viterbi解碼）以輸出二元資料。必須與取樣率無關地 以通道率輸出二元資料。 詳言之’即便在較低速率，仍須回應於與通道率同步 之操作時脈來操作Viterbi解碼器，以供應二元資料給下 游的構件（即使Viterbi解碼器在一些內部處理的期間以 較低速率操作，最終必須與通道率同步）。 因此’ Viterbi解碼器43以通道率每1T執行分支度 量計算以及路徑選擇，以及以半速率每2 T執行分支度量 計算以及路徑選擇，以根據選定路徑估計間歇信號。 如曰本專利案 JP-A 2002-269925中所揭露，可於 Viterbi解碼器43的上游執行從半速率到通道率之奈窺斯 特（Nyquist)內插法。 以上述方法實現支援不同速率之PRML方法。茲簡單 地描述由 Viterbi解碼器43解碼之二元資料至主機裝置 (如個人電腦）之提供。 從Viterbi解碼器43之二元資料輸出係供應至同步解 調變電路44。在HD DVD中，以各對應至1Π6位元的資 -20- 200818132 料之訊框記錄二元資料序列。同步解調變電路44中的同 步化單元偵測代表各訊框之起始位置的24位元的二元資 料序列（SYNC碼），以產生下游解調變單元用之12位元 的同步化信號。同步解調變電路44中的解調變單元根據 事先在ETM中界定的解調變規則來將1 2位元的二元資料 解調變成8位元的再生資料。將8位元的資料（一位元組 資料）之信號（解調變資料）供應至ECC電路45。 ECC電路45校正由例如記錄媒體D上的缺陷造成之 錯誤，並接著供應使用者資料至主機裝置。 爲了進一步改善每一種速率的性能，不僅在每一種速 率切換預先等化器12的特性，亦切換Viterbi解碼器43 所設定的PR等級。 例如，在其中在HD DVD中於通道率之目標PR特性 爲PR ( 3 443 )，由於HD DVD的MTF特性非常接近PR (3 443 )特性，如第6B圖中所示，故可在通道率獲得較 高的再生性能。 然而，在半速率時，PR ( 3443 )並非絕對爲最佳。這 是因爲假設在通道率形成PR( 3443 )特性，如第6B圖中 所示，則在半速率不可能完全形成PR ( 3 443 )特性。因 此，在半速率時，可使用與PR ( 3 443 )不同的PR特性來 改善再生性能。 在半速率較佳的PR特性例如爲PR ( 3 4 )特性，其係 從PR ( 3 443 )特性本身的半定率所產生。如第6B圖中所 示，因爲可在半速率形成PR ( 3 4 )特性，可預期在半速 -21 - 200818132 率之性能的改善。 一^般而_ ’可貫現在通道率之 PR( abba)特性以 在半速率之PR(ab)特性間的切換，或在通道率之 (abbba )特性以及在半速率之pr ( aba )特性間的切換 然而，並不限於切換在半速率無法形成之過濾器特性， 僅能切換頻率特性。例如，可實現P r ( 3 4 4 3 )特性與 (1221 )特性間的切換。 切換PR特性之方法的應用連同取樣率的切換不僅 於例如HD DVD中所使用的最小-2T-系統碼。此方法可 用於例如在相關技藝中之DVD中所用的最小-3 T-系 碼，如第6A圖中所示。 (2 )較高速率與較低速率間之切換（頻率與相位之 取） 在較低速率之性能下降包含頻率與相位控制之偵測 確度的下降。在較低速率缺乏基於時間的成分對頻率與 位控制有極大影響。再者，由於無法開始資料再生程序 非完成相位控制，頻率與相位控制的獲取操作非常重要 根據本發明之第一實施例，在頻率與相位獲取時， 較高速率執行再生，並且在獲取後從較高速率切換到較 速率。 因此，藉由即使在採用最小-2T-系統碼之HD DVD 仍以較高速率執行獲取，可維持頻率與相位偵測的較高 確度。由於可擴大捕捉範圍，可穩定再生操作。可將較 及 PR 〇 並 PR 限 應 統 獲 準 相 除 〇 以 低 中 準 高 -22- 200818132 速率設定成高於通道率的速率，以執行過度取樣。在此情 況中，可進一步增加準確度。 第7圖爲顯示控制程序的一範例之流程圖，其中在頻 率與相位獲取時以較高速率執行再生並且在獲取後從較高 速率切換到較低速率。 參照第7圖，於步驟ST1中，再生裝置1將取樣率設 定成較高速率作爲初始狀態。於步驟ST2中，再生裝置1 開始再生操作。 於步驟ST3中，再生裝置1開始在較高速率之頻率與 相位的獲取。可用各種方法來判斷頻率與相位獲取是否已 完成。例如，可使用來自同步解調變電路44之SYNC碼 偵測信號輸出。 詳言之，從同步解調變電路44供應SYNC碼偵測信 號至取樣率切換控制電路5 3，如第2圖中所示。於步驟 S T4中，取樣率切換控制電路5 3評估S YNC碼偵測信號 之偵測期間的持續性。於步驟ST5中，取樣率切換控制電 路5 3判斷在預定期間是否持續計算S YNC碼偵測信號預 定次數。若在預定期間持續計算SYNC碼偵測信號預定的 次數，則取樣率切換控制電路5 3判斷相位控制之獲取已 經完成。於步驟ST6中，取樣率切換控制電路5 3輸出速 率切換信號至各構件。 取樣率切換控制電路5 3供應速率切換信號至支援不 同速率的各構件以及至支援不同特性的預先等化器1 2。支 援不同速率之各電路回應於接收到的速率切換信號而切換 -23- 200818132 電路模式的速率。詳言之，回應於接收到的速率切 號’適應性等化器3 0重設目前的學習値以及重設每 率之初始等化係數。 回應於速率切換信號，預先等化器1 2將波形等 性預先設定至之每一種速率的特性切換成最佳特性。 此切換實現其中截止頻率、推升頻率、及推升量 於取樣率之波形等化特性。 如上述，以較高速率執行再生直到鎖定頻率與相 及在鎖定頻率與相位之後以較低速率執行再生可實現 的穩定性與低耗電量。 於步驟S T7中，再生裝置1判斷是否需再次獲取 與相位。若再生裝置1判斷因頻率與相位解鎖而需再 取頻率與相位，再生裝置1返回步驟S T 3。於步驟 中，再生裝置1判斷再生操作是否已完成。 (3 )較高速率與較低速率間之切換（基於信號品質 換） 以例如半速率的較低速率取樣會減少有關於基於 成分的資訊量，進而惡化解碼結果。詳言之，ECC 4 5中之校正結果導出的B E R (位元組錯誤率）會增 然而，有鑑於HD DVD或相關技藝中之DVD的錯誤 能力，若BER爲5x1 (Γ3或更少，則裝置未損壞。因 若PUH 1 0中之再生信號的品質比上述參考値夠高（ 1 〇_ 5或更少），則以較低速率之再生操作不會有問題 換信 一速 化特 適應 位以 獲取 thpf sir? 頻伞 次獲 ST8 之切 時間 電路 加。 校正 此， 例如 。僅 -24- 200818132 若B E R增加才以較高速率執行再生操作可維持性能與耗 電量間的平衡。 雖取樣率切換控制電路5 3可組態成根據e C C電路4 5 供應的BER資訊來切換取樣率，必須至少確保稱爲ECC 區塊之資料大小（在相關技藝中的DVD中爲1 82x208位 元組以及在HD DVD中爲1 82x208位元組的兩倍），以測 量BER。因此，此組態適用於重讀（因任何無法校正的錯 誤而讀取相同 E C C區塊的操作）的速率切換，但不適用 於即時（在資料傳輸期間）的取樣率切換，因爲有太多延 遲。 根據本發明之第一實施例，如第2圖中所示，在再生 裝置1中提供信號品質評估電路5 2以計算再生信號之品 質的評估指數。 第8圖爲顯示依照信號之品質切換取樣率的程序之一 範例的流程圖。 於步驟S T 1 3中，信號品質評估電路5 2評估信號品質 的指數。例如，使用根據從Viterbi解碼器43供應的等化 誤差信號計算出之等化誤差均方値、模擬的位元錯誤率 (SbER)、部分響應信號對雜訊比（PRSNR)、或序列振 幅邊限（margin)作爲信號品質的評估指數。 若信號品質的評估指數比預定的臨限値更差（步驟 ST14判斷爲肯定），以及若使用較低取樣率（步驟ST1 5 判斷爲否定），則於步驟ST 1 6中，再生裝置1從較低速 率切換到較高速率以改善信號品質。 -25- 200818132 相反地，若信號品質的評估指數比預定的臨限値更好 (步驟ST 1 4判斷爲否定），以及若使用較高取樣率（步 驟ST17判斷爲否定），則於步驟ST18中，再生裝置1從 較高速率切換到較低速率以降低耗電量。 (4 )較高速率與較低速率間之切換（資料傳輸期間之切 換） 在資料傳輸期間的速率切換時序很重要。速率切換伴 隨著初始等化係數或取樣時脈的切換，因而無法平順地切 換。因此，在速率切換期間可能導致資料損壞或資料之任 何遺失。 故，根據本發明之第一實施例，在非再生使用者資料 時期（當資料進行傳輸的時期）的時期執行較高速率與較 低速率間之切換。在非再生使用者資料時期的時期的例子 爲VFO (可變頻率振盪器）區域中之再生時期。 第9圖爲顯示偵測VFO區域以及在VFO區域中於再 生時期內在較低速率與較高速率間切換取樣率之程序的一 車E例之流程圖。 參照第9圖，在步驟ST21中，再生裝置1將取樣率 設定至較高速率或較高速率。在步驟ST22中，再生裝置 1開始資料傳輸。 在步驟ST23中，再生裝置1偵測VFO區域。由VFO 區域偵測電路5 1來偵測VFO區域。 第10A圖顯示包含在再生信號中之VFO區域的槪 -26- 200818132 念。在再生信號中的使用者區域的一開始提供VFO區 域。4T模式持續出現在VF0區域中。在第10B圖中顯示 4 T模式的一範例。在v F 0區域中切換速率具有容易獲取 相位控制的優點，因4T模式持續地出現。此外，由於 VF0區域不在使用者資料內，即使資料有任何遺失仍能保 護使用者資料。 藉由使用具有例如第1 1圖中所示的組態之V F 0區域 偵測電路5 1根據4T模式的自相關性來偵測VF0區域。 參照第11圖，VFO區域偵測電路5 1包含相關計算部 3 00、平均部3 04、及偵測部3 0 5。 相關計算部3 00計算輸入信號的自相關性以偵測VFO 區域特定之固定週期性模式。詳言之，在相關計算部3 0 0 中，使用正反器301來將輸入信號Y(k)延遲4T。換言 之，來自正反器301之輸出係由從輸入信號Y(k)延遲 4T的Y ( k_4)所表示。 相關計算部3 00中的乘法器電路3 03計算Y ( k) *Y (k-4 )。出現在VFO區域中的第10Β圖中所示的4Τ波 形模式具有反相自相關性，在4Τ之後的模式有最大負相 關。即使VCO 21的振盪頻率自再生信號的通道率稍微偏 離，VFO區域呈現具有4Τ模式之強烈負自相關性。由於 實際的再生信號包含各種雜訊成分，平均部3 04執行平均 程序以移除雜訊成分。 若「UP輸入」爲「1」’則偵測部3 05中的計數器 308往上加一，而若「RST」輸入爲「1」’則來自計數器 -27- 200818132 3 08之輸出重設成零。換言之，若從平均部3 04輸出負的 値，則計數器3 0 8往上計一（在此情況中，比較器3 06的 輸出爲「1」），而若從平均部3 04輸出正的値，則計數 器3 0 8重設成零（在此情況中，反向器3 07的輸出爲 Γ 1 J ) ° 由比較器3 09比較計數器3 0 8的輸出與預定的臨限値 (VFth)。若計數器3 0 8的輸出大於臨限値（VFth )，則 來自 VF Ο區域的偵測信號變成「1」。藉由此組態，由於 在VFO區域中開始再生操作，在大約 VFth + α位元之 後，來自VFO區域的偵測信號會變成「1」，而於VFO區 域中的再生操作完成的幾乎同時，來自 V F Ο區域的偵測 信號會變成「0」。即使在某程度的非同步狀態中，仍可 以上述方法偵測VF Ο區域的發生。 然而，在半速率時，由於兩個正反器30會導致延遲 4 Τ，如第1 1圖中所示，回應於速率切換信號，使用切換 器302來切換乘法器電路303的目的地。 在支援記錄與再生的 HD DVD(HD DVD-R、HD DVD-RW、及 HDDVD-RAM )中，可使用顫動（w〇bble ) 信號來偵測VFO區域。 第12A至12D圖描繪再生信號之VFO區域與顫動信 號間之關係。顫動信號在記錄媒體D上具有實體位址。該 實體位址包含實體區段號碼0至6。VFO區域存在於實體 區段〇中（參照第12B圖）。 因此’可從用於再生並解調變顫動信號之電路接收實 -28- 200818132 體區段6中的顫動同步化偵測信號（參照第12 C圖），以 估計在後續實體區段〇中之VFO區域。 例如，如第1 2 D圖中所示，設定在實體區段6的顚動 同步化偵測信號過了 一段預定的延遲時間後出現VFO區 域。亦可估計VFO區域的寬度。 參照回第9圖，於步驟ST24中，再生裝置1判斷是 否與VFO區域之偵測同時切換取樣率。該判斷例如根據 上述信號品質的評估指數。 若再生裝置1判斷應切換取樣率，則在步驟 ST2 5 中，再生裝置1判斷再生信號是否到達VFO區域。若再 生裝置1判斷再生信號到達VFO區域，則在步驟ST2 6 中，再生裝置1切換取樣率。若再生裝置1判斷再生信號 未到達VFO區域，則再生裝置1等到再生信號到達VFO 區域並切換取樣率。在步驟S T2 7中，再生裝置1判斷資 料傳輸是否完成。 在取樣率的切換中，取樣率切換控制電路5 3供應速 率切換信號至預先等化器12以及至支援不同速率的各電 路，如上述。 將支援不同速率之各電路（偏移控制電路4 1、非對稱 控制電路42、及相位比較器24 )的控制增益設定成較高 的値一段預定的時間長度允許高速獲取操作以及平順的速 率切換。 然而，不可能在VFO區域中執行適應性學習，因爲 適應性學習原則上對於具有較高自相關性之信號傾向於發 -29- 200818132 散（d i v e r g e )。因此，在 ν ρ 〇區域中僅設定初始等化係 數，並且在V F Ο區域的偵測信號不降時才開始適應性學 習。然而，在速率切換期間，偵測信號可能會暫時下降。 在此種情況中，當VF Ο區域的第二偵測信號下降時執行 適應性學習，該第二偵測信號在速率切換後立即被偵測 到。 (5 )第二實施例 第1 3圖爲顯示根據本發明之第二實施例的用於再生 記錄媒體上的資料之裝置1 a (此後稱爲再生裝置1 a )的 組態之一範例的方塊圖。在根據本發明之第二實施例的再 生裝置1 a中，僅A/D轉換器1 4中的取樣率從較高速率切 換至較低速率。下游的數位電路構件以較高速率（通道 率）操作。 較低取樣率不限於半速率，以及本發明之第二實施例 設定成通道率的三分之二的速率。 數位處理電路近年來已大幅降低耗電量。在再生裝置 1 a中’執行高速類比處理的A/D轉換器丨4會消耗掉整體 功率的數十百分比。因此，僅於A/D轉換器14中降低取 樣率可達成省電。 在本發明之第二實施例中，將較低取樣率設定成通道 率的三分之二的速率，因爲信號頻寬存在於具有比採用最 小-2T-系統碼的HD DVD中之通道率的四分之一更高的頻 率之區域中，如第1B圖中所示。雖在具有比通道率的四 -30- 200818132 分之一更高的頻率之區域中的頻率成分之影響無法在半速 率時完全被忽略，使用等於通道率之三分之二的取樣率可 幾乎忽略此種影響。 茲描述根據本發明之第二實施例的再生裝置1 a的操 作。 在較高速率（通道率），將受到A/D轉換器14之 A/D轉換的再生信號供應至向上取樣電路47。由於將取樣 率設定成較高速率，不需執行向上取樣程序。因此，再生 信號通過向上取樣電路4 7並係提供給偏移控制電路4 1 a。 由於後續處理與第一實施例相同，故在此省略說明。 在從取樣率切換控制電路5 3輸出速率切換信號之 後，A/D轉換器1 4中的取樣時脈會從較高速率切換至較 低速率。在此情況中，A/D轉換器1 4中的取樣時脈會設 定成通道率的三分之二。 在單速 HD DVD的情況中，由於通道率等於 64.8 MHz，以43·2ΜΗζ的取樣率來取樣再生信號。將受到在此 取樣時脈之 A/D轉換的再生信號供應至向上取樣電路 47，在向上取樣電路47中，將信號進行資料內插成64.8 MHz的通道率並輸出經內插的信號。後續的處理與在較高 速率相同並且在通道率執行。根據本發明之第二實施例， 由於無論是較高速率或較低速率，在向上取樣電路47下 游的數位電路以對應至通道率的取樣率操作，可使用與第 一實施例相同的組態，且不需要支援不同速率的電路構 件。 -31 - 200818132 然而，由於必須切換供應給A/D轉換器14的取樣時 脈，將速率切換信號供應至VCO 21a，於其中控制分割比 率以輸出爲通道率的三分之二速率之時脈信號。可將速率 切換信號供應至迴路過濾器22，於其中控制分割比率以輸 出爲通道率的三分之二速率之時脈信號。 (6 )第三實施例 第1 4圖爲顯示根據本發明之第三實施例的用於再生 記錄媒體上的資料之裝置1 b (此後稱爲再生裝置1 b )的 組態之一範例的方塊圖。第三實施例係根據稱爲非同步取 樣方法之基礎技術，其已實際應用於例如硬碟裝置中。 非同步取樣方法對光碟之應用的一範例係揭露於曰本 專利案JP-A 200 1 - 1 95 3 8 0中。在非同步取樣方法中，A/D 轉換器1 4與包含在再生信號中的通道時脈非同步地取樣 再生信號，並且非同步取樣的信號與包含數位內插過濾器 6 1之下游數位鎖相單元60中的通道時脈同步。 此信號處理方法有數個優點。詳言之，由於相位控制 迴路無須包含A/D轉換器14，可忽略A/D轉換器14中的 任何延遲並且可確保控制迴路中足夠的相位邊限。 再者，當使用來自適應性等化器3 0的輸出信號控制 相位時，如第14圖中所示，可使用從等化器輸出並適當 等化過之信號，使得即便相位控制受到例如正切傾斜（在 光碟上的直線方向中光碟相對於PUH 1 0之傾斜）之任何 的影響仍可達成穩定的相位控制。 -32- 200818132 由於以HD DVD標準中之參考方法表現此非同步取樣 方法，須藉由此方法測量SbER與PRSNR。 在此非同步取樣方法中，非同步取樣率應大致設定成 比再生率高五到十個百分比的速率，以確保用於相位控制 之數位內插過濾器6 1的準確度。在HD DVD標準中，非 同步取樣率設定至72 MHz，其比通道率高1 .1倍。 因此，當應用HD DVD標準至本發明的第三實施例 時，例如，較高取樣率設定成比通道率高1 . 1倍的速率， 以及較低取樣率設定成比通道率高0.55 ( 0.5 X 1.1 )倍的速 率。 茲參照第1 4圖描述根據本發明之第三實施例的再生 裝置1 b的操作。在本發明之第一實施例中詳述過的構件 之操作在此不作敘述。 在較高速率，受到在比通道率高1 .1倍之取樣率的 A/D轉換之數位再生信號會在支援不同速率的偏移控制電 路4 1以及支援不同速率的非對稱控制電路42中受到波形 修整。由於偏移控制電路4 1與非對稱控制電路42兩者支 援非同步處理，偏移控制電路4 1與非對稱控制電路42能 在非同步狀態中操作，其中取樣率比通道率高1 . 1倍。 適應性等化器3 0對於已經歷波形修整之信號執行適 應性學習，以將信號等化成希望的PR等級。應執行適應 性學習，以等化在比通道率高1 . 1倍之取樣率的波形。然 而，由於下游的 Viterbi解碼器43以通道率操作，從 Viterbi解碼器43供應至等化係數學習電路32的等化誤 -33- 200818132 差信號亦具有通道率。換言之，由於供應至適應性等化器 3 0的再生信號與供應至適應性等化器3 0之等化誤差信號 不同步，必須令等化係數學習電路3 2將再生信號與等化 誤差信號同步，以判斷等化係數的更新量。 將從適應性等化器3 0輸出的信號供應至數位內插過 濾器6 1。支援不同速率之相位比較器63以及相位控制迴 路過濾器62控制供應至數位內插過濾器6 1的信號之相 位，以與通道率同步。數位內插過濾器6 1例如爲具有數 個分路的FIR過濾器，如日本專利案JP-A 200 1 - 1 95 8 3 0中 所揭露，並根據相位資訊選擇分路係數。 由於從數位內插過濾器6 1供應的再生信號與通道率 同步，將再生信號供應至Viterbi解碼器43，其中將再生 信號解碼成二元資料，並且此二元資料係供應至下游的構 件。 在鎖頻迴路單元20b中的支援不同速率之頻率偵測器 2 3b偵測受到波形修整之再生信號的頻率與比通道率高 ^倍的速率間之頻率差。頻率偵測器23b將此頻率差提 供給頻率控制迴路過濾器22b。頻率控制迴路過濾器22b 控制V C Ο 2 1，以產生具有比通道率高1 · 1倍之速率的非 同步時脈信號。 當回應於速率切換信號而選擇較低取樣率時之基本操 作與上述操作亦相同。A/D轉換器1 4中的取樣率設定成 比通道率高〇 · 5 5倍的速率。從數位內插過濾器6 1以比通 道率高0.5倍的速率（半速率）輸出在比通道率高0.55倍 -34- 200818132 的取樣率取樣之資料。 雖本發明之第三實施例中的較高速率與較低速率的過 度取樣比例皆爲1 0%，較高速率與較低速率無須設定相同 的過度取樣比例。較高速率的過度取樣比例可與較低速率 不同。 (7 )第四實施例 在採用最小-3T-系統碼的相關技藝中之DVD標準的 前提下，可使用二元分切電路來確保希望的BER。 由於在採用小-2T-系統碼的各HD DVD上的讀入區域 具有資料區域一半的線性密度，可使用二元分切電路來讀 取資料。 在省電之目的下，二元分切電路比PRML信號處理方 法消耗少上許多的功率，因爲例如不需要A/D轉換器。 根據本發明之第四實施例的用於再生記錄媒體上的資 料之裝置lc (此後稱爲再生裝置lc)包含二元分切電路 以及P R M L信號處理電路兩者，並根據信號品質執行二元 分切電路以及PRML信號處理電路間的切換。 第1 5圖爲顯不根據本發明之第四實施例的再生裝置 lc之一範例組態的方塊圖。再生裝置ic包含prmL信號 處理電路（第一資料解調變單元）70以及二元分切電路 (第二資料解調變單元）7 1兩者。 桌16 Η爲顯不根據本發明之第四實施例的再生裝置 1 c之再生操作的一範例的流程圖。 -35 - 200818132 參照第16圖，在步驟ST3 1中，再生裝置lc選擇二 元分切電路71或PRML信號處理電路70作爲初始狀態並 設定選定的電路。在步驟ST32中’再生裝置lc開始再生 操作。 如同本發明的第一實施例中’將在振幅控制電路1 3 中已完成振幅控制之類比再生信號（射頻（RF )信號）供 應至PRML信號處理電路70以及二元分切電路71。然 而，回應於如下述之從資料解調變單元切換控制電路74 提供之資料解調變單元切換信號，僅PRML信號處理電路 7 0以及二元分切電路71其中之一進行操作。例如，若選 擇二元分切電路71，PRML信號處理電路70會因閘控的 時脈（gated clock)而不操作，並且可降低A/D轉換器14 的功率以防止功率的浪費。 將由PRML信號處理電路70或二元分切電路71解調 變的二元資料供應至同步解調變電路44。同步解調變電路 44以與上述第一實施例中相同的方式操作，以將二元資料 轉換成解調變資料，其爲位元組資料。將解調變資料供應 至ECC電路45，其中解調變的資料會受到錯誤校正。 ECC電路45計算受到錯誤校正後之ECC區塊中的錯誤 量，以測量BER。將BER資訊供應至資料解調變單元切 換控制電路74。 例如，當選擇二元分切電路7 1時，若B ER資訊表示 保持夠低的錯誤率，資料解調變單元切換控制電路74不 執行切換。相反地，若錯誤率降低或發生無法校正的錯誤 -36- 200818132 而必須再次讀取資料，則資料解調變單元切換控制電路74 輸出資料解調變單元切換信號以執行從二元分切電路7 1 到PRML信號處理電路70的切換。如上述，若保持夠高 的信號品質，則使用不用A/D轉換器1 4之二元分切電路 71，而若需改善信號品質，則使用PRML信號處理電路 70 〇 於第1 7圖中顯示在信號品質改善上二元分切電路7 1 以及PRML信號處理電路70間性能差異。 第17圖顯示在二元分切法（在相關技藝中之DVD中 的八至十六調變（EFM Plus))以及PRML信號處理法 (HD DVD中的ETM )的情況中線性密度與BER間的關 係之範例。第17圖中的「DVD-RAM」假設發出具有405 nm波長的光之光源。 從第1 7圖中很明顯地，由於當線性密度爲高時（由 ^ HD DVD-RAM」指示的區域）符際干擾會增加，允許符 際干擾的 PRML信號處理法呈現較優秀的性能（較低 bER )。即使當線性密度爲頗低時（由「DVD-RAM」指示 的區域），PRML信號處理法仍優於二元分切法。因此， 在相關技藝中的DVD以及HD DVD中，可選擇PRML信 號處理法來改善性能。 如於上第一實施例所述，由於釋出BER之測量結果 需要時間’可使用僅花短時間即釋出測量結果的性能評估 機構來評估性能。 若選擇PRML信號處理電路70，使用藉由處理來自 -37- 200818132 PRML信號處理電路70的等化誤差信號（如SbER)而產 生的評估指數。 若選擇二元分切電路7 1 ’ 一般使用資料邊緣與時脈邊 緣間的時序波動量（抖動量）作爲評估指數。 在第1 5圖中所示的再生裝置1 c中，信號品質評估電 路72測量SbER，以將測量的SbER提供給資料解調變單 元切換控制電路74，以及抖動測量電路73測量抖動量以 將測量的抖動量提供給資料解調變單元切換控制電路7 4。 信號品質評估電路7 2、抖動測量電路7 3、及資料解調變 單元切換控制電路74形成解調變選擇單元。 參照回第1 6圖，在步驟S T 3 3中，信號品質評估電路 72及抖動測量電路73評估信號品質。 若信號品質爲低（步驟ST3 4中的判斷爲肯定）以及 若選擇二元分切電路7 1 (步驟S T 3 7中的判斷爲否定）， 則在步驟ST38中，再生裝置la執行從二元分切電路71 至PRML信號處理電路70的切換。 相反地，若信號品質爲高（步驟s T 3 4中的判斷爲否 定）以及若選擇PRML信號處理電路70 (步驟ST35中 的判斷爲否定），則在步驟ST36中，再生裝置la執行從 PRML信號處理電路70至二元分切電路71的切換。 亦將資料解調變單元切換信號提供給支援不同特性的 預先等化器1 2。將預先等化器1 2組態成執行對PRML信 號處理電路7 0最佳之等化器特性以及對二元分切電路7 j 最佳之等化器特性間的切換。 -38- 200818132 例如，若選擇PRML信號處理電路70 ’信號品質的評 估指數（如SbER )設定成最小値。若選擇二元分切電路 7 1，則抖動量設定成最小値。由於使用信號品質的評估指 數時以及使用抖動量時係評估再生信號的不同部份’信號 品質的評估指數之最佳特性不一定會與抖動量的一致。因 此，最好根據使用的信號處理電路來切換特性。 如上述，在根據本發明之第一至第三實施例的再生裝 置1、la、及lb中，即使在用於HD DVD中的最小- 2T·系 統碼中，可從正常取樣率切換到較低取樣率，而不會破壞 操作穩定性，因此降低耗電量。 在最小-3T-系統碼中，適當地設定從較高速率切換到 較低速率的時序得以改善切換的穩定性。此外，在較高速 率與較低速率間改變PR等級能改善性能。 在根據本發明之第四實施例的再生裝置1 c中，提供 PRML法以及沒有A/D轉換之二元分切法兩者，並且根據 信號品質於PRML法以及二元分切法間作切換，得降低耗 電量同時保持信號品質。 雖在上述說明中舉例光碟作爲記錄媒體，本發明知實 施例可應用至採用PRML法的另一記錄媒體，如光磁碟或 磁碟。 熟悉該項技藝者應了解到根據設計需求與其他因素可 作出各種變更、組合、子組和、及修改，而不悖離所附之 申請專利範圍及其等效者之範疇。 -39- 200818132 【圖式簡單說明】 包含在說明書中並構成其之一部分的圖解本發明之實 施例的附圖，連同發明內容之一般性敘述及實施例的詳細 敘述，用以解釋本發明之原理。 第1 A圖爲顯示最小-3 T-系統碼之MTF特性的範例圖 以及第1B圖爲顯示最小-2T-系統碼之MTF特性的範例 圖； 第2圖爲顯示根據本發明的第一實施例之用於再生記 錄媒體上之資料之裝置的組態範例之方塊圖； 第3圖顯示預先等化器中的波形等化特性之範例； 第4圖爲詳細顯示適應性等化器之操作槪念的一範例 之方塊圖； 第5A與5B圖爲在通道率與半速率之適應性等化器的 操作之範例； 第6A圖爲顯示最小-3T-系統碼之MTF特性與PR特 性間之關係的圖以及第6B圖爲顯示最小-2T-系統碼之 MTF特性與PR特性間之關係的圖； 第7圖爲顯示在頻率與相位獲取時中較高速率切換與 較低速率間之切換程序的一範例之流程圖； 第8圖爲顯示依照信號之品質切換取樣率的程序之一 範例的流程圖； 第9圖爲顯示於資料傳輸期間在較低速率與較高速率 間之切換程序的一範例之流程圖； 第10A與10B圖顯示包含在再生信號中之VFO區域 -40- 200818132 的槪念； 第1 1圖描繪VFO區域偵測電路的操作槪念； 第12A至12D圖描繪如何從顫動信號偵測VFO區 域； 第1 3圖爲顯示根據本發明之第二實施例的用於再生 記錄媒體上的資料之裝置的組態之一範例的方塊圖； 第1 4圖爲顯示根據本發明之第三實施例的用於再生 I己錄媒體上的資料之裝置的組態之一'範例的方塊圖； 第1 5圖爲顯示根據本發明之第四實施例的再生裝置 之一範例組態的方塊圖； 第1 6圖爲顯示根據本發明之第四實施例的再生裝置 之再生操作的一範例的流程圖；以及 第1 7圖中顯不在不同信號處理方法中線性密度與 BER間的關係之範例。 【主要元件符號說明】 1、la、lb、lc:再生裝置 10 :讀取頭（PUH ) 1 1 :預先放大器 1 2 :預先等化器 1 3 :振幅控制電路 14 : A/D轉換器 20 :鎖相迴路（PLL )單元 20b :鎖頻迴路單元 -41 - 200818132 21、21a:壓控振盪器（VCO ) 22 :迴路過濾器 22b :頻率控制迴路過濾器 23、23b :頻率偵測器 24 =相位比較器 3 0 :適應性等化器 31 :有限脈衝響應（FIR)過濾器 32 :等化係數學習電路 40 :資料解調變單元 4 1、4 1 a :偏移控制電路 42 :非對稱控制電路 43 : Viterbi 解碼器 44 :同步解調變電路 45 :錯誤校正碼（ECC)電路 47 :向上取樣電路 5 0 :取樣率切換單元 5 1 :可變頻率振盪器（VFO )區域偵測電路 52 :信號品質評估電路 5 3 :取樣率切換控制電路 60 :下游數位鎖相單元 6 1 :數位內插過濾器 62 :相位控制迴路過濾器 63 :相位比較器 70 : PRML信號處理電路 -42- 200818132 7 1 :二元分切電路 72 :信號品質評估電路 73 :抖動測量電路 74 :資料解調變單元切換控制電路 101 、 104 :切換器 1 0 2、1 0 3 : 1 5時脈延遲電路 201、202 : —時脈延遲裝置 206、 207、 208、 217:加法器電路 209、 210、 211：暫存器 2 1 2、2 1 3、2 1 4 :係數更新電路 2 1 5 :延遲電路 2 1 6 :波形合成電路 3 00 :相關計算部 3 0 1 :正反器 3 02 :切換器 3 0 3 :乘法器電路 3 0 4 :平均部 3 05 :偵測部 3 06、3 09 :比較器 3 07 :反向器 3 0 8 :計數器 -43-