TW200306068A - Circuit arrangement for shifting the phase of an input signal and circuit arrangement for suppressing the mirror frequency - Google Patents

Description

200306068 玫、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於用以移位一輸入信號相位之電路配置。用 以相位移位之電路配置係由二分支組成，該分支之二輸出 信號被90。相位移位。關於該輸入信號之相對相位位置不重 要。對該等輸出信號之其他使用而言，該相位移位必須可 能確實為90。以及該振幅差可能小而可能為決定性。具有使 用全通濾波器之先前技藝電路配置。依據一全通濾波器之 幸則入h號頻率’該輸出信號之相位被以一既定值移位。該 輸出#號之振幅保持不變所以沒有衰減。此先前技藝配置 之缺點為其僅供應確實為90。相位移位之輸出信號於該輸 入信號《一或最多為二之頻率。亦具有由一低通濾波器、 南L濾波w或疋一者之組合所組成而用以相位移位之先 mi技蟄電路配置。這些電路配置具有優點為該二輸出信號 對忒輻入仏唬之所有頻率為被9〇。相位移位。然而，它們具 有缺陷為藉由一低通濾波器或是一高通濾波器之濾波方式 涉及衰減所以該輸出信號具有小於該輸入信號之振幅。 ”、、而#既疋後續應用而言該振幅為不變或是至少僅衰減 J私度可此疋重要的。該振幅差越大，其補償越複雜。 奋兄明之相位移位哭 、、一 ^ 例如，在電路中被用以抑制鏡頻率 用於無線電接收器中。在此案例中，該輸 ^ , ，、羊吓且包含一頻帶，亦即基本波盥多 基本波之諧波之一舌π Κ，、夕 重®。孩RF接收之信號被往下轉換為 84490 200306068 較低頻率’瑪為中間頻率。在一混合器階段，該輸入信號 與一振盧器信號相乘。之後該調變被獲得。該中間頻率藉 由知β振盟咨頻率由該輸入頻率減去以及藉由微分而數學 式地各現。每些异數式運算結果造成在該振盪器頻率之下 及之上之二頻帶以及在該中間頻率範圍重疊。將接收之頻 帶被表示為可使用之頻帶而其他頻帶被表示為鏡頻帶或是 鏡頻率。該等鏡頻率代表一干擾值，所以必須被盡可能被 滿足地抑制。藉由碉整該振盪器頻率，其可以被修整，該 接收器頻率被選擇。該中間頻帶之中心被表示為基頻。 如先前技藝之電路配置因此具有介於該二輸出信號間之 相位差僅於一既定輸入頻率為9〇。，或是該等輸出信號具有 一強烈衰減之振幅之缺陷。此缺陷導致關於使用這些已知 電路配置於相位移位之可能性之限制，以及在其實際應用 中，導致應該改良之結果。 【發明内容】 所以本發明之一目的為提供用以相位移位之電路配置， m配置供應二90。相位移位之輸出信號於輸入信號之所有頻 率，與該輸入信號之振幅比較該等輸出信號不被衰減或是 衰減至非常小之程度。本發明之另一目的為提供用以抑制 鏡頻率之電路配置，該配置具有二9〇。相位移位之輸入信號 以及產生遠輸入#號之至少一頻率之一足夠遮沒。本發明 之另一目的為提供用以相等化二9〇。相位移位之輸入信號之 控制，該二輸入信號可以為例如，相位移位之一電路配置 或是一混合器階段之該等輸出信號。 84490 200306068 這些目的為藉由太 :符田本發明之變化加以達成。 在如本發明之第—^ /V , 一變化中，該輸入電壓被供應於二並聯 刀支上，其中依库，_ ^ _ 一八 一全通濾波器被配置為相互並聯。該 之輻出電壓藉由該第一全通滤波器之輸出信號減 去$衾弟全、、卢、士 Xjq …一、 思疚詻之輸出信號而形成，或是藉由增加該 …二二、濾波态〈輸出信號至該第二全通濾波器之反向輸 :仏唬而开7成。孩第二分支之輸出電壓藉由該二全通濾波 态足輸出信號之相加而形成。 ' =如本發明〈解答之另一變化中，該輸入信號再次被供 笟万、一並駟分支上。一低通濾波器以及一高通濾波器被配 置為人第刀支並聯以及其輸出信號經由一加法器組合， 而冋通濾波态之輸出信號被反向。具有不同截止頻率之二 低通濾波器在第二分支中被配置為相互並聯。該二低通濾 波器之輸出信號經由一加法器組合，而具有較高截止頻率 之低通濾波器之信號被反向。 在本發明之另一變化中，只有具有相同截止頻率之濾波 器被使用。此情形導致其與如本發明之此電路配置組合使 用乏一較簡易之製作。此外，由於只有三個濾波器被使用， 在電路板或積體電路上之一空間節省優點被獲得。該輸入 信號再次被供應於二分支上。一分支僅結合一全通濾波器， 其具有一截止頻率相當於該輸入信號之基頻。第一分支之 該等輸出信號由此全通濾波器被分接。該第二分支結合， 依任意順序，一高通滤波器、一低通滤波器以及一放大器 元件。該高通濾波器以及低通攄波器二者具有一截止頻率 84490 200306068 L ’其相當於該輸入信號之基頻。 在如本發明之另一解答亦具有優點為僅具有相同截止頻 率之濾波器被使用，在該解答中僅有二濾波器就足夠。該 輸入信號再次被供應於二分支上。一分支連續結合一低通 漉波器與-高通滤波器以及一放大器元件。該低通滤波器 與高通濾波器具有相同截止頻率，其相當於該輸入信號之 基頻。孩低通濾波器之輸出信號亦被分接以及供應至一加 法器，該加法器呈現於第一分支。具有_〇5因數之一放大器 元件被配置於另一分支之加法器之前。 在如本發明之解答之另一變化中，該輸入信號被供應於 一並聯分支上。一分支結合具有低於該基頻之截止頻率之 一低通漉波器，以及另一分支結合具有高於該基頻之截止 頻率《-低通濾波器。一加法器亦接收具有較高截止頻率 <低通滤波器之反向輸出信號以及其輸出信號被應用至一 放大态元件，该放大洛元件被配置於具有較低截止頻率之 低通濾波器之後。此放大器元件之輸出信號為該電路配置 夂一輸出k號以及該電路配置之另一輸出信號藉由一加法 态形成’纟肖三輸入信號被料，該三輸入信^即為具有 車乂低截止頻率《低通濾波器之輸出信號、具有較高截止頻 率之低通濾波器之輸出信號以及該反向輸入信號。 本4 〈另-變化藉由匹配之方式改良由該等濾波器產 生之振巾田偏差。如本發明，在用於振幅匹配之電路配置中， -輸入信號被保持不變以及僅用於比較，然而其他信號之 振幅被增加或減低直到沒有差異或是僅有一最小差異為 84490 200306068 止。忒等輛入信唬相當於—相位移位器之該等輸出信號或 是相當於這些輸出信號於經由一加法器組合之前之—鏡二員 率抑制之該二分支。對於比較該二正弦波形之信號而言t 二信號首先被整流以及接著被相減。該結果被供應至—積 分器’其輸出信號與—參考信號一起形成將被匹配之信號 之控制值。 另一變化為如本發明之該等電路配置在頻率轉換案例之 一 <使用，孩案例例如一無線電或一電視接收器中執行之 頻率轉換。 【貫施方式】 圖1顯示用以相位移位之一先前技藝電路配置1，由二全 通/慮波态Αρι、AP2組成。該輸入信號Uin經由一分支點z被 供應於二並聯分支上。一分支包括一全通濾波器ΑΡ!，其截 止頻率k在該基頻BF，亦即該頻帶之中心頻率之下；而另 一分支包括一全通濾波器Ap2，其截止頻率‘在該基頻BF 之上。假使該輸入信號Uin具有上述之基頻BF，該二全通滤 波咨之輸出信號Uoutl及UQut2相互相位移位確實為90。。在圖 16中，1〇〇 kHz之一值被取為該基頻。可以明瞭該函數△ 0 如何藉由AP1減去AP2而說明以及達到該值0 =-90。確實為一 ;人。此意義為產生该輸入電壓Uin遠離該基頻BF之產生器G 之一小轉調已經導致該二輸出信號u。^及UQut2不再相互為 向量正交之事實。然而，對既定之後續使用而言，在該基 頻BF之上及/或之下之複數個頻率之相位距離為90。可能是 必要的。由先前技藝知道圖1顯示之電路配置1以二頻率之 84490 -10- 200306068 相位移位為90°之方式製作。相對應之傳送函數在圖i7中顯 示。第一全通濾波器APl之截止頻率f9Q被往較小頻率移位以 及第一全通濾波态AP2之截止頻率被往較高頻率移位。如 圖1顯示之已知電路配置1，90。之一相位移位因此可能最多 為該輸入信號Uin之頻帶之二頻率。由全通濾波器組成之此 電路配置1優點為該二輸出信號UQuti&uQut2具有與該輸入信 號uin相同之振幅，亦即介於該二輸出信號“及之間 沒有振幅差。 該先前技藝亦代表如圖2顯示之電路配置2。在此配置中， 該輸入信號Uln再次於分支點z被供應於二分支上。一分支 包括一低通濾波器TP3，其具有相當於該基頻BF之截止頻率 ’而另一分支包括一加法器Ai。該加法器A1之第一輸入 信號為Uin ’第二輸入信號為第一分支之該低通濾波器丁？3之 反向輸出信號。UQUtl為該低通漉波器TP3之輸出信號以及 U〇ut2為該加法器Ai之輸出信號。在此電路配置2中，對uin之 所有頻率而言，△ 0 =90。。

Uoutl = TP3*Uin = —^*Uin ⑴ (1 +j〇TC) U〇^(l-TP3)*Uin=l-^ *Um = —j 沉一 *Uin (l + jm) (2) 而 ω =2 7Γ f c = R3 * C3 對相同分母而言，等式（1)之分子純粹為實數然而在等式（2) 純粹為虛數。 84490 -11- 200306068 :、 振幅:特欲如圖1 8所示之方式表現。在此電路配置2 中’孩二輸出信號僅有當Uin確實具有該基頻BF時具有相同 振幅，該基頻亦相當於該低通濾波器之截止頻率f45。然而， μ等振幅不相互偏差或是至少偏差最小程度對後續使用可 能是重要的。假使假設一小振幅差對後續使用是可接受時， 圖2顯示之電路配置2產生該基頻BF之上及之下之一既定頻 率範圍。圖18顯示振幅偏差在ό dB之下之頻帶。由1〇〇 kHz 之基頻BF開始，150 kHz之頻寬於此電路配置2被獲得。 如本&明之解答之一變化，圖3顯示一電路配置3。該輸 入信號Uin於分支點2被供應於二並聯分支上，其中該二全 通濾波器八匕及AP2再次被配置為相互並聯。該輸出電壓 ％ 土 ^ 〇 u 11 藉由全通濾波器APi之輸出信號減去全通濾波器Ap2之輸出 仏唬或疋藉由全通濾波器Αρι之輸出信號與全通濾波器AP2 、反向私出仏號之相加（加法器A!)而產生。該輸出 a— out2 藉由第一刀支之全通濾波器Ap 1之輸出信號與全通濾波器 2之知出仏號之相加（加法器而產生。類似於圖2顯示 之先岫技蟄，介於該輸出電壓U〇u"與該輸出電壓卩。⑴之間 之90。之相位移位被產生於所有頻率。然而，可以由圖η所 示之振幅特徵明瞭，在具有與圖2顯示之先前技藝相同之頻 V，亦即在1 50 kHz之例子中該振幅偏差較小，即僅大約2 dB。杈句話說，對一選擇之可採納6犯振幅偏差而言，該 頻帶較寬，即在顯示之案例中為346 kHz。 #術计界上，可以被逢明所有輸入頻率之相位差為9 〇。。 i等全通濾波器ap!&aP2則藉由下列等式（3)及（4)說明： 84490 -12- (3)200306068 (1-細) ΑΡι — r~~~ (1 + j 孤)

An (1-jGTb) AP，=- "(1 + jt^b) ⑷ 而 ύΰ =2 7Γ f a = R! * C1 b = R2 · C2 該輸出電壓UQutl之等式（5)則為：

Uoutl = (APl - AP2) * Uin = 2jg7(b-a) (1 +jc7a)(l +jt*) *Uin (5) 下列等式（6)適用於11。1112 : ⑹

Uout2 = (APl + AP2) * Uin = ^——* Uin (1 +jQ7a)(l +j^Tb) 等式（5)及（6)完成證明該等輸出電壓Ucutl及UQUt2相對於該 輸入電壓Uin之所有頻率為相互相位移位9〇。之準則。主要之 準則則為：二等式（5)及（6)之分母相等以及一分子純粹為虛 數（此案例為等式（5)之分子）以及另一分子純粹為實數（此案 例為等式（6)之分子）。對該全通濾波器ΑΡι而言，在該輸入 ^唬Uin之基頻BF<下之截止頻率被選擇更好，然而基頻 BF《上又截止頻率為該全通濾波器A。被選擇更好。有 矛J地疋’该二全通濾波器在為此具體實施例選擇之基頻為 1〇〇 kHz，以全通濾波器AP!之截止頻率f9{)為41.4 kHz以及 巧王通濾波器A。之截止頻率^為242 kHz之方式製作。 薇振幅特徵在圖19中顯示。 如本务明之解答之另一變化，圖4顯示一電路配置4。該 84490 -13- 200306068 輸入信號U ·再次於分古科ry # p 、 、 ln母人万、刀支點Z被供應於二分支上。一低通濾 波态TP〗以及一高通滤波哭Hp力筮 八：t i士：π： 久。口 HF2在罘一为支被配置為相互並 聯以及其輸出信號被經由—加法器^組合，該高通遽波器 hp2〈輸出信號預先被反向。換句話說，該輸出信號。η藉 由該低通滤波器丁?1之輸出信號減去該高通滤波器Ηρ::輸 々出信號而產生。一低通濾波器ΤΡι以及一低通濾波器A在 第一分支被配置為相互並聯。該輸出信號U。㈣藉由該低通 濾波态TPii輸出信號減去該低通滤波器Τρ2之輸出信號而 產生（加法器AD。換句話說，該等低通濾波器ΤΡι之及之 幸則出信號被經由一加法器組合，而低通濾波器Τρ2之輸出信 就預先被反向。如本發明之此解答之介於該等輸出信號間 之振幅差等於圖3顯示之解答之振幅差。該振幅特徵在圖i 9 中顯示。該等輸出信號u。^及u。—相對於該輸入信號Uin之 所有頻率為相互相位移位90。之證明再次被以算數計算既 定。因此，該等濾波器之定義如下： ΤΡι (1 + j ㈣ ⑺ TP2 ⑻ (9) 而 84490 -14 - 200306068 b = R2 · C2 下列等式（10)為該輸出信號u。⑷獲得： …ι”*υ1η=ίΐ^^*υ1η ⑽ 巧幸則出仏號1^…由下列等式（11)加以說明： 、 υ^(τρ1·τρ2)*υ“^^1 ⑴） 亦且對如本發明之此解答而言，等式（10)及（11)顯示介於 4等^出^號U。川及UQut2之間之常數相位移位被完成之準 則·该等分母相等以及一分子（等式（10))純粹為實數，然而 另一分子（等式（11))純粹為虛數。 /本焱明之解合之另一變化，圖5顯示一電路配置5。此 電路配置5之優點為僅有具有相同截止頻率之濾波器被使 用。此情形導致如本發明之電路配置之一簡易製作。亦具 有頜外優點為只有三個濾波器被使用所以節省該電路板或 是積體電路之空間。該輸入電壓Uin被供應於一第一分支上， S刀支僅由全通濾波器ap3組成，該濾波器具有相當於該 基頻BF之截止頻率以及其輸出信號直接為該輸出信號 Uoutl。此外，該輸入信號Uin被供應於一第二分支上，其以 任思順序，連續包括具有相當於該基頻BF之一截止頻率k 之一咼通濾波态HPS、具有相當於該基頻BF之一截止頻率 之一低通濾波器TP;以及一放大器元件Vi。該放大器元件^ 具有值A匕2。#等輸出信號u。^及u相關振幅特徵在 圖20中顯示。該頻帶藉由其上下端可接受之最大振幅差_ 加以決定，在此具體實施例中亦為346 kHz。 對圖5顯示之電路配置5而言，該等輸出信號^^。川及口。… 84490 ^ 200306068 之等式（15)及（16)與該等濾波器如 AP3 = 下： (12) ΗΡ3 = (Γ^) (13) ΤΡ3 =—-— (1 +j〇7C) (Η) 而 c = R3 * C3 Uoutl= AP3*Um= — (15) U〇ut2 = 2*TP3*HP3*Uin=—— (1 +j ^)(1 +j〇7c) 該相關振幅特徵在圖20中顯示。 A = 2 (16) 如本發明之電路配置6在圖6中顯示，由等式（15)及（16)演 澤’因為等式（15)之該全通濾波器AP3由下列替換： i*AP3=-〇.5+TP3 (17) 孩輸入信號uin再次於分支點z被供應於二分支上。一低 通遽波器TPS與一高通濾波器HP3以及一放大器元件 '被連 續配置於—分支。該低通漉波器TP3與該高通濾波器HP3具 有相同截止頻率f45，該頻率相當於該基頻BF。該低通漉波 备Τί>3又輸出信號亦被分接以及被應用至一加法器Αι，該加 法器呈現於第一分支。一放大器元件v2在另一分支被配置 於該加法器八1之前。 '之—増益A=1之該等輸出信號之等式（18)及 84490 -16- 200306068 (1 9)如下：

Uouti = (-0.5 + χρ3) * Uin =_(1 + ^^__ * τ 了 2(1 + ]^)(1 + ]^) Uln (18) U〇ut2 = ΤΡ3 * ΗΡ3 * Um =_....... - *ΤΤ. (1 +jG7C)(l +jOT) m (19) 亦且在如本發明之此電路配置6中’ 90。之常數相位移位 準則被完成’即該等分母相等以及—分子（等式⑽純粹為 實數以及另-分子(等式(19))純粹為虛冑。該振幅特徵在圖 2 0中顯示。 顯示於圖7之如本發明之電路配置7由圖4顯示之電路配置 演譯出，其中該高通濾波器HP2由下列等式（2〇)替換： HP2=1 -TP2 (20) 在此變化中，該輸出信號被供應於三個並聯分支。一分 支結合具有該基頻BF之下之一截止頻率f45之一低通濾波器 TP!，而另一分支結合具有該基頻bf之上之一截止頻率k之 一低通濾波器TP2。一加法器Αι亦被饋送該低通濾波器丁匕 之反向輸出信號且其輸出信號被供應於一放大器元件V，， 該加法器被配置於該低通濾波器ΤΡι之後。該放大器元件' 之輸出仏號為該電路配置之一輸出信號，而該電路配置之 另一輸出信號由該加法器A:形成，該加法器被饋送三輸入 信號’即該低通濾波器TP!之輸出信號、該低通濾波器τρ2 之輸出信號以及該反向輸入信號uin。 下列等式為圖7之該等輸出信號υ^π及u。—獲得：

Uouti - (ΤΡι - HP2) * Uin = (ΤΡι - (1 - ΤΡ2» * Uin = 现狁)_ * Uin (21) = Π (1 + j G7a)(l + j 〇7b) ’ 84490 -17- 200306068 (22) = (11)

Uout2 = (TPl-TP2)*Uln= —jg^-：a)_*T， (1 +jc?a)(l +j 说）m 可以清楚地明瞭，經過轉換之後，等式（21)及（22)相當於 圖4之等式（10)及（11)(圖19之振幅特徵）。對圖7顯示之如本 發明之電路配置而言，90。之常數相位移位準則亦因此被既 定。 圖8至圖14係關於用以相位移位之電路配置，其中與先前 圖式比較亥分支點被分接以及二並聯分支被饋送已經相 互私位之輸入#號’因為該等信號相位差之值為9 〇。。此意 我為及Uout2為相同頻率及相同振幅之信號，但是具有 一不同相位位置。此類信號可以被產生，例如，如圖8所示， 當下轉換RF接收信號為一較低中間頻率時。該收信號 URF被應用至一第一混合器階段μs i之輸入。除此以外，此 混合器階段接收該振盪器信號，該信號為同相，以及藉由 乘法形成該輸出信號Uin0。UinG具有與該接收之信號相同之 調變’但是具有一較低中間頻率ZF。該第二分支包括一第 二混合器階段MS:，除了該輸入信號URF以外，其接收相同 振盪器頻率之9〇。相位移位之振盪器信號。該輸出信號% 由乘法形成以及亦具有與該接收之信號URF相同之調變， 但是具有一較低中間頻率ZF。與該接收之信號之頻率無關， 該混合器階段之後之相位差總是為90。。該振幅保持不變以 及相同於UinQ與Uin9()。此結果由個別混合器階段之—正弦以 及一餘弦信號之乘法形成。 該相位差由下列方式形成。 84490 -18- 200306068 對

Uin° 二 lUin〇l*C〇Scp 以及

Uin9G。|Uin9。丨*Sincp 而言，

Uin9G相對於uinQ被相位移位-90。。 對 uin。= |Uin〇|*COS(p 以及 而言，

Uin9〇 = |Uin9〇|*sin(-9)

Uin9G相對於UinQ被相位移位+9〇。。 相，已經移位90。之該等輸出信號UinQ及在該等圖式 之認等電路配置中相位移位另一 9〇。，所以一輸出信號^ 及另一輸出信號UouM被獲得相互相位移位180。。該二輸出 信號义相對於Uin、UinG或是之相位位置不重要。它們 藉由加法态或是一減法器加以組合以及形成該鏡抑制電 路、輪出彳。號UQut。依據一加法或是一減法是否被執行以及

Uin9G疋否相對於UinG被相位移位正或負90。，UQut相當於該放 大之Uln(夺見圖1 5)或是相當於該遮沒之Ui n(參見圖2 1或 22)。 0 8 ,、、員示如先别技藝之圖1所示之用以相位移位之電路配 置1之一應用。在圖8所示之電路配置8中，該輸入信號vrf 於分支點Z被供應於二分支上，其中該信號起初與一振盪器 84490 -19. 200306068 信號sin(a)Gt)、cos(coGt)混合。如參考圖1所說明，該電路配 置8具有缺陷為具有一相位差18〇。之該等輸出信號UQUt3及 u。—僅可以為一或最多二中間頻率ZF而產生。參見圖16及 17 〇 圖9顯示如先前技藝之圖2所示之用以相位移位之電路配 置2之一應用。如參考圖2所說明，圖9顯示之電路配置9產 生介於Ant3及u〇ut4之間所有頻率中間頻率ZF之一 1 80。之相 位移位’但是該振幅與輸入信號比較被強烈衰減以及只有 於該基頻時之11。^及UQut4為相等大小。該等輸出信號之等 式（23)及（24)類似於等式（1)及（2):

Uout3 = TP3*Uin0= —^：— *UinO (23) (1 + JQ7C)

Uout4 = HP3*Uin90= ^— * Uin90 (24) (1 + jcTC) 一理想鏡抑制之準則為·· uQUt3及UQUt4具有相同振幅以及 相位相互被移位180。。由於Uin()&uin90相位已經相互被移位 90。以及等式（23)之分子純粹為實數且等式（24)之分子純粹 為虛數’△ 0 =180。之準則以相同分母被完成。然而，振幅 之等式只達成一次，如圖1 8之振幅特徵所示。 假使如圖2及圖3之用以相位移位之電路配置2、3為如圖 8、圖9之—鏡抑制電路8、9之一部分時，只有一鏡頻率被 抑制而非所有的鏡頻帶。該傳送函數以圖21之虛線曲線方 式顯示° 圖10頭不如本發明之解答，如圖3所示，於一鏡頻率抑制 兒路1 〇又應用。此圖中之該電路配置3之分支點Z被分接。 84490 -20- 200306068 該輸入信號uinQ現在被饋送至上分支以及供應於一分支點 X，而該輸入信號uin90被饋送至下分支以及供應至一放大器 元件V 3，接著供應於一分支點γ。 孩等輸出電壓之等式（25)及（26)為類似於等式（5)及0):

Uo«t3 = (APl - AP2) * Uin〇 =____2jg7(b-a) (1 +jQ7a)(l +jecfc)

*UmO

Uout4 = (APl + AP2) * Uin90 = —2(1 + G7ag7b) * f T (1 十㈣(l + j_ ° 該振幅特徵亦顯示於圖丨9中。 (26)« 2*(10) 亦如圖8或9之最新科技，該等輸出信號1;。…及u。…被分 別經由一加法器As或是一減法器加以組合。等式（2乃說明該 輸出信號: Uout = U〇ut3[Gl .(25)] ± U〇ut4 [G1 .(26)] =UinO(APl - AP2) ± Uin90(APl + AP2) HJ) 依據介於Uin〇及Uin9〇之間之相位差△ Φ之正負號，該輸出 仏號之傳送函數相當於圖1 5顯示之傳送函數或是相當於圖 2 1之實線曲線。 圖11 #員示如圖4終員示之本發明解答之一應用之一電路配置 Π。對該等信號Uin0、Uin90及Uout而言，相同於圖1〇之應用。 輸出信號Uout3、UQUt4之等式（28)及（29)類似於圖4，放大器 元件V3之增益a==1 : (28) «*(10) U-(TPl-TP2)*U'，(i+j=^*U_ (29) «*(11) 84490 -21 - 200306068 圖1 9顯示圖3及圖4之UQuti及u〇ut2以及亦顯示圖丨丨之u。… 及Uout4之振幅特徵。 輸出信號uQut之等式（30)為：

Uout = U_3[G1 .(28)] 土 U_4 [G1 .(29)] =UinO(TPl - HP2) ± Uin90(TPl — TP2) (3〇) 依據該加法器As之正負號，該傳送函數如圖22或是圖15。 當圖11之高通滤波器HP2由等式（31)替換時，圖12顯示之 電路配置12被獲得： HP2 = 1 -TP2 (31) 放大器元件V3之增益A=1之輸出電壓UQut之等式（32)為：

Uout = Uout3 土 Uout4 =UinoCTP! - HP2) 土 Ui—TP! - TP2) =Uin〇(TPl -(1- TP2)) ± Uin9〇(TPl — TP2) =TPl(UinO 土 Uin90) + TP2(UinO + Uin90) _ UinO (32) 再次依據該加法器A3之正負號，該傳送函數與圖1 5或是 圖21有關。UQUt3及UQUt4在此變化中不能被分接。 在圖13中，圖5顯示之電路配置5被使用為一鏡抑制電路 13。再次，一輸入信號Uin()被饋送至一分支以及一輸入信號

Uin90被饋送至另一分支。如上述，該輸出信號U—由UQUt3及 U〇ut4之相加或是相減而形成。類似等式（1 5)及（1 6) ’等式（33) 及（34)說明唉放大器元件Vi之增益A=2之該等輸出信號1]。^3 及 Uout4 · U〇ut3 = AP3*Uin90= —1+肌㈣—*Uin〇 (33)^(15) (1 +jc7C)(l +jcjc) (34)^(16)

Uollt4=：2 TPs HPs Un9° —(1 + j ㈣(1 + j ㈣ *u_ 該振幅特徵被顯示於圖2 0中。 84490 -22- 200306068 該輸出信號：U。^之等式（3 5)為： U〇ut4 = AP3 * Uin0 ± 2 * HP3 * TP3 * U_ (35) 依據該加法器之正負號，該A=2之傳送函數被顯示於圖i 5 以及圖2 1中而A>2之傳送函數被顯示於圖22中。 圖13顯示之配置由具有相等截止電壓之濾波器組成，所 以與其他電路配置比較之優點被獲得，即於一較小表面上 之一較高精確度之整合。 當等式（35)之該全通滤波器Ah以等式（36)替換時圖14被 獲得。 (36) AP3 = 2*TP3-1 此結果形成違放大為元件之增盈1以及該放大哭元件 V4之增益Α=0·5之該輸出電壓之等式（37):

Uout = ΤΡ3 * (2 * UinO ± 2 * ΗΡ3 * Uin90) - Uin〇 (37) 由於由電阻器組成之分壓器可以較放大器元件容易以及 便Jl地貫現’等式（3 7)被一半化，所以圖14顯示之電路配置 14如等式（38)地被獲得。 = TP3 * (UmO 土 HP3 * U_) - | * UinO (38) 該輸入信號之調變被維持。依據該加法器A2之正負號， 圖1 5及圖2 1顯示之特徵，該實線曲線被獲得於A= 1之傳送函 數以及圖22之振幅特徵獲得於A> 1。如本發明之具體實施 例，顯示於圖14，與圖8顯示使用具有不同截止頻率之二全 通濾波器之先前技藝比較，因為高通濾波器以及低通濾波 器之相同截止頻率，可以被更容易地實現為一電路。圖14 頭示之電路配置可以於一較小表面上以較大精確度整合。 84490 -23 - 200306068 圖15之圖式顯示有關下轉換之輸入信號之輸出信號放大 案例之傳送函數。該增益相對於頻率以dB描繪。顯示之曲 線之等式（39)通常為：

Uout Uin90 (39) |A|= Δ a =+90° 此具體實施例選擇之1 00 kHz之基頻形成範圍由大約1 〇 kHz至大約1 MHzt範圍之一頻帶中心。 圖15之圖式與圖1〇、η、12、13及14顯示之電路配置有 關。 圖16之圖式顯示具有41.4kHz之一截止頻率f9()之該全通濾 波器AP1以及具有242 kHz之一截止頻率f9Q之該全通濾波器 之相位變化，如圖1所假設。此外，該相位差 Δί = AR - AR (4〇) 被描繪。可以被清楚地明白該相位差之值為9〇。只對於1 〇〇 kHz之一頻率。圖16顯示圖1及圖8顯示之電路配置之相位 差’與先前技藝比較不是頻率常數。 圖17顯示之圖式顯示二頻率如何於如圖1顯示之先前技藝 被達成，該相位差為90。。此藉由選擇小於圖16之截止頻率 之全通濾波器AP!之一截止頻率以及全通濾波器At之一 稍較高截止頻率f%加以達成。當用以相位移位之電路配置 為一鏡頻率抑制電路之部分時，相位差為9〇。時之該等頻率 疋重要的，因為干擾#號僅於這些頻率被遮沒。直接在此 頻率上下之頻率，僅有一衰減。圖21之圖式代表相斟於該 84490 -24- 200306068 乂、率以dB為單位之抑制。以—虚線之方式顯示之該傳送函 數係W圖9有關而以-貫線之方式顯示之該傳送函數係與圖 8有關。可以清楚地明白遮沒在選擇之例子中於ι〇〇 之 頻率起效應。在此頻率上下之頻率，該衰減將為更小，而 ，、有王通濾波咨（貫線）< 電路配置產生一較佳衰減效應。圖 22之圖式代表如圖17顯示之一配置之傳送函數。實例已經 證明大於28 dB之一衰減已經足夠。關於顯示之函數，此意 義為孩頻帶被適當地抑制於大約7〇 kHz與大約13〇 kHz之 間。 鏡抑制電路被使用於，例如無線電接收器中。在此案例 中居接收之#號不僅由一單一接收頻率組成亦且由一頻 帶組成。如接收之可使用頻帶，一鏡頻帶在該混合器階段 应生’關於圖2 1之圖式顯示之一抑制不僅足夠亦且可能必 須具有圖22顯示之圖式之傳送函數之變化。 於圖1 8顯示之圖式中，振幅特徵相對於圖9以及圖2(其中 HP被替換於該函數（1_TP))顯示之先前技藝之電路配置之以 Hz為單位之頻率以犯顯示。該實線與該低通濾波器有關而 該虛線與該高通滤波器有關。基於該例子，該振幅特徵之 該等等式（41)及（42)則為： |A(TP)| = |A(HP)| =

Uoutl Uout3 Uin UinO (41)

Uout2 Uout4 Uin Uin90 (42) 可以清楚地明白二振幅僅有一交叉點，即例如選擇為一 例子之100 kHz之基頻。對6 dB之一振幅差而言，50 kHz至 84490 -25 - 200306068 200 kHz之標示之頻帶在此例子中被獲得。 在圖1 9顯示之圖式中，該振幅特徵相對於如本發明之電 路配置·之以Hz為單位之頻率以dB為單位顯示，如圖3、4、7、 10以及11所示。二振幅特徵再次於100 kHz之基頻為相等。 然而’差異為6dB之振幅差結果形成一較寬頻帶，在此例子 中為大約27 kHz至373 kHz之一頻帶。等式（43)及（44)說明 該電路配置之該等上下分支之衰減。 |A(第一分支# (43)

Uin UinO |A(第二分支)卜# = # (44)

Uin Uin90 圖2 0之圖式顯示該振幅特徵相對於如圖5、6以及1 3所示 之如本發明之一電路配置之以Hz為單位之頻率以dB為單位 頭示。该振幅相等性再次發生於1 〇〇 kHz之選擇之基頻。以 6 dB振幅差限制之頻帶如圖19之振幅差之寬，即由大約27 kHz至大約 373 kHz ° 圖2 1顯示，如先前技藝，該傳送函數之一圖式 |A|

Uout Uout Uin Uin90 (45) Δ a =-90° 僅有一遮沒。此遮沒亦視為凹口以及當Τί 、 两、ια3 久 U〇ut4< 二 振幅相等時發生，以虛線之方式顯示之傳送函數相當於圖9 之U〇ut，亦即相當於具有該等具有相等截止頻率之一高通滤 波為以及一低通滤波器之先前技藝。以實線之方式顯示之 傳送函數相當於圖8之輸出信號UQllt，亦即具有二全通滤波 84490 -26 - 200306068 器之電路配1。當假設該抑制必須至少負28 dB或是更少 時，僅有一窄區段為具有該高通/低通濾波器配置之鏡抑制 獲得之一頻帶。對如先前技藝之具有全通濾波器之電路配 置而言，大約70至120 kHz，亦即大約5〇 kHz之一頻帶被獲 得。 圖22顯示，如先前技藝，具有二凹口之傳送函數之一圖 式。該等凹口被移位至該基頻之上以及之下。介於之間， 該傳送函數增加。當然保持在小於負2 8 dB之一值，該值已 經證明為該實際具體實施例之限制值。該傳送函數之等式 (45)已經在上文說明。圖22之圖式與圖10顯示之電路配置有 關，V3之一增盈A>1 ;圖11之V3之一增益A>1 ;圖12之V3之 一增益A>1 ;圖13之V3之一增益A>2 ;以及圖14之V3之一增 A> 1 〇 圖23為一相互相位移位信號之振幅匹配之一方塊圖。該 相位差較佳為90。或是1 80。。該振幅匹配僅藉由量測一信號 以及更進一步以一不變形式供應該信號，以及藉由量測以 及控制另一信號而起效應。二振幅就僅其值被涉及匹配， 所以該差異非常小或實際上為〇。此方塊圖可以在例如，圖 2至7所π之用以相位移位之一電路配置之後被使用。該等 相位移位器之該等輸出信號U〇uu及UQut2在此案例將為二相 互90和位之信號。由於圖23顯示之振幅匹配，該振幅偏 差’藉由使用該等分支之濾波器而產生，幾乎被補償。例 如，由於衰減之一分支之一振幅偏差因為使用具有不同截 止頻率《一高通濾波器或是一低通濾波器或是二並聯配置 84490 -27- 200306068 之全通滤波器之結果而發生。振幅誤差因此發生於，例如， 如圖2至圖7之相位移位器中。然而，圖23顯示之電路配置 亦可以使用於改良如圖9、1 〇、11以及1 3所示之一電路配置 之鏡頻率抑制。在此案例中，該等二丨8〇。相位移位之之輸 出#號為用於抑制該鏡頻率之一電路產生之該等信號 u ^ out3 及u。—。當ϋ—之加法器幾乎被分離時][；〇_可以被分 接。孩等二信號（U_i及U〇ut2或是υ_3及ϋ_4)起初在一整流 器心中被整流，&以及該等二信號^及〜以該信號％由該 仏號Us減去之方式被經由一加法器組合。該加法器之輸出 仏唬U!被應用至一積分器J。由於一般相互比較之該等二信 號僅具有一小振幅差，所以％通常為小。該積分器包括具 有只貝上為〇之一非常低截止頻率以及在大約頻率之一 同増盈 < 一低通濾波器。該積分器〗由信號改變之部分釋放 。孩二整流器Ri、、加法器以及積分器〗幾乎形成該等

或Uout3相同之值為止。

84490 明之用以相位移位 一一起使用，因為 -28- 200306068 在此案例中具有少於先前技藝 路配置相當簡單以及可以在_ 被實現，因此，為低成本。 之重新調整。圖23顯示之電 小表面上以相當準確之方式 k罔八間平說明j 本發明現«參考„加以說明。下列定義將被使用： Uin 輸入信號

Uoutl ^ Uout2 相位移位Δ必=90。之輸出信號，其中 相對於於uin之相位位置不重要

Uin〇 ' Uin90 具有相同振幅以及相同頻率之輸入信 號，其中該相互相位移位為| △ α卜90。

Uin()及Uwo 在例如混合态階段中被產生，如圖8所 不。為清楚說明之緣故’ i們由圖9至圖14之產生器產生 U〇ut3 ^ Uout4 相互相位位置為△ 0=180。之輸出信 號，其中相對於於UinQ及Uin9G之相位位置不重要 u0、Ui、…u5 用於幅匹配之信號

Rj ^ R2 整流器 I 積分器 BF 基頻=該ZF帶之中心頻率 ZF UinG及Uin90之中間頻率，它們在該頻 率被下轉換，例如在一混合器階段 TP1 具有該基頻BF之下之一截止頻率f45 之低通濾波器 τρ2 具有該基頻BF之上之一截止頻率f45 之低通濾波器 84490 -29- 200306068 TP. J — f45之低通濾波器 具有相當於該基頻B F之一截止頻率 HP! 之高通濾波器 具有該基頻BF之下之一截止頻率f45 hp2 之高通濾波器 具有該基頻BF之上之一截止頻率f45 hp3 f45之高通濾波器 具有相當於該基頻BF之一截止頻率 AP, 之全通濾波器 具有該基頻BF之下之一截止頻率f9〇 ap2 之全通濾波器 具有該基頻BF之上之一截止頻率f9Q ap3 fgo之全通滤波器 具有相當於該基頻B F之一截止頻率 Vi 具有一增益A之放大器元件1至i ·· A>2 V2 V3 A>1 V4 Α=〇·5 MS1 之混合器階段 具有一正弦函數之輸入信號被混合 ms2 之混合器階段 具有一餘弦函數之輸入信號被混合 Φ 由該等濾波器造成之相位移位 84490 -30- 200306068 Δ a 轉換造成。△ 介於uin〇及Uin9G之間之相位差，由下 否為前H α可以為+9G。或，。。該負號與Uu。或U 寸及疋尾隨有關 | △ α 丨=9〇〇 撕罢& m 使用如本發明之用以相位移位之電路 0己置為用以批 、

外制孩鏡頻率之條件 L

URF X Y Y G 振盪器頻率ω Q=2 7Γ心 電壓無線電頻率=RF電壓 UinQ之分支點 Uin9()之分支點 uin之分支點 ^ 為產生說明之頻率之一信號之產生

器之一例子，_L 、 對相位移位而言，其可以為由一天線接收之 信號，例如，+1 邊相位移位器或是該鏡頻率抑制之一混合器 階段之一輪出信號 ^、先的技藝’圖1及圖2顯示用於相位移位之電路配置； Θ及圖9㉝員示用於鏡頻率抑制之電路配置·， 士本餐明之相位移位之解答被顯示於圖3、4、5、6及7中。 如本發明之鏡頻率抑制之解答被顯示於圖8、9、1 〇、11、 12、13 及 14 中。 圖15顯示該增益傳送函數； 圖16為具有相位差之先前技藝圖式，該相位差僅達到-90。 值一 /入以及圖17為顯示一相位差之一圖式，該相位差達到-90°值二次； 圖1 8為顯示具有一高通濾波器以及一低通濾波器之振幅 84490 -31 - 200306068 特徵之一先前_技藝圖式； 圖1 9為顯示如本發明之一解答之振幅特徵之一圖式； 圖20為如本發明之解答之另一變化之振幅特徵之圖式； 圖2 1為顯示僅具有一遮沒點之傳送函數之先前技藝圖 式； 圖22為顯示具有二遮沒點之傳送函數之先前技藝圖式； 以及 圖23為如本發明之振幅匹配之一方塊圖。 【圖式代表符號說明】 1、2、3、4、電路配置 5、6、7、8、 8 、 11 、 12 、 14 10、1 3 鏡頻率抑制電路

Uin、uinQ、輸入信號 Uin9〇 U0ut、U0utl、輸出信號 U〇ut2 Λ U〇ut3 U〇ut4 APi、AP2、全通濾波器 ap3 X、Y、z 分支點 G 產生器 TP^TP^TPg低通濾波器 84490 -32- 200306068 HP〗、HP2、 南通滤波器 hp3 Ai 、 A2 、 A3 加法器 Vi 、 V2 、 V3 放大器元件 URF 射頻接收信號 Φ 相位移位 Δ a 相位差 Ri、R2 整流器 I 積分器 U0、Ui、u2、用於相位匹配之信號 u3、u4、u5 -33 - 84490

Claims (1)

1. 200306068 拾、申請專利範圍： 1 · 一種電路配置’由一輸入信號Uin開始，產生9〇。相位移位 之二輸出信號及Uout2，其中該輸入信號Uin具有一基 頻BF以及經由一分支點被供應於二並聯分支上；具有小 於该基頻BF之一截止頻率f9Q之一第一全通濾波器ΑΡι被配 置於第一分支中，以及具有大於該基頻BF之一截止頻率f9〇 之一第一全通漉波器AP2被配置於第二分支中，其特徵為 一第二全通濾波器，其頻率f9G在該基頻那之上，被配置 為並聯於第一分支之第一全通濾波器ΑΡι，以及該等二並 聯次分支經由一加法器或是一減法器組合，以及其輸出信 號為U。^以及一第二全通濾波器，其截止頻率k在該基頻 BF之下，以及其輸出信號為u_2，被配置為並聯於第二 分支之第二全通濾波器ap2，以及該等二並聯次分支經由 一加法器組合。 2·如申請專利範圍第丨項之電路配置，其特徵為配置為並聯 於第一分支之第一全通濾波器APii全通濾波器與第二分 支配置之全通濾波器AP2為相同類型。 3.如申請專利範圍第i或2項之電路配置，其特徵為配置為並 聯於第二分支之全通濾波器ap2之全通濾波器與全通濾波 益八卩丨為相同類型。 4· 一種電路配置，由一輸入信號1;^開始，產生9〇。相位移位 之二輸出信號Uquu及u_2，其中該輸入信號具有一基 頻BF以及經由一分支點被供應於二並聯分支上；其特徵 為具有低於該基頻BF之下之一截止頻率f45之一低通濾波 84490 200306068 器τρ 1以及具有該基頻bf之上之截止頻率f45之高通濾波器 HP2被配置於第一分支中相互並聯；其特徵為該低通濾波 斋τρ 1以及該咼通濾波器HP2之二輸出被經由一加法器/減 法器組合，以及其輸出信號相當於;以及其特徵為具 有與第一分支相同之截止頻率之一低通濾波器TPi被配置 於第二分支中與具有與第一分支之高通濾波器hp2相同截 止頻率f45之一低通濾波器TP2並聯；其特徵為該二輸出被 經由一加法器/減法器組合，以及其輸出信號相當於 。 5. —種電路配置，由一輸入信號Uin開始，產生9〇。相位移位 《二輸出信號Uoutl及Uout2 ’其中該輸入信號uin具有一基 頻BF以及經由一分支點被供應於二並聯分支上；其特徵 為具有相當於該基頻BF之一截止頻率k以及其輸出信號 相當於輸出信號υ〇ιι11之一全通濾波器AP被配置於第一分 支中’以及其特徵為具有相當於該基頻BF之一截止頻率 之一南通濾波器HP、具有相當於該基頻BF之一截止頻率 之一低通濾波器TP以及一放大器元件 '被串聯配置於第 二分支中，以及其特徵為該放大器元件之輸出信號為 U〇ut2 6. —種電路配置，由一輸入信號uin開始，產生9〇。相位移位 之二輸出信號uQUtl及u。^，其中該輸入信號uin具有一基 頻BF以及經由一分支點被供應於二並聯分支上；其特徵 為具有相當於該基頻BF之一截止頻率L之一低通滤波器 TP、具有相當於該基頻BF之一截止頻率。之„高通滤波 器HP以及一放大器元件V3被串聯配置於第二分支中，其 84490 -2- 200306068 中孩放大器:元件之輸出信號為，以及其特徵為該第一 分支結合一加法器，其輸入信號之一由配置於第一分支之 一放大器元件V2形成以及其另一輸入信號相當於該第二分 支之低通濾波器產生之輸出信號，以及其特徵為該加法器 之輸出信號為υ_2。 7. —種電路配置，由一輸入信號卩^開始，產生9〇。相位移位 之二輸出信號uoutl及υοια2，其中該輸入信號Uin具有一基 頻BF以及經由一分支點被供應於二並聯分支上；其特徵 為具有低於該基頻BF之一截止頻率f45之一第一低通濾波 器TP!、一第一加法器〜以及一放大器元件 '被串聯配置 於第一分支中，其中該放大器元件v3之輸出信號為U。^ ; 以及其特被為具有南於該基頻B F之一截止頻率f 4 5之^一低 通濾波器TP2與一第二加法器a2被串聯配置於第二分支 中，其中該第二加法器a2之輸出信號為υ(ηα2，其特徵為該 第一加法器Ai之第二輸入信號為第二分支之低通濾波器 TP2之輸出信號，其特徵為該第二加法器八2之第二輸入信 號為第一分支之低通濾波器ΤΡι之輸出信號，以及其特徵 為該第三輸入信號為反向輸入信號uin。 8 · —種用以抑制鏡頻率之電路配置，其中該二輸入信號u 〇 及Uin9〇具有相同之中間頻率ZF、相同之振幅以及之一相 位差△ α =90。且各自被供應至一分支，其中具有小於該中 間頻率ZF之一截止頻率^之一全通濾波器APi被配置於第 一分支中，其中uinG被供應；其中具有大於該中間頻率ZF 之一截止頻率^之一全通濾波器AP2被配置於第二分支 84490 200306068 中其中Ufcn9〇被供應；其特徵為一第-入 、人〜 、行试為弟—全通遽波器被配置 為並％於第一分支之該Α 以及 -、由哭少-认丨 刀支又此二全通濾 波…輪出信號被經由一第一加法器 '組合，一第二全 配置為並聯於第二分支之該全通遽波器a以 刀支之此二全通漉波器之二輸出被應用至一第二加 法斋A:，以及其特徵為該二加法器 經由另一加法器依序组合。 *及心二輸出信號 9.如申請：利範圍第8項之電路配置，其特徵為一放大器元 件vs在第二分支中被配置於該分支點之前。 瓜如申請專利範圍第8或9項之電路配置，其特徵為第一分 支4二全通遽波器與第二分支之全通滤波器Ap2為相同 類型，以及其特徵為第二分支之第二全通遽波器與第一分 支之全通濾波器AP!為相同類型。 η·一種用以抑制鏡頻率之電路配置，其中該二輸入信號Uin。 及Uin9。具有相同之中間頻率以、相同之振幅以及之相: 差^=90。且各自被供應至一分支，其中Uln0被供應至第 刀支以及Uin9Q被供應至第二分支；其特徵為具有低於該 中間/員率ZF之一截止頻率4〇之_低通濾波器以及並聯 之具有高於該中間頻㈣之—截止頻率f45之-高通遽波 器HP2被配置於第一分支中；以及該低通滤波器之輸出以 及該高通濾波器之輸出被經由—加法器/減法器組合，該 加法器/減法器之輸出信號被供應至一較寬加法器/減法 态，以及其特欲為具有低於該中間頻率之一截止頻率k 之一低通濾波器TP,以及並聯之具有高於該中間頻率ZF之 84490 -4- 200306068 截止頻率L之一低通滤波器丁匕被配置於第二分支中；以 2 4 一低通濾波器之輸出信號被經由一加法器/減法器組 白）加去态/減法态之輸出信號形成該加法器/減法器a3 之第二輸入信號以及A之輸出信號 。 J 4 out 12.如申請專利範圍第u項之電路配置，其特徵為一放大器 元件vs在第二分支中被配置於該分支點之前。 13·—種用以抑制鏡頻率之電路配置，其中該二輸入信號 及具有相同之中間頻率ZF、相同之振幅以及相位差 △ α -90。且各自被供應至一分支，其中被供應至第一 分支以及％_被供應至第二分支；其特徵為一第一加法器 Α!及具有低於該中間頻率ZF之一截止頻率^之一低通濾 波器TPl被串聯配置於第一分支中；其特徵為一放大器元 件Vs、一第一加法器a〗以及具有高於該中間頻率ZF之一 截止頻率匕5之一低通濾波器TP2被串聯配置於第二分支 中；其特徵為該第一加法器\之第二輸入信號為該放大器 元件V3之輸出信號；其特徵為該第二加法器、之一輸入 信號為uinG ;以及其特徵為該輸出信號由具有三輸入之一 加法益形成，其中該第一輸入信號為低通濾波器TP ^之輸 出信號’該第二輸入信號為該低通濾波器TP2之輸出信號 以及該第三輸入信號為U.。 1 η0 14. 一種用以抑制鏡頻率之電路配置，其中該二輸入信號 及Uin9〇具有相同之中間頻率ZF、相同之振幅以及相位差 △ α =90。且各自被供應至一分支，其中uinG被供應至第一 分支以及Uin9G被供應至第二分支；其特徵為具有相當於該 84490 200306068 中間頻㈣之-截止頻率f9Q以及其輪_號為㈣_ 路配置之輸出信號之一加法器/減法哭 "私 弟一輛入信號之 一全通濾波器AP被配置於第一分彡由·、 ，以及其特徵為具 有相當於該中間頻率ZF之一截止頻遂f 、 、 〈一高通濾波器 HP、具有相當於該中間頻率以之—截止頻率k之—低通 濾、波器TP以及一放大器元件Vi被串聯配置於45第二分= 中；以及其特徵為該放大器元件'之輸出信號為該加法器 /減法器之弟二輸入信號。 15·—種用以抑制鏡頻率之電路配置，其中該二輸入信號^ 〇 及具有相同之中間頻率ZF、相同之振幅以及之相: 差△ α=90。且各自被供應至一分支，其中u皮供應至第 一分支以及被供應至第二分支；其特徵被分支 以及被應用至一放大器元件％以及該加法器Αι ;其特徵 為被應用至一放大器元件'以及之後被應用至具有相 當於該中間頻率ZF之一截止頻率之一高通濾波器Hp以及 接著經由該加法器A〗與其他輸入信號組合以及其特徵為該 第一加法器Aii輸出信號被供應至具有相當於該中間頻率 ZF之一截止頻率之一低通濾波器τρ以及其輸出信號為 一第二加法器Α2之一輸入信號以及另一輸入信號為該放大 斋元件V4之輸出信號，以及該第二加法器Α2形成該輸出 信號U_。 16·如前述申請專利範圍任一項之電路配置，其特徵為該放 大器元件Vi具有A^2之一增益。 17·如前述申請專利範圍任一項之電路配置，其特徵為該放 84490 200306068 大咨元件Va具有Ai〇.5之一增益。 18. 如^j述中請專利範園任—項之電路配置，其特徵為該放 大洛元件V3具有A匕1之一增益。 19. 如㈣中請專利範圍任―項之電路配置，其特徵為該放 大益元件V4具有Α=0·5之一增益。 2〇· 一種匹配二信號振幅之方法，該等信號較佳為90。相位移 位，特別是如申請專利範圍第丨至7項中任一項之電路配置 之該等輸出信號U。⑴及U_2，其特徵為二輸出信號!及 被分別供應至整流器&、a?，分別產生一整流之信號 %及％，其特徵為介於該等信號U4、u5之間之一差異A 被產生以及此差異U!供應用至一積分器I。 21. 如申請專利範圍第20項之方法，其特徵為該積分器〗產生 一輸出信號I；2,其與一參考信號％ 一起被供應至一加法 器以及其輸出信號UG+U2分別形成該等輸出信號U。…及 u〇ut2之控制值，該控制值以及該等輸出信號u 及u 。〇 u 11 /入 u 〇 u 12 被供應至一控制元件、一混合器或是一乘法器。 22. —種匹配二信號振幅之方法，該等信號較佳為。相位 移位’特別是如申請專利範圍第8至丨4項中任一項之電路 配置之該等輸出信號U。^及U。-，其特徵為二輸出信號 Ucnu3及U。—被分別供應至整流器\，分別產生一整流 之信號U4及U5，其中介於該等信號u4、u5之間之一差異4 被產生以及此差異％被應用至一積分器J。 23. 如申請專利範圍第22項之方法，其特徵為該積分器〗產生 一輸出信號U2，其與一參考信號Uq 一起被供應至一加法 84490 200306068 器以及其輪出十 Uout4之一控制值 信號u0+u2分別形成該等輸出信號UQut3及

   土 接制元件、一混合器戒是一乘法器。 一接制元件、

   d乘去為之輸出信號相當於其控制之輸入信號。 25· —種電路配置，特別是用以執行如申請專利範圍第2〇至24 項中任一項之方法，其特徵為該積分器I具有一低截止頻 率以及近似該截止頻率之一高增益。 26·如申請專利範圍第11至15、22或23項中任一項之電路配 置於一無線電或是電視接收器之使用。 84490