TW200406996A - Incremental-delta analogue-to-digital conversion - Google Patents

Description

(i) (i)200406996 玖、發明說明 (發明說明應敘明：發明所屬之技術領域、先前技術、内容、實施方式及圖式簡單說 發明說明 ^發明係關於一種用於類比至數位轉換的方法及裝置’ 具體而言，係關於遞增增量類比至數位轉換。 用於測量應用的類比至數位轉換器與電訊中用的調變器 不同在此應用中，轉換斋要在每個轉換過程開始時重置， 而調變器根據類比輸入信號的$化連續調節，纟需重置。 ^知許多不同類型的類比至丨數位轉換器其中有她a轉 換器及Sigma-delta轉換器。用於測量應用的sigma_deita類比 至數位轉換器已證明其可達到高解析度的能力。但是，因 為N位元的解析度要求2N個時脈週期，所以在一遞增咖 deha轉換器中的轉換時間很長。因而，遞增轉換 器只能用於速度很低的應用中。 在調變器領域’ deUa調變一般用於編碼幾個位元的語音 信號，她調變器可包括-非均勾量化器。過去人們甚少 將delta轉換器用於測量應用中。 圖i顯示一基本的delta調變器，圖2顯示一基本的 delta調變器。冑管為了圖示，將基本電路元件的功能分開 顯示，也可看出，在實務中應用的某些元件，事實上可共 用於調變器的多個不同功能。 圖i所示的delta調變器接收—源極1的一可變（典空為交 200406996 發明說明績頁 (2) 替的）輸入k號X。輸入#號X應用於調變器中一減法哭2 , 调’交态也接收一回饋#號F ’其振幅從每個時脈週期的輸 入信號X之取樣振幅中減去。減法器2的輸出信號應用於一 量化器3 ,其輸出信號Q為一二進制信號，表示減法器輸出 信號的正負號（正或負）。量化器輸出信號Q應用於一輸出 電路4，其包括一取樣器（十個中取一個），即一低通濾波 器及向下取樣器以產生一輸出信號γ。量化器輸出信號q 也應用於產生一信號的一數位至類比轉換器5，該信號的 振幅代表量化器輸出信號Q，用於一積分器6,其對數 位土頒比轉換态的輸出化號在广有限時間週期内積分，以 產生回饋信號F。目此，減法器的輸出信號相當於輸入信 號X與積分器6的回饋信號之間的差異。 ^ 2所示的基本調變器包括類似於圖^她調 _的兀件，其由類似的參考符號表示。sigma-delta調變 ^括減法斋2，其接收源極1的一輸入信號x，也接收 >。L號F ,其振幅從每個時脈週期的輸入信號X之取 樣振幅中減去。減法器2的輸出信號應用於一積分器6，其 對減法器2的輸出信號在一有限時間週期内積分，以產生 應用於-量化器3的信號。量化器3的輸出信號Q為一二進 制L號，其代表減法器輸出信號的正負號（正或負）。量化 的輸出k號Q應用於一輸出電路4,其包括一取樣器（十個 中取一個），即一低通濾波器及向下取樣器，以產生一輸 出信號Y。量化器輸出信號Q也應用於產生回饋信號F的一 數位土類比轉換器5，其振幅代表量化器輸出信號Q。因此， 200406996 (3) 發明說明續頁 減法器的輸出信號相當於輸入信號χ與數位至類比轉換器5 之回饋信號之間的差異。 可以看出，delta調變器包括回饋路徑中的類比積分器6， 而在一 sigma-delta調變器中，類比積分器6在正向饋送路徑 中。 由R.Gregodan與J.G.Gord撰寫的論文，1983年12月發表於 美國電機電氣協會（IEEE)電晶體電路期刊（^%)卷sc_18、 罘6期692至700頁，標題為「一種連續可變斜度的調變編碼 系統」（A Continuously Vargle ⑴响 ⑽

Codec

System)，其建議用-非均句 <化器改善_ 調變器的響 應’其輸出信號的振幅對用於丨其輸入的—較大信號有一較 大值’對用於其輸入的-較小信號有-較小值。以此方式， delta調變器對於迅速變化的輸入信號，可響應一大步長 (step size)’但對於_緩慢變化的輸入信號，對應極佳的解 析度可曰應、幸乂小的步長，從而減少了超載失真及顆粒雜 訊。 本發明係關於遞增增量類比至數位轉換。 轉換器的基本電路與圖1中所示的—她3調 # Η 土本^路不同’其中輸出電路包含-數位累加器（或 =遞減計數器)，在轉換週期開始時，類比積分器6及 數位累加器都要重置。 旦 數位·=累加為及類比積分器6分別將 里化益3的數位差里传罢 就自重置開始合計’將對應的類比 L就自重置開始積分。 發明概要 200406996 發明說明績頁 (4) 本發明提供一種方法及一種轉換器，藉由隨附申請專利 範圍中說明的遞增增量轉換，將一類比輸入信號（X)轉換 至一數位輸出信號（Y)。 圖式簡單說明 圖1為一 delta調變器的一示意圖， 圖2為一 sigma-delta調變器的一示意圖， 圖3為依據本發明一項具體實施例，一遞增增量類比至 數位轉換器的一示意圖， 圖4為圖3之轉換器中一量化f第的一輸入及輸出信號圖， - 豕二 圖5為圖3之轉換器的操作流|程圖， 圖6為圖3之轉換器的一模擬;操作的信號圖， 圖7顯示圖3之轉換器的轉換時間，其為輸入信號的函 數， 圖8為依據本發明一項實際具體實施例，一遞增增量類 比至數位轉換器的一簡化電路圖， 圖9為圖8之轉換器的一項較佳具體實施例之一詳細電路 圖，以及 圖1 0為圖8之轉換器中一偏移補償電路的一簡化電路 圖。 較佳具體實施例詳細說明 圖3顯示依據本發明一項具體實施例，用於測量應用的 一遞增增量轉換器。在圖3中，與圖1及2中所示類似的元 件係由類似的參考符號表示。 圖3中所示的遞增增量轉換器包括一輸入信號X源極1， (5) (5)200406996 發明說明績頁、 輸入仏號在/則量週期開始時取樣，因而假設其在測量週期 内大體恆定。取樣的輸入信號X經由-減法器2應用，其然 後接收回鑽#號F，其振幅在隨後的每個時脈週期，從 輸入L號X的振幅減去。減法器2的輸出信號應用於一量化 σσ 里化咨輸出k號Q應用於一輸出電路8，其包括一累 力时量化益輸出^號Q也應用於產生一信號的一數位至 颏比轉換為5 ’孩信號之振幅與量化器輸出信號卩的數值成 比例關係，並應用於—積分器6，其對數位至類比轉換器 的輸出仏唬積分’以產生回饋，號f。重置裝置(以開關9 及1 0表π )在測量週期開始時丨摩置累加器8及積分器6。因 此’減法态的輸出信號相當4輸入信號X的初始值與回饋 信號F之間的差異，回饋信號F包括對應於積分器6積分之 量化器輸出信號的類比信號之連續值的積分。 依據本1明〈此項具體實施例，量化器7為一均 ==號“個不同數值一取-值。如果輸 果幹入Γ 〇 I界值、(小於-Vt)，則輸出信號為± 禾輸入#號Q小於V f 士 μ ”、 — ^」於Vt(大於·')，則輸出信號 類比轉換器5的輪屮户/ 丄’數位到 及”實質上： 應值_、中取值，此處r

Vr係只貝上大於1與 '。此 一 是縮短了轉換時間，…4 化益的—個優勢 1 不知失測量精度，由於# $ Μ 逼近漸近值，因而需要大牛i 万、轉_更快地 向兩要大步,匕丨及丨\丨，直至 出比土Vj接近輸入俨萝 ^ 、刀时6的輸 呵八彳。唬X，然後繼續更慢 以小步長丨糾 ' 丨而得到高精度的n 漸近值’ 器的輸入電塾限制在±Vr的範圍内/ “至數位轉換 (6) (6)200406996 發明說明績t 圖4顯示量化器7的特徵，水平軸表示減法器2的信號Q， 垂直軸表示數位至類比轉換器5之輸出（其對應量化器7的 輸出）的類比信號值。在測量週期開始時，信號Q的值等於 輸入仏號X ’且如果X大於v t，則量化器的輸出取數值【， 數位至類比轉換器5的輸出取電壓值Vf。在隨後的每個時 脈週期’回饋信號F降低減法器2輸出Q的值，直至其小於 Vt。X的值小於\時，則量化器7的輸出取數值i，而數位 至類比轉換器5的輸出變為vq。 圖5顯示操作方法，以一重置，階段丨丨開始，其中積分器6 及累加器8都重置為零，使回f信號ρ為零，在對輸入信號 X取樣前，減法器2的輸出Q也’為零。在下一階段丨2，初始 化轉換器’由減法器2對輸入信號X取樣，使減法器輸出Q 等於X ’將數位輸出γ設置於累加器8的最大範圍，此處顯 不的為一 9階段二進制計數器，使γ等於5丨丨，再設置索引 值E 1 ’表不減法器2之輸出信號q的正負號（正或負）。初始 化步驟1 2可能需要幾個時脈週期，在其結束後進入回饋迴 圈階段。 然後在一第一回饋階段1 3，將減法器2的输出信號Q設置 為其在先W的時脈週期中的值減去新回饋信號f，而一索 引值E2設置為輸出信號q新的正負號。下面的階段就視條 件14而定’即減法器2之輸出信號q的模數是否大於臨界值 Vt。如果是’在階段丨5，數位至類比轉換器5的輸出 '增 加回饋信號F ’相當於一大步長與減法器2之輸出信號q的 正貝號相乘’及與積分器回饋之增益&相乘；數值[(在本 -12- 200406996 (7) (7) 例中=25)增加數位輸出信號Y，相當於一大步長與減法器2 的輸出信號Q之正負號相乘；然後索引值E 1設置為索引值 E 2的值，操作即返回回饋步驟1 3。 如果條件1 4為否，則信號Q的模數小於Vt，那麼下一階 &就視條件1 6而定，即索引值E 1是否與E2不同，且e 1為 正；如果£1與^相同，這說明類比至數位轉換器仍在轉換 輸入信號X，在此情形下，在階段17，分別由小步長調節 回饋信號F與輸出信號γ，即Vq與以在本例中=21)分別與輸 出信號Q的正負號相乘。當類積分器6的輸出達到並超過 輸入信號X的初始振幅時，量#器7的輸出就改變正負號， 而這也用於足義轉換操作的結束。這是對條件1 6 —肯定響 應表現出的結果，然後測量週期進入一最低有效位元 (「LSB」）階段18。如果在條件16，儘管E2為負，但^為 正，這說明X為正，則直接進入LSB階段18，但是如果儘 管£2為正，但E1為負，這說明X為負，則為保持在相同= LSB階段18,先再次通過階段18，以倒置信號q的正負號。 在LSB階段18，藉由信號Q之正負號與'/2相乘，及積分 咨回饋之增益與'/2相乘而增加回饋信號的值，e丨設置為 E2，E2設置為信號Q之正負號，信號Q設置為其在先前時 脈週期内的值減去回饋信號F的值。 提取最低有效位元（LSB)只1是—額外的時脈週期。事實 上，在轉換結束時，當步長變為V2時，隨後的步驟就視 一條件19而定，即索引值£2是否為正：如果是u器8 的計數增加一，如果否，就保持不變。於是轉換週期結束。 -13· 200406996 (8) 發明說明續頁 假设在轉換過程中，輸入電壓X為常數。上面的說明表 示輸出信號可寫為： yd[Nck]=Ni.r+Ns.q (1) ya[Nck]=N1.g.Vr+Ns.g.Vq (2) Vr/Vq=r/q (3) 此處N c k表示在目前的測量週期中 ，步長或時脈的總數 yd[Nek]表不1^“個步長後數位輸出信號γ的值，N|表示大步 長數’ Ns表不小步長數，而Nek = Nl + Ns則表示步長或時脈 的總數。 -•一 顯然’最小步長表示ADC 1解析度。所以，要獲得N-1 位元的解析度，就需要： 1 g.Vq=2.LSB=p. ⑷ 在本例中，參考電壓為帶隙參考電壓Vr=12v。adc的 目標解析度在一輸入電壓24V範圍内為1〇位元，所以 lLSB = 2.3 43 75mV。電壓最好由一電阻器電壓分配器產生。 類比積分器最好為—開關電容器積分$，其增益由電容器 比設定。纟類比至數位轉換器中選擇的兩個第一參數為電 壓及積分器增益要採取預防措施，以確保當量化器輸 入超過臨界電壓、時，在下一個時脈週期，量化器輸入在 + Vt與-Vt之間的範圍内。否則，量化器輸入將在與 附近震盪。此條件要求： 1 2.W (5) 且發現其兼顧了準確性、轉換時 本例中使用了下列值， 間及功率損耗幾個方面： -14· 200406996 (9) 發明說明續貢 g-l/16;Vq;Vr/16;Vt=Vr/24 ⑺ π叫 /文 w ί疋-r ί且歹我 '轉換週期的最後時脈）可獲得adc的最後 元。 k —值係、童十應於9位元的—解析度。從半值步長(其 於鐘拖捆如^ 曰 ^ ， 個位 )在參肤圖6，用一模擬說明依據圖5之算法的圖3之韻 ，、乍其中比例電壓表示輸出信號Y，使得全尺寸# 生等万、'，此杈擬代表在測量週期結束時，操作1 8及1 9己 :效。從時脈週期零至19，輸入信號χ為零，輸出信號1 正與負V#間波動。在時，為期2〇,輸入信號X增加^ + 〇 . 2伏特。在時脈週期 於。、 ’、 輸_信號Y的增加量相當於V r。 在時脈週期2 2，藉八發f a ; ^ 态6、，，口回饋信號F增加相同的量v ，% 加器8的輸出γ也增加一柏 3 Γ 相應的夏。在時脈週期23，積分器 6及累加器8的輸出ρ及 … 久€加相同的量Vr。在時脈週期 斗’減法器2的輸出〇辯a | 4人 夂，、，小於臨界值Vt，輸出信號γ增加 又的量Vq。輸出信號γ及 J ^ 躓乜唬F由一小步長V繼嬙 增加，直至時脈週期2 8，杏滅 料 田減法态信號Q的正負號從正 又為負時，輸出信號γ下降 q非、加vq。在此模擬中， 輸出信號Y與回饋信號F隨後在 T您於輸入仏唬X的值附近 展盈，儘官在實務上，仿诚国 旁上依據圖5中所示的運算法則，此 量週期隨操作18及19而結束。 d 圖7中：^出了對於一含敕艘絲 、疋正f換’作為輸入信號位準一 數的時脈週期數。可看出，所兩 函 有出所而的最小時脈Nck|min==2，田 :時脈N丄，28 ’平均時脈N丄严1 4 28。這表明電Π : t、耗也取決於輸入#號位準。因此’在較佳具體實施例中 -15- 200406996 (ίο) 每個轉換過程結束時1閉電路，使平均電路功率損耗有 效地降低一半。將數位區塊完全關閉，但不完全關閉類比 區塊’以避免引起任何恢復問題。 圖8詳細顯TF圖3所示基本類比至數位轉換器的一實際具 fa貝施例。在此具體實施例中，首先對輸入信號X取樣， 隨後用一開關電容器電路，在連續的時脈週期中從中減去 回饋信號F，開關電容器電路具有一共用的放大器，其執 行取樣、積分及減法操作。

知輸入k號X應用於*終端2-〇~’其經由一第一初始開關S 1 連接至一取樣電容器cs的左板p電容器cs的左板經由一第 一取樣開關S2接地。取樣電容’器Cs的右板經由一第二初始 開關S 1接地，經由一第二取樣開關S 2連接至一放大器2 1的 負輸入，放大器21的正輸入接地。藉由一回饋迴圈，將放 大器21的輸出信號Q經由一積分電容器Cj，應用於其負輸 入，積分電容器Ci與重置開關1〇並聯。數位至類比轉換器 5的輸出經由一第一積分相位開關01連接至一回饋電容器 Cf的右板，電容Cf的右板也經由一第二積分相位開關02接 地。電容器C f的左板經由另一個第一積分相位開關0 1接 地，並經由另一個第二積分相位開關02連接至放大器2丨的 負端。 量化器7包括三個比較器22i、23和24及一邏輯電路25。22 及23每個比較器的正輸入端及比較器24的負輸入端連接至 放大器2 1的輸出。比較器22的負輸入端接收一電壓Vt，比 較器23的負輸入端接地，而比較器24的正輸入端接收一臨 -16- 200406996 煢咢說明續頁 (Π) 界電壓-Vt。每個比較器（22、23及24)的輸出連接至邏輯電 路2 d，其選擇數位值L、虬或江/2，用於以適當的正號或負 號增加遞增/遞減計數器8，也選擇數位至類比轉換器5的 對應輸出電壓Vr、\^或v /2。 測 在操作中 化開關S 1與第二取樣開關S2開啟，同時關閉第二初始化開 關S 1及第一取樣開關S2，以將取樣電容器Cs接地短路，此 時其與放大器21隔離。也將開關10關閉以使積分電容器c 短路。 1 r-— 在取樣相位12，在一或多$初始化時脈週期，關閉初始 化開關si，開啟取樣開關S2，丨以將電容器Cs的左板充電至 信號X的電壓，其右板接地。在隨後的_或多個時脈週^ 中，開啟初始化開關Si，關閉取樣開關S2，以將電容器q 的左板接地，並將電容器cs的右板電壓施加於放大器21的5 負輸入端。在此期Μ,電路作為具有統—增益的—開關電 容放大器而操作’使積分電容器Ci充電至電壓Χβ當完成 取樣後’開啟㈣si及S2，以將放大器與取樣電容器^隔 離。量化器7暫存相對臨界電壓正和負Vt及相對接地，放 大器21之輸出信號Q的值，其作為比較器22、23及24之輸 出的一函數。 在下一個時脈週期， 將増里正或負L、1或江/2的值應用 、 、土％比轉換器5輸出的對應值正或負 Γ、 q或Vq/2 ,並用於回饋迴圈。 在回馈相位、， 取初先關閉第一回饋開關Ο 1，以將 -17· (12)200406996 回饋電容器 出電壓，在 02，以經由 移至電容器| 積分器的 可發現，由 分貝的增益 大器2 1的增 對放大器2 1 現在參照 實施例中， 行全微分， 表示類似的 在微分減 信號X與應月 制邏輯2 5產 負），比較器 的正負號。 ^^用於放大 為了補償 _ S 2與放大 ~單面形式 其適用於圖 容器C。，其 發明說明績頁 ~^—ULj

Cf无電至選定的數位至類比轉換器側的選定輸 下-：時脈週期，開啟開關01，關閉回饋“ 放大斋21的負輸入，冑回饋電容器^的電荷轉 〇丨。 增益由回饋與積分電容之比得出：g=Cf/c 。 於積分器戍漏低於〇.2個最低有效位元：且二 將誤差降至0.04個最低有效位元，戶斤以對於放 益A’ 6〇分貝的值足以保留誤差。因此，電路 的增益A不敏感。^ 圖9,在適於在一鋒體電路中實施的較… 對減法器與積分德電路2和6及量化器電路7進 以減少殘餘誤差。在圖9中， 颌似的參考符號 組件。 法器2，將應用於微分處理 上牛邵分的輸入 弓於微分處理之下半部分的一 J %壓Vref比較。控 生比較器22、23及24之輪+ ^ 工 <輸出的—信號符號（正/ 22、23及24的輸出表示放士 、 玟大态21的輸出信號 根據信號符號值，數位$起 仏至類比轉換器5的輸出 器21的正或負輸入。 放大器偏移電壓，將一偏敕 偏移補償電路26插於開 器2 1的輸入之間。圖丨〇顯 、 不圖8中放大器2 i的 的偏移補償電路，對熟悉技寻 务人士而言，顯然 9中的一全微分處理。偏移插 、… 掏衫補償組件包括一電 插在開關S 2與放大器2丨的自 、 則入之間，一開關 -18- 200406996 〇3) 績頁: 哭，祛於％合态Cc的左板與地之間，一開關D串聯於電容 ♦ J左板W放大态2 1的負輸入之間’及-開關D連接於 二：Α的左板與電容器。。的左板之間。在操作中，在重 =P白長1!結纟，每個轉才奐週期開始時，對放大器偏移取一 次樣。在時脈相位D ’關閉開關D及開關1()，開敌開關D， 積分電容器q放電’同時補償電容器c。充電至放大器的輸 入偏移電壓。在隨後的取樣相位及回饋相位，電容器。的 左板為電路的虛擬接地，使得電容器C。上的電壓可校正。偏 移電壓。 =參照圖9 ’每個比較器22卜23及24分別包括一前置放 大态22a、23a、24a，執行比“器的微分比較及偏移補償 兩項功能，及各自一個電容器C，，與每個前置放大器2 2 a、 23a、24a的輸入串聯連接。比較器22的前置放大器的正輸 入，，工其私谷奋Cwp及一開關0 1連接至放大器2丨的積分器 ^輸出，並經一開關02連接至參考電壓％。前置放大器 的男輸入，經其電衮器（-^ Rq ^ 私夺焱Cemp及一開關連接至積分器放大 态21的負輸出，並經一開關02連接一泰 。 文土 私壓vrervt。比較 Ή係以相反的方式連接。比較器23經其電容器、及一 :關01 ’使其正和負輸入分別連接至積分器放大以的正 =出’及經由開關02連接至參考電〜每個前置 玟大器22a、23a及24a的輸出，征由夂 ^ ^ .二、.工田谷自的一開關01連接 土 ”對應的輸人。在操作中，在時脈相位01，冑置放大器 配置為-電壓隨核器(v〇ltagefollower)，使與前置放大器輸 入串聯插入的電容器Ccmp的右板’初始就充電至前置放大 -19· (14) 2UU4U6996 器輸入的偏蒋兩两 ^ ^ , 、、〜 ^ 左板連接至積分器輸出。在時脈相 r 甫饧包各态Ccmp的左板充電至輸入電壓vref或v f-v。 數^至類比轉換器5包括—串單元電阻器。纟^連接 的4個單元電阻哭 σσ 一 时27 2個早兀電阻器28、12個單元電阻器 =^個單元電阻器3〇及3個單元電阻器31上施加電壓vr。 :單兀私阻态3 2與串聯的單元電阻器2 7及2 8並聯，單一 早兀私阻态33與串聯的單元電阻器3〇及31並聯。從電阻器

27及28間的連接點’可獲得電壓w從電阻器”及冗 =連接點可獲得電壓 ' ’從電』且器3()及3 }的連接點可獲得 私壓Vq/2。由於只有電壓'/2是從電阻器串導出的， 私壓Vr直接從一參考電壓g出，所以單元電阻器串之值 的祆差只能影響積分器中所用的l5kLSB&2*LSB的值。因而 結果對單元電阻器誤差的敏感度不高。

圖中顯示的類比至數位轉換器，代表著在速度、準確性 及功率損耗間的一個較佳的折衷辦法。此外，採用特別的 設計技巧也可降低對類比電路的敏感度。對於低功率、中 速及中等解析度的應用，此處所提議的架構尤為有用，其 速度比一 sigma-delta轉換器快。與一週期轉換器相比，圖 示中所示的轉換器只需要一個可操作的放大器而非兩個， 及兩個較大的電容器而非七個，同時它用更多的比較器， 通常只佔用相當小的電晶體面積，且時脈產生也大體簡化 了。圖式中轉換器的準確度也令人滿意。 1-^代虎說明 1 源極 -20- 200406996 (15) 發明說明續頁 2 減 3 量 4 輸 5 數 6 積 7 非 8 累 9/10 開 11 重 12 初 13 第 14/16/19 條 15/17 階 18 .最 20 時 21 放 22/23/24 比 22a/23a/24a 前 25 邏 26 偏 27-33 單 E1/E2 索 F 回 G 增 法器 化器 出電路 位至類比轉換器 分器 均勻量化器 加器 關 置階段 始步騾/琢:樣相位 ί 一回饋蜡段/步驟/相位 件 段 低有效位元階段 脈週期 大器 較器 置放大器 輯電路 移補償電路 元電阻為 引值 饋信號 益

•21 - 200406996 (16) 奋明說明績頁 Q 量 化 器 輸 出信 號 類 比 差 黑 信號 S1 初 始 開 關 S2 取 樣 開 關 X 類 比 入 信號 Y 數 位 輸 出 01/02 開 關 Cc 補 償 電 容 器 C Cmp 各 白 的 補 償:_電 容器 Cf 回 饋 電 容 器（， ί Ci 積 分 電 容 器； Cs 取 樣 電 容 器 Vr 帶 隙 參 考 電壓 Vref 參 考 電 壓 Vf 臨 界 電 壓 -22·

Claims (1)

1. 200406996 拾、申請專利範圍 1· 一種藉由遞增增量轉換將一類比輸入信號（}()轉換為一 數位輸出k號（Y)的轉換方法，其中在時脈間隔中，一 1化器（7)產生數位量化器信號，一數位至類比轉換器（5) 產生類比量化器信號，其為該數位量化器信號的一函 數 ^員比差兴仏號（Q)經一回饋迴圈應用於該量化器 Π)，其為該輸入信號（幻與該類比量化器信號自一重置 仏號開始％分之間差異之一函數，且該數位輸出信號（Y) 係作為該數位量化器信號自备重置信號開始總計之一函 數而產生， f t 其特徵為該量化器（7)為—非均勻量化器，其中如果 该類比差異信號（Q)小於—臨界值（乂」，則該數位量化器 信號具有一第一值（aJ ;如果該類比差異信號的值（q)大 於該臨界值（Vt)’則有一第二值ω，其係實質上大於該 第一值（W ;該臨界值（Vt)係實質上小於對應該第二值⑴ 之該類比量化器信號的值(Vr)，在兩個連續的時脈週期 《間的該類比差異信號(Q)之變化值，係實質上小於對 應的類比量化器信號（Vq、Vr)之值，使從該數位至辨比 轉換器⑺至該量化器⑺之回饋迴圈的增益⑷係實質上 小 一 ° 丄如甲請專 … 六r孩臨界值（vt)大方 一值之一半，該值為該增益 與對應於該第二值（Γ)4 該類比量化器信號的值（vr)之乘積。 — 3·如申請專利範園第1或2項之方味 ^ 石在’其中繼續該轉換直至 200406996 申I奮專利拔_續貢 兩個連續時脈週期之間的該類比差異信號（Q)的變化改 變正負號。 4. 如申請專利範圍第3項之方法，其中在轉換結束時，該 數位輸出信號（Y)的最低有效數位作為該量化器數位信 號（£_、L)之殘餘值的一函數而修正。 5. —種用於將一類比輸入信號（X)轉換為一數位輸出信號 (Y)的遞增增量類比至數位轉換器，其包括定義時脈間 隔之時脈裝置，在該時脈間隔產生數位量化器信號之量 化器裝置（7)，產生類比.量修τΕ信號（其為該數位量化器 -、一、 信號之一函數）之數位至類轉換器裝置（5)，產生一重 置信號之重置裝置（9、10)，類比差異信號（Q)經一回饋 迴圈應用於該量化器裝置（7)之回饋裝置（2、6)，其為 該輸入信號（X)與該類比量化器信號自該重置信號開始 積分之差的一函數，及產生該數位輸出信號（Y)之輸出 裝置（8)，該數位輸出信號（Y)為該數位量化器信號自該 重置信號開始合計的一函數， 其特徵為該量化器裝置包括非均勻量化器裝置（7)， 使得如果該類比差異信號（Q)小於一臨界值（Vt)，則該數 位量化器信號有一第一值（i);如果該類比差異信號之 值（Q)大於該臨界值（Vt)，則有一第二值（l)，其係實質 上大於該第一值（aj，對與篸第一及第二值（q、Γ)成比例 之類比信號（Vq、Vr)積分，並應用於該量化器裝置（7)， 從該數位至類比轉換器（5)至該量化器（7)之該回饋迴圈 的該增益（良）係實質上小於一，使得在兩個連續時脈週 200406996 申請專利範i續買 s......… 期之間的該類比差異信號（Q)的變化值，係實質上小於對 應的類比量化器信號（Vq、Vr)之值。 6.如申請專利範圍第5項之遞增增量類比至數位轉換器，其 中該臨界值（Vt)大於一值之一半，該值為該增益（幻與對 應於該第二值（L)之該類比量化器信號（Q)的值（Vr)之乘 積。 7·如申請專利範圍第5或6項之遞增增量類比至數位轉換 器，其中繼續該轉換直至兩個連續時脈週期之間的該類 比差異信號（Q)的變化改·變忠了負號。 8.如申請專利範圍第7項之遞續’增量類比至數位轉換器，其 i 中在該轉換結束時，該數位輸出信號（Q)的最低有效數位 係作為該量化器數位#號之殘餘值的一函數而經修正。 9·如申請專利範圍第5或6項之遞增增量類比至數位轉換 器，其中該輸出裝置包括一數位累加器（8)。 10·如申請專利範圍第5或6項之遞增增量類比至數位轉換 器，其中該回饋裝置（2、6)與該量化器裝置（7)包括開關 電容放大器（A、Cf、4 ; 22&、23[、24毛），其具有輸入 電壓偏移補償（26、Cc ' Ccmp)。 11·如申請專利範圍第5或6項之遞增增量數位至類比轉換 器，其中該數位至類比轉換裝置（5)包括一電阻串（27至 33)，其由對應於該第二值（L)之該類比信號（Vr)供電以定 義該臨界值（Vt)及對應於該第一值（幻之該類比信號 (Vq) 〇