RU2776830C1

RU2776830C1 - Class h amplifier

Info

Publication number: RU2776830C1
Application number: RU2021127183A
Authority: RU
Inventors: Владимир Александрович Александров; Сергей Александрович Калашников; Людмила Васильевна Маркова
Original assignee: Акционерное Общество "Концерн "Океанприбор"
Filing date: 2021-09-14
Publication date: 2022-07-27

Abstract

FIELD: amplifier equipment.

SUBSTANCE: invention relates to the field of amplification and generator technology and can be used in hydroacoustic broadband power amplifiers. For this purpose, a class H amplifier with output voltage feedback is proposed, which provides power supply to a linear power amplifier from a series-connected high voltage of a key power amplifier and a low bipolar output galvanically isolated voltage of a high-frequency converter, which reduces residual voltages at linear gain links, especially when operating on a complex load with a very small active power factor.

EFFECT: increase in the energy efficiency of a class H amplifier when operating on a complex load.

1 cl, 4 dwg

Description

Изобретение относится к области усилительной и генераторной техники и может быть использовано в гидроакустических широкополосных усилителях мощности.The invention relates to the field of amplifying and generator technology and can be used in hydroacoustic broadband power amplifiers.

Известны технические решения усилителей [Артым А.Д. Усилители класса D и ключевые генераторы в радиосвязи и радиовещании. М.: Связь, 1980, 209 с.], основанные на использовании ключевых усилителей мощности (КУМ) с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ), определенных по принятой классификации как усилители класса D. Усилители класса D характеризуются высокой энергетической эффективностью, в том числе при работе на комплексную нагрузку с выраженной емкостной составляющей проводимости, что характерно для гидроакустических излучателей, выполненных на пьезоактивных материалах. В ключевом режиме работы потери на полупроводниковых приборах весьма малы и практически не зависят от сдвига фазы между выходным напряжением U_н и током I_н. При этом относительные потери энергии р_т, отнесенные к номинальной выходной мощности P_Z, как правило, не превышают 10%. Вместе с тем, нелинейность импульсного преобразования и задержки переключений транзисторов оконечных каскадов КУМ обусловливают существенные нелинейные искажения (до 3%) и ограничивают динамический диапазон усилителей класса D (как правило, не более 30-40 дБ), что ограничивает возможности их применения в передающих трактах режимов гидроакустической связи (ГС), где требуется высокое качество широкополосных излучаемых сигналов.Known technical solutions for amplifiers [Artym A.D. Class D amplifiers and key generators in radio communications and broadcasting. M.: Svyaz, 1980, 209 pp.], based on the use of key power amplifiers (KUM) with pulse-width modulation (PWM), defined according to the accepted classification as class D amplifiers. Class D amplifiers are characterized by high energy efficiency, including when operating on a complex load with a pronounced capacitive component of conductivity, which is typical for hydroacoustic emitters made on piezoactive materials. In the key operating mode, the losses on semiconductor devices are very small and practically do not depend on the phase shift between the output voltage U _n and current I _n . In this case, the relative energy losses p _t , referred to the rated output power P _Z , as a rule, do not exceed 10%. At the same time, the non-linearity of the pulse conversion and the switching delays of the transistors of the terminal stages of the CCM cause significant non-linear distortions (up to 3%) and limit the dynamic range of class D amplifiers (usually no more than 30-40 dB), which limits the possibility of their use in transmission paths modes of hydroacoustic communication (HS), where high quality of broadband emitted signals is required.

Известны технические решения линейных усилительных устройств, с требуемым качеством широкополосных сигналов ГС, основанные на использовании усилителей класса АВ [Кибакин В.М. Основы теории и расчета транзисторных низкочастотных усилителей М.: Радио и связь 1988, 240 с]. В таких усилителях остаточное напряжение на проводящих транзисторах могут достигать значительной величины, особенно при работе на комплексную нагрузку. В режиме номинальной мощности при работе на активную нагрузку относительные потери энергии усилителя класса В составляют 25%, а при малом коэффициенте активной мощности нагрузки (при cos ϕ_н=0,1-0,2 где ϕ_н - фазовый сдвиг между выходным напряжением и током нагрузки) могут достигать 90-110% [Статья. Александров В.А., Майоров В.А., Маркова Л.В. Модули силовой электроники передающих трактов гидроакустических комплексов / Морская радиоэлектроника №2 (64), июль 2018. С 18-23].Known technical solutions for linear amplifying devices, with the required quality of broadband GS signals, based on the use of class AB amplifiers [Kibakin V.M. Fundamentals of the theory and calculation of transistor low-frequency amplifiers M .: Radio and communication 1988, 240 s]. In such amplifiers, the residual voltage on conducting transistors can reach a significant value, especially when operating on a complex load. In the rated power mode when operating on an active load, the relative energy losses of a class B amplifier are 25%, and with a low active power factor of the load (at cos ϕ _n = 0.1-0.2 where ϕ _n is the phase shift between the output voltage and current load) can reach 90-110% [Art. Aleksandrov V.A., Maiorov V.A., Markova L.V. Power electronics modules for the transmission paths of hydroacoustic systems / Marine radio electronics No. 2 (64), July 2018. P 18-23].

Уменьшить потери энергии в линейном усилителе позволяет использование усилителя класса G, основанного на дискретном изменении напряжений электропитания усилителя мощности класса АВ [US 8072266 В class G amplifier with improved supply rail transition control. Date of patent Dec. 6, 2011]. Переключение даже одной ступени электропитания в усилителе класса G позволяет вдвое понизить потери энергии при работе на активную нагрузку. Однако, в условиях возбуждения гидроакустического преобразователя с малым коэффициентом активной мощности, потери энергии уменьшаются незначительно и могут достигать 70-80%.To reduce energy losses in a linear amplifier, the use of a class G amplifier based on a discrete change in the power supply voltage of a class AB power amplifier [US 8072266 B class G amplifier with improved supply rail transition control. Date of patent Dec. 6, 2011]. Switching even one stage of the power supply in a class G amplifier allows you to halve the energy loss when operating on a resistive load. However, under conditions of excitation of a hydroacoustic transducer with a low active power factor, the energy losses decrease slightly and can reach 70-80%.

Указанное обстоятельство обусловлено в известном усилителе класса G двумя факторами: во-первых, увеличением остаточных напряжений вследствие конечной величины дискретного изменения ступени электропитания; во-вторых, отсутствием рекуперации энергии из емкостной составляющей нагрузки.This circumstance is due to the well-known class G amplifier by two factors: firstly, an increase in residual voltages due to a finite discrete change in the power supply stage; secondly, the lack of energy recovery from the capacitive component of the load.

Влияние первого фактора значительно уменьшено в известном усилителе класса Н [патент US №8149061 В2 Class Н amplifier. Date of patent: Apr, 3, 2011], где предложено использование плавного изменения напряжения электропитания линейного усилителя мощности в соответствии с выпрямленным выходным напряжением. Этот усилитель по количеству общих признаков является наиболее близким аналогом предлагаемого технического решения.The influence of the first factor is significantly reduced in the known class H amplifier [US patent No. 8149061 B2 Class H amplifier. Date of patent: Apr, 3, 2011], which proposes the use of a smooth change in the power supply voltage of a linear power amplifier in accordance with the rectified output voltage. This amplifier in terms of the number of common features is the closest analogue of the proposed technical solution.

Устройство-прототип, выполненное в соответствии со структурной схемой (фиг. 1), содержит сумматор 1, широтно-импульсный модулятор 2 (ШИМ), ключевой усилитель 3 мощности (КУМ), фильтр 4 нижних частот (ФНЧ), инвертирующий ключевой преобразователь напряжения 5 (ПН), линейный усилитель 6 мощности (ЛУМ) класса АВ, цепь 7 обратной связи и нагрузку 8, в качестве которой используется акустический динамик (наушники). Положительная и отрицательная шины электропитания линейный усилитель мощности класса АВ в составе известного усилителя класса Н соединены через фильтр нижних частот с выходом ключевого усилителя мощности и с выходом инвертирующего ключевого преобразователя, причем шина электропитания ключевого усилителя мощности соединена с шиной электропитания усилителя, а вход - через широтно-импульсный модулятор с выходом сумматора, первый вход которого соединен с шиной управления усилителя, а второй вход, через цепь обратной связи, с выходом инвертирующего ключевого преобразователя напряжения, вход которого подключен к фильтру нижних частот.The prototype device, made in accordance with the block diagram (Fig. 1), contains an adder 1, a pulse-width modulator 2 (PWM), a key power amplifier 3 (KUM), a low-pass filter 4 (LPF), an inverting key voltage converter 5 (PN), linear power amplifier 6 (LUM) class AB, feedback circuit 7 and load 8, which is used as an acoustic speaker (headphones). The positive and negative power rails of the class AB linear power amplifier as part of the well-known class H amplifier are connected through a low-pass filter to the output of the key power amplifier and to the output of the inverting key converter, and the power supply bus of the key power amplifier is connected to the power supply bus of the amplifier, and the input is connected through the width - a pulse modulator with an adder output, the first input of which is connected to the amplifier control bus, and the second input, through a feedback circuit, to the output of an inverting key voltage converter, the input of which is connected to a low-pass filter.

Принцип действия прототипа поясняются временными диаграммами сигналов (фиг. 2): U_у - управляющее напряжение на входе сумматора 1 и U - входной сигнал усилителя (фиг. 2а); U_AB - выходное напряжение КУМ 3; i_н - ток нагрузки; +Е_АВ, -Е_АВ - положительное и отрицательное напряжения электропитания ЛУМ 6; U₀ - остаточное напряжение на усилительных элементах ЛУМ 6 (фиг. 2б и фиг. 2в соответственно для активной и емкостной нагрузки).The principle of operation of the prototype is illustrated by the timing diagrams of the signals (Fig. 2): U _y - control voltage at the input of the adder 1 and U - the input signal of the amplifier (Fig. 2a); U _AB - output voltage KUM 3; i _n - load current; +E _AB , -E _AB - positive and negative power supply voltage LUM 6; U ₀ - residual voltage on the amplifying elements LUM 6 (Fig. 2b and Fig. 2c, respectively, for active and capacitive loads).

Работа усилителя-прототипа осуществляется следующим образом.The operation of the prototype amplifier is as follows.

На входе формируется управляющее напряжение U_y, пропорциональное выпрямленному выходному напряжению U_AB с дополнительным смещением ΔЕ:At the input, a control voltage U _y is formed, proportional to the rectified output voltage U _AB with an additional bias ΔE:

где β - коэффициент передачи цепи 7 обратной связи. Такое управляющее напряжение для устройства прототипа формируется отдельным процессорным блоком (на фиг. 1 не показан), обеспечивающим цифровую обработку входного сигнала U.where β is the transmission coefficient of the feedback circuit 7 . Such a control voltage for the prototype device is formed by a separate processor unit (not shown in Fig. 1), which provides digital processing of the input signal U.

Управляющее напряжение U_y преобразуется ШИМ 2 в последовательность высокочастотных импульсов, при ключевом усилении которых в КУМ 3 на выходе ФНЧ 4 формируется положительное напряжение +Е_АВ электропитания усилителя 6. При этом ПН 5 формирует аналогичное напряжение отрицательной полярности -Е_АВ:The control voltage U _y is converted by PWM 2 into a sequence of high-frequency pulses, with a key amplification of which in KUM 3, a positive voltage + E _{AB of} the power supply of the amplifier 6 is formed at the output of the low-pass filter 4. At the same time, PN 5 generates a similar voltage of negative polarity -E _AB :

Использование обратной связи по напряжению электропитания усилителя 6 обеспечивает заданную точность выполнения условий (2) для низкочастотного диапазона усиливаемых сигналов. В случае активной нагрузки (фиг. 2б) в условиях синфазного выходного напряжения усилителя 6 U_AB и тока нагрузки реализация известного усилительного устройства класса Н уменьшает потери энергии связанные с мощностью тепловыделения до уровня:The use of feedback on the power supply voltage of the amplifier 6 provides the specified accuracy of the conditions (2) for the low-frequency range of the amplified signals. In the case of an active load (Fig. 2b) under conditions of a common-mode output voltage of the amplifier 6 U _AB and load current, the implementation of the known class H amplifying device reduces the energy losses associated with the heat dissipation power to the level:

где m=U_ABmax/Max|E_AB| - относительная амплитуда выходного напряжения U_AB от максимального значения напряжения электропитания Е, для номинального режима работы m=(1-е) (где е=ΔЕ/Е);where m=U _ABmax /Max|E _AB | - the relative amplitude of the output voltage U _AB from the maximum value of the power supply voltage E, for the nominal operating mode m=(1-e) (where e=ΔE/E);

Z - импеданс нагрузки для коэффициента активной мощности cos ϕ_н=1, Z=R.Z - load impedance for active power factor cos ϕ _n =1, Z=R.

Нормируя величину Р_т к максимальной выходной мощности P_Z≈E²/2Z, получим относительные потери энергии р_т в усилительном устройстве класса Н:Normalizing the value of P _t to the maximum output power P _Z ≈E ² /2Z, we obtain the relative energy losses p _t in the amplifying device of class H:

С учетом весьма малой величины е≈0,1 в номинальном режиме относительные потери энергии в устройстве-прототипе при работе на активную нагрузку не превышают 13%.Given the very small value of e≈0.1 in the nominal mode, the relative energy loss in the prototype device when operating on a resistive load does not exceed 13%.

Однако при наличии фазового сдвига ϕ_н выходного напряжения линейного усилителя мощности ЛУМ 6 от тока нагрузки во время разнополярных величин U_AB и i_н (фиг. 2в), остаточное напряжение U₀ на усилительных элементах резко возрастает, что обуславливает увеличение мощности тепловыделения до уровня:However, in the presence of a phase shift ϕ _n of the output voltage of the linear power amplifier LUM 6 from the load current during bipolar values U _AB and i _n (Fig. 2c), the residual voltage U ₀ on the amplifying elements increases sharply, which causes an increase in the heat release power to the level:

При этом для малых значений коэффициента активной мощности cos ϕ_н (при ϕ_н≈π/2) в номинальном режиме (m≈1) относительные потери энергии достигают значений:At the same time, for small values of the active power factor cos ϕ _n (at ϕ _n ≈π/2) in the nominal mode (m≈1), the relative energy losses reach the following values:

То есть даже при весьма малом значении е относительные потери в устройстве-прототипе составляют не менее 60% от уровня полной выходной мощности Max|P_Z|=E²/Z.That is, even at a very small value of e, the relative losses in the prototype device are at least 60% of the total output power level Max|P _Z |=E ² /Z.

Проведенная оценка показывает низкую эффективность усилителя-прототипа при работе на комплексную нагрузку с выраженной емкостной проводимостью, к которой относятся гидроакустические излучатели, выполненные на пьезоактивных материалах. Следует заметить, что гидроакустические излучающие тракты даже для сравнительно маломощных режимов гидроакустической связи между необитаемыми подводными аппаратами (АНПА) характеризуются мощностью возбуждения сотни ВА. Электропитание передающей аппаратуры в таких устройствах осуществляется от аккумуляторных батарей с ограниченным энергоресурсом, что требует минимизации потерь энергии. Здесь большая мощность тепловыделения в усилительных элементах принципиально ограничивает применение известного усилительного устройства класса Н. В свою очередь использование технического аналога на основе усилителя класса D, характеризующегося высокой энергетической эффективностью, ограничено низким качеством сигналов возбуждения излучающей антенны.The evaluation shows the low efficiency of the prototype amplifier when operating on a complex load with a pronounced capacitive conductivity, which includes hydroacoustic emitters made on piezoactive materials. It should be noted that hydroacoustic radiating paths, even for relatively low-power modes of hydroacoustic communication between uninhabited underwater vehicles (AUVs), are characterized by an excitation power of hundreds of VA. The power supply of the transmitting equipment in such devices is carried out from rechargeable batteries with a limited energy resource, which requires minimization of energy losses. Here, the high heat dissipation power in the amplifying elements fundamentally limits the use of the known class H amplifying device. In turn, the use of a technical analogue based on a class D amplifier, which is characterized by high energy efficiency, is limited by the low quality of the excitation signals of the radiating antenna.

Задачей настоящего изобретения является повышение энергетической эффективности усилителя класса Н при работе на комплексную нагрузку.The objective of the present invention is to improve the energy efficiency of the class H amplifier when operating on a complex load.

Для решения поставленной задачи в известный усилитель класса Н, содержащий последовательно соединенные широтно-импульсный модулятор, ключевой усилитель мощности, фильтр нижних частот и преобразователь напряжения, также содержащий сумматор, первый вход которого соединен с выходом цепи обратной связи, и линейный усилитель мощности, подключенный выходом к входу нагрузки, общий вход которой соединен с общей шиной устройства, предлагается ввести новые признаки, а именно: драйвер с гальванической развязкой, выход которого соединен с входом линейного усилителя мощности, а вход - с выходом сумматора, второй вход которого подключен к шине входного сигнала, в свою очередь выход линейного усилителя мощности соединен с входом цепи обратной связи, причем преобразователь напряжения содержит высокочастотный инвертор, трансформатор, синхронный выпрямитель, высокочастотный генератор, прямой и инверсный выходы которого соединены, соответственно, с прямым и инверсным входами синхронного выпрямителя и высокочастотного инвертора, выходы которого подключены к первичной обмотке трансформатора, соединенного вторичной обмоткой к входам синхронного выпрямителя, причем средняя точка вторичной обмотки трансформатора соединена с входом преобразователя напряжения, первый и второй выходы положительного и отрицательного напряжения электропитания которого подключены к соответствующим входам электропитания высокочастотного инвертора и ключевого усилителя мощности, а также к шинам положительного и отрицательного электропитания устройства, при этом выходы положительного и отрицательного напряжения синхронного выпрямителя соединены через соответствующие выходы преобразователя напряжения с шинами электропитания линейного усилителя мощности.To solve this problem, a well-known class H amplifier containing a series-connected pulse-width modulator, a key power amplifier, a low-pass filter and a voltage converter, also containing an adder, the first input of which is connected to the output of the feedback circuit, and a linear power amplifier connected to the output to the input of the load, the common input of which is connected to the common bus of the device, it is proposed to introduce new features, namely: a driver with galvanic isolation, the output of which is connected to the input of a linear power amplifier, and the input to the output of the adder, the second input of which is connected to the input signal bus , in turn, the output of the linear power amplifier is connected to the input of the feedback circuit, and the voltage converter contains a high-frequency inverter, a transformer, a synchronous rectifier, a high-frequency generator, the direct and inverse outputs of which are connected, respectively, to the direct and inverse inputs of the synchronous rectifier and high box-frequency inverter, the outputs of which are connected to the primary winding of the transformer, connected by the secondary winding to the inputs of the synchronous rectifier, and the middle point of the secondary winding of the transformer is connected to the input of the voltage converter, the first and second outputs of the positive and negative power supply voltages of which are connected to the corresponding power supply inputs of the high-frequency inverter and the switching power amplifier, as well as to the positive and negative power buses of the device, while the positive and negative voltage outputs of the synchronous rectifier are connected through the corresponding outputs of the voltage converter to the power supply buses of the linear power amplifier.

Технический результат от использования заявляемого усилителя класса Н заключается в обеспечении рекуперации реактивной энергии комплексной нагрузки через соединенные последовательно линейный усилитель мощности с пониженным напряжением электропитания и ключевой усилитель мощности с высоким напряжением электропитания, с последующим использованием этой энергии для передачи в нагрузку. С учетом пониженного остаточного напряжения на элементах линейного усилителя мощности в циклах прямой и обратной передачи энергии, достигается значительное уменьшение потерь энергии при возбуждении комплексной нагрузки, в качестве которой может быть использован гидроакустический излучатель.The technical result from the use of the proposed class H amplifier is to ensure the regeneration of the reactive energy of the complex load through a linear power amplifier with a low power supply voltage and a key power amplifier with a high power supply voltage connected in series, with the subsequent use of this energy for transfer to the load. Taking into account the reduced residual voltage on the elements of a linear power amplifier in the cycles of forward and reverse energy transfer, a significant reduction in energy losses is achieved when excitation of a complex load, which can be used as a hydroacoustic emitter.

Сущность изобретения поясняется Фиг. 1-4, где на фиг. 1 приведена структурная схема усилителя прототипа, на фиг. 2 - временные диаграммы сигналов, поясняющие работу прототипа, на фиг. 3 - представлена структурная схема предлагаемого усилителя класса Н и на фиг. 4 - диаграммы сигналов, поясняющих принцип действия на примере усиления гармонического сигнала. При этом на фиг. 4а иллюстрируется входной сигнал U и опорное пилообразное напряжение U_п, широтно-импульсного модулятора, на фиг. 4б приведены временные диаграммы импульсного напряжения V_ШИМ ключевого усилителя мощности и выходного сигнала фильтра нижних частот U_D, на фиг. 4в - представлены диаграммы выходного напряжения линейного усилителя мощности U_AB и тока нагрузки i_н, напряжений в шинах положительного и отрицательного электропитания линейного усилителя мощности +Е_АВ и -Е_АВ, напряжения на выходах синхронного выпрямителя Е₁(ϕ) и Е₂(ϕ), определяющие остаточное напряжение U₀ на его усилительных элементах линейного усилителя мощности.The essence of the invention is illustrated in Fig. 1-4, where in Fig. 1 shows a block diagram of the prototype amplifier, Fig. 2 are signal timing diagrams illustrating the operation of the prototype; FIG. 3 is a block diagram of the proposed class H amplifier, and FIG. 4 - diagrams of signals explaining the principle of operation using the example of amplification of a harmonic signal. Meanwhile, in FIG. 4a illustrates the input signal U and the sawtooth reference voltage U _p of the pulse-width modulator, FIG. 4b shows the timing diagrams of the pulsed voltage V _PWM of the key power amplifier and the output signal of the low-pass filter U _D , in Fig. 4c - diagrams of the output voltage of the linear power amplifier U _AB and the load current i _n , the voltages in the positive and negative power buses of the linear power amplifier + E _AB and -E _AB , the voltage at the outputs of the synchronous rectifier E ₁ (ϕ) and E ₂ (ϕ ), which determine the residual voltage U ₀ on its amplifying elements of the linear power amplifier.

Заявляемый усилитель класса Н (фиг. 3) содержит сумматор 1, широтно-импульсный модулятор 2 (ШИМ 2), ключевой усилитель 3 мощности (КУМ 3), фильтр 4 нижних частот (ФНЧ 4),, линейный усилитель 6 мощности (ЛУМ 6), цепь 7 обратной связи (ОС 7), нагрузку 8 и гальванически развязанный драйвер 9 (ГРД 9), а также преобразователь 5 напряжения (ПН 5) включающий высокочастотный инвертор 5.1 (ВЧИ 5.1), трансформатор 5.2 (TP 5.2), синхронный выпрямитель 5.3 (СВ 5.3), высокочастотный генератор 5.4 (ВЧГ 5.4).The inventive class H amplifier (Fig. 3) contains an adder 1, a pulse-width modulator 2 (PWM 2), a key power amplifier 3 (KUM 3), a low-pass filter 4 (LPF 4), a linear power amplifier 6 (LUM 6) , feedback circuit 7 (OS 7), load 8 and galvanically isolated driver 9 (GRD 9), as well as voltage converter 5 (PN 5) including high-frequency inverter 5.1 (HFFI 5.1), transformer 5.2 (TP 5.2), synchronous rectifier 5.3 (SV 5.3), high-frequency generator 5.4 (VCHG 5.4).

Выполнение структурных узлов заявляемого устройства определяется функциональным назначением и соответствует принципу реализуемости по известным правилам.The implementation of the structural nodes of the claimed device is determined by the functional purpose and corresponds to the principle of realizability according to known rules.

Сумматор 1 предназначен для формирования разностного сигнала на входе ГРД 9 в результате суммирования инверсного напряжения с выхода ОС 7 и напряжения U с шины входного сигнала. Сумматор 1 может быть выполнен по резистивной схеме сложения, либо на операционном усилителе с коэффициентом усиления K_с обеспечивающим требуемую глубину обратной связи.The adder 1 is designed to generate a differential signal at the input of the GRM 9 as a result of summing the inverse voltage from the output of the OS 7 and the voltage U from the input signal bus. The adder 1 can be made according to a resistive addition circuit, or on an operational amplifier with a gain K providing _the required feedback depth.

Широтно-импульсный модулятор 2 может быть выполнен по традиционной схеме широтно-импульсного преобразователя, обеспечивающего формирование последовательности импульсов V_ШИМ посредством сравнения опорного пилообразного напряжения U_п высокой частоты ƒ с низкочастотным (НЧ) входным сигналом U, частота F=1/Т которого многократно ниже частоты переключений ƒ=1/T₀ (фиг. 4а).The pulse-width modulator 2 can be made according to the traditional scheme of a pulse-width converter, which provides the formation of a sequence of pulses V _PWM by comparing the reference sawtooth voltage U _p high frequency ƒ with a low-frequency (LF) input signal U, the frequency F=1/T which is many times lower switching frequency ƒ=1/T ₀ (Fig. 4a).

Ключевой усилитель 3 мощности выполняется по известной полумостовой схеме, например, описанной в патенте US №8072266, с использованием быстродействующих полевых транзисторов для обеспечения эффективной работы на высокой частоте переключений ƒ>(20…40)F. При этом фильтр 4 нижних частот, выполняемый на двухзвенном LC-ФНЧ второго порядка должен иметь частоту среза F_c много выше частоты низкочастотного сигнала, что позволяет выделить НЧ составляющие импульсного напряжения V_ШИМ в виде сигнала U_D (фиг. 4б) с весьма малыми высокочастотными (ВЧ) составляющим при практическом отсутствии изменений амплитуды и фазы в полосе частот усиливаемого сигнала. В этих условиях суммарные отклонения формы выходного напряжения от формы входного сигнала не превышают 5%, что соответствует условиюThe switch power amplifier 3 is made according to a well-known half-bridge circuit, for example, described in US patent No. 8072266, using high-speed field-effect transistors to ensure efficient operation at a high switching frequency ƒ>(20...40)F. In this case, the low-pass filter 4, performed on a two-section LC-low-pass filter of the second order, must have a cutoff frequency F _c much higher than the frequency of the low-frequency signal, which makes it possible to isolate the low-frequency components of the pulsed voltage V _PWM in the form of a signal U _D (Fig. 4b) with very small high-frequency (HF) components in the absence of changes in amplitude and phase in the frequency band of the amplified signal. Under these conditions, the total deviations of the output voltage form from the input signal form do not exceed 5%, which corresponds to the condition

где ϕ - текущая фаза входного гармонического сигнала;where ϕ is the current phase of the input harmonic signal;

K_D - результирующий коэффициент усиления ключевого усилителя мощности;K _D - the resulting gain of the key power amplifier;

Е - величина напряжения положительной и отрицательной полярности;E - voltage value of positive and negative polarity;

|+E|=|-Е|=Е - напряжение относительно общей шины устройства на соответствующих входах ключевого усилителя мощности;|+E|=|-E|=E - voltage relative to the common bus of the device at the corresponding inputs of the key power amplifier;

U_ПМ - амплитуда опорного пилообразного напряжения U_п.U _PM - the amplitude of the reference sawtooth voltage U _p .

Преобразователь 5 напряжения предназначен для формирования симметричных гальванических развязанных напряжений +ΔЕ, -ΔЕ электропитания линейного усилителя мощности. Причем выходы напряжений +ΔЕ и -ΔЕ ПН 5 должны обеспечивать последовательное сложение с выходным напряжением U_D, поступающим с выхода ФНЧ 4 на вход ПН 5, соединенный со средней точкой его выходных напряжений. В результате на входы электропитания ЛУМ 6, относительно общей шины устройства подаются напряжения Е₁(ϕ)=+Е_АВ=U_D+ΔЕ, Е₂(ϕ)=-Е_АВ=U_D-ΔЕ в условиях сохранения напряжений электропитания оконечного каскада ЛУМ 6 соответственно +ΔЕ и -ΔЕ.The voltage converter 5 is designed to form symmetrical galvanic isolated voltages +ΔE, -ΔE of the power supply of the linear power amplifier. Moreover, the voltage outputs +ΔE and -ΔE PN 5 must provide series addition with the output voltage U _D coming from the output of the low-pass filter 4 to the input PN 5, connected to the midpoint of its output voltages. As a result, voltages E ₁ (ϕ)=+E _AB =U _D +ΔE, E ₂ (ϕ)=-E _AB =U _D -ΔE are applied to the power supply inputs of the LUM 6, relative to the common bus of the device, while maintaining the power supply voltages of the final stage LUM 6 respectively +ΔE and -ΔE.

Линейный усилитель мощности (ЛУМ) 6 реализуется по типовой схеме полумостового усилителя класса АВ с коэффициентом K_у и может быть выполнен, например, на модуле APEX типа РВ63 на напряжение электропитания ΔЕ не более 60 В, либо на более низковольтном модуле с учетом выбора напряжения ΔЕ много меньше максимального уровня напряжения U_ADmax=E_D, (ΔЕ=0,1…0,2E_D).The linear power amplifier (LPA) 6 is implemented according to a typical circuit of a class AB half-bridge amplifier with a coefficient K _y and can be performed, for example, on an APEX type PB63 module for a power supply voltage ΔE of not more than 60 V, or on a lower voltage module, taking into account the choice of voltage ΔE much less than the maximum voltage level U _ADmax =E _D , (ΔE=0.1…0.2E _D ).

Цепь ОС 7 может быть выполнена на резистивном аттенюаторе с коэффициентом передачи β в условиях поддержания требуемой глубины обратной связи с учетом коэффициента усиления K_с сумматора 1 и коэффициента K_р передачи разностного сигнала через гальванически развязанный драйвер 9.The OS circuit 7 can be made on a resistive attenuator with a transfer coefficient β while maintaining the required feedback depth, taking into account the gain K _{from the} adder 1 and the coefficient K _p of the difference signal transmission through the galvanically isolated driver 9.

При этом результирующий коэффициент передачи K_ос усилителя класса Н, охваченного обратной связью, определяется соотношением:In this case, the resulting transfer coefficient K _os of a class H amplifier covered by feedback is determined by the relation:

В условиях βK_сK_рK_у>30, что соответствует глубине обратной связи более 30 дБ с допустимой степенью приближения K_ос=1/β.Under conditions of βK _with K _p K _y >30, which corresponds to a feedback depth of more than 30 dB with an acceptable degree of approximation K _OS =1/β.

Условием сбалансированной работы ключевого усилителя 3 мощности и линейного усилителя 6 мощности является равенство коэффициентов K_ос=K_D, что достигается соответствующей регулировкой коэффициентов β:The condition for balanced operation of the key power amplifier 3 and the linear power amplifier 6 is the equality of the coefficients K _os =K _D , which is achieved by appropriate adjustment of the coefficients β:

Нагрузка 8, в соответствии с областью применения настоящего изобретения, представляет гидроакустический преобразователь (ГАП) для излучения широкополосных сигналов гидроакустической связи. ГАП как правило выполняется на пьезоактивных материалах с выраженной емкостной проводимостью. Коэффициент активной мощности такой нагрузки, как правило, не превышает cos ϕ_н=0,2…0,5, а в полосе частот 2-3 октавы может уменьшаться до 0,05-0,1. При этом рекуперация энергии из емкостной составляющей нагрузки является необходимым условием уменьшения потерь энергии в звеньях линейного усилителя 6 мощности.Load 8, in accordance with the scope of the present invention, is a hydroacoustic transducer (HAP) for the emission of broadband hydroacoustic signals. HAP is usually performed on piezoactive materials with pronounced capacitive conductivity. The active power factor of such a load, as a rule, does not exceed cos ϕ _n \u003d 0.2 ... 0.5, and in the frequency band of 2-3 octaves it can decrease to 0.05-0.1. When this energy recovery from the capacitive component of the load is a necessary condition for reducing energy losses in the links of the linear power amplifier 6.

Предлагаемая реализация ПН 5 (фиг. 3), содержит высокочастотный инвертор 5.1 (ВЧИ), трансформатор 5.2 (TP), синхронный выпрямитель 5.3 (СВ), высокочастотный генератор 5.4 (ВЧГ).The proposed implementation of PN 5 (Fig. 3), contains a high-frequency inverter 5.1 (HFI), a transformer 5.2 (TP), a synchronous rectifier 5.3 (CB), a high-frequency generator 5.4 (HFG).

Высокочастотный инвертор 5.1 может быть выполнен на полумостовой схеме из двух последовательно включенных транзисторов с выходным резонансным фильтром, что обеспечивает минимизацию динамических потерь энергии при переключении транзисторов (патент US №201118087 Method and apparatus for power converter for class D audio power amplifiers. Date of patent: 8.07.2011).The high-frequency inverter 5.1 can be made on a half-bridge circuit of two transistors connected in series with an output resonant filter, which minimizes dynamic energy losses when switching transistors (US patent No. 201118087 Method and apparatus for power converter for class D audio power amplifiers. Date of patent: July 8, 2011).

Трансформатор 5.2 обеспечивает гальваническую развязку и необходимое понижение амплитуды высокочастотного импульсного напряжения с выхода ВЧИ 5.1 на вход СВ 5.3.The 5.2 transformer provides galvanic isolation and the necessary reduction in the amplitude of the high-frequency pulse voltage from the output of the RFID 5.1 to the input of the SV 5.3.

Оконечный каскад синхронного выпрямителя 5.3 реализуется на полевых транзисторах, включенных в мостовую схему и обеспечивающих прямую и обратную передачу энергии между высоковольтными шинами выходного напряжения ПН 5.The terminal stage of the synchronous rectifier 5.3 is implemented on field-effect transistors included in the bridge circuit and provides direct and reverse energy transfer between the high-voltage output voltage buses PN 5.

Транзисторы ВЧИ 5.1 и диагоналей мостовой схемы СВ 5.3 управляются противофазно высокочастотными импульсными сигналами типа меандр от ВЧГ 5.4. Схематическая реализация ВЧГ 5.4 не представляет технических сложностей и может быть выполнена, например, на микросхеме TL5209-50, включающей формирователь импульсов и двухканальный драйвер импульсных сигналов.Transistors VChI 5.1 and diagonals of the bridge circuit SV 5.3 are controlled by anti-phase high-frequency meander-type pulse signals from VCHG 5.4. The schematic implementation of VCHG 5.4 does not present technical difficulties and can be performed, for example, on a TL5209-50 microcircuit, which includes a pulse shaper and a two-channel pulse signal driver.

Приведенное описание функциональных узлов, входящих в состав предлагаемого устройства, соответствует условиям технической реализуемости, а совокупность их применения обеспечивает достижение технического результата от использования заявляемого усилительного устройства класса Н.The above description of the functional units included in the proposed device complies with the conditions of technical feasibility, and the combination of their application ensures the achievement of a technical result from the use of the proposed class H amplifying device.

Заявленный усилитель класса Н работает следующим образом.The claimed class H amplifier works as follows.

Напряжения +Е и -Е от шин электропитания поступают на соответствующие входы электропитания КУМ 3 и ПН 5.Voltages +E and -E from the power buses are fed to the corresponding power supply inputs of KUM 3 and PN 5.

Входной сигнал U подается на вход ШИМ 2, где сравнивается с высокочастотным пилообразным напряжением U_п (фиг. 4а). В результате на выходе ШИМ 2 формируется последовательность широтно-модулированных импульсов, которая после ключевого усиления преобразуется КУМ 3 в импульсные напряжения V_ШИМ амплитудой E_D, поступающие на вход ФНЧ 4. Соответственно, на выходе ФНЧ выделяются полезные низкочастотные составляющие U_D импульсного напряжения V_ШИМ (фиг. 4б).The input signal U is fed to the PWM input 2, where it is compared with a high-frequency sawtooth voltage U _p (Fig. 4a). As a result, a sequence of pulse-width modulated pulses is formed at the PWM output 2, which, after a key amplification, is converted by the CCM 3 into pulse voltages V _PWM with amplitude E _D , supplied to the input of the low-pass filter 4. Accordingly, useful low-frequency components U _D of the pulse voltage V _PWM are selected at the output of the low-frequency filter (Fig. 4b).

При правильно выбранном соотношении частоты следования импульсов ƒ и верхней частоты F_B усиливаемого сигнала выделения напряжения U_D (фиг. 4б) в условиях весьма малых ВЧ составляющих обеспечивается при частоте среза ФНЧ значительно (в 2-3 раза) выше F_B. Таким образом, с большой точностью выполняется соотношение (5), определяющее соответствие:With a correctly chosen ratio of the pulse repetition rate ƒ and the upper frequency F _B of the amplified voltage release signal U _D (Fig. 4b), under conditions of very small RF components, it is provided at a cutoff frequency of the low-pass filter significantly (2-3 times) higher than F _B . Thus, relation (5) is satisfied with high accuracy, which determines the correspondence:

U_D(ϕ)=K_D⋅U(ϕ)U _D (ϕ)=K _D ⋅U(ϕ)

Одновременно напряжения электропитания +Е, -Е усилителя класса Н преобразуются ПН 5 в гальванически развязанные низковольтные напряжения +ΔЕ, -ΔЕ, которые включаются последовательно с напряжением U_D для формирования напряжений электропитания линейного усилителя мощности (фиг. 4в):At the same time, the power supply voltages +E, -E of the class H amplifier are converted by PN 5 into galvanically isolated low-voltage voltages +ΔE, -ΔE, which are connected in series with the voltage U _D to form the power supply voltages of the linear power amplifier (Fig. 4c):

+Е_АВ=Е₁(ϕ)=U_D(ϕ)+ΔЕ; -Е_АВ=Е₂(ϕ)=U_D(ϕ)-ΔЕ+ E _AB \u003d E ₁ (ϕ) \u003d U _D (ϕ) + ΔE; -E _AB \u003d E ₂ (ϕ) \u003d U _D (ϕ) -ΔE

Соответственно, обеспечивается последовательное включение выходных напряжений U_D КУМ 3 и U_AB ЛУМ 6 и передача результирующего напряжения U_н - на нагрузку:Accordingly, the output voltages U _D KUM 3 and U _AB LUM 6 are connected in series and the resulting voltage U _n is transferred to the load:

U_н=U_AB+U_D.U _n \u003d U _AB + U _D.

Следует отметить, что выходное напряжение U_AB формируется за счет усиления выходного сигнала ГРД 9, на вход которого поступает результирующий сигнал сумматора 1, образованный в результате сложения входного сигнала U и инверсного выходного сигнала U_н, поступающего через цепь ОС 7 с выхода ЛУМ 6. При достаточной глубине отрицательной обратной связи (более 30-40 дБ) выходное напряжение U_н с высоким качеством воспроизводит входной сигнал в широком динамическом и частотном диапазонах. Вместе с тем высокое качество напряжения на нагрузке в предлагаемом устройстве достигается при весьма малом отношении максимального остаточного напряжения на звеньях линейного усиления к максимальному уровню выходного напряжения КУМ 3:It should be noted that the output voltage U _AB is formed by amplifying the output signal of the HRD 9, the input of which receives the resulting signal of the adder 1, formed as a result of the addition of the input signal U and the inverse output signal U _n coming through the OS 7 circuit from the output of the LUM 6. With a sufficient depth of negative feedback (more than 30-40 dB), the output voltage U _n reproduces the input signal with high quality in a wide dynamic and frequency range. At the same time, the high quality of the load voltage in the proposed device is achieved with a very small ratio of the maximum residual voltage on the linear amplification links to the maximum output voltage level of the CCM 3:

е=ΔE/E_D, где E_D=|МахE_AB|.e=ΔE/E _D , where E _D =|MaxE _AB |.

Причем максимальная относительная величина е остаточного напряжения не зависит от направления протекания тока и полярности выходного напряжения.Moreover, the maximum relative value e of the residual voltage does not depend on the direction of current flow and the polarity of the output voltage.

Выбор параметров K_D, K_ос и β в соответствии с отношением (7), при выполнении условия воспроизведения U_D≈U с точностью до 5%, в заявляемом устройстве обеспечивает линейный режим ЛУМ 6 при относительной величине е=(0,1…0,2).The choice of parameters K _D , K _os and β in accordance with relation (7), when the reproduction condition U _D ≈U is fulfilled with an accuracy of 5%, in the claimed device provides a linear mode LUM 6 with a relative value of e=(0.1...0 ,2).

Проведенная оценка подтверждает повышение энергетической эффективности передающей аппаратуры при использовании заявляемого усилителя класса Н в условиях возбуждения комплексной нагрузки с малым коэффициентом активной мощности, что характерно для широкополосных гидроакустических излучающих антенн. В этом случае применение предполагаемого технического решения в режиме номинальной мощности позволяет кратно уменьшить потери энергии и соответственно мощность тепловыделения в элементах усилительного устройства.The evaluation confirms the increase in the energy efficiency of the transmitting equipment when using the proposed class H amplifier under conditions of excitation of a complex load with a low active power factor, which is typical for broadband hydroacoustic radiating antennas. In this case, the application of the proposed technical solution in the rated power mode allows you to reduce the energy losses and, accordingly, the heat release power in the elements of the amplifying device.

Таким образом, в заявляемом усилителе класса Н достигается высококачественное усиление НЧ сигналов в динамическом диапазоне 40-60 дБ при весьма низких относительных потерях энергии не более 20%, в том числе при значительном фазовом сдвиге между выходным напряжением U_н и током нагрузки i_н (фиг. 4в) в случае работы на комплексную нагрузку с низким коэффициентом активной мощности. В результате достигается положительный эффект внедрения настоящего изобретения в передающей аппаратуре гидроакустических излучающих трактов.Thus, in the proposed class H amplifier, high-quality amplification of low-frequency signals is achieved in a dynamic range of 40-60 dB with very low relative energy losses of no more than 20%, including with a significant phase shift between the output voltage U _n and the load current i _n (Fig. 4c) in the case of operation on a complex load with a low active power factor. As a result, a positive effect of the implementation of the present invention in the transmitting equipment of hydroacoustic radiating paths is achieved.

Выделенные преимущества выгодно отличают предлагаемое техническое решение от прототипа и аналогов, где при работе на комплексную нагрузку имеют место кратное увеличение потерь энергии. Так, например, в условиях работы на гидроакустический преобразователь в режиме номинальной мощности, относительные потери в известных устройствах превышают 60%, а в предполагаемом устройстве не превышают 20%.The identified advantages favorably distinguish the proposed technical solution from the prototype and analogues, where when working on a complex load, a multiple increase in energy losses occurs. So, for example, under conditions of operation on a hydroacoustic transducer in the rated power mode, the relative losses in the known devices exceed 60%, and in the proposed device they do not exceed 20%.

В настоящее время на предприятии разработано экспериментальное усилительное устройство класса Н с полосой частот 1-10 кГц и номинальной выходной мощностью 100 ВА. Результаты испытаний подтвердили преимущества заявленного изобретения, что позволяет считать заявленный технический результат достигнутым и рекомендовать предлагаемое техническое решение к внедрению в составе передающей аппаратуре излучающего тракта режима ГС.Currently, the enterprise has developed an experimental class H amplifying device with a frequency band of 1-10 kHz and a rated output power of 100 VA. The test results confirmed the advantages of the claimed invention, which makes it possible to consider the claimed technical result achieved and recommend the proposed technical solution for the implementation of the HS mode as part of the transmitting equipment of the radiating path.

Claims

Class H amplifier, containing a series-connected pulse-width modulator, a key power amplifier, a low-pass filter and a voltage converter, also containing an adder, the first input of which is connected to the output of the feedback circuit, and a linear power amplifier connected by the output to the load input, a common input which is connected to the common bus of the device, characterized in that it includes a driver with galvanic isolation, the output of which is connected to the input of a linear power amplifier, and the input is connected to the output of an adder, the second input of which is connected to the input signal bus, in turn, the output of a linear the power amplifier is connected to the input of the feedback circuit, and the voltage converter contains a high-frequency inverter, a transformer, a synchronous rectifier, a high-frequency generator, the direct and inverse outputs of which are connected, respectively, to the direct and inverse inputs of the synchronous rectifier and the high-frequency inverter, the outputs of which are connected s to the primary winding of the transformer connected by the secondary winding to the inputs of the synchronous rectifier, and the middle point of the secondary winding of the transformer is connected to the input of the voltage converter, the first and second inputs of the positive and negative power supply voltages of which are connected to the corresponding power supply inputs of the high-frequency inverter and the key power amplifier, as well as to the positive and negative power supply buses of the device, while the positive and negative voltage outputs of the synchronous rectifier are connected through the corresponding outputs of the voltage converter to the power supply buses of the linear power amplifier.