SE516955C2 - Abonnentenhet för trådlöst, digitalt abonnentkommunikationssystem - Google Patents

Description

516 955 âïïfiïï: 2 Föreliggande uppfinning åstadkommer en billigare abonnentenhet. Abonnentenheten enligt föreliggande uppfin- ning innefattar organ för kodkonvertering av en digital röstinsignal för àstadkommande av digitala insymboler; or- gan för FIR-filtrering av de digitala insymbolerna; organ för modulering av en digital mellanfrekvenssignal med de filtrerade insymbolerna för àstadkommande av en modulerad mellanfrekvensinsignal; organ för behandling av den modu- lerade insignalen för överföring till basstationen: organ för demodulering av en utsignal som mottagits från bassta- tionen för àstadkommande av digitala utsymbolerí och organ för syntetisering av en digital röstutsignal fràn de digi- tala utsymbolerna; varvid abonnentenheten innefattar ett FIR-chips för utförande av FIR-filtreringen av de digitala insymbolerna; ett DIF-chips för digital syntetisering av den digitala mellanfrekvenssignalen och för utförande av moduleringen av den digitala mellanfrekvenssignalen; och ett enda processorchips för utförande av kodkonverteringen av den digitala röstinsignalen, för utförande av demodule- ringen av den utsignal som mottagits från basstationen, och för utförande av syntetiseringen av de digitala utsymbolerna.

PIR-chipset utför den FIR-filtreringsfunktion som im- plementerades av mjukvara i modemprocessorn hos den ovan beskrivna abonnentenheten enligt teknikens ståndpunkt. Ge- nom att flytta den tidskrävande sänd-FIR-filtreringsfunk- tionen ut från modemprocessorn och genom att utföra demo- duleringsfunktionen med samma processor som utför bas- bandsbehandlingsfunktionen, erfordras endast ett proces- sorchips.

Organet för digital syntetisering av den digitala mellanfrekvenssignalen är en direktdigitalsyntetisator (DDS) som innefattar organ kopplat till processorchipset för ackumulering av fasdata som àstadkommes av processor- chipset för att ange en förutbestämd mellanfrekvens; och organ för behandling av ackumulerade fasdata för att alst- ra den digitala mellanfrekvenssignalen vid den förutbe- v. . a ø q n o S16 955 3 stämda mellanfrekvensen. Föreliggande uppfinning förser således abonnentenheten med ny funktionalitet som inte fanns i den ovan beskrivna abonnentenheten enligt tek- nikens ståndpunkt, genom att direktdigitalsyntes medger utomordentligt flexibel avstämning av abonnentenheten. I den ovan beskrivna abonnentenheten enligt teknikens ståndpunkt var avstämningen begränsad till en ändlig upp- sättning kanaler stegvis åtskilda i steg om 25 KHz. Även frekvensskillnaden mellan sändning och mottagning var fast vid 5 MHz. DDS-funktionen hos DIF-chipset tar bort dessa begränsningar och medger därigenom stöd av andra typer av kanalseparationer eller TX/RX-förskjutningar med minimal eller ingen modifiering av abonnentenhetens hårdvara.

I enlighet härmed åstadkommer DIF-chipset en fullt modulerad, digital IF-signal som kan syntetiseras digitalt vid vilken som helst av ett flertal olika, förutbestämda IF-frekvenser; och finupplösningsfrekvensjustering kan ås- tadkommas i DIF-chipset för att medge frekvensspárning av den utsignal som mottas från basstationen. Dessa två egen- skaper låter abonnentenhetens radio innehålla endast en fast frekvens LO-referens och eliminerar behovet av en RF- syntetisator. Dessa två egenskaper låter också primärfrek- vensreferensen i abonnentenheten vara fast, varvid all av- stämningsjustering utförs av DIF-chipset.

En direktdigitalsyntetisator är stabil och lätt att tillverka. Fasbrusspecifikationer kan tillgodoses utan be- hov av en dyr och komplex radiofrekvenssyntetisator med faslåst slinga (PLL-RF-syntetisator). DDS-egenskapen åstadkommer frekvensrörighet inom IF-bandet och åstadkom- mer lättare frekvensmodifikationer för drift i andra band.

En annan egenskap hos föreliggande uppfinning är att FIR-chipset innefattar organ för alstring av timingsigna- ler för timing av processorchipsets kodkonverteringsope- ration och operationen för syntetisering av den digitala röstutsignalen. . 516 955 -::.j:-.;,';'= 4 Emellertid utför processorchipset demoduleringen av den utsignal som mottagits från basstationen oberoende av de timingsignaler som alstras av FIR-chipset. Processor- chipset mottar utsignalen i enlighet med de timingsignaler som alstras av FIR-chipset, och mellanlagrar den mottagna utsignalen för demodulering, och låter därigenom proces- sorchipset utföra demoduleringen när det inte utför kod- konverterings- och syntetiseringsoperationerna.

Föreliggande uppfinning reducerar också tillverk- ningskostnaderna genom att innefatta en kombination av ett långsamt minne kopplat till processorchipset för lagring av behandlingskoder som används av processorchipset\dá koderna inte behöver opereras med nollväntetider; och ett snabbt minne kopplat till processorchipset för temporär lagring av behandlingskoder som används av processorchip- set dá koderna opereras med nollväntetider. Snabba läs- och skrivminnen (med nollväntetid) och snabba, raderbara läsminnen med samma chipsdensitet är mycket dyra. För att minska kostnaderna kan processorkoderna vara lagrade i ett långsamt, raderbart läsminne (med ett eller flera vänte- tillstànd), och då procedurerna måste köras med nollvänte- tid kan koderna uppladdas från det långsamma minnet till det snabba minnet och köras därifrån.

Ytterligare egenskaper hos föreliggande uppfinning beskrivs i samband med beskrivningen av den föredragna ut- föringsformen.

Fig 1 är ett blockschema över en föredragen utfö- ringsform av abonnentenheten enligt uppfinningen.

Fig 2 är ett blockschema över det FIR-chips som är inkluderat i den utföringsform som visas i fig 1.

Fig 3 är ett blockschema över det DIF-chips som är inkluderat i den utföringsform som visas i fig 1.

Fig 4 visar de behandlingsuppdrag som utförs av det processorchips som visas i utföringsformen i fig 1.

Fig 5 visar de behandlingsrutiner som är inkluderade i den modembehandlingsuppdrag som visas i fig 4. 516 C955 DEFINITION AV FÖRKORTNINGAR OCH AKRONYMER Det följande är en definition av förkortningar och akronymer som används häri: A/D AGC ASIC BPSK CCT CCU CRC DAC DDS DIF DIP DOR DPSK DSP EPROM FIR I/O LSB MPT MSB MUX PCM PLL PWM OPSK RAM RCC RELP RF ROM analog till digital , automatisk förstärkningsreglering applikationsspecifika integrerade kretsar (kundanpassad krets) binär faslägesstyrning kanalstyruppdrag kanalstyrenhet cyklisk redundanskontroll D/A-omvandlare direktdigitalsyntetisator digital mellanfrekvens tváradskapsel datautsignal klar ("Data Output Ready") differentialfaslägesstyrning digital signalbehandling raderbart läsminne andligt impulssvar in/ut minst signifikant bit modembehandlingsuppdrag mest signifikant bit multiplexor pulskodmodulering faslást slinga pulsbreddsmodulering kvadratfaslägesstyrning läs- radiostyrningskanal och skrivminne resterande, alstrat linjärprediktiv ("Residual Excited Linear Predictive") radiofrekvens läsminne u snusa: . .u u. « . u .. - n" o." n n ~ u - Q - .f q n o s u» .n . _ _ - u . u n - . I 1 . ø v v o v u ~ a n, n. . v n' u - u n ~ . a n v I n v u n n . n v a o n - . 1 - I n n n n" . u v . n u. - 6 RX mottaga RXCLK mottag klocka RXSOS mottag luckbörjan SCT abonnentstyruppdrag SLIC krets för abonnentlinjegränssnitt SPC signalbehandlingsstyrning SPT signalbehandlingsuppdrag SPTCTL styrenhet för signalbehandlingsuppdrag SSB klykkontaktsamplingsbuffert TDM tidsmultiplex TX sända, överföra TXCLK sänd klocka UART seriegränssnitt VLSI mycket storskalig integration (VLSI) XOR antingen-eller (XOR) Med hänvisning till fig 1 innefattar en föredragen utföringsform av abonnentenheten enligt föreliggande upp- finning en telefongränssnittskrets 10, en SLIC-kodar/av- kodarkrets ll, ett processorchips 12, ett snabbt minne 13, ett långsamt minne 14, en adressavkodare 15, ett FIR-chips 16, ett DIF-chips 17, en D/A-omvandlare 18, en A/D-omvand- lare 19, en radio 20, en signalaggregatkrets 21 och en oscillator 22.

FIR-chipset 16, som är ett ASIC-chips, bildar gräns- snitt mot DIF-chipset 17 medelst ledningar 23 och 24, till processorchipset 12 medelst en processorbuss 25 och en ledning 26, till A/D-omvandlaren 19 medelst en ledning 27, till SLIC- och kodar/avkodarkretsen 11 medelst en ledning 29, till radion 20 medelst en ledning 30, och till signal- aggregatkretsen 21 medelst en ledning 31.

Telefongränssnittskretsen 10 bildar gränssnitt med en telefon 32, som omvandlar ljudvàgor till en röstinsignal, och omvandlar en röstutsignal till ljudvàgor.

SLIC- och kodar/avkodarkretsen 11 är kopplad till te- lefongränssnittskretsen 10 för omvandling av röstinsigna- len till en digital basbandsinsignal, som matas till pro- cessorchipset 12. nu un: u u uu uu u u u u u u u u u uu - u u u u u u u u . u u u u o I u o u u g u u u u »uu uuu u u .uu u u u u . u u u u u u uu u u u u u u u u u u u u u uu uuuu u uu v u uu uu 7 I en alternativ utföringsform (ej visad) bildar pro- cessorchipset också gränssnitt direkt mot ett UART för al- ternativ mottagning av digitala insignaler och sändning av digitala utsignaler direkt från resp till en I/0-enhet för digitala signaler.

Processorchipset 12 innefattar en digitalsignalpro- cessor av modell TMS32OC25, vilken kodkonverterar den di- gitala basbandsinsignalen i enlighet med en RELP-algoritm för att åstadkomma digitala TX-datainsymboler på proces- sorbussen 25. Användningen av en digitalsignalprocessor för utförande av en RELP-algoritm beskrivs i den interna- tionella patentansökan nr PCT/US85/02168 med det interna- tionella publiceringsnumret WO86/02726, publicerad den 9 maj 1986.

FIR-chipset 16 FIR-filtrerar de digitala insymboler- na och åstadkommer I,Q-data till DIF-chipset 17 på led- ningarna 24.

DIF-chipset 17 interpolerar de filtrerade, digitala insymbolerna, och modulerar en digital mellanfrekvenssig- nal med de interpolerade insymbolerna för att åstadkomma en modulerad digital insignal.

D/A-omvandlaren 18 omvandlar den modulerade, digitala insignalen till en modulerad, analog insignal.

Radion 20 sänder den modulerade, analoga insignalen till basstationen; rad, analog utsignal från basstationen. och mottar och demodulerar en module- Oscillatorn 22 är en självsvängande oscillator som åstadkommer klocksignaler för processorchipset 12.

En beskrivning av förhållandet mellan abonnentenheten och basstationen finns i det amerikanska patentet nr 4 777 633.

A/D-omvandlaren 19 omvandlar den demodulerade, mot- tagna, analoga utsignalen till en digital utsignal som in- nehåller digitala utsymboler.

Processorchipset 12 syntetiserar en digital basbands- utsignal ur de digitala utsymbolerna. Syntes av RELP-kod- konverterade symboler medelst en digitalsignalprocessor beskrivs också i WO 86/02726. Processorchipset 12 utför vidare ekosläckning såsom beskrivs i US-4 697 261 i namnen David T.K. Wang och Philip J. Wilson.

SLIC- och kodar/avkodarkretsen 11 omvandlar den digi- tala basbandsutsignalen till den röstutsignal som åstad- kommes av telefongränssnittskretsen till telefonen 32.

FIR-chipset 16 konsoliderar kretsfunktionen till en VLSI-anordning för att minska produktionskostnaden för abonnentenheten genom att eliminera många separata inte- grationspartier av mellanskala.

Med hänvisning till fig 2 innefattar FIR-chipset 16 en belastbarhetsbuffert 33, en intern avkodningsmodul 34, en RX-samplingsbuffert 35, styr- och statusregister 36, en extern adressavkodningsmodul 37, en övervakande tidrelämo- dul 38, en RX-timingmodul 39, en TX-timingmodul 40, ett TX-FIR-filter 42, en kodar/avkodartimingmodul 44 och en signalaggregatstyrmodul 45.

FIR-chipset 16 åstadkommer 45 msek rammarköralstring, 16 KHz symbolklockalstring, timingjusteringskretsar, RX-sampelmellanlagring, TX-sym- 11,25 msek luckmarköralstring, bolmellanlagring, 8 KH: kodar/avkodartimingalstring, pro- cessorgränssnittsavkodning, signalaggregattimingalstring, extern adressavkodning och återställningsalstring för övervakande tidrelä. FIR-chipset 16 mellanlagrar två fem- bitars TX-symboler vid en hastighet av 8 KHz. FIR-chipset 16 omvandlar och filtrerar TX-symbolerna till I- och Q- datasymboler, där varje sådan symbol är 10 bitars vid en hastighet av 160 KHz. I- och Q-datat inflätas och matas ut till DIF-chipset 17 med en hastighet av 320 KHz. FIR- chipset 16 mellanlagrar också RX-datasampel vid en hastig- het av 64 KHz; och fyra RX-datasampel läses av processor- chipset 12 vid en hastighet av 16 KHz. Timingklockor och -signaler alstras av FIR-chipset 16 från en inkommande 3,2 MHz huvudklocksignal. Processorchipset 12 synkroniseras till dessa datahastigheter medelst luck- och symbolavbrott som alstras av FIR-chipset 16. Kodar/avkodarens och pro- cessorns 8 KHz timingstrob och kodar/avkodarklocka alstras ... n. a u .u n 1 . » . - . . » » n . u i . . o - . n n - v u u , , v. v o u . v . v . n o v x - v o v n v u Il! OI! ll IIO i IQ I p II I I O . u - u . . n n n. . n a f - . . n. a n - ~ n n o n 9 av FIR-chipset 16 och synkroniseras till tidpunkten för de inkommande RX-samplen. FIR-chipset 16 alstrar också styr- och timingsignaler för styrning av form och timing för den ringspänning som åstadkommes av signalaggregatkretsen 21.

Den övervakande tidrelämodulen 38 åstadkommer en återställningssignal i händelse av att processorchipset 12 inte exekverar instruktioner på riktigt sätt.

Belastbarhetsbufferten 33 mellanlagrar en 3,2 MHz hu- vudklocksignal som mottas på en ledning 23a från DIF-chip- set 17, en 3,2 MHz förklocksignal som mottas på en ledning 23b från DIF-chipset 17, och en áterställningssignal som mottas på en ledning 51 från det övervakande tidreläet 38.

Om inte annat anges erhålls all timing inom FIR-chipset från 3,2 MHz klocksignalen på ledningen 23a. Förklock- signalen på 3,2 MHz på ledningen 23b ligger en cykel av en 21,76 MHz referenssignal som är närvarande i DIF-chipset 17 före 3,2 MHz klocksignalen på ledningen 23a. 3,2 MHz klocksignalen erhålls från 21,76 MHz referensen i DIF- chipset 17 och minipulsbredden är därför 276 ns. Förklock- signalen på 3,2 MHz från ledningen 23b åstadkommes från bufferten 33 via en inre ledning 47 till TX-FIR-filtret 42 och till kodar/avkodartimingmodulen 44.TX-FIR-filtret 42 är delvis implementerat i ett ROM, som är pseudostatiskt och erfordrar deaktivering av sin aktiveringsingång medelst 3,2 MHz förklocksignalen på ledningen 47 mellan successiva åtkomster.

HW-återställningssignalen på ledningen 51 återställer alla interna kretsar hos FIR-chipset 16 och åstadkommer en hårdvaruåterställning till modulerna i fig 1.

De interna klockorna är antingen mellanlagrade ver- sioner av den 3,2 MHz huvudklocksignal som mottas på led- ningen 23a eller uppdelningar av denna klocka.

Internadressavkodningsmodulen 34 låter processorchip- set 12 få åtkomst till FIR-chipsets 16 interna funktioner för styrning av sådana funktioner och fastställning av de- ras status. Internadressavkodningsmodulen 34 mottar pro- cessoradresser och processorstrober på bussen 25. Intern- n n n n n n n nn _ nnn nnn o n nn nn n n n . n n n n n n n nn nn , , v n n n n n n n n n n n n n n n n n n non nnn n n un» n n n n n . n n n c n n n nn n n n n I n n n n n n nn nnnn n nn n n nn nn n adressavkodningsmodulen 34 åstadkommer utsignaler på en intern buss 48.

Utsignalerna på bussen 48 från internadressavkod- ningsmodulen 34 innefattar en läsaktiveringssignal till RX-samplingsbufferten 35, en styrskrivsignal och status- lässignaler till till styr- och statusregisterna 36, en skrivsignal till TX-FIR-filtret 42, luck- och klockskriv- signaler till RX-timingmodulen 39, en skrivsignal till TX- timingmodulen 40, och styrsignaler till TX-FIR-filter- modulen 42 och RX-samplingsbufferten 35, och en AM-strob- som bringar RX-timingmodulen 39 att återställa lucktimingen. Endast en av de respektive läs- eller skriv- signal, signalerna på bussen 48 från internadressavkodningsmodulen 34 är aktiv vid varje tidpunkt.

RX-samplingsbufferten 35 mottar fyra sampel för varje RX-symboltid från A/D-omvandlaren 19 via en ledning 27a vid en hastighet av 64 KHz; mellanlagrar upp till två da- tasymboler, vilket är åtta sampel totalt; och sänder sedan sådana datasampel till processorchipset 12 via processor- bussen 25. RX-sampelbufferten 35 är implementerad i ett tvåsidors RAM. RX-samplingsbufferten 35 mottar en läsakti- veringssignal på den interna bussen 48 från internadress- avkodningsmodulen 34 och en skrivstrobsignal på en intern ledning 49 från RX-timingmodulen 39.

Styr- och statusregisterna 36 låter processorchipset 12 styra FIR-chipsets 16 interna funktioner och låter pro- cessorchipset 12 läsa status för TX-FIR-filtret 42 och RX- samplingsbufferten 35, och andra interna signaler. Styr- signalerna åstadkommes av processorchipset 12 via proces- sorbussen 25 och statusindikationerna erhålls från olika interna moduler i FIR-chipset 16. Statusindikationerna ås- tadkommes till processorchipset 12 via processorbussen 25.

Statusindikationerna är RX-underskridande, RX-överskridan- de, TX-underskridande, TX-överskridande, Rambörjan, RX- luckbörjan, TX-symbolklocka, RX-symbolklocka och TX-FIR- filterspill. nnn nnn n n nn nn n n n n n n n e n nn n n - n n n n n n n n n n n n nn n nn nn g n - I I n n n n n I n n n n n n n n n n nnn nnn nn nnn n n n n n n nn v n n n n n nn n n n n n nn n n n n n o n nnnn n nn I n nn nn n 11 Styrsignalerna, vilka åstadkommes av styrregisterna 36 till de interna kretsarna via den interna bussen 48, innefattar följande: TX-aktivering, modulationsnivå, sig- nalmaskinsaktivering, mjukvaruåterställning, trelägestill- stånd, och övervakningsstrob.

TX-aktiveringssignalen anger början av en TX-lucka baserad på den TX-fördröjning som upprättats i TX-timing- modulen 40.

Modulationsnivåsignalen åstadkommes till RX-timing- modulen 39 och fastställer huruvida en lucklängd är 180 eller 360 symboler.

Mjukvaruåterställningssignalen låter processorchipset 12 återställa interna funktioner i FIR-chipset 16.

Trelägessignalen låter processorchipset 12 spärra ut- signalerna från FIR-chipset 16.

Signalmaskinaktiveringssignalen låter processorchip- set 12 slå till och från signalmaskinkretsen 21. Denna signal åstadkommer en två-sekunders och fyra-sekunders kadens hos ringsignalen. Övervakningsstroben låter processorchipset 12 åter- ställa den övervakande tidrelämodulen för att hindra en hårdvaruåterställning från att inträffa.

Processorchipset 12 mottar en RX-klockavbrottssignal (RXCLKINT) från RX-timingmodulen 39 via en ledning 26c då data har skrivits i de första fyra minnesplatserna i RX- samplingsbuffertens 35 tvásidors RAM. Processorchipset 12 läser sedan RX-samplena från de första fyra minnesplatser- na i tvàsidors RAM:et via processorbussen 25. Vid denna tidpunkt skrivs sampel in i nästa fyra minnesplatser i tvåsidors RAM:et med en hastighet av 64 KHz. 16 KHz hän- delsen är en derivata av 64 KHz händelsen, vilket håller läs- och skrivhändelserna synkroniserade. Detta säkerstäl- ler att läs- och skrivoperationer inte inträffar samtidigt på någon minnesplats och säkerställer också adekvat svars- tid från processorchipset 12. nan n» u n nu un n n n ; o u a n a en n u ~ n I u n n p no n a u n oo u no a n n n n n n p a n n q v n n v n o nu; nn: no nu n nu n n q v. : o n n a na n n I n o nn n o U I 0 I 00 i to ut 12 En TX-symbolbuffert i TX-FIR-filtret 42 mottar TX- symboler frán processorchipset 12 via processorbussen 25 och mellanlagrar upp till två TX-symboler. Processorchip- set 12 avbryts vid varannan TX-symboltidpunkt för att skriva tvà ytterligare symboler i TX-symbolbufferten.

TX-symbolbufferten i TX-FIR-filtret 42 mottar en skrivsignal via den interna bussen 48 från internadress- avkodningsmodulen 34.

Efter varje TX-klockavbrottssignal (TXCLKINT) vid 8 KHz pá ledningen 26a, skriver processorchipset 12 ut två -bitars TX-symboler. Datat finns i ett DPSK-Gray-kodfor- mat. TX-symbolbufferten matar ut en symbol varje 16 KHz för behandling av TX-FIR-filtret 42. Detta data dubbel- mellanlagras pá grund av en asynkronism mellan FIR-chipset 16 och processorchipset 12. Det sista datavärdet upprepas tills ett nytt data skrivs. Tomdata kan upprepas pá detta sätt. TX-symbolbufferten töms under en àterställning.

Under träning sänds en fast symbolsekvens till FIR- chipset 16 av processorchipset 12. FIR-chipset 16 utför FIR-filtrering av dessa symboler och matar ut I, Q-par till DIF-chipset 17.

Radion 20 sänder datat tillbaka till AD-omvandlaren 19. Samplena låses av processorchipset 12 som i det di- rektanslutna arbetstillstàndet, och koefficienterna för processor-RX-filtret, som är implementerat i processor- chipset 12, justeras. Den enda timing som är kritisk för träning alstras av RX- och TX-timingmodulerna 39, 40.

RX-timingmodulen 39 alstrar alla referensklockor och strober för behandling av RX-symbolerna. Timingen justeras av processorchipset 12 så att behandling kan synkroniseras med de RX-sampel som mottas via ledningen 27a frán bassta- tionen. RX-timingmodulen 39 innefattar en RX-klockfrak- tionstimingkrets och en RX-lucktimingkrets. Ändamålet med dessa tvâ kretsar är att synkronisera modemmottagningsti- mingen i processorchipset 12 med de RX-sampel som mottas pà ledningen 27a frán basstationen, och via AD-omvandlaren 19, och att även reglera TX-timingmodulen 40 och kodar/av- kodartimingmodulen 44. -__ .-.n n-n n n ...n- a--. v.. nn .n ..-nn enn nn n n nn nn n u n n o n n n n n. n n ' - o o n n n n no n n c o In n nn nn o n u I v 0 I n o I n o n n n o , o n n uvl nu oo nu n oo v n n nn 1 n n n n n nn n n l n n no n n n n o n nn nnnnn nn n nn nn n 13 RX-timingmodulen 39 klockas vid en hastighet av 3,2 MHz och mottar följande styrinsignaler fràn proces- sorchipset 12 via processorbussen 25: en AM-strobsignal, en RX-luckklockskrivsignal, och en RX-bitspàrningssignal.

Flera utsignaler alstras av RX-timingmodulen 39. En 64 KHz skrivstrob àstadkommes på ledningen 49 för styrning av skrivningen i RX-samplingsbufferten 35. En 64 KHz A/D- SYNK-strobsignal àstadkommes på en ledning 27b till A/D- omvandlaren 19 för att synkronisera dess arbete. En 8 KHz strobsignal ástadkommes också till kodar/avkodartimingmo- dulen 44 via ledningen 52. En 16 KHz RX-klockavbrottssig- nal (RXCLKINT) på ledningen 26c och RX-luckbörjanavbrott- signal (RXSOSINT) på en ledning 26b matas ut till proces- sorchipset 12. En för-RX-lucktimingstrob ástadkommes pá en ledning 54 för styrning av TX-timingmodulen 40.

Fraktionstimingkretsen i RX-timingmodulen 39 ställs in av processorchipset 12 till att alstra RX-luckbörjan- avbrottsignalen pà ledningen 26b. Processorchipset 12 fastställer läget för ett AM-hål (strobsignal) som sänds av basstationen under insamling. Dà processorchipset 12 detekterar AM-strobsignalen, àterställs lucktimingkretsen i RX-timingmodulen 39 av en àterställningssignal fràn pro- cessorchipset 12. Detta linjerar ram- och luckmarkörerna till AM-strobsignalen. Rammarkören är en 62,5 psek puls som inträffar var 45 msek. Luckmarkören är en 62,5 psek puls som upprepas var 11,25 msek, eller 22,5 msek vid ett QPSK-arbetstillstånd.

De inkommande RX-symbolerna demoduleras av processor- chipset 12 och timingen justeras ytterligare om så är nöd- vändigt. För att justera 16 KHz RX-symbolklockan tvingar processorchipset fraktionstimings (bit spàrnings) kretsen att korta eller länga 64 KHz stroben med upp till femtio 3,2 MHz cykler.

Processorchipset 12 övervakar förhållandet mellan RX- symbolerna och ramtimingen och gör justeringar till 16 KHz RX-klockan i enlighet därmed. Då RX-klockan justeras änd- ras ocksà luck- och rammarkörerna eftersom de är en deri- vata av RX-klockan. 14 För att behålla det antal pulskodmodulerade (PCM) sampel som åstadkommes till och från SLIC- och kodar/avko- darkretsen 11 synkroniserade med ramtimingen, styr RX- timingmodulen 39 kodar/avkodartimingmodulen 44.

TX-timingmodulen 40 innefattar en TX-fördröjnings- krets och en TX-styrtimingkrets. Dessa kretsar alstrar en TX-klockavbrottssignal (TXCLKINT) som åstadkommes till processorchipset 12 via en ledning 26a. TX-timingmodulen 40 synkroniseras till RX-timingmodulen 39 av för-RX-luck- timingstroben, vilken åstadkommes till TX-timingmodulen av RX-timingmodulen 39 på ledningen 54 och används för att återställa TX-fördröjningskretsen, som i sin tur alstrar TX-luckmarkören. Timingen av TX-klockan är baserad på den inre 3,2 Mz klockan.

Processorchipset 12 styr också TX-fördröjnings- och TX-timingkretsarna genom att åstadkomma TX-data-skrivsig- naler över processorbussen 25.

TX-timingmodulen 40 åstadkommer en T/R-styrsignal på ledningen 30 till radion 20. Denna signal fastställer huruvida radion sänder eller mottar data.

TX-timingmodulen 40 styr också TX-symbolskiftningen, ROM-adresseringen, ackumuleringstimingen, och I,Q-pro- duktlagringen för utmatning till DIF-chipset 17.

TX-timingmodulen 40 åstadkommer styrsignaler på led- ningen 56 för att bibehålla TX-FIR-filtret 42 synkronise- rat med TX-symbolen och lucktimingen. Sådan synkronisering utförs i enlighet med TX-lucktimingmarkören. Efter en återställning alstrar TX-timingmodulen 40 aktivt styrsignaler på en ledning 56 när väl en TX-lucka börjar.

TX-FIR-filtermodulen 42 innefattar ett ROM, som im- plementerar ett FIR-filter genom åstadkommande av I- och Q-dataprodukter i gensvar till det ROM som adresseras för förhandsavläsning av en kombination av TX-symboler som mottas från processorchipset 12 via processorbussen 25 och sinus- och cosinuskoefficienträkningar som åstadkommits av en räknare i TX-FIR-filtermodulen 42. TX-FIR-filtret 42 ackumulerar sex sekventiella I- och Q-dataprodukter och nu nu a n nu .g a ou: un n o n _ I I v a | | u - - u n n nu n no u: o n _ o o; r o n u u u n u o n o | o u u ~ .nu u' nu u: u nu v v . oc g v n n v a n 4 v u n n . o n o a o u» -u-c o» a. a. a lagrar resultat för utmatning till DIF-chipset 17 via en ledning 24a.

Den minimifrekvens som erfordras för drift av TX-FIR- filtret 42 fastställs av symbolhastigheten (16 KHz) gånger antalet I- och Q-sampel (2) gånger antalet koefficienter (10) gånger antalet uttag (6) = 1,92 MHz. Huvudklockan på 3,2 MHz uppfyller detta minimifrekvenskrav. Vänteperioder läggs till för att kompensera för den snabbare exekve- ringstiden.

TX-timingmodulen 40 klockas vid en klockhastighet av 3,2 MHz, vilket definierar en tillståndsperiod. Eftersom denna klockhastighet är högre än det erfordrade minimat av 1,92 MHz, alstrar TX-FIR-filtret 42 signaler för de första sex av tio tillståndsperioder.

Varje ny TX-symbol måste laddas in i en cirkulär buf- fert i TX-FIR-filtret 42 vid hastigheten av 16 KHz. Den nya TX-symbolen och föregående fem TX-symboler lagras i den cirkulära bufferten. Den äldsta TX-symbolen släpps då en ny TX-symbol skiftas in. TX-FIR-filtrets 42 utmatnings- hastighet är 320 KHz. Från varje TX-symbol alstras tio I- datavärden och tio Q-datavärden. Tabell 1 nedan visar hur I-, Q- och tominformation kan erhållas från varje 5-bits- värde.

TABELL 1 BIT 1 BIT 2 BIT 3 BIT 4 BIT 5 I & Q LSB I & Q I MSB Q MSB TOM Datana i den cirkulära bufferten roteras vart 6:e av tillstånd. En ny TX-symbol och de fem tidigare TX-sym- bolerna finns i den cirkulära bufferten under tjugo av dessa tio tillståndsperioder. Koefficientpartiet av ROM- adressen ökas också var sjätte av tio tillståndsperioder.

En ackumulator i TX-FIR-filtret 42 adderar resultaten av varje I-dataprodukt som erhållits från ROM:et för var och en av de sex tillståndsperioderna. Därför töms ackumula- torregistret för den första additionen, och varje därpå följande additionsresultat klockas in i ett àterkopplings- th _; CI\ \l) (71 C11 .... 16 register hos ackumulatorn så att det kan adderas till den nya, förhandsavlästa produkten. När väl sex additioner in- träffar klockas resultatet in i ett utskiftregister. Samma process inträffar för samma koefficienter och Q-datapro- dukter som erhållits från ROM:et för varje TX-symbol.

ROM-adressraderna medger sextio COS-koefficient- och sextio SIN-koefficientförhandsavläsningar för fyra möj- liga I,Q-dataindex. Detta erfordrar sju adressrader för koefficienter och två adressrader för I,Q-data. Utsignalen från PIR-filtret erfordrar 10 bitar. fordras för att upprätthålla noggrannheten hos bråkdels- partiet av det förhandsavlästa värdet. Detta gör att ROM- storleken blir 512 x 12. MSB för I,Q-dataindex matas runt ROM:et till en ettkomplementkrets som tvingar utsignalen Två extra bitar er- från ROM:et att vara inverterad eller icke inverterad.

Om den symbol som adresserar ROM:et är en tomsymbol styr tombiten fyra av de sju koefficientadressraderna.

Eftersom sju adressrader används för koefficientförhands- avläsning åstadkommer detta 128 minnesplatser. Endast 120 koefficienter behövs. Detta lämnar åtta oanvända minnes- platser. Nollvärden lagras i dessa minnesplatser så att tominformation lätt kan matas ut från ROM:et.

En tvàkomplementfunktion implementeras med användning av ett ettkomplement och överföring av en logisk 1:a i den efterföljande adderaren. Adderarens utsignal matas till- baka till adderarens ingång för successiva additioner el- ler utmatning via en MUX till ett utskiftregister. Utsig- nalen avrundas genom användning av endast de tio övre bitarna.

Cirkulärbuffertutsignalerna från TX-FIR-filtret ställs till noll efter en återställning. Detta medger be- handling av tominformation tills nya TX-symbolvärden lad- das. I-data behandlas först följt av Q-data.

TX-klockavbrottsignalen inträffar endast under en TX- lucka. Processorn vet inte när en TX-lucka börjar eller slutar förutom genom gensvar till detta avbrott. Signalen har en aktiv, låg varaktighet under en 3,2 MHz klockcykel III Ilfi I Ü ll I. 516 955 znzwzzfl :nu zlß. ll .Û I nunnan 17 för att garantera att avbrottet inte är aktivt när det väl har betjänats. TX-klockavbrottet inträffar varannan sym- boltid (16 KHz/2).

RX-klockavbrottet sorchipset 12 maskerar inträffar för en full ram. Proces- ut detta avbrott genom användning av RX-luckmarkören som en mask. RX-klockavbrottet har en aktiv, låg varaktighet av en 3,2 MHz klockcykel.

RX-luckbörjanavbrott inträffar var 11,25 msek, och har en aktiv, låg varaktighet av en 3,2 MHz klockcykel.

Varje avbrottssignal tvingas till ett inaktivt, högt tillstànd vid àterställning.

Kodar/avkodartimingmodulen 44 alstrar timingstrober och sänder de nödvändiga klocksignalerna via ledningar 29 till SLIC- och kodar/avkodarkretsen ll för att bringa 8 databitar att överföras mellan kodar/avkodaren och proces- sorn vid en hastighet av 8 KHz. Kodar/avkodaren ll mottar och sänder 8 databitar varje 8 KHz. Kodar/avkodartiming- modulen 44 sänder en kodar/avkodarklocksignal pà en led- ning 29a och en kodar/avkodartimingsignal pà en ledning 29b. Kodar/avkodarklocksignalen pá ledningen 29a alstras vid en hastighet av 1,6 MHz genom delning av 3,2 MHz för- klockan med två. En 8 KHz puls under en 3,2 MHz period mottas frán RX-timingkretsen 39 och klockas om till att inträffa under en 1,6 MHz period och inträffar således garanterat med avseende pá 1,6 MHz klockans stigande flanker. Med dessa två signaler utförs överföring av PCM- data mellan kodar/avkodaren ll och processorchipset 12.

Detta medger synkronisering av abonnentens PCM-data till basstationens PCM-data.

Modulen 45 för signalaggregatstyrning gensvarar pà en ringaktiveringsstyrsignal som har sitt ursprung i proces- sorchipset 12 och àstadkommes från styr- och statusregist- ret 36 pà den interna bussen 48 genom alstring av en 20 Hz fyrkantsvàgsignal på en ledning 3la och tvà 80 KHz fas- styrsignaler, FAS A pá en ledning 31b och FAS B på en led- ning 3lc, och sändning av dessa signaler till signalaggre- gatkretsen 21. 20 Hz fyrkantsvågsignalen på ledningen 3la n. av.. ~ . . n . v - - 516 955' 18 styr polariteten hos den ringspänning som åstadkommes av signalaggregatkretsen 21 till telefongränssnittskretsen . 80 KHz fassignalerna på ledningarna 3lb och 31c styr den pulsbreddsmodulerade effektkällan i signalaggregat- kretsen 21.

En återställnings- eller en SLIC-ringkommandosignal på en ledning 29c från SLIC-partiet av SLIC- och kodar/av- kodarkretsen ll slår ifrån eller prioriterar dessa signa- ler på ledningarna 3la, 31b och 31c efter det att den ringaktiveringssignal som härrör från processorchipset 12 har slagit till dem. Detta säkerställer att signalaggrega- tet slås ifrån om en återställning inträffar eller mikro- telefonen tas av klykan.

Eftersom signalaggregatkretsen 21 alstrar en hög spänning och använder mycket energi, alstras inte denna spänning utom när den efterfrågas av processorchipset 12.

Externadressavkodningsmodulen 37 alstrar kretsvalsig- naler på processorbussen 25, vilka används av processor- chipset 12 för åtkomst till DIF-chipset 17, UART-hårdvaran och det långsamma minnet EPROM 14 i separata, disinkta adresssegment. Processorchipset 12 åstadkommer åtta MSB- adressrader, datautrymme och programutrymmesignaler. Dessa avkodas till att generera de lämpliga kretsvalen.

Den övervakande tidrelämodulen 38 alstrar en 50 msek hårdvaruåterställningspuls på ledningen 51, vilken åter- ställer FIR-chipsets 16 alla moduler och alla abonnent- enhetmodulerna i fig 1. Den övervakande tidrelämodulen 38 alstrar en puls om den inte återställs inom en period av 512 msek av den övervakningsstrobsignal som åstadkommes på bussen 48 av styr- och statusregisterna 36.

DIF-chipset 17 bildar gränssnitt mot processorchipset 12 medelst processorbussen 25, till FIR-chipset 16 medelst ledningarna 23 och 24, till D/A-omvandlaren 18 medelst en ledning 71 och till en oscillator i radion 20 medelst en ledning 72. 516 955 šïïflfïï: 19 Oscillatorn i radion 20 åstadkommer en 21,76 MHz hu- vudklocksignal på ledningen 71 till DIF-chipset 17.

Med hänvisning till fig 3 innefattar DIF-chipset 17 en klockgenerator 60, en processoravkodningsmodul 61, en FIR-chipsgränssnittsmodul 62, en interpolator 63, ett styrregister 64, avstämningsregister 65, en DDS-fasacku- mulator 66, en DDS-sinus- och -cosinusalstringsmodul 67, en modulator 68 och en bruskorrigerare 69. Tillsammans utgör DDS-fasackumulatorn 66 och DDS-sinus-, -cosinusge- neratorn 67 en direktdigitalsyntetisator (DDS) för digital syntetisering av en digital mellanfrekvenssignal.

DIF-chipset 17 är ett ASIC-chips, som är avbildat som processordataminne.

DIF-chipset 17 arbetar i ett av två arbetstillstånd, ett arbetstillstånd med alstring av modulerad bärvåg och ett arbetstillstånd med ren bärvåg. I arbetstillståndet med modulerad bärvågsalstring inmatas basbandsdata i I,Q- domänen och detta data används för att modulera den rena bärvåg som alstras av DIF-chipsets 17 DDS-funktion. I ar- betstillståndet med ren bärvågsalstring ignoreras bas- bandsdatainsignaler och en omodulerad bärvåg från DDS:n åstadkommes till D/A-omvandlaren 18.

Klockgeneratorn 60 alstrar alla timingar och klockor inom DIF-chipset 17 och alstrar också 3,2 MHz klocksigna- len och 3,2 MHz förklocksignalen, vilka åstadkommes till FIR-chipset 16 på ledningarna 23a och 23b. De två primära timingsignalerna som används inom DIF-chipset 17 är en 21,76 MHz klocka och en 2,56 MHz interpolationsgrindsig- nal. 3,2 MHz klockan används internt för att skifta I- och Q-data på ledningen 24a från FIR-chipset 16 in i FIR- gränssnittsmodulen 62.

Klockgeneratorn 60 mellanlagrar den 21,76 MHz klocka som mottas på ledningen 72 från oscillatorn i radion 20 och åstadkommer en mellanlagrad 21.76 klocksignal på led- ningen 71a. Sådan mellanlagring görs för att åstadkomma tillräcklig drivförmåga ("drive capability") för interna funktioner och för att minimera klocksnedhet. Den mellan- 516 955 :ß lagrade 21,76 MHz klockan åstadkommer också en klocka för D/A-omvandlaren 18 och andra externa kretsar.

Klockgeneratorn 60 åstadkommer 3,2 MHz klocksignalen genom division av 21,76 MHz klockan med 6 och med 8 i föl- jande sekvens: 6-8-6-8-6, vilket därigenom resulterar i en genomsnittlig divisor av 6,8 (21,76 + 6,8 = 3,2). Effekten av detta per cykelvariation är en minimiperiod av 276 ns och en maximiperiod av 368 ns. En framskjuten version eller förversion av 3,2 MHz klocksignalen alstras också som 3,2 MHz förklocksignalen på ledningen 23b. Båda kloc- korna är identiska med det undantaget att ROM-valsignalen ("ROM deselect signal") på ledningen 23b ligger en 21,76 MHz klockcykel före 3,2 MHz klocksignalen på ledningen 23a.

Klockgeneratorn 60 åstadkommer 2,56 MHz grindsignalen på en intern ledning 74 genom division av 21,76 MHz kloc- kan med 8 och 9 i en jämn sekvens. (8-9-8-9-...), vilket därigenom resulterar 1 en genomsnittlig divisor av 8,5 (21,76 + 8,5 = 2,56 MHz). Denna signal används av interpo- latorn 63 och modulatorn 68.

Processoravkodningsmodulen 61 låter processorn styra alla interna funktioner i DIF-chipset 17. Processoravkod- ningsmodulen 61 avkodar processoradresser och processor- strober som mottagits från datautrymme på processorbussen för att åstadkomma interna skrivstrober, vilka åstad- kommes på en intern buss 76 till styrregistret 64 och avstämningsregisterna 65 för att aktivera processorchipset 12 att skriva styr- och konfigurationsdata. Endast en ut- signal från processoravkodningsmodulen 61 är aktiv vid varje tidpunkt. Processoradresserna fastställer vilken utsignal som alstras. Om en funktion inom DIF-chipsets 17 adressutrymme väljs, blir en kretsvalsignal på en ledning 24c från FIR-chipset 16 aktiv.

FIR-gränssnittsmodulen 62 mottar I- och Q-samplena från FIR-chipset 16 på ledningen 24a i serieformat och om- vandlar dem till 10-bitars parallellformat i vilket de àstadkommes till interpolatormodulen på en ledning 77. 516 955 ål" 21 I,Q-grindsignalen pà en ledning 24b från FIR-chipset 16 används för att skilja mellan I-data och Q-data. FIR- gränssnittsmodulen 62 subtraherar också föregående I- och Q-sampel från nuvarande sampel för att bilda AI- och AQ- sampel som sedan skiftas åt höger 4 platser (+ 16) för att bilda det riktiga inkrementet för interpolatormodulen på ledningen 78. Eftersom FIR-gränssnittsmodulen 62 matar data till interpolatorn 63 sänds en synkroniseringssignal av PIR-gränssnittsmodulen 62 till klockgeneratorn 60 för att synkronisera den 2,56 MHz grindpuls som àstadkommes pà ledningen 74.

Interpolatorn 63 ackumulerar AI,Q vid en hastighet av 160 KHz x 16 - 2,56 MHz och åstadkommer interpolerade I- och Q-sampel till modulatorn 68 på ledningar 80 resp 81.

Interpolatorn 63 utför en x 16 linjärinterpolation för att minska de 160 KHz samplingssteg ("sampling spurs") som finns i de basbandsdata som mottas från FIR-chipset 16.

Interpolatorn 63 ackumulerar successivt AI- och AQ- samplena för att alstra en utsignal vid en hastighet av 2,56 MHz. Vid slutet av en ackumulationscykel (16 itera- tioner) skall interpolatorns utsignal vara lika med de aktuella I- och Q-samplena. Detta är kritiskt eftersom nästa ackumulationscykel startar med de aktuella datana.

För att säkerställa att datat är korrekt inmatas under den sista ackumulationscykeln de aktuella I- och Q-datana di- rekt in i interpolatorns utregister istället för addera- rens utsignal (som skall ha samma data).

Styrregisterna 64 används för att styra och konfigu- rera DIF-chipset 17 och att välja arbetstillstånd. Alla styrregisterna 64 är laddade av processorchipset 12 via processorbussen 25.

Det finns tre styrregister 64. Det första styrregist- ret registrerar en CW-ARBETSTILLSTÅNDS-signal, en AUTO-AV- STÄMNINGS-H-L-signal, och en AUTO-AVSTÄMNINGS-L-H-signal.

Det andra styrregistret registrerar en SIGN-SELEKT-signal, en UTKLOCKFASSELEKT-signal, en INTERPOLATOR-AKTIVERINGS- signal, en SERIEPORTKLOCKVAL-signal, en SERIE/PARALLELL- - -v-v 5Nl6 9155 22 ARBETSTILLSTÅNDSVAL-signal och en KVADRATURAKTIVERINGS- signal. De styrfunktioner som hör samman med dessa signa- ler beskrivs senare vid slutledningen av beskrivningen av de andra modulerna hos DIF-chipset 17.

Det tredje styrregistret aktiverar och specificerar koefficienterna för en bruskorrigerare 69.

Det finns tre 8-bitars avstämningsregister 65 för lagring av 24 bitar fasinkrementdata för specificering av DDS:ns frekvens. Detta åstadkommer ett 24-bitars avstäm- ningsord som medger en frekvensupplösning på (samplings- rann/z" = 21,76 MHz/z" ~ 1,297 Hz. nnsms utfrekvens är lika med upplösningen multiplicerad med 24-bitarsavstäm- ningsordet.

Avstämningsregisterna 65 är laddade av processorchip- set 12 via processorbussen 25. Avstämningsordet är dubbel- mellanlagrat av avstämningsregisterna 65 så att processor- chipset 12 fritt kan skriva data till dessa register utan att påverka den aktuella DDS-operationen.

Avstämningsordet laddas från buffertavstämningsre- gisterna till utavstämningsregisterna närhelst ett avstäm- ningskommando avges. Avstämningskommandot är synkroniserat till 21,76 MHz klockan för att åstadkomma en synkron över- föring.

DDS-fasackumulatorn 66 utför en modulo 224-ackumula- tion av det fasinkrement som åstadkommas på en ledning 82 av avstämningsregisterna 65. Fasackumulatorns 66 utsignal representerar ett digitaliserat fasvärde som åstadkommes på en ledning 83 till DDS-sinus- och -cosinusgeneratorn 67. DDS-sinus- och -cosinusgeneratorn 67 alstrar en sinus- formig funktion. En DDS arbetar enligt principen att en digitaliserad vågform kan alstras genom ackumulering av fasändringar vid en högre hastighet.

Avstämningsordet, som är olika för olika abonnenten- heter, representerar en fasändring till fasackumulatorn 66. Utsignalen från ackumulatorn 66 kan sträcka sig från 0 till 224 ändring. Även om ackumulatorn 66 arbetar standardmässigt -1. Detta intervall representerar en 360° fas- 516 955 23 binärt, kan denna digitaliserade fasrepresentation vara insignal till en vàgformsgenerator för alstrande av vilken slumpmässig vàgform som helst. I DIF-chipset 17 alstrar DDS-sinus- och -cosinusgeneratorn 67 sinus- och cosinus- funktioner pä ledningar 84 respektive 85.

Vàgformfunktionens period är baserad pá den tid som erfordras för att utföra en summering till ackumulatorns 24-1). Detta betyder att om ett större fasin- krement åstadkommas kommer denna gräns att nås snabbare. övre gräns (2 Omvänt, om ett litet inkrement ges erfordras en längre tid. Fasackumulatorn 66 utför en enkel summering av in- fasinkrementen och kan representeras av följande ekvation Q = 2" Q T 1:1 {Ekv. 1) ink Där n är antalet iterationer, och óink helt enkelt är det data som ástadkommes pà ledningen 82 frán avstämnings- registren 65.

I den utföringsform av DIF-chipset 17 som beskrivs häri, begränsas värdet för ÖT av ackumulatorlängden till 24 att vara maximalt 2 . Därför kan den aktuella fasen be- skrivas som: 24 (anv. 2) Eftersom ackumuleringsklockan är fixerad till att Öt = (Qt_l + óink) modulo 2 vara 21,76 MHz huvudinklockan, resulterar detta i att en fullständig cykel tar 224/Qink iterationer vid en per iterationsperiod av 1/21,76 MHz. Hela cykeln tar följande tidsmängd: 224 z1,76Mz - øink Eftersom denna period representerar en 360°-cykel representerar inversen av detta uttryck en frekvens. DDS- frekvensen är därför o. 516 955 24 2l,76MHz ° Öink DDS {Ekv. 3} 224 I DDS-sinus, -cosinus-alstringsmodulen 67 alstras sinus- och cosinusvågformerna så att en komplex blandning kan utföras i modulatorn. Var och en alstras av två för- handsavläsningstabeller som representerar en grov och en fin uppskattning av vàgformen. Det två värdena adderas för att bilda sammansatta 12-bitars teckenförsedda tvà-komple- mentära sinus- och cosinusdatautsignaler på ledningarna 84 och 85. Förhandsavläsningstabellerna är implementerade i ROM som adresseras av de fjorton mest signifikanta bitarna av signalen på ledningen 83 från DDS-fasackumulatorn 66.

Det är önskvärt att ha så hög fas- och amplitudupp- lösning som är praktiskt. I DIF-chipsets 17 utformning, àstadkommes 14-bitars fasinsignal och 12-bitars amplitud- datautsignal i vågformsalstringssektionen. Om ett "brutal- effekt"-angreppssätt antogs för alstring av detta data skulle mycket stora tabeller behövas för alstring av alla möjliga fas- och amplitudvärden (t ex l6K ord x 12-bitar vardera). För att minimera tabellstorleken använder DIF- chipset 17 kvadrantsymmetri och trigonometrisk uppdelning av utdata.

Eftersom sinus- och cosinusvàgformer har kvadrant- symmetri, används de två mest signifikanta bitarna av fasdatat för att spegla enkelkvadrantdatat kring X- och Y-axeln. För sinusfunktionen är amplituden hos vågen i intervallet n till Zn helt enkelt negation av amplituden i intervallet O till I. För cosinusfunktionen är ampli- tuden för vägen i intervallet n/2 till 3n/2 helt enkelt negationen av amplituden i intervallet 3n/2 till u/2.

Fasackumulatorns tvâ MSB specificerar kvadranten (00->l, 01->2, 10->3, 11->4). För sinusfunktionen används fasda- tats MSB för att negera det positiva data som alstrats för de första två kvadranterna. För cosinusfuktionen används n. n. a u nu nu u u-v coon o» c o . . v . . o . n a I . u ae ß o v n o 1 u n n n n o f . g . 4 _ n. n. .. .n . .. . . . .l . . n n n u: v a o a u o o v p o u n - . nu suv: v .. n - »f n. u en XOR för tváfasdatats MSB för att negera det positiva data som alstrats för kvadranterna l och 4.

Ovannämnda teknik minskar minnesbehoven med en faktor 4. Detta resulterar fortfarande i ett minnesbehov av 4K ord x 12-bitar. För att minska tabellstorlekarna ytterli- gare utförs en trigonometrisk uppdelning pà vinklarna.

Följande trigonometriska identitet används: sin8 = sin(§1 + Q2) = sinölcosêz + sinåzcosöl {Ekv. 4} Om vi låter ëz << Öl leder detta till den fullstän- diga approximationen som följer: sin8 ~ sinól + sinózcosêl {Ekv. 5) Det är inte nödvändigt att använda alla bitarna för Q vid beräkning av den andra termen av ekvationen så att '\ Öl är en delmängd av Öl.

För att alstra cosinusfunktionen kan samma approxima- tion användas eftersom cos8 = sin(8+n/2) {Ekv. 6} Detta resulterar i en modifikation av Öl & $1-variab- lerna vid beräkning av cosinusfunktionen. Datat som är lagrat i cosinus ROM:et kommer att inbegripa denna vinkel- modifikation sä att inga ändringar av fasdata erfordras.

Modulatorn 68 blandar de interpolerade I- och Q- samplena på ledningarna 80 och 81 med den digitala mellan- frekvenssignal som representeras av de komplexa sinus- och cosinusfunktionsdatana på ledningarna 84 och 85 till att alstra en modulerad, digital mellanfrekvenssignal pà en ledning 87.

De interpolerade I,Q-samplena och DDS-utsignalen blandas digitalt av två 10x12 multiplikatorer. Utsigna- lerna från blandningsprocessen summeras sedan av en 12- bitars adderare för bildande av en modulerad bärvåg. Det -v ~. ---. -- _.. ._-- -.- 51 6 965 5 šïï* :ß .,::;2..f ä: 1 ïflfï 26 är möjligt att variera modulatorns 68 arbete genom att tvinga I-insignalen till alla nollor och Q-insignalen till alla ettor. Inverkan av detta är att en multiplikator kommer att mata ut alla nollor och den andra kommer att endast mata ut signalen från DDS-sinus-, -cosinusgenera- torn 67. Summan av dessa två signaler ger en omodulerad digital mellanfrekvenssignal.

Modulatorn 68 skapar en modulerad, digital mellan- frekvenssignal på ledningen 87 enligt följande ekvation f(t) = I - COS(@(t)) + Q - SIN(Ö(t)) {Ekv. 7} 12-bitars utsignalen från DDS-sinus- och -cosinusge- neratorn 67 multipliceras med de 10-bitars interpolerade I- och Q-samplena från interpolatorn 63 för alstring av två 12-bitars produkter. De två produkterna adderas sedan (kombineras) till att alstra en 12-bitars modulerad utsig- nal på ledningen 87.

Eftersom både I-multiplikatorn och Q-multiplikatorn alstrar 12-bitars produkter, är det möjligt att ett spill kan inträffa då deras utsignaler kombineras. Därför är det nödvändigt att säkerställa att magnituden hos den vektor som alstras av I och Q aldrig överstiger 1 (antag att |I|,|Q| är bråktal S l). Om inte detta säkerställs är ett spill hos modulatoradderaren möjligt.

Bruskorrigeraren 69 åstadkommer en filtrerad, module- rad eller omodulerad, digital mellanfrekvenssignal på led- ningen 7lb till D/A-omvandlaren 18. Bruskorrigeraren 69 är utformad att minska graden av bruseffekt i det utsignal- spektrum som orsakas av amplitudkvantiseringsfel.

Brusfiltret 69 arbetar på det faktum att kvantise- ringsdistorsionen är en normal slumpprocess, och att pro- cessens spektrala effektdensitet är plan över frekvensban- det. Den önskade utsignalen är överlagrad ovanpå detta kvantiseringsdistorsionsgolv. Bruskorrigeringsanordningen är ett enkelt fleruttagsfilter med ändligt impulssvar (FIR-filter). Filtret skapar en nolla som minskar kvanti- seringsdistorsionseffekten i ett speciellt parti av frek- I n - ~ u . | ø u» m 955 27 vensbandet. Då den önskade signalen överlagras på det filtrerade brusspektrat, ökar det effektiva signalbrus- förhållandet.

FIR-filtrets överföringsfunktion ges av 1 + bz-1 - z_2 H(z) = {Ekv. 8) Ett tvåadderarsteg skapar ett andra uttagsvärde för b i området av +1,75 till -1,75 (i binära vikter av 0, 0,25, 0,50, 1,0) som kommer att flytta filtrets nolla tvärs ut- frekvensbandet, så att den kan placeras så nära den önska- de utfrekvensen för maximalt signalbrusförhållande som möjligt.

Nollfrekvensen kan beräknas genom att lösa ut rötter- na för ovanstående ekvation i z-planet. Rötterna är ett komplext konjugerat par som ligger på enhetscirkeln. Noll- frekvensen ges av relationen 0 f = ._____ . 360° non (mkv. 9) fsampling där 8 är vinkeln för roten i det övre halvplanet. Den konjugerade roten kommer att åstadkomma en nolla reflekte- rad kring Nyquist-frekvensen.

Tabell 2 listar nollfrekvenser alstrade av det binärt viktade andra uttaget. Låt b3, b2 och bl motsvara vikterna 1,0, 0,5 och 0,25, ett "+"-tecken betyder att uttaget är lika med sin vikt, ett "-"-tecken betyder att uttaget är lika inte har någon vikt. Vissa av nollfrekvenserna är lika med de för andra kombinationer, helt enkelt på grund av att de möjliga kombinationerna ibland överlappar varandra (t ex 1,0 + 0,5 - 0,25 = 1,0 + 0,0 + 0,25). f är 1,00. med sin negativa vikt och "0" betyder att uttaget sampel 516 955 28 TABELL 2 b3 b2 bl f(no11) f(a1ias) 0 0 0 0,250 0,750 0 0 - 0,269 0,731 0 0 + 0,230 0,770 0 + 0,210 0,790 0 + + 0,188 0,812 0 + - 0,230 0,770 0 - 0,290 0,710 0 - + 0,269 0,731 0 - - 0,312 0,688 + 0 0 0,167 0,833 + 0 - 0,188 0,812 + 0 + 0,143 0,857 + + 0,115 0,885 + + + 0,080 0,420 + + - 0,143 0,857 + _ - 0,210 0,790 + - + 0,188 0,812 + - - 0,230 0,770 - 0 0 0,333 0,667 - 0 - 0,357 0,643 - 0 + 0,312 0,688 - + 0 0,290 0,710 - + + 0,269 0,731 - + - 0,312 0,688 - - 0 0,385 0,615 - - 0,357 0,643 - - - 0,420 0,580 A11 timing erhålls från 21,76 MHz klocksignalen på en ledning 71a.

De funktioner som tillhör signalerna i styrregisterna 64 beskrivs nu. . i Sw 955 " 29 Då CW-ARBETSTILLSTÅNDS-signalen är inställd, tvingas I-insignalen till respektive multiplikator i modulatorn 68 till alla nollor, och motsvarande Q-insignal tvingas till alla ettor. Nettoeffekten är att en omodulerad bärsignal kommer att alstras. Denna funktion är dubbelmellanlagrad och de lagrade datana kommer inte att bli aktiva förrän ett avstämningskommando avges.

INTERPOLATOR-AKTIVERINGS-signalen aktiverar x16 -in- terpolatorn pà I, Q-samplena. om INTERPoLAToR-AKTIVERINGS- signalen inte är inställd matas I,Q-datat direkt till multiplikatorn.

Externt minne som erfordras för drift av processor- chipset 12 åstadkommas av ett snabbt minne 13 och ett långsamt minne 14. Det snabba minnet 13 har åtkomst via en adressavkodare 15. Det snabba minnet är ett snabbminne im- plementerat i ett RAM med nollväntetillstånd. Det långsam- ma minnet 14 är ett massminne som är implementerat i ett EPROM med två väntetillstànd. Det långsamma minnet 14 är kopplat till processorchipset 12 för lagring av behand- lingskoder som används av processorchipset 12 då koderna inte behöver bearbetas med nollväntetillstånd; och det snabba minnet är kopplat till processorchipset 12 för tem- porär lagring av behandlingskoder som används av proces- sorchipset 12 när koderna bearbetas med nollväntetill- stånd. När procedurer måste köras med nollväntetillstånd kan koden laddas upp från det långsamma minnet 14 till det snabba minnet 15 och köras därifrån. Sådana procedurer in- symboldemodulering, RCC- insamling, BPSK-modulering, och röst- och databehandling. nefattar avbrottsservicerutiner, Processorchipset 12 innefattar en enda digitalsignal- processor av modell TMS320C25, som utför fyra huvudupp- drag, ett abonnentstyruppdrag (SCT) 91, kanalstyruppdrag (CCT) 92, ett signalbehandlingsuppdrag (SPT) 93, och ett modembehandlingsuppdrag (MPT) 94, såsom visas i fig 4.

Dessa fyra uppdrag styrs av en övervakningsprogrammodul 95. SCT:n arbear med telefongränssnittet och högnivàan- ropsbehandlingen ("highlevel call processing"). CCT:n styr o» ., - 516 955 15* modemets och RELP:ns operation och timing, och utför effektnivå- och TX-timingjusteringar enligt begäran från basstationen. SPT:n utför RELP-, ekosläcknings- och ton- alstringsfunktionerna. Övervakningsprogrammet begär dessa fyra uppdrag sekventiellt och kommunicerar med dem via styrord.

SCT 91 åstadkommer högnivåstyrfunktionen inom abon- nentenheten och har tre grundläggande arbetstillstånd: tomgång, röst och avbrott.

SCT:n träder in i tomgångsarbetstillståndet efter uppstartning ("power up") och förblir i detta tillstånd tills en verklig röstförbindelse görs. Medan den är i tomgångsarbetstillståndet övervakar SCT:n abonnenttelefon- gränssnittet för aktivitet och gensvarar på basstationens begäran som mottas över radiostyrkanalen (RCC).

SCT:ns primära funktion är att leda abonnentenheten genom upprättande ("setup") och avbrott ("teardown") av röstförbindelser på en radiokanal. Innan enheten kan upp- rätta någon form av samtal måste den emellertid finna rätt SCT:n fastställer vilken RCC-frekvens som skall användas och sänder frekvensinformationen till basstation.

CCT:n. En beskrivning av initialiseringen av en kommunika- tionskanal mellan abonnentenheten och basstationen finns i den amerikanska patentansökan 07/O70,970 inlämnad den 8 juli 1987.

När väl abonnentenheten har uppnått RCC-synkronise- ring, kan den upprätta ett samtal genom utväxling av med- delanden över RCC:n med basstationen, och genom övervak- ning och inställning av hårdvarusignaler på telefongräns- snittet. Följande genomgång beskriver kortfattat de hän- delser som inträffar under ett samtalsupprättande.

Normalt samtalsupprättande för samtalsskapande börjar med att abonnenten tar mikrotelefonen av klykan för att initiera en servicebegäran. SCT:n sänder ett samtalsbegä- ranmeddelande till basstationen. SCT:n mottar ett samtals- förbindelsemeddelande. SCT:n signalerar till CCT:n att försöka synkronisera på den röstkanal som tilldelats via n o o n n o o n n nn u n o n . n. n , o n no n o nn n nn .n n o» n n n n o o o n n . . , . . , , 4 _' :nn nn no nno n on o o n on n n v n no n n I n o n on n n n n n nn onoon .n o n no 31 samtalsförbindelsemeddelandet. CCT:n uppnår synkronisering på röstkanalen. Abonnenten mottar en kopplingston från stationen. Samtalsupprättandet är fullgjort. Stationen ås- tadkommer återstående samtalsavslutningsstöd ("call termi- nation support").

Normal samtalsupprättning för samtalsavslutning äger rum enligt följande: SCT:n mottar ett sido-meddelande från basstationen.

SCT:n svarar med en samtalsaccept. SCT:n mottar ett sam- talsförbindelsemeddelande. SCT:n signalerar till CCT:n att försöka synkronisera på den röstkanal som tilldelats via samtalsförbindelsemeddelandet. CCT:n uppnår synkronisering på röstkanalen. SCT:n startar signalmaskinen för att på- lägga ringning på den lokala slingan. Abonnenten lyfter mikrotelefonen från klykan. Ringningen stoppas. Röstför- bindelsen är fullgjord.

SCT:n implementerar samtalsupprättnings- och av- brottsfunktionerna som en maskin med ändligt tillstånd ("finite state machine").

Om ett röstkanalupprättande fullföljts framgångsrikt, kopplar SCT:n till röstarbetstillståndet och utför en mycket begränsad uppsättning stödfunktioner. SCT-proces- sorlasten hålls vid ett minimum vid denna tid för att ge RELP-talkompressionen, ekosläckningen och modembehand- lingsalgoritmeren maximal processortillgänglighet.

SCT:n träder in i avbrottsarbetstillståndet som ett resultat av ett misslyckat samtalsskapande örsök eller av Under avbrottsarbets- SCT:n över- vakar abonnenttelefongränssnittet för en nedkoppling (för- längt på-klykanförhållande), vid vilken tid abonnentenhe- ten inträder i tomgångsarbetstillståndet. Basstationsför- frågningar som mottas över radiostyrkanalen (RCC) förkas- en oväntad samtalsavbrottssekvens. tillståndet sänds en omorder till telefonen. tas tills nedkopplingen detekterats.

CCT:n 92 arbetar som ett länknivåkanalstyrorgan i basbandsmjukvaran. CCT:n har tre grundläggande tillstånd: RCC-operation, raffinering och röstoperation. u: c u u fo oo n ._ _.. .... ..

- I. l: O 0 I I : I l l 4 .. n .. H .5 . .... ..'-::: - I 3 o d II éßvil .g I 32 Vid uppstartning träder CCT:n in i RCC-operations- tillståndet för att leta efter och sedan stödja RCC-kana- len. RCC-operationen innefattar följande funktioner: AM- hålstyrning; övervakning av synkronisering och modemupp- radiokanaltimingjustering; RX-RCC-meddelan- defiltrering; TX-RCC-meddelandeformatering; övervakning av PCM-buffert-I/0; och länkinformationsbehandling.

Efter det att en röstförbindelse är upprättad träder CCT:n in i raffineringstillståndet för att finavstämma modemets bråkdelstiming. Raffineringen innefattar följande dragsstatus; funktioner: tolkning av och gensvar på raffineringsskurar; skapande och formatering av TX-raffineringsskurar; förmed- ling av meddelanden till SCT:n såsom är lämpligt; övervak- ning av modemstatus; och övervakning av PCM-buffert-I/O.

Efter raffinering börjar CCT:n röstoperationen, vil- ken innefattar följande funktioner: kodordsignalerings- stöd; bortfallsåterhämtnings; övervakning av synkronise- ring och modemstatus; och övervakning av PCM-buffert-I/0.

CCT:n 92 har tre fundamentala arbetstillstånd; gång, raffinering och röst. Följande är en genomgång av de tillståndsövergångar som är involverade i CCT-drift.

Efter en återställning träder CCT:n in i tomgångs- tillståndet och förblir inaktiv tills den ges kanaltill- delningsinstruktioner av SCT:n. SCT:n förser CCT:n med en tom- frekvens på vilken den skall söka efter radiostyrkanalen (RCC). CCT:n instruerar sedan MPT:n att synkronisera mot- tagaren till den givna frekvensen och att söka efter ett AM-hål. Misslyckande med att detektera ett AM-hål inom en förutbestämd tidsperiod bringar CCT:n att från SCT:n begä- ra en annan frekvens pá vilken den skall leta. Detta fort- sätter i oändlighet tills detekteringen av AM-hålet är framgångsrik.

Efter en framgångsrik AM-håldetektering börjar CCT:n att kontrollera mottagna data efter det unika ordet. Ett litet fönster kring det nominella läget för det unika ordet avsöks eftersom AM-håldetekteringsprocessen kan vara frånslagen ("may be off") under ett fåtal symboltider. När ' ' 516 955 33 väl det unika ordet har lokaliserats och CRC-feldetekte- ringsordet är korrekt verifierat, kan exakt symbolmottag- ningstiming fastställas. TDM-rammarkörer justeras sedan till korrekt linjering och normalt RCC-stöd börjar. Om det unika ordet inte kan lokaliseras, betraktas AM-hàldetekte- ringen som falsk och CCT:n begär en ny frekvenstilldelning från SCT:n.

Under RCC-operation mottog CCT-filterna RCC-meddelan- den. Majoriteten av basstationens RCC-meddelanden är tom- mönster och dessa förkastas efter det att länkinformation har lästs från länkbitgruppen. RCC-meddelanden som inne- håller reell information vidarebefordras till SCT:n för behandling. Om RCC-synkroniseringen går förlorad begär CCT:n återigen en ny frekvens fràn SCT:n. SCT:n kommer att gensvara med den korrekta frekvensen enligt RCC-frekvens- sökalgoritmen.

Då SCT:n initierar ett röstsamtal, tilldelas CCT:n en röstkanal och en tidslucka. CCT:n gör abonnentenheten ak- tiv enligt denna tilldelning och börjar raffineringspro- cessen. Under raffinering sänder bas- och abonnentenheter- na en BPSK-signal som är speciellt utformad att assistera modemet i bràkdelsbittidsinsamling. Basstations-CCU:n vi- darebefordrar bittimingförskjutningen tillbaka till abon- nentenheten som ett tvàkomplementjusteringsvärde. CCT:n upprätthåller ett tidsmedelvärde för dessa àterkopplings- förskjutningar. När CCT:n väl fastställer att brákdelsti- mingvärdet ligger inom en erfordrad tolerans justerar den abonnentenhetens sändtiming i enlighet därmed. Tidsmedel- värdets längd fastställs dynamiskt, beroende pà variansen av brákdelstidssamplena. Efter en timingjustering àter- ställs tidsmedelvärdet och proceduren upprepas.

När basstationen väl detekterar att abonnentenheten ligger inom en acceptabel timingtolerans, avslutar den raffineringsprocessen och röstoperationen börjar. Raffine- ringsprocessens längd fastställs dynamiskt, beroende på framgången hos abonnentenhetens timingjusteringar. Effekt- och heltalssymboltimingen övervakas också och justeras sa- 516 955 34 som är nödvändigt under raffineringsprocessen. Om abonnen- ten misslyckas med att finna basstationens raffinerings- skurar efter en tidsperiod, eller om raffineringsprocessen inte kan ge acceptabel timing, bryts förbindelsen och CCT:n återgår till RCC-operation.

Efter framgångsrik raffinering träder CCT:n in i röstoperation vid den tilldelade modulationsnivån. Röst- operationsuppdraget innefattar styrning av RELP- och MPT- operationer, upprättande av röstsynkronisering och kon- tinuerlig övervakning av de röstkodord som sänds från bas- stationen. Lokalslingstyrändringar, signalerade via kod- orden, rapporteras till SCT:n då de inträffar. Effekt- och bråkdelstiminginkrementändringar fastställs också från kodorden. Sända röstkodord formuleras av CCT:n baserat på den lokalslingstyrning som åstadkommes av SCT:n och den kanallänkkvalitet som rapporteras av modemet. CCT:n åter- går till RCC då SCT:n exekverar en samtalsavbrottssekvens.

Om röstsynkroniseringen går förlorad initierar CCT:n en fädåterhämtningsoperation ("fade recovery operation").

Efter 10 sek misslyckande med att återetablera en god röstförbindelse informerar CCT:n SCT:n om förhållandet, och initierar en samtalsavbrott. Detta återför CCT:n till tomgångstillståndet.

Under en kanaltestoperation ersätts en röstskur med kanaltestdata. Då en skur just har mottagits analyseras den för bitfel. Bitfelantalet matas till basstationen via de motsatta kanalskurarna.

SPT:n 93 utför alla digitalsignalbehandlingsuppdragen De olika DSP-funktionerna an- ropas då de erfordras, under styrning från övervaknings- (DSP) inom abonnentenheten. programmodulen 95.

SPT:n inkluderar en RELP-modul, som exekveras från ett höghastighets-RAM. RELP-modulen utför RELP-talkompres- sion och -expansion med ekosläckning. RELP-modulen trans- formerar 180 bit-gruppsblock om 64 Kbps PCM-röstdata till och från 42 bit-grupper med komprimerade röstdata med användning av RELP-algoritmen. 51 5 955 '::f.=:I:ï..f si: .

SPT:n innefattar också en signalbehandlingsstyrmodul (SPC), ropas. Om RELP:n, fastställer SPC:n huruvida den skall anropa syntes- eller analysrutinerna. Syntesrutinen äter- som fastställer om tonalstring eller RELP bör an- sänder en paritetsfelräkning, som hanteras av SPTCTL-ruti- nen. Om tonalstring erfordras fastställer den huruvida den skall utmata tystnad eller omorder.

SPT:n styrs via kommandon fràn SCT:n och CCT:n. Dessa kommando anropar och styr operationen av olika funktioner inom SPT:n då de efterfrågas av abonnentenheten. RELP och ekosläckningsmjukvara t ex exekveras endast då abonnenten- heten är aktiv pà ett röstsamtal. Samtalsförlopptoner alstras när helst abonnentenhetens mottagare är av klykan och RELP inte är aktiv. Tonerna inkluderar tystnad och om- order. Med undantag för tomgàngsarbetstillstàndet arbetar den avbrottsservicerutin som handhar PCM-kodar/avkodaren kontinuerligt som en aktuell process och fyller den cirku- lära PCM-bufferten.

Styr- och modemfunktionerna utförs mellan analys- och syntesbehandlingen.

MPT 94 demoduleringsproceduren är uppdelad i två pro- cedurer: DEMODA & DEMODB och medger således exekvering av RELP-syntes på RX-data i bufferten A precis efter det att DEMODA-proceduren har fullföljts. Efter DEMODA bör alla interna RAM-variabler lagras i externt RAM och sedan åter- laddas till internt RAM före utförande av DEMODB. Detta är på grund av att RELP använder det interna RAM:et.

Då RXCLK-avbrottet på en ledning 26e mottas av pro- cessorchipset 12 orsakar MPT:n läsning och sedan placering av fyra mottagna RX-datasampel i en cirkulär buffert, för behandling av demoduleringsproceduren. Detta medger utfö- rande av andra uppdrag under mottagning av RX-sampel.

MPT:n mottar RXCLK-avbrottsignalen pá ledningen 26e från FIR-chipset 16 var 62,5 us under mottagningsluckan.

RXCLK-avbrottsignalen maskeras av processorchipsets pro- gramvara under tomgång eller sändluckor. . . . _ ' , o - u o u u c Q .. 515 955 '::f.=:I:f..f 2' 36 MPT:n mottar TXCLK-avbrottsignalen på en ledning 26f från FIR-chipset 16 endast under överföringsluckan. TXCLK- avbrottsignalen säger till processorchipset 12 när det skall sända en ny TX-symbol till FIR-chipset.

MPT:n läser fyra sampel från RX-sampelbufferten 35 i FIR-chipset 16 under varje RXCLK-avbrott på ledningen 26e.

MPT:n återställer in- och utadressräknarna till bufferten vid början av mottagningsluckan.

MPT:n sänder TX-symboler till TX-symbolbufferten 36 i FIR-chipset 16.

MPT:n åstadkommer datat till bråkdelstimingkretsen i RX-timingmodulen 39 i FIR-chipset 16 som används för att linjera RXCLK-avbrottssignalen på ledningen 26e med bas- stationssändningen.

MPT:n synkroniserar också DDS-frekvensen med bassta- tionssändfrekvensen.

Med hänvisning till fig 5 innefattar MPT:n följande moduler: ett övervakningsprogram 101, en träningsmodul 102, en frekvensinsamlingsmodul 103, en bitsynkronise- ringsmodul 104, en röstdemoduleringsmodul 105, en symbol- mottagningsmodul 106 och en sändmodul 107. Övervakningsprogrammodulen 101 är MPT-uppdragsöver- vakningsprogrammet. Det läser MPT-styrordet (CTRLO) från RAM:et, och begär andra rutiner enligt styrordet.

Träningsmodulen 102 beräknar en vektor av 28 komplexa FIR-filterkoefficienter. Den aktiveras i tomgångsarbets- tillståndet efter uppstartning och ca var tredje timme. En träningssändare som implementeras av MPT:n aktiveras i ett återkopplingstillstånd till att sända en viss sekvens av symboler. Denna sekvens återkopplas till en träningsmotta- gare som implementeras av MPT:n, i ett normalt arbetstill- stånd, i framskjutet och fördröjt timingsarbetstillstånd, och i övre och nedre, intilliggande kanaler.

Träningsmottagaren använder samplena hos insignalvåg- formen för att skapa en positiv, ändlig, symmetrisk matris A av ordningen 28. Även en 28-ordsvektor V skapas från insignalsamplena. Koefficientvektorn C ges av: B: .15 955 '::ï.;:I:ï..f s' 37 -1 C = A V {Ekv. l0} B-koefficienten beräknas sedan enligt algoritmen: A4, där A är kant.

Träningssändaren aktiveras i àterkopplingssarbets- tillståndet för att sända fem liknande sekvenspar. Varje par består av följande tvà sekvenser: I-sekvens: 9 tomsymboler, "i", 22 tomsymboler 9 tomsymboler, "j", 22 tomsymboler "i" kan vara vilken symbol som helst.

Q-sekvens: "j" är en sym- bol som skiljer sig 90° från "i".

Mottagarbehandlingsuppdragen är: Justera AGC:n så att signaltoppen i det normala ar- betstillstándet är 50-70% av maximum. AGC:n ökas med 23 db för det fjärde och femte arbetstillstándet.

Läs och lagra insignalsamplena. De första 32 samplena förkastas och nästa 64 sampel lagras för varje sekvens.

Bygg matrisen A(28,28). Följande process utförs i det normala arbetstillstándet: A(I,J) = A(I,J) + ZX(4N-I) - X(4N-J) {Ekv.

Additionen gäller för alla N som uppfyller: O< = 4N-I <64 & O< = 4N-J <64 {Ekv. 12} För den framskjutna och fördröjda sekvensen utförs 11) samma process förutom att den term som resulterar från N=8 inte adderas.

I den övre och nedre intilliggande kanalens kanalsekvenser utförs följande process: A(I,J) = A(I,J) + ÉX(2N-I) X(2N-J) {EkV. 13} Additionen gäller för alla N som uppfyller: 0< = 2N-I <64 & 0< = 2N-J <64 {Ekv. 14) Skapa vektorn V(l:28) ur samplena för det första sek- vensparet: (I) (Q)- Re{V(I)} = X(32-I): där X är sampel för den första sekvensen.

Im{V(I)} = sekvensen.

X(32-I); där X är sampel för den andra 0 I Q n ~ ua ' . . . . ' v » » Q n» 516 955 å* zfirna: 38 Finn koefficientvektorn C genom att lösa ekvationen: A x C - V = 0 {Ekv. 15} Dessa behandlingssteg beskrivs mer fullständigt i det amerikanska patentet 4 644 561 frán den 17 februari 1987 i namnen Eric Paneth, David N. Critchlow och Moshe Yehushua.

Frekvensinsamlingsmodulen 103 körs när den mottar styrkanalen, för att synkronisera abonnentenhetens RX-fek- vens med basstationens sändfrekvens. Detta görs genom jus- tering av DDS-CW-utsignalen tills energierna hos de mot- tagna signalernas två sidband är lika. Därefter justeras DDS-TX-frekvenserna enligt den beräknade frekvensavvikel- sen.

Om proceduren misslyckas med att uppnà frekvenssynk- ronisering, placeras en lämplig felkod i statusordet.

Bitsynkroniseringsmodulen 104 körs vid mottagning av RCC:n och efter fullföljande av frekvensinsamlingen. Ett visst mönster sänds i de första 44 symbolerna i RCC-sänd- ningen frán basstationen, och detta används av denna modul för att beräkna RXCLK-avvikelsen från den korrekta samp- lingstiden. Denna avvikelse används för att justera RXCLK- timingen.

Röstdemoduleringsmodulen 105 aktiveras för att demo- dulera en röstlucka. Den ligger i det långsamma EPROM:et och dess funktioner delas mellan tvâ procedurer DEMODA och DEMODB.

DEMODA-funktionerna innefattar initialiseringspara- metrar för symbolmottagningsmodulen 106; anrop av symbol- mottagningsmodulen för behandling av de mottagna symboler- na för bufferten A; och lagring av variablerna i externt RAM för utgång.

DEMODB-funktionerna innefattar laddning av variabler- na från externt RAM till internt RAM; anrop av symbolmot- tagningsmodulen för behandling av de mottagna symbolerna för bufferten B; och fastställande av länkkvalitet och annan information efter mottagning av alla symbolerna i luckan. u o ~ ~ c o. v v ~ v Q . ' " "."... 2 ß " ' o v. - :n u: , .... .. . _, _ . . . .. .. ' 516 955 Vïïfl fi8'=m-.u*' . o u . u -u ugn-n .. e v .n op . 39 Symbolmottagningsmodulen 106 laddas upp till RAM:et då CCT:n går till röstarbetstillstàndet. Den anropas av DEMODA eller DEMODB till att utföra följande: (1) läsa I- (2) FIR-filtre- (3) fastställa de sända symbolerna och Q-sampel frán den cirkulära bufferten; ra I- och Q-samplena; och stoppa dem 1 en buffert; (4) exekvera en faslàsslinga för att synkronisera DDS:n till den inkommande signalen; (5) exekvera bitspárningsalgoritmen; (6) AGC-beräkning; och (7) ackumulera data för länkkvalitetsberäkning.

Sändmodulen 107 inkluderar avbrottsservicerutinen för den TXCLK-avbrottssignal som mottas pà ledningen 26e från FIR-chipset 16, vilket inträffar en gång per tvà symboler Sändmodulens 107 funktioner innefat- (2) utföra en inverterad GRAY-kodning pá densamma; (3) addera den till den tidigare sända fasen (pà grund av DPSK-sänd- ningen); och (4) sända den till TX-bufferten i FIR-chipset 16. under en sändlucka. tar: (1) packa upp sändsymbolen frán RELP-bufferten; MPT:ns gränssnitt till basbandsuppdraget utförs via styr- och statusord och databuffertar i det delade minnet.

Procedurer som erfordrar snabb exekvering laddas upp i Dessa inkluderar avbrotts- servicerutinerna, symboldemodulering, RCC-insamling, och BPSK-demodulering.

MPT-övervakningsprogrammet kommer inte att vänta pà snabbminnet när så erfordras.

RXSOS för att läsa och avkoda styrordet, utan kommer att göra det omedelbart när den anropas.

TMS32OC25 gár till ett nerkopplingsarbetstillstànd vid exekvering av tomgàngsinstruktionen. För att spara effekt kommer programvaran att vara i tomgàngsarbetstill- ståndet största delen av tiden, när det inte pàgàr något telefonsamtal. Efter en áterställning kommer övervaknings- programmet att insamla RCC-synkronisering och sedan gá till tomgàngsarbetstillstàndet till ett förutbestämt av- brott bringar en motsvarande servicerutin att exekveras.

Vid drift i nerkopplingsarbetstillstándet träder TMS320C25 in i ett passivt tillstànd och erfordrar endast - 516 955 šïïiïï: 'Éšaišxaflf :-";-.:2 40 en bråkdel av den effekt som normalt behövs för att mata anordningen. Medan den är i nerkopplingsarbetstillståndet bibehålls processorns hela inre innehåll för att medge fortsatt, oförändrad drift då nerkopplingsarbetstillstån- det avslutas. Vid mottagning av ett avbrott avslutar pro- cessorchipset 12 nerkopplingsarbetstillståndet temporärt och återtar normal drift under en minimitid av en huvud- slingcykel. Nerkopplingsarbetstillståndets behov kontrol- leras vid slutet av huvudslingan varje gång för att fast- ställa huruvida eller inte abonnentenheten skall återgå till nerkopplingsarbetstillståndet.

Luckklockan är baserad på den hàrdvarualstrade luck- timingen. Då en luckmarkör triggar ett avbrott, stegar rutinen klockan med ett steg. Varje klocksteg represen- terar 11,25 msek i tid.

UART:ens mottagnings- och sändfunktioner avbrotts- drivs inte, utan styrs av bakgrundsmjukvaran (denna styr processorladdning och förhindrar rusande avbrottsförhål- landen). Behandlingskoderna stödjer XON/XOFF-protokollet genom att direkt uppfànga dessa tecken och omedelbart aktivera eller spärra UART-sändningen såsom är lämpligt.

Mottagnings- och sändoperationens hastighet är utformad att vara selektiv med hjälp av en extern DIP-omkopplar- anordning. Den typiska datamottagningshastigheten är 9600 baud. En cirkulär buffert används för att styra UART- sändningen. Bakgrundsmjukvaran kontrollerar periodiskt kön och initierar sändning om den inte är tom. Den gör detta genom att sända bitgrupper till UART:n, med en bitgrupp åt gången tills kön är tom.

Klykomkopplaren samplas med TMS320C25:ns inre timing- avbrottsrutin. För att simulera likströmssignalering an- vänds en samplingsperiod om 1,5 ms. Detta avbrott är lin- jerat med ramtimingen vid början av varje ram; därför är dess frekvens faslåst vid basstationen för att förhindra underskridande eller spill för klykomkopplarbufferten. För varje avbrott matas en bit som representerar klykomkopp- lardetekteringssignalen (från SLIC:n) in i 60 bitars 516 955 :Käre 41 klykomkopplarsamplingsbufferten (SSB). SSB:n undersöks av SCT:n en gäng var 45:e ms under normal drift. Detta av- brott aktiveras av mjukvaran vid alla tidpunkter.

Claims (7)

10 15 20 25 30 35 516 955 42 PATENTKRAV

1. I en abonnentenhet för ett trådlöst) digitalt tele- fonsystem där abonnentenheten inkluderar en processor (12) för kodkonvertering av en insignal för àstadkommande av digitala insymboler, för demodulering av en utsignal som mottas fràn en andra enhet inom systemet och för synte- tisering av digitala utsymboler fràn den demodulerade utsignalen, och radioorgan (20) för sändning av modulera- de, analoga insignaler till den andra enheten och för mot- tagning av en utsignal från den andra enheten, en DIF- krets som k ä n n e t e c k n a s av: ett organ (66) som är kopplat till processorn (12) för ackumulering av fasdata; organ för behandling av de ackumulerade fasdatana; ett organ (67) för alstring av en digital mellanfrek- vens vid ett förutbestämt värde fràn de behandlade fas- datana; och p I ett organ (68) för modulering av den digitala mel- lanfrekvensen med de digitala insymbolerna för alstring av modulerade insignaler som konverteras till analoga sig- l naler för sändning.

2. DIF-krets enligt krav 1, av ett organ (65) för frekvensjustering med hög upplösning k ä n n e t e c k n a d av den digitala mellanfrekvensen.

3. DIF-krets enligt krav 1, av en bruskorrigeringskrets (69) som är ansluten till or- k ä n n e t e c k n a d ganet för alstring av den digitala mellanfrekvensen för att åstadkomma en filtrerad, digital mellanfrekvenssignal.

4. DIF-krets enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av ett klockalstringsorgan (60) för àstadkommande av timingsignaler inom abonnentenheten.

5. DIF-krets enligt krav l, av ett processoravkodningsorgan (61) som är anslutet till k ä n n e t e c k n a d processororganet för styrning av interna funktioner i DIF- _ kretsen. “o .- .w- 5 10 15 20 25 30 35 515, 955 43

6. DIF-krets enligt krav 1, av ett organ för alstring av en omodulerad bärfrekvens för k ä n n e t e c k n a d demodulering av utsignalen från den andra enheten.

7. DIF-krets enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att hela kretsen är placerad i ett halvledarchips (17).