RU2298286C1 - Method for evaluating channel in multi-frequency radio communication systems with several transmitting and receiving antennas - Google Patents
Method for evaluating channel in multi-frequency radio communication systems with several transmitting and receiving antennas Download PDFInfo
- Publication number
- RU2298286C1 RU2298286C1 RU2005131856/09A RU2005131856A RU2298286C1 RU 2298286 C1 RU2298286 C1 RU 2298286C1 RU 2005131856/09 A RU2005131856/09 A RU 2005131856/09A RU 2005131856 A RU2005131856 A RU 2005131856A RU 2298286 C1 RU2298286 C1 RU 2298286C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- frequency
- channel
- symbols
- samples
- frequency response
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 37
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims abstract description 19
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 claims abstract description 15
- 238000005311 autocorrelation function Methods 0.000 claims description 60
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 15
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract 1
- 239000000126 substance Substances 0.000 abstract 1
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 19
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 16
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 15
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 8
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 6
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 6
- 238000013398 bayesian method Methods 0.000 description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 description 4
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 4
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 4
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 3
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 3
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 238000010835 comparative analysis Methods 0.000 description 2
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 239000000463 material Substances 0.000 description 2
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 2
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 2
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к области радиотехники, в частности к способам оценки канала в многочастотных системах радиосвязи с несколькими передающими и приемными антеннами.The invention relates to the field of radio engineering, in particular to methods for channel estimation in multi-frequency radio communication systems with several transmitting and receiving antennas.
В последнее время для высокоскоростной беспроводной передачи данных широкое распространение получили многочастотные системы радиосвязи - OFDM (orthogonal frequency division multiplexing). В OFDM системах входной поток данных разделяется на несколько низкоскоростных потоков, которые передаются на различных поднесущих. При этом можно увеличивать скорость передачи данных, не уменьшая длительность символа и сохраняя межсимвольную помеху на приемлемо низком уровне. OFDM системы имеют также и другие преимущества по сравнению с традиционными одночастотными системами: устойчивость к многолучевому распространению радиосигнала, простота цифровой реализации, возможность адаптивной модуляции на различных гармониках (поднесущих) и др.Recently, for high-speed wireless data transmission, multi-frequency radio communication systems - OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) are widely used. In OFDM systems, the input data stream is divided into several low-speed streams that are transmitted on different subcarriers. At the same time, it is possible to increase the data transfer rate without decreasing the symbol duration and keeping the intersymbol interference at an acceptably low level. OFDM systems also have other advantages compared to traditional single-frequency systems: resistance to multipath propagation of a radio signal, simplicity of digital implementation, the possibility of adaptive modulation at various harmonics (subcarriers), etc.
Заметим, что цифровой OFDM сигнал представляет собой последовательность многочастотных символов, объединенных в группы (фреймы). Каждый цифровой многочастотный символ состоит из N отсчетов данных и NCP отсчетов префикса. Отсчеты данных представляют собой сумму модулированных поднесущих. Обычно используют многоуровневые фазовые или амплитудно-фазовые виды модуляции. Отсчеты префикса располагаются перед отсчетами данных и представляют собой NСР последних отсчетов данных. Как правило, длительность префикса больше длительности импульсного отклика канала, т.е. интервала многолучевости. Наличие префикса при обработке сигнала позволяет уменьшить или полностью устранить межсимвольные помехи (см. Прокис Дж., Цифровая связь, Перевод с английского, М.: Радио и связь, 2000 г., с.593 [1]).Note that a digital OFDM signal is a sequence of multi-frequency symbols combined into groups (frames). Each digital multi-frequency symbol consists of N data samples and N CP prefix samples. Data samples are the sum of modulated subcarriers. Usually use multilevel phase or amplitude-phase types of modulation. The prefix samples are located before the data samples and represent N CP of the last data samples. As a rule, the prefix duration is longer than the channel impulse response duration, i.e. multipath interval. The presence of a prefix during signal processing can reduce or completely eliminate intersymbol interference (see Prokis J., Digital Communications, Translated from English, M.: Radio and Communications, 2000, p. 593 [1]).
Передаваемое сообщение представляет собой последовательность информационных символов, в рассматриваемом случае - модулирующих поднесущих. В эту последовательность периодически вставляют известные пилот символы, предназначенные для оценки канала. Под оценкой канала понимается оценка комплексной огибающей поднесущих многочастотного сигнала, прошедшего через канал распространения.The transmitted message is a sequence of information symbols, in the case under consideration, modulating subcarriers. Known pilot symbols for channel estimation are periodically inserted into this sequence. A channel estimate is an estimate of the complex envelope of the subcarriers of a multi-frequency signal transmitted through a propagation channel.
Повышение требований к скорости передачи данных вызвало интерес к использованию многочастотных систем с несколькими передающими и приемными антеннами (в дальнейшем упоминается как MIMO-OFDM - Multiple-Input Multiple-Output). Проблема оценки канала в MIMO-OFDM системах осложняется тем, что при оценивании информационных символов используются оценки всех каналов системы, т.е. образованных всевозможными парами приемной и передающей антенн. Таким образом, ошибки оценок всех каналов участвуют в формировании оценки информационных параметров и ухудшают характеристики приема данных в значительно большей степени, чем в обычной OFDM системе с одной передающей и приемной антенной. Это накладывает существенно более жесткие требования к точности оценки канала в MIMO-OFDM системах.The increasing requirements for data transfer speed aroused interest in the use of multi-frequency systems with several transmitting and receiving antennas (hereinafter referred to as MIMO-OFDM - Multiple-Input Multiple-Output). The problem of channel estimation in MIMO-OFDM systems is complicated by the fact that when evaluating information symbols, estimates of all system channels are used, i.e. formed by all kinds of pairs of receiving and transmitting antennas. Thus, the estimation errors of all channels participate in the formation of the estimation of information parameters and degrade the characteristics of data reception to a much greater extent than in a conventional OFDM system with one transmitting and receiving antenna. This imposes significantly more stringent requirements on the accuracy of channel estimation in MIMO-OFDM systems.
Для некоторых типов MIMO-OFDM современных систем радиосвязи (см. IEEE 802.16d, IEEE 802.16е [2]) пилот символы одного многочастотного символа каждой передающей антенны модулируют разные поднесущие. При этом сигналы пилот-символов всех каналов системы не перекрываются ни по времени, ни по частоте. То есть для пилот символов отсутствует межканальная помеха. В этом случае оценка канала каждой пары приемной и передающей антенн может выполняться раздельно, аналогично случаю OFDM системы с одной передающей и приемной антенной.For some types of MIMO-OFDM modern radio communication systems (see IEEE 802.16d, IEEE 802.16e [2]), the pilot symbols of one multi-frequency symbol of each transmit antenna modulate different subcarriers. In this case, the pilot symbol signals of all channels of the system do not overlap either in time or in frequency. That is, for pilot characters there is no inter-channel interference. In this case, the channel estimation of each pair of receiving and transmitting antennas can be performed separately, similarly to the case of an OFDM system with one transmitting and receiving antenna.
В системах связи каналы распространения сигнала между приемником и передатчиком данных являются многолучевыми и нестационарными. Эффективность MIMO-OFDM систем связи во многом определяется способностью алгоритма оценки канала обеспечить в многолучевых нестационарных каналах необходимую точность оценки канала.In communication systems, the signal propagation channels between the receiver and the data transmitter are multipath and non-stationary. The effectiveness of MIMO-OFDM communication systems is largely determined by the ability of the channel estimation algorithm to provide the necessary channel estimation accuracy in multipath non-stationary channels.
Важным требованием к современным высокоскоростным беспроводным системам связи является мобильность их абонентов. При высокой скорости движения абонента изменения канала, т.е. комплексной огибающей принимаемого сигнала, определяемые доплеровской частотой, являются достаточно быстрыми. С точки зрения оценки канала это создает дополнительные трудности ввиду невозможности длительного усреднения во времени.An important requirement for modern high-speed wireless communication systems is the mobility of their subscribers. At a high subscriber speed, channel changes the complex envelope of the received signal, determined by the Doppler frequency, are quite fast. From the point of view of channel estimation, this creates additional difficulties due to the impossibility of long-term averaging over time.
Заметим, что в OFDM системах связи оценка комплексной огибающей осуществляется в двумерной частотно-временной области после быстрого преобразования Фурье (БПФ) отсчетов многочастотных символов. Поэтому для демодуляции данных необходима оценка частотного отклика канала, который представляет собой Фурье преобразование импульсного отклика канала. Оценка канала осуществляется одним из методов интерполяции по пилот-символам, расположенным в известных позициях частотно-временной области.Note that in OFDM communication systems, the complex envelope is estimated in the two-dimensional time-frequency domain after the fast Fourier transform (FFT) of samples of multi-frequency symbols. Therefore, for data demodulation, it is necessary to estimate the channel frequency response, which is the Fourier transform of the channel impulse response. Channel estimation is carried out by one of the interpolation methods for pilot symbols located at known positions in the time-frequency domain.
Известны способы оценки канала, описанные в работе М.Morelli, U.Mengali A Comparison of Pilot-Aided Channel Estimation Methods for OFDM Systems IEEE, Transactions on Signal Processing, vol.49, no.12 December 2001 pp.3065-3073 [3]. В этой работе рассмотрены метод максимального правдоподобия (МП) и байесовский метод оценки импульсного отклика канала по пилот-символам.Known channel estimation methods described by M. Morelli, U. Mengali A Comparison of Pilot-Aided Channel Estimation Methods for OFDM Systems IEEE, Transactions on Signal Processing, vol. 49, no.12 December 2001 pp.3065-3073 [3 ]. In this paper, the maximum likelihood (MP) method and the Bayesian method for estimating the channel impulse response from pilot symbols are considered.
В соответствии с описанным методом МП оценка импульсного отклика канала многочастотного символа имеет видIn accordance with the described MP method, the estimate of the impulse response of a multi-frequency symbol channel has the form
где
Оценка частотного отклика канала определяется какThe channel frequency response estimate is defined as
где
Заметим, что при интерполяции по методу МП не требуется знания статистики канала (используется только длина канала L), а коэффициенты интерполяции зависят только от положения пилот-символов и могут быть вычислены заранее. Реализация алгоритма МП требует обращения матрицы ВНВ. Это возможно, если матрица В имеет полный ранг и Np≥L. To есть, число пилот-символов должно быть не меньше, чем длина канала.Note that when interpolating by the MP method, knowledge of the channel statistics is not required (only the channel length L is used), and the interpolation coefficients depend only on the position of the pilot symbols and can be calculated in advance. The implementation of the MP algorithm requires inversion of the matrix B N B. This is possible if the matrix B has full rank and N p ≥L. That is, the number of pilot symbols should be no less than the channel length.
В соответствии с байесовским методом оценка импульсного отклика канала многочастотного символа имеет видIn accordance with the Bayesian method, the estimate of the impulse response of a multi-frequency symbol channel has the form
где Сh=E(hhH) - ковариационная матрица h.where С h = E (hh H ) is the covariance matrix h.
Окончательно, оценка частотного отклика канала определяется в соответствии с выражением (2), где h определяется формулой (3).Finally, the channel frequency response estimate is determined in accordance with expression (2), where h is determined by formula (3).
При интерполяции по байесовскому методу требуется знание мощности шума и ковариационной матрицы Сh (статистики канала).When interpolating by the Bayesian method, knowledge of the noise power and covariance matrix C h (channel statistics) is required.
Это усложняет алгоритм, но увеличивает его точность по сравнению с методом МП.This complicates the algorithm, but increases its accuracy compared to the MP method.
На фиг.1 представлена структурная схема байесовского и МП алгоритмов оценки канала.Figure 1 presents the structural diagram of the Bayesian and MP channel estimation algorithms.
Таким образом, основным преимуществом МП по сравнению с байесовским методом является то, что он не требует знания статистики канала и уровня шума и, таким образом, является проще для реализации. С другой стороны, байесовский алгоритм имеет более высокую точность, так как он использует информацию о статистике канала.Thus, the main advantage of MP over the Bayesian method is that it does not require knowledge of channel statistics and noise level and, therefore, is easier to implement. On the other hand, the Bayesian algorithm has higher accuracy, since it uses information about channel statistics.
Ограниченное число пилот-символов, т.е. тонов, многочастотного символа ограничивает длину канала, которая может быть учтена методом МП. Поэтому для длинных каналов часть интервала многолучевости не может быть учтена, и метод максимального правдоподобия оценки канала оказывается неработоспособным.A limited number of pilot symbols, i.e. tones, multi-frequency symbol limits the length of the channel, which can be taken into account by the MP method. Therefore, for long channels, part of the multipath interval cannot be taken into account, and the method of maximum likelihood of channel estimation is inoperative.
Байесовский алгоритм использует данные об уровне шума и статистике канала, а именно, о профиле многолучевости и частоте Доплера. Так как эта информация, как правило, отсутствует, эти параметры фиксируют для некоторых усредненных или неблагоприятных условий приема. Такие устройства оценки с фиксированным дизайном имеют простую реализацию, но их характеристики существенно ухудшаются с ростом числа передающих и приемных антенн MIMO-OFDM системы и по мере рассогласования статистики реального канала от проектируемой статистики канала.The Bayesian algorithm uses data on noise level and channel statistics, namely, on the multipath profile and Doppler frequency. Since this information is usually absent, these parameters are fixed for some averaged or adverse reception conditions. Such fixed-design estimators have a simple implementation, but their characteristics deteriorate significantly with the increase in the number of transmitting and receiving antennas of the MIMO-OFDM system and as the real channel statistics are mismatched from the projected channel statistics.
В публикации X.Wang, К.J.R.Liu OFDM Channel Estimation Based on Time-Frequency Polynomial Model of Fading Multipath Channels, IEEE GLOBECOM 2001 San Antonio, Texas, USA, November 25-29, 2001 [4] рассмотрен алгоритм полиномиальной интерполяции в частотно-временной области. Частотный отклик канала изменяется достаточно плавно как в частотном, так и во временном направлениях. Известно, что такую гладкую функцию можно хорошо представить в виде ряда разложения по конечному набору базисных функций. Используется разложение частотного отклика канала в окне размером (2I+1)Δƒ×(2К+1)Т (Δƒ=1/NTs - разность частот соседних поднесущих, Т - длительность многочастотного символа) по небольшому набору функций полиномиального базиса около центральной точки n0, k0, т.е.,The publication X. Wang, K. JRLiu OFDM Channel Estimation Based on Time-Frequency Polynomial Model of Fading Multipath Channels, IEEE GLOBECOM 2001 San Antonio, Texas, USA, November 25-29, 2001 [4] considers the algorithm of polynomial interpolation in frequency time domain. The frequency response of the channel changes quite smoothly in both the frequency and time directions. It is known that such a smooth function can be well represented as a series of expansion in a finite set of basis functions. We use the expansion of the channel frequency response in a window of size (2I + 1) Δƒ × (2K + 1) T (Δƒ = 1 / NT s is the frequency difference of adjacent subcarriers, T is the duration of the multi-frequency symbol) by a small set of polynomial basis functions near the central point n 0 , k 0 , i.e.,
где Hn0,k0(jm),
k0-K≤k≤k0+K, n0-I≤n≤n0+I.k 0 -K≤k≤k 0 + K, n 0 -I≤n≤n 0 + I.
Одной из трудностей использования полиномиального алгоритма является сложность адаптации порядка полиномов и размера окна к статистике канала. Кроме того, при длинных каналах между соседними пилот-символами возникают быстрые изменения комплексной огибающей в частотной области. Рабочее отношения сигнал-шум в системах MIMO-OFDM достаточно мало. Моделирование показало, что в данных условиях точность оценки канала для MIMO-OFDM систем с использованием полиномиального алгоритма является неудовлетворительным.One of the difficulties of using the polynomial algorithm is the difficulty of adapting the polynomial order and window size to the channel statistics. In addition, with long channels between adjacent pilot symbols, rapid changes in the complex envelope in the frequency domain occur. The working signal-to-noise ratio in MIMO-OFDM systems is quite small. Modeling showed that under these conditions, the accuracy of channel estimation for MIMO-OFDM systems using the polynomial algorithm is unsatisfactory.
Известны способы оценки канала, описанные в работе М.Sandell and O.Edfors, A comparative study of pilot-based channel estimators for wireless OFDM, Div. Signal Processing, Lulea Univ. Technology, Lulea, Sweden, Res. Rep. TULEA 1996:19, Sept. 1996 [5]. В этой работе рассмотрены два подхода к оценке канала: двумерная (2D) интерполяция и раздельная (2×1D) интерполяция.Known channel estimation methods are described in M. Sandll and O. Edfors, A comparative study of pilot-based channel estimators for wireless OFDM, Div. Signal Processing, Lulea Univ. Technology, Lulea, Sweden, Res. Rep. TULEA 1996: 19, Sept. 1996 [5]. In this paper, two approaches to channel estimation are considered: two-dimensional (2D) interpolation and separate (2 × 1D) interpolation.
В работе показано, что оптимальная линейная оценка канала является результатом двумерной частотно-временной интерполяции. Объединим используемые оценки канала пилот-символов в вектор Z, а получаемые оценки канала информационных символов в вектор Н. Тогда оценка канала, минимизирующая средний квадрат ошибки, равнаThe work shows that the optimal linear channel estimate is the result of two-dimensional frequency-time interpolation. Combine the used estimates of the channel of the pilot symbols in the vector Z, and the resulting estimates of the channel of information symbols in the vector H. Then the channel estimate that minimizes the mean square of the error is
где RHZ - кроссковариационная матрица векторов Н и Z; RZZ - автоковариационная матрица вектора Z. В зависимости от числа используемых пилот-символов и их относительных позиций вектора Z и соответствующей автоковариационной матрицы RZZ меняются. Матрица RHZ зависит от относительного положения оцениваемых информационных и пилот-символов. На фиг.2 показана схема двумерной частотно-временной интерполяции. Оценка канала информационного символа (×) представляет собой линейную комбинацию 7-ми пилот-символов (■).where R HZ - cross-covariance matrix of vectors H and Z; R ZZ is the autocovariance matrix of the vector Z. Depending on the number of pilot symbols used and their relative positions, the vector Z and the corresponding autocovariance matrix R ZZ change. The matrix R HZ depends on the relative position of the estimated information and pilot symbols. Figure 2 shows a diagram of a two-dimensional time-frequency interpolation. The information symbol channel estimate (×) is a linear combination of 7 pilot symbols (■).
Описанный метод двумерной (2D) интерполяции использует данные об уровне шума и статистике канала. Так как эта информация, как правило, отсутствует, в работе используется фиксация этих параметров для некоторых условий приема. Кроме того, сложность реализации двумерной (2D) интерполяции достаточно велика для практических приложений.The described method of two-dimensional (2D) interpolation uses data on the noise level and channel statistics. Since this information, as a rule, is absent, the work uses fixing these parameters for some reception conditions. In addition, the complexity of implementing two-dimensional (2D) interpolation is large enough for practical applications.
Наиболее близким к заявляемому решению является метод оценки канала с раздельной (2×1D) интерполяцией, приведенный в работе М.Sandell and О.Edfors, A comparative study of pilot-based channel estimators for wireless OFDM. Div. Signal Processing, Lulea Univ. Technology, Lulea, Sweden, Res. Rep. TULEA 1996:19, Sept. 1996 [6]. При этом подходе интерполяция в частотном и временном направлениях производится раздельно.Closest to the claimed solution is the channel estimation method with separate (2 × 1D) interpolation, presented by M. Sandll and O. Edfors, A comparative study of pilot-based channel estimators for wireless OFDM. Div. Signal Processing, Lulea Univ. Technology, Lulea, Sweden, Res. Rep. TULEA 1996: 19, Sept. 1996 [6]. With this approach, interpolation in the frequency and time directions is performed separately.
Предполагается, что выполнены процедуры фильтрации входного сигнала, его усиления, переноса на видеочастоту, аналого-цифрового преобразования, частотно-временной синхронизации.It is assumed that the filtering of the input signal, its amplification, transfer to the video frequency, analog-to-digital conversion, and time-frequency synchronization are performed.
Способ оценки канала в многочастотных системах радиосвязи прототипа заключается в следующем:The channel estimation method in the multi-frequency radio communication systems of the prototype is as follows:
- для каждого многочастотного символа фрейма формируют корреляционные отклики пилот-символов, используя результат синхронизации и осуществляя дискретное преобразование Фурье над блоком отсчетов входного цифрового комплексного сигнала, соответствующим этому многочастотному символу,- for each multi-frequency symbol of the frame, correlation responses of the pilot symbols are generated using the synchronization result and performing discrete Fourier transform over the block of samples of the input digital complex signal corresponding to this multi-frequency symbol,
- получают значения частотных откликов канала пилот символов фрейма, формируя отношения корреляционных откликов соответствующих пилот-символов фрейма к априори известным значениям этих символов,- get the frequency responses of the channel pilot frame symbols, forming the correlation response of the corresponding pilot frame symbols to the a priori known values of these symbols,
- формируют опорные символы, осуществляя интерполяцию частотного отклика канала в частотном направлении для многочастотных символов фрейма, в которых присутствуют пилот-символы, путем взвешенного суммирования значений частотных откликов канала пилот-символов многочастотного символа с весами, определяемыми предполагаемой автоковариационной функцией частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении, относительным расположением пилот-символов многочастотных символов, относительным расположением интерполируемого символа и пилот-символов, а также предполагаемым отношением сигнал - шум,- form reference symbols by interpolating the frequency response of the channel in the frequency direction for multi-frequency frame symbols in which pilot symbols are present by weighted summation of the frequency responses of the channel of the pilot symbols of the multi-frequency symbol with weights determined by the assumed autocovariance function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in frequency direction, relative arrangement of pilot symbols of multi-frequency symbols, relative arrangement of interpolator emogo symbols and pilot symbols and the estimated signal-to - noise ratio,
- осуществляют интерполяцию частотного отклика канала во временном направлении для каждой поднесущей путем взвешенного суммирования значений частотных откликов канала опорных символов поднесущей с весами, определяемыми предполагаемой автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении, относительным расположением опорных символов каждой поднесущей, относительным расположением интерполируемого символа и опорных символов, а также предполагаемым отношением сигнал - шум, в результата получая окончательную оценку канала многочастотной системы, которую в дальнейшем используют при демодуляции информационных символов- interpolating the channel frequency response in the time direction for each subcarrier by weighted summing the channel frequency response values of the subcarrier reference symbols with weights determined by the assumed autocovariation function of the channel frequency response of the multi-frequency system in the time direction, the relative location of the reference symbols of each subcarrier, the relative location of the interpolated symbol and reference characters, as well as the estimated signal-to-noise ratio, resulting in and getting the final channel estimate of the multi-frequency system, which is further used in the demodulation of information symbols
Реализация способа прототипа представлена на фиг.3. Предполагается, что выполнены процедуры фильтрации входного сигнала, его усиления, переноса на видеочастоту, аналого-цифрового преобразования, частотно временной синхронизации. На входы устройства прототипа, а именно на входы блока формирования корреляционных откликов пилот-символов 1 поступают синфазные и квадратурные составляющие входного цифрового комплексного сигнала. На управляющий вход блока 1 поступает импульсный сигнал синхронизации, импульсы которого (сигналы, равные логической единице) соответствуют моментам времени окончания очередного многочастотного символа фрейма. По сигналу окончания очередного многочастотного символа блок формирования корреляционных откликов пилот-символов 1 формирует на своем выходе синфазные и квадратурные составляющие комплексных корреляционных откликов пилот-символов, которые поступают на блок оценки канала 2, а именно на вход узла формирования значений частотных откликов канала пилот-символов 3. Значения частотных откликов канала, т.е. синфазные и квадратурные составляющие, формируются путем известной процедуры комплексного деления комплексных корреляционных откликов пилот-символов на априори известные значения этих символов. Сформированные в узле 3 синфазные и квадратурные составляющие частотных откликов канала пилот-символов поступают в узел интерполяции в частотном направлении 4 блока оценки канала 2, где формируются комплексные опорные символы путем взвешенного суммирования комплексных частотных откликов канала пилот-символов многочастотного символа с априори известными весами. Окончательная оценка канала многочастотной системы формируется в узле интерполяции во временном направлении 5 блока оценки канала 2 путем взвешенного суммирования синфазных и квадратурных составляющих комплексных частотных откликов канала опорных пилот символов каждой поднесущей с априори известными весами. Полученная оценка, т.е. синфазные и квадратурные составляющие частотных откликов канала всех поднесущих многочастотных символов, является выходом блока оценки канала 2 и устройства прототипа.The implementation of the prototype method is presented in figure 3. It is assumed that the filtering of the input signal, its amplification, transfer to the video frequency, analog-to-digital conversion, and time-frequency synchronization are performed. The inputs of the device of the prototype, namely the inputs of the block for the formation of correlation responses of the
В алгоритме прототипа используется ограниченное количество пилот-символов ввиду конечного интервала корреляции в частотном и временном направлениях. Это снижает эффективность этого алгоритма оценки канала. Кроме того, результаты моделирования доказывают, что алгоритмы с фиксированным дизайном, к которым относится прототип, являются неэффективными для систем MIMO-OFDM, особенно с увеличением числа приемных и передающих антенн. Это объясняется значительной разницей между реальной статистикой канала и статистикой канала, используемой в алгоритме оценки канала. Заметим также, что для алгоритмов с фиксированным дизайном имеет место проблема обращения корреляционной матрицы. Это ограничивает длину канала, которую может учесть алгоритм с фиксированным дизайном.The prototype algorithm uses a limited number of pilot symbols due to the finite correlation interval in the frequency and time directions. This reduces the effectiveness of this channel estimation algorithm. In addition, the simulation results prove that the fixed-design algorithms, which include the prototype, are ineffective for MIMO-OFDM systems, especially with an increase in the number of receiving and transmitting antennas. This is due to the significant difference between the actual channel statistics and the channel statistics used in the channel estimation algorithm. We also note that for algorithms with a fixed design there is a problem of inverting the correlation matrix. This limits the channel length that a fixed design algorithm can take into account.
Таким образом, высокая точность оценки канала для систем MIMO-OFDM требует качественной оценки статистики канала. В противном случае эффективная оценка канала невозможна.Thus, the high accuracy of channel estimation for MIMO-OFDM systems requires a qualitative estimation of channel statistics. Otherwise, effective channel estimation is not possible.
Задача, которую решает заявляемое изобретение, заключается в повышении точности оценки канала в многочастотных системах радиосвязи с несколькими передающими и приемными антеннами для произвольных, в том числе длинных импульсных откликов канала, при произвольных, в том числе высоких скоростях движения мобильного абонента.The problem that the claimed invention solves is to increase the accuracy of channel estimation in multi-frequency radio communication systems with several transmitting and receiving antennas for arbitrary, including long pulse channel responses, at arbitrary, including high speeds, mobile subscribers.
Технический результат достигается за счет использования нового способа оценки канала в многочастотных системах радиосвязи с несколькими передающими и приемными антеннами, заключающегося в следующем.The technical result is achieved through the use of a new method for channel estimation in multi-frequency radio communication systems with several transmitting and receiving antennas, which is as follows.
- Для каждой приемной антенны, для каждого многочастотного символа фрейма формируют корреляционные отклики пилот символов, используя результат синхронизации и осуществляя дискретное преобразование Фурье над блоком отсчетов входного цифрового комплексного сигнала, соответствующим этому многочастотному символу.- For each receiving antenna, for each multi-frequency symbol of the frame, correlation responses of the pilot symbols are generated using the synchronization result and performing discrete Fourier transform over the block of samples of the input digital complex signal corresponding to this multi-frequency symbol.
- Для каждой приемной антенны получают значения частотных откликов канала, соответствующих пилот-символам фрейма каждой из передающих антенн, используя корреляционные отклики пилот-символов всех приемных антенн и информацию о положении пилот символов.- For each receiving antenna, the channel frequency response values corresponding to the pilot symbols of the frame of each of the transmitting antennas are obtained using the correlation responses of the pilot symbols of all the receiving antennas and information about the position of the pilot symbols.
- Усредняют значения частотных откликов канала пилот-символов фрейма по всем парам передающей и приемной антенн.- Averaging the frequency responses of the frame pilot symbol channel over all pairs of transmitting and receiving antennas.
- Для каждой пары передающей и приемной антенн, для каждой поднесущей, в которой присутствуют пилот-символы передающей антенны, формируют Q отсчетов автокорреляционной функции частотного отклика канала во временном направлении, используя значения частотных откликов канала пилот-символов фрейма этой поднесущей.- For each pair of transmit and receive antennas, for each subcarrier in which the pilot symbols of the transmit antenna are present, Q samples of the autocorrelation function of the channel frequency response in the time direction are generated using the frequency responses of the channel of the pilot symbols of the frame of this subcarrier.
- Усредняют значения отсчетов автокорреляционной функции частотного отклика канала во временном направлении по всем поднесущим, в которых присутствуют пилот-символы передающей антенны, и всем парам передающих и приемных антенн многочастотной системы.- Averaging the samples of the autocorrelation function of the channel frequency response in the time direction over all subcarriers in which the pilot symbols of the transmitting antenna are present and all pairs of transmitting and receiving antennas of the multi-frequency system.
- Формируют отсчеты автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении, используя усредненные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала во временном направлении и среднее значение частотных откликов канала пилот-символов фрейма.- Form samples of the autocovariance function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the time direction, using the averaged samples of the autocorrelation function of the channel frequency response in the time direction and the average value of the frequency responses of the channel of the pilot symbols of the frame.
- Формируют оценку круговой частоты Доплера многочастотной системы, используя отсчеты автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении,- Form an estimate of the circular frequency of the Doppler of the multi-frequency system using samples of the autocovariance function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the time direction,
для чегоfor what
- для каждого отсчета автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении из заданного интервала значений вычисляют оценку круговой частоты Доплера,- for each sample of the autocovariance function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the time direction, the estimated Doppler circular frequency is calculated from the specified range of values,
- усредняют вычисленные оценки круговой частоты Доплера- average the calculated estimates of the circular frequency of the Doppler
- получают оценку автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении, используя оценку круговой частоты Доплера,- get an estimate of the autocovariance function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the time direction, using the estimate of the circular Doppler frequency,
- для каждой пары приемной и передающей антенн многочастотной системы формируют опорные символы всех многочастотных символов фрейма, осуществляя интерполяцию частотного отклика канала во временном направлении для поднесущих, в которых присутствуют пилот-символы передающей антенны, путем взвешенного суммирования значений частотных откликов канала пилот-символов поднесущей с весами, определяемыми оценкой автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении, относительным расположением пилот-символов поднесущей, относительным расположением интерполируемого символа и пилот-символов поднесущей, а также предполагаемым отношением сигнал - шум,- for each pair of receiving and transmitting antennas of the multi-frequency system, reference symbols of all multi-frequency frame symbols are generated by interpolating the channel frequency response in the time direction for subcarriers in which the transmit antenna pilots are present by weighted summation of the channel frequency responses of the pilot symbols of the subcarrier with the weights determined by the estimation of the autocovariance function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the time direction are relative pilot symbols eat subcarrier relative positions interpolated symbol and the pilot symbol sub-carrier, as well as the intended signal-to - noise
- для каждого фрейма оценивают профиль многолучевости многочастотной системы, используя опорные символы,- for each frame, the multipath profile of the multi-frequency system is estimated using reference symbols,
для чегоfor what
- для каждой пары приемной и передающей антенн для каждого многочастотного символа по опорным символам этого многочастотного символа формируют доступные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала в частотном направлении, которые определяются взаимным расположением опорных символов,- for each pair of receiving and transmitting antennas for each multi-frequency symbol, reference samples of the autocorrelation function of the channel frequency response in the frequency direction are determined from the reference symbols of this multi-frequency symbol, which are determined by the relative position of the reference symbols,
- находят доступные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении, усредняя сформированные доступные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала в частотном направлении по всем многочастотным символам всех пар приемной и передающей антенн,- find available samples of the autocorrelation function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the frequency direction, averaging the generated available samples of the autocorrelation function of the frequency response of the channel in the frequency direction over all multi-frequency symbols of all pairs of the receiving and transmitting antennas,
- интерполируют отсутствующие отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении, используя доступные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении,- interpolating the missing samples of the autocorrelation function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the frequency direction, using the available samples of the autocorrelation function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the frequency direction,
- объединяют доступные и интерполированные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении,- combine the available and interpolated samples of the autocorrelation function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the frequency direction,
- корректируют объединенные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении, умножая эти отсчеты на коэффициенты сглаживающего окна,- correct the combined samples of the autocorrelation function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the frequency direction, multiplying these samples by the coefficients of the smoothing window,
- формируют предварительную оценку профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма, выполняя дискретное преобразование Фурье скорректированных отсчетов автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении,- form a preliminary assessment of the multipath profile of the multi-frequency system of the current frame by performing a discrete Fourier transform of the corrected samples of the autocorrelation function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the frequency direction,
- формируют оценку профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма, осуществляя взвешенное суммирование предварительной оценки профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма и оценки профиля многолучевости многочастотной системы предыдущего фрейма,- form the assessment of the multipath profile of the multi-frequency system of the current frame, by weighting the sum of the preliminary estimates of the multipath profile of the multi-frequency system of the current frame and the evaluation of the multipath profile of the multi-frequency system of the previous frame,
- осуществляют выбор тех элементов оценки профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма, которые превышают заданный порог,- carry out the selection of those elements for evaluating the multipath profile of the multi-frequency system of the current frame that exceed a predetermined threshold,
- для каждой пары приемной и передающей антенн многочастотной системы для всех многочастотных символов фрейма осуществляют интерполяцию частотного отклика канала в частотном направлении путем взвешенного суммирования значений частотных откликов канала опорных символов многочастотного символа с весами, определяемыми выбранными элементами оценки профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма и позициями этих элементов, относительным расположением опорных символов, относительным расположением интерполируемого символа и опорных символов, а также предполагаемым отношением сигнал - шум, в результате получая окончательную оценку канала многочастотной системы, которую в дальнейшем используют при демодуляции информационных символов.- for each pair of receiving and transmitting antennas of the multi-frequency system for all multi-frequency frame symbols, the channel frequency response is interpolated in the frequency direction by weighted summation of the channel frequency response values of the reference symbols of the multi-frequency symbol with weights determined by the selected elements for evaluating the multipath profile of the multi-frequency system of the current frame and the positions of these elements, relative position of reference characters, relative position of interpolated sim ol and reference symbols, and the putative signal-to - noise ratio, resulting in a final channel estimate multicarrier system, which is then used in demodulating the information symbols.
Причем значения частотных откликов канала, соответствующих пилот-символам фрейма каждой из передающих антенн, получают формируя отношения корреляционных откликов соответствующих пилот-символов фрейма к априори известным значениям этих символов.Moreover, the values of the frequency responses of the channel corresponding to the pilot symbols of the frame of each of the transmitting antennas are obtained by forming the ratio of the correlation responses of the corresponding pilot symbols of the frame to the a priori known values of these symbols.
Оценку круговой частоты Доплера вычисляют по формуле, основанной на аппроксимации функции Бесселя ломаной линией.The estimate of the circular Doppler frequency is calculated by the formula based on the approximation of the Bessel function by a broken line.
Оценку автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении определяют, подставляя оценку круговой частоты Доплера в функцию Бесселя нулевого порядка первого рода.The estimation of the autocovariance function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the time direction is determined by substituting the estimate of the circular Doppler frequency in the zero-order Bessel function of the first kind.
Сопоставительный анализ предлагаемого решения с прототипом показывает, что операции предлагаемого способа отличаются от операций прототипа следующим.A comparative analysis of the proposed solution with the prototype shows that the operations of the proposed method differ from the operations of the prototype as follows.
В прототипе сначала выполняют интерполяцию в частотном направлении, а затем во временном. В предлагаемом способе сначала выполняют интерполяцию во временном направлении, а затем в частотном. За счет этого увеличивается число опорных символов и, соответственно, качество интерполяции в частотном направлении, что наиболее важно для длинных каналов.In the prototype, interpolation is first performed in the frequency direction, and then in the time direction. In the proposed method, interpolation is first performed in the time direction, and then in the frequency direction. Due to this, the number of reference symbols and, accordingly, the quality of interpolation in the frequency direction, which is most important for long channels, increases.
В прототипе для интерполяции в частотном и временном направлениях используют предполагаемые автоковариационные функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном и временном направлениях. В предлагаемом способе для интерполяции в частотном и временном направлениях используют оценку автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении и оценку профиля многолучевости многочастотной системы. Соответственно, все операции, связанные с получением этих оценок, в прототипе отсутствуют. За счет этого обеспечивается более высокая адекватность предлагаемого способа статистике канала, что приводит к существенному увеличению точности оценки канала.In the prototype, for the interpolation in the frequency and time directions, the assumed auto-covariance functions of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the frequency and time directions are used. In the proposed method for interpolation in the frequency and time directions, an estimate of the autocovariance function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the time direction and an estimate of the multipath profile of the multi-frequency system are used. Accordingly, all operations associated with obtaining these estimates are absent in the prototype. This ensures a higher adequacy of the proposed method to the channel statistics, which leads to a significant increase in the accuracy of channel estimation.
Сопоставительный анализ заявляемого решения с другими техническими решениями в данной области техники не позволил выявить в них наличия отличительных признаков, заявленных в формуле изобретения. Таким образом, представляется, что заявляемое решение отвечает критериям "новизна", "техническое решение задачи", "промышленная применимость".A comparative analysis of the proposed solution with other technical solutions in the art did not allow them to identify the presence of distinctive features claimed in the claims. Thus, it seems that the claimed solution meets the criteria of "novelty", "technical solution of the problem", "industrial applicability".
Графические материалы, представленные в материалах заявки:Graphic materials presented in the application materials:
Фиг.1 - структура байесовского алгоритма и алгоритма максимального правдоподобия оценки канала.Figure 1 - structure of the Bayesian algorithm and the maximum likelihood algorithm for channel estimation.
Фиг.2 - пример двумерной частотно-временной интерполяции.Figure 2 is an example of a two-dimensional time-frequency interpolation.
Фиг.3 - вариант реализации способа-прототипа.Figure 3 is an embodiment of a prototype method.
Фиг.4 - вариант реализации предлагаемого способа.Figure 4 is an embodiment of the proposed method.
Фиг.5 - вариант выполнения блока формирования корреляционных откликов пилот-символов.5 is an embodiment of a block for generating correlation responses of pilot symbols.
Фиг.6 - вариант выполнения блока оценки статистики канала во временном направлении.6 is an embodiment of a block for estimating channel statistics in the time direction.
Фиг.7 - функция Бесселя и ее аппроксимация ломаной линией.7 is a Bessel function and its approximation by a broken line.
Фиг.8 - вариант выполнения узла интерполяции во временном направлении.Fig. 8 is an embodiment of an interpolation unit in the time direction.
Фиг.9 - вариант выполнения блока оценки статистики канала в частотном направлении.Fig.9 is an embodiment of a block for estimating channel statistics in the frequency direction.
Фиг.10 - вариант выполнения узла интерполяции в частотном направлении.Figure 10 is an embodiment of an interpolation unit in the frequency direction.
Фиг.11 - пример зависимости PER (вероятности пакетной ошибки) от отношения энергии бита к спектральной плотности мощности шума Еb/N0.11 is an example of the dependence of PER (probability of packet error) on the ratio of bit energy to spectral density of noise power E b / N0.
Предлагаемый способ заключается в следующем.The proposed method is as follows.
- Для каждой приемной антенны, для каждого многочастотного символа фрейма формируют корреляционные отклики пилот-символов, используя результат синхронизации и осуществляя дискретное преобразование Фурье над блоком отсчетов входного цифрового комплексного сигнала, соответствующим этому многочастотному символу.- For each receiving antenna, for each multi-frequency symbol of the frame, correlation responses of the pilot symbols are generated using the synchronization result and performing discrete Fourier transform over the block of samples of the input digital complex signal corresponding to this multi-frequency symbol.
- Для каждой приемной антенны получают значения частотных откликов канала, соответствующих пилот-символам фрейма каждой из передающих антенн, используя корреляционные отклики пилот символов всех приемных антенн и информацию о положении пилот-символов.- For each receiving antenna, the channel frequency response values corresponding to the pilot symbols of the frame of each of the transmitting antennas are obtained using the pilot symbol correlation responses of all receiving antennas and information about the position of the pilot symbols.
- Усредняют значения частотных откликов канала пилот символов фрейма по всем парам передающей и приемной антенн.- Averaging the frequency responses of the channel pilot frame symbols for all pairs of transmitting and receiving antennas.
- Для каждой пары передающей и приемной антенн, для каждой поднесущей, в которой присутствуют пилот-символы передающей антенны, формируют Q отсчетов автокорреляционной функции частотного отклика канала во временном направлении, используя значения частотных откликов канала пилот-символов фрейма этой поднесущей.- For each pair of transmit and receive antennas, for each subcarrier in which the pilot symbols of the transmit antenna are present, Q samples of the autocorrelation function of the channel frequency response in the time direction are generated using the frequency responses of the channel of the pilot symbols of the frame of this subcarrier.
- Усредняют значения отсчетов автокорреляционной функции частотного отклика канала во временном направлении по всем поднесущим, в которых присутствуют пилот-символы передающей антенны, и всем парам передающих и приемных антенн многочастотной системы.- Averaging the samples of the autocorrelation function of the channel frequency response in the time direction over all subcarriers in which the pilot symbols of the transmitting antenna are present and all pairs of transmitting and receiving antennas of the multi-frequency system.
- Формируют отсчеты автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении, используя усредненные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала во временном направлении и среднее значение частотных откликов канала пилот-символов фрейма.- Form samples of the autocovariance function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the time direction, using the averaged samples of the autocorrelation function of the channel frequency response in the time direction and the average value of the frequency responses of the channel of the pilot symbols of the frame.
- Формируют оценку круговой частоты Доплера многочастотной системы, используя отсчеты автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении,- Form an estimate of the circular frequency of the Doppler of the multi-frequency system using samples of the autocovariance function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the time direction,
для чегоfor what
- для каждого отсчета автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении из заданного интервала значений вычисляют оценку круговой частоты Доплера,- for each sample of the autocovariance function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the time direction, the estimated Doppler circular frequency is calculated from the specified range of values,
- усредняют вычисленные оценки круговой частоты Доплера,- average the calculated estimates of the circular frequency of the Doppler,
- получают оценку автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении, используя оценку круговой частоты Доплера,- get an estimate of the autocovariance function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the time direction, using the estimate of the circular Doppler frequency,
- для каждой пары приемной и передающей антенн многочастотной системы формируют опорные символы всех многочастотных символов фрейма, осуществляя интерполяцию частотного отклика канала во временном направлении для поднесущих, в которых присутствуют пилот-символы передающей антенны, путем взвешенного суммирования значений частотных откликов канала пилот-символов поднесущей с весами, определяемыми оценкой автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении, относительным расположением пилот-символов поднесущей, относительным расположением интерполируемого символа и пилот-символов поднесущей, а также предполагаемым отношением сигнал - шум,- for each pair of receiving and transmitting antennas of the multi-frequency system, reference symbols of all multi-frequency frame symbols are generated by interpolating the channel frequency response in the time direction for subcarriers in which the transmit antenna pilots are present by weighted summation of the channel frequency responses of the pilot symbols of the subcarrier with the weights determined by the estimation of the autocovariance function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the time direction are relative pilot symbols eat subcarrier relative positions interpolated symbol and the pilot symbol sub-carrier, as well as the intended signal-to - noise
- для каждого фрейма оценивают профиль многолучевости многочастотной системы, используя опорные символы,- for each frame, the multipath profile of the multi-frequency system is estimated using reference symbols,
для чегоfor what
- для каждой пары приемной и передающей антенн, для каждого многочастотного символа по опорным символам этого многочастотного символа формируют доступные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала в частотном направлении, которые определяются взаимным расположением опорных символов,- for each pair of receiving and transmitting antennas, for each multi-frequency symbol, reference samples of the autocorrelation function of the channel frequency response in the frequency direction, which are determined by the relative position of the reference symbols, are formed from the reference symbols of this multi-frequency symbol,
- находят доступные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении, усредняя сформированные доступные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала в частотном направлении по всем многочастотным символам всех пар приемной и передающей антенн,- find available samples of the autocorrelation function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the frequency direction, averaging the generated available samples of the autocorrelation function of the frequency response of the channel in the frequency direction over all multi-frequency symbols of all pairs of the receiving and transmitting antennas,
- интерполируют отсутствующие отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении, используя доступные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении,- interpolating the missing samples of the autocorrelation function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the frequency direction, using the available samples of the autocorrelation function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the frequency direction,
- объединяют доступные и интерполированные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении,- combine the available and interpolated samples of the autocorrelation function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the frequency direction,
- корректируют объединенные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении, умножая эти отсчеты на коэффициенты сглаживающего окна,- correct the combined samples of the autocorrelation function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the frequency direction, multiplying these samples by the coefficients of the smoothing window,
- формируют предварительную оценку профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма, выполняя дискретное преобразование Фурье скорректированных отсчетов автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении,- form a preliminary assessment of the multipath profile of the multi-frequency system of the current frame by performing a discrete Fourier transform of the corrected samples of the autocorrelation function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the frequency direction,
- формируют оценку профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма, осуществляя взвешенное суммирование предварительной оценки профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма и оценки профиля многолучевости многочастотной системы предыдущего фрейма,- form the assessment of the multipath profile of the multi-frequency system of the current frame, by weighting the sum of the preliminary estimates of the multipath profile of the multi-frequency system of the current frame and the evaluation of the multipath profile of the multi-frequency system of the previous frame,
- осуществляют выбор тех элементов оценки профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма, которые превышают заданный порог,- carry out the selection of those elements for evaluating the multipath profile of the multi-frequency system of the current frame that exceed a predetermined threshold,
- для каждой пары приемной и передающей антенн многочастотной системы для всех многочастотных символов фрейма осуществляют интерполяцию частотного отклика канала в частотном направлении путем взвешенного суммирования значений частотных откликов канала опорных символов многочастотного символа с весами, определяемыми выбранными элементами оценки профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма и позициями этих элементов, относительным расположением опорных символов, относительным расположением интерполируемого символа и опорных символов, а также предполагаемым отношением сигнал - шум, в результате получая окончательную оценку канала многочастотной системы, которую в дальнейшем используют при демодуляции информационных символов.- for each pair of receiving and transmitting antennas of the multi-frequency system for all multi-frequency frame symbols, the channel frequency response is interpolated in the frequency direction by weighted summation of the channel frequency response values of the reference symbols of the multi-frequency symbol with weights determined by the selected elements for evaluating the multipath profile of the multi-frequency system of the current frame and the positions of these elements, relative position of reference characters, relative position of interpolated sim ol and reference symbols, and the putative signal-to - noise ratio, resulting in a final channel estimate multicarrier system, which is then used in demodulating the information symbols.
Причем значения частотных откликов канала, соответствующих пилот-символам фрейма каждой из передающих антенн, получают формируя отношения корреляционных откликов соответствующих пилот-символов фрейма к априори известным значениям этих символов.Moreover, the values of the frequency responses of the channel corresponding to the pilot symbols of the frame of each of the transmitting antennas are obtained by forming the ratio of the correlation responses of the corresponding pilot symbols of the frame to the a priori known values of these symbols.
Оценку круговой частоты Доплера вычисляют по формуле, основанной на аппроксимации функции Бесселя ломаной линией.The estimate of the circular Doppler frequency is calculated by the formula based on the approximation of the Bessel function by a broken line.
Оценку автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении определяют, подставляя оценку круговой частоты Доплера в функцию Бесселя нулевого порядка первого рода.The estimation of the autocovariance function of the frequency response of the channel of the multi-frequency system in the time direction is determined by substituting the estimate of the circular Doppler frequency in the zero-order Bessel function of the first kind.
Предполагается, что для каждой приемной антенны выполнены процедуры фильтрации входного сигнала, его усиления, переноса на видеочастоту, аналого-цифрового преобразования, частотно-временной синхронизации.It is assumed that for each receiving antenna, the filtering of the input signal, its amplification, transfer to the video frequency, analog-to-digital conversion, and time-frequency synchronization are performed.
Заявляемый способ оценки канала в многочастотных системах радиосвязи с КT передающими и КR приемными антеннами осуществляют с помощью устройства, структурная схема которого приведена на фиг.4.The inventive method of channel estimation in multi-frequency radio communication systems with K T transmit and K R receive antennas is carried out using a device whose structural diagram is shown in figure 4.
Предполагается, что для каждой приемной антенны выполнены процедуры фильтрации входного сигнала, его усиления, переноса на видеочастоту, аналого-цифрового преобразования, частотно-временной синхронизации, например, как приведено в книге Nee R. Prasad R., OFDM for Wireless Multimedia Communication, London: «Artech House», 2000 [7].It is assumed that for each receiving antenna, the filtering of the input signal, its amplification, transfer to the video frequency, analog-to-digital conversion, time-frequency synchronization, for example, as described in the book Nee R. Prasad R., OFDM for Wireless Multimedia Communication, London : “Artech House”, 2000 [7].
Устройство на фиг.4 работает следующим образом.The device in figure 4 works as follows.
На входы устройства, а именно на первые и вторые входы блоков формирования корреляционных откликов пилот-символов каждой приемной антенны 1.1÷1.КR поступают синфазные и квадратурные составляющие входного цифрового комплексного сигнала соответствующей приемной антенны. На третьи управляющие входы блоков 1.1÷1.КR поступает импульсный сигнал синхронизации, импульсы которого (сигналы равные логической единице) соответствуют моментам времени окончания очередного многочастотного символа фрейма. По сигналу окончания очередного многочастотного символа фрейма блоки формирования корреляционных откликов пилот-символов каждой приемной антенны 1.1÷1.КR формируют на своих выходах синфазные и квадратурные составляющие комплексных корреляционных откликов пилот-символов соответствующей приемной антенны. Обозначим
Значения комплексных частотных откликов канала (синфазные и квадратурные составляющие) формируются путем известной процедуры комплексного деления комплексных корреляционных откликов пилот-символов на априори известные значения этих символов в соответствии со следующим выражением:The values of the complex frequency responses of the channel (in-phase and quadrature components) are formed by the well-known procedure for the complex division of the complex correlation responses of pilot symbols into a priori known values of these symbols in accordance with the following expression:
где
Синфазные и квадратурные составляющие комплексных частотных откликов канала пилот-символов
Узел 5 интерполяции во временном направлении формирует опорные символы, осуществляя интерполяцию частотного отклика канала во временном направлении. Синфазные и квадратурные составляющие комплексных опорных символов j-й передающей антенны и i-й приемной антенны с выхода узла 5 блока оценки канала j-й передающей антенны и i-й приемной антенны 2.j.i поступают на первый вход узла 4 интерполяции в частотном направлении блока 2.j.i. Выход узла 5 также является вторым выходом блока 2.j.i оценки канала. Вторые выходы блоков 2.1.1÷2.КT.КR оценки канала всех передающих и приемных антенн соединены с соответствующими входами 1÷КTКR блока 7 оценки статистики канала в частотном направлении. Блок 7 оценки статистики канала в частотном направлении формирует на своем выходе выбранные элементы оценки профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма и их позиции, которые поступают на третьи входы всех блоков 2.1.1÷2.KT.KR оценки канала, а именно на вторые входы узлов 4 интерполяции в частотном направлении этих блоков.The
Узел 4 интерполяции в частотном направлении блока 2.j.i оценки канала j-й передающей антенны и i-й приемной антенны осуществляет интерполяцию частотного отклика канала в частотном направлении для всех многочастотных символов фрейма, формируя на своем выходе окончательную оценку канала j-й передающей антенны и i-й приемной антенны.The
Выходы узлов 4 интерполяции в частотном направлении блоков 2.1.1÷2.КT.КR оценки канала одновременно являются третьими выходами соответствующих блоков 2 оценки канала и выходом устройства, на котором формируются окончательные оценки канала многочастотной системы.The outputs of the
Блок 1.i формирования корреляционных откликов пилот-символов, i-й приемной антенны может быть выполнен, например, как показано на Фиг.5.Block 1.i generating correlation responses of the pilot symbols of the i-th receiving antenna can be performed, for example, as shown in Fig.5.
Работает блок 1.i следующим образом.Block 1.i works as follows.
Синфазные и квадратурные составляющие входного цифрового комплексного сигнала i-й приемной антенны поступают на первый и второй входы блока формирования корреляционных откликов пилот-символов i-й приемной антенны 1.i, а именно на первый и второй входы узла 8 регистров. Узел 8 представляет собой два последовательно-параллельных регистра, в которых запоминаются блоки соответственно синфазной и квадратурной составляющих отсчетов входного цифрового комплексного сигнала, соответствующего текущему многочастотному символу. Запомненные значения с выходов узла 8 регистров поступают на входы узла 9 комплексного БПФ, где посредством выполнения известной процедуры быстрого преобразования Фурье над комплексными значениями по сигналу окончания очередного многочастотного символа фрейма, приходящего на управляющий вход узла 9, формируются комплексные корреляционные отклики символов. Синфазные и квадратурные составляющие комплексных корреляционных откликов символов с выходов узла 9 поступают на сигнальные входы узлов коммутации каждой передающей антенны 11.1÷11.КT, на вторые входы которых поступает сигнал номера текущего многочастотного символа с выхода счетчика 10 многочастотных символов. Счетчик 10 многочастотных символов накапливает импульсы, соответствующие моментам времени окончания очередного многочастотного символа фрейма, которые поступают на его вход.The in-phase and quadrature components of the input digital complex signal of the i-th receiving antenna are fed to the first and second inputs of the correlation response generation block of the pilot symbols of the i-th receiving antenna 1.i, namely, to the first and second inputs of the
Узел 11.j коммутации j-ой передающей антенны осуществляет коммутацию таким образом, чтобы на его выходах формировались синфазные и квадратурные составляющие комплексных корреляционных откликов пилот-символов только j-ой передающей антенны, положения которых однозначно определяется номером многочастотного символа фрейма.The junction of the jth transmitting antenna performs switching in such a way that in-phase and quadrature components of the complex correlation responses of the pilot symbols of only the jth transmitting antenna are formed, the positions of which are uniquely determined by the number of the multi-frequency frame symbol.
Выходы узлов 11.1÷11.КT коммутации являются соответственно 1÷КT выходами блока формирования корреляционных откликов пилот-символов.The outputs of the nodes 11.1 ÷ 11.K T switching are respectively 1 ÷ K T outputs of the block generating the correlation responses of the pilot symbols.
Блок 6 оценки статистики канала во временном направлении может быть выполнен, например, как показано на фиг.6. Известно, что время жизни лучей и, соответственно, профиля многолучевости (~ sec.) существенно превосходит длительность фрейма (не более 20 мс). Поэтому на интервале нескольких фреймов статистика канала может считаться стационарной.
Блок 6 работает следующим образом.
Синфазные и квадратурные составляющие комплексных частотных откликов канала пилот-символов
Синфазная и квадратурная составляющие среднего значения частотных откликов канала пилот-символов фрейма m поступает соответственно на первый и второй входы узла 18 расчета квадрата модуля среднего значения, где формируется сумма квадратов синфазной и квадратурной составляющих среднего значения частотных откликов канала пилот символов фрейма.The in-phase and quadrature components of the average value of the frequency responses of the channel of the pilot symbols of the frame m are respectively supplied to the first and second inputs of the
В узле 13.n.j.i формирования отсчетов автокорреляционной функции формируют Q отсчетов автокорреляционной функции частотного отклика канала во временном направлении n-й поднесущей j-й передающей и i-й приемной антенны.At the node 13.n.j.i of the formation of samples of the autocorrelation function, Q samples of the autocorrelation function of the channel frequency response in the time direction of the nth subcarrier of the jth transmitting and ith receiving antennas are generated.
Обозначим Р - количество пилот-символов одного фрейма n-й поднесущей. Временное расстояние между соседними пилот символами - Δ. Объединим значения комплексной огибающей пилот-символов n-й поднесущей в вектор ZP,
С выходов узлов 13.1.1.1-13.NPKT.КR формирования отсчетов автокорреляционной функции отсчеты автокорреляционной функции канала во временном направлении каждой поднесущей каждой пары передающей и приемной антенн поступают на входы узла 14 усреднения автокорреляционной функции, где соответствующие отсчеты автокорреляционной функции усредняют. С выхода узла 14 усреднения автокорреляционной функции отсчеты усредненной автокорреляционной функции <Кq>,
Отсчеты автоковариационной функции частотного отклика канала во временном направлении многочастотной системы с выхода узла 15 вычитания поступают на вход узла 16 расчета круговой частоты Доплера. Процедура оценки частоты Доплера основана на аппроксимации функции Бесселя ломаной линией. Точность аппроксимации иллюстрируется на фиг.7.The samples of the auto-covariance function of the frequency response of the channel in the time direction of the multi-frequency system from the output of the subtraction node 15 are fed to the input of the
1. Для каждого отсчета автоковариационной функции (10) канала из интервала [-0.30÷0.93] вычисляют оценку круговой частоты Доплера по формуле1. For each sample of the autocovariance function (10) of the channel from the interval [-0.30 ÷ 0.93], the estimate of the circular Doppler frequency is calculated by the formula
где параметры α,β определяют аппроксимацию функции Бесселя ломаной линией и представлены в Табл.1.where the parameters α, β determine the approximation of the Bessel function by a broken line and are presented in Table 1.
2. Оценку круговой частоты Доплера многочастотной системы получают, усредняя (11) по всем значениям ωq 2. An estimate of the circular Doppler frequency of a multi-frequency system is obtained by averaging (11) over all values of ω q
Оценка круговой частоты Доплера многочастотной системы с выхода узла 16 расчета круговой частоты Доплера поступает на вход узла 17 расчета оценки автоковариационной функции частотного отклика во временном направлении, где подставляя оценку (12) в функцию Бесселя, получают оценку автоковариационной функции частотного отклика во временном направлении произвольного аргументаThe estimation of the circular Doppler frequency of a multi-frequency system from the output of the
где Т - длительность многочастотного символа.where T is the duration of the multi-frequency symbol.
Оценка автоковариационной функции (13) частотного отклика во временном направлении является выходным сигналом узла 17 и блока 6 оценки статистики канала во временном направлении.The evaluation of the auto-covariance function (13) of the frequency response in the time direction is the output signal of the
Узел 5 интерполяции во временном направлении может быть выполнен, например, как показано на фиг.8 и работает следующим образом.The
Синфазные и квадратурные составляющие комплексных частотных откликов канала пилот-символов
Для примера рассмотрим режим 4-х передающих и 4-х приемных антенн стандарта IEEE 802.16d. В соответствии с этим стандартом для каждой передающей антенны расстояние между пилот-символами в частотном направлении составляет 12 поднесущих, а во временном направлении - 4 многочастотных символа. Кроме того, в сигнале каждой передающей антенны в каждом втором многочастотном символе имеются пилот-символы, неэквидистантно расположенные в частотном направлении. Заметим, что в одном многочастотном символе пилот-символы разных передающих антенн расположены на различных поднесущих, причем информационные и пилот-символы многочастотной системы также не перекрываются. Таким образом, пилот-символы всех каналов системы (образованных всевозможными парами приемной и передающей антенн) не подвергаются воздействию межканальных помех.As an example, consider the mode of 4 transmitting and 4 receiving antennas of the IEEE 802.16d standard. In accordance with this standard, for each transmit antenna, the distance between the pilot symbols in the frequency direction is 12 subcarriers, and in the time direction, 4 multi-frequency symbols. In addition, in the signal of each transmitting antenna in every second multi-frequency symbol, there are pilot symbols located non-equidistant in the frequency direction. Note that in one multi-frequency symbol, the pilot symbols of different transmit antennas are located on different subcarriers, and the information and pilot symbols of the multi-frequency system also do not overlap. Thus, the pilot symbols of all channels of the system (formed by all kinds of pairs of receiving and transmitting antennas) are not exposed to inter-channel interference.
Пусть l означает расстояние от интерполируемого символа до ближайшего задержанного пилот символа поднесущей. Возможны четыре варианта: l=0; 1; 2; 3. Расстояние до ближайшего опережающего пилот-символа равно (4-l). Тогда вектор опорных пилот символов поднесущей Z можно записать в видеLet l be the distance from the interpolated symbol to the nearest delayed pilot subcarrier symbol. Four options are possible: l = 0; one; 2; 3. The distance to the nearest leading pilot symbol is (4-l). Then the vector of the reference pilot symbols of the subcarrier Z can be written as
Обозначим V - вектор кросскорреляции, определяемый расстояниями между интерполируемым символом и опорными пилот-символами, Q - автокорреляционная матрица используемых пилот-символов, определяемая расстояниями между пилот-символами. При выборной размерности векторов Z, V, равной 12,We denote V is the cross-correlation vector determined by the distances between the interpolated symbol and the reference pilot symbols, Q is the autocorrelation matrix of the used pilot symbols determined by the distances between the pilot symbols. When the selected dimension of the vectors Z, V is 12,
Произведение VQ-1 представляет собой весовые коэффициенты, которые рассчитываются в элементе 21 расчета весовых коэффициентов. Необходимые для этого расчета отсчеты автоковариационной функции частотного отклика во временном направлении
В трансверсальных фильтрах 20 осуществляется интерполяция синфазной (квадратурной) составляющей частотного отклика канала во временном направлении для поднесущих, в которых присутствуют пилот символы. Интерполяция во временном направлении может быть представлена в видеIn transverse filters 20, the in-phase (quadrature) component of the channel frequency response in the time direction is interpolated for subcarriers in which pilot symbols are present. Time interpolation can be represented as
где Uk - результат интерполяции k-го многочастотного символа (опорного символа для частотной интерполяции) рассматриваемой поднесущей. Результаты интерполяции в трансверсальных фильтрах 20 представляют собой синфазные и квадратурные составляющие опорных символов, которые являются выходными сигналами узла 5 интерполяции во временном направлении.where U k is the result of interpolation of the k-th multi-frequency symbol (reference symbol for frequency interpolation) of the subcarrier under consideration. The results of the interpolation in the transverse filters 20 are the in-phase and quadrature components of the reference symbols, which are the output signals of the
Блок 7 оценки статистики канала в частотном направлении может быть выполнен, например, как показано на фиг.9, и работает следующим образом.
Комплексные опорные символы поступают на входы блока 7 оценки статистики канала в частотном направлении, а именно на соответствующие входы узлов 22.1.1÷22.КT.КR формирования доступных отсчетов автокорреляционной функции в частотном направлении. При этом комплексные опорные символы всех поднесущих j-й передающей антенны и i-й приемной антенны поступают на первый вход узла 22.j.i формирования доступных отсчетов автокорреляционной функции в частотном направлении. Рассмотрим произвольный многочастотный символ j-й передающей антенны и i-й приемной антенны. Количество опорных символов в многочастотном символе равно Np. В соответствии со структурой пилот-сигнала IEEE 802.16е опорные символы расположены неэквидистантно. Обозначим эти комплексные опорные символы какThe complex reference symbols arrive at the inputs of the channel
где τp - частотная позиция р-го опорного символа.where τ p is the frequency position of the pth reference symbol.
Для режима 4 передающих и 4 приемных антенн IEEE 802.16е в узле 22 формирования доступных отсчетов автокорреляционной функции в частотном направлении формируют отсчеты автокорреляционной функции канала в частотном направленииFor the mode of 4 transmitting and 4 receiving antennas of IEEE 802.16e, in the node 22 for generating available samples of the autocorrelation function in the frequency direction, samples of the autocorrelation function of the channel in the frequency direction are generated
где q=0, 1, 3, 4, 5, 7, 8, 9, 11, 12, ..., J, J=240, Δƒ - разница частот соседних поднесущих, <·> - обозначает усреднение по всем опорным символам многочастотного символа. Под термином «доступные отсчеты» понимают отсчеты, которые могут быть непосредственно рассчитаны по формуле (19) с учетом структуры пилот-сигнала.where q = 0, 1, 3, 4, 5, 7, 8, 9, 11, 12, ..., J, J = 240, Δƒ is the frequency difference of neighboring subcarriers, <·> - means averaging over all reference symbols multi-frequency symbol. The term “available samples” means samples that can be directly calculated by the formula (19) taking into account the structure of the pilot signal.
Сформированные в узлах 22.1.1÷22.КT.КR доступные отсчеты автокорреляционной функции канала в частотном направлении поступают на входы узла 23 усреднения доступных отсчетов автокорреляционной функции в частотном направлении, в котором усредняют соответствующие доступные отсчеты по всем многочастотным символам всех пар приемной и передающей антенн. Полученные доступные отсчеты автокорреляционной функции канала многочастотной системы в частотном направлении поступают на вход узла 24 интерполяции отсутствующих отсчетов автокорреляционной функции в частотном направлении, где отсутствующие отсчеты q=2, 6, 10, 14, ..., 238 получают методом кубической интерполяцииThe available samples of the channel autocorrelation function generated in nodes 22.1.1 ÷ 22.K T .K R in the frequency direction are fed to the inputs of the averaging
В узле 24 интерполяции отсутствующие отсчеты автокорреляционной функции в частотном направлении также объединяют доступные и интерполированные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении. После объединения отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении Rq,
Для оценки профиля многолучевости требуется полное дискретное преобразование Фурье вектора отсчетов автокорреляционной функции канала в частотном направлении. Однако согласно структуре пилот-символа мы не располагаем всеми требуемыми отсчетами. Таким образом, при оценке профиля многолучевости появляются ошибки. Для уменьшения этих ошибок используется сглаживающее весовое окно, коэффициенты которого равныTo evaluate the multipath profile, a complete discrete Fourier transform of the sample vector of the channel autocorrelation function in the frequency direction is required. However, according to the structure of the pilot symbol, we do not have all the required samples. Thus, errors arise when evaluating the multipath profile. To reduce these errors, a smoothing weight window is used, the coefficients of which are equal
где а=0.6.where a = 0.6.
В узле 25 коррекции отсчетов автокорреляционной функции умножают входные отсчеты автокорреляционной функции канала в частотном направлении на коэффициенты сглаживающего весового окна RqWq,
где, например, NCP=128where, for example, N CP = 128
Сформированная предварительная оценка профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма с выхода узла 26 поступает на вход узла 27 оценки профиля многолучевости, где осуществляется взвешенное суммированиеThe generated preliminary assessment of the multipath profile of the multi-frequency system of the current frame from the output of node 26 goes to the input of the
где j - номер текущего фрейма, γ= 0.2 - параметр старения. Значение γ может выбираться и другим способом. Полученная оценка профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма с выхода узла 27 поступает на вход узла 28 выбора элементов оценки профиля многолучевости, где производится выбор элементов
где u - порог. Максимальный элемент
Узел 4 интерполяции в частотном направлении может быть выполнен, например, как показано на фиг.10, и работает следующим образом.The
Комплексные опорные символы поступают на вход узла 4 интерполяции в частотном направлении, а именно на вход элемента 29 линии задержки, где они задерживаются на время, необходимое для получения оценки статистики канала в частотном направлении в блоке 7. Задержанные комплексные опорные символы всех поднесущих поступают на входы элементов 30.1÷30.N взвешенного суммирования. n-й элемент 30.n взвешенного суммирования интерполирует значение комплексного частотного отклика канала n-й поднесущей последовательно для всех многочастотных символов фрейма путем взвешенного суммирования задержанных комплексных опорных символов всех поднесущих многочастотного символа.The complex reference symbols arrive at the input of the
Интерполяция в частотном направлении для всех поднесущих может быть записана следующим образомFrequency direction interpolation for all subcarriers can be written as follows
где
G - матрица с элементамиG - matrix with elements
D - диагональная матрица, определяемая выбранными элементами оценки профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма и позициями этих элементовD is the diagonal matrix determined by the selected elements for evaluating the multipath profile of the multi-frequency system of the current frame and the positions of these elements
g=108, SNRF=10dB - предполагаемое отношение сигнал - шум,g = 10 8 , SNR F = 10dB - estimated signal-to-noise ratio,
Матрица G(D+BHB)-1BH весовых коэффициентов рассчитывается в элементе 31 расчета весовых коэффициентов по выбранным элементам оценки профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма и позициям этих элементов, поступающим на вход элемента 31, заранее известным относительным расположением опорных символов, относительным расположением интерполируемого символа и опорных символов, а также предполагаемым отношением сигнал - шум. n-я строка матрицы G(D+BHB)-1BH представляет собой набор весовых коэффициентов интерполяции для n-й поднесущей многочастотного символа и поступает с n-го выхода элемента 31 расчета весовых коэффициентов на второй вход элемента 30.n взвешенного суммирования. Выходные сигналы элементов 30.1÷30.N взвешенного суммирования представляют собой окончательную оценку канала j-й передающей антенны и i-й приемной антенны.The matrix G (D + B H B) -1 B H of weighting coefficients is calculated in the element 31 of calculating the weighting coefficients for the selected elements of the evaluation of the multipath profile of the multi-frequency system of the current frame and the positions of these elements received at the input of element 31, known in advance relative position of the reference symbols, relative position of the interpolated symbol and reference symbols, as well as the estimated signal-to-noise ratio. The nth row of the matrix G (D + B H B) -1 B H is a set of weighting interpolation coefficients for the nth subcarrier of the multi-frequency symbol and comes from the nth output of weight calculation element 31 to the second input of weighted element 30.n summation. The output signals of the weighted summation elements 30.1 ÷ 30.N represent the final channel estimate of the jth transmitting antenna and the ith receiving antenna.
На фиг.11 показаны зависимости PER (вероятности пакетной ошибки) от отношения энергии бита к спектральной плотности мощности шума Еd/N0, полученные методом статистического моделирования MIMO-OFDM системы связи с 4 передающими и 4 приемными антеннами при использовании предлагаемого способа оценки канала, способа прототипа (кривая «2×1D интерполяция») и байесовским методом (кривая «алгоритм MMSE»). При моделировании скорость движения абонента выбиралась V=250 км/ч, длина канала L=92 отсчета. Очевидно, что предлагаемый способ оценки канала значительно превосходит альтернативные алгоритмы оценки канала.Figure 11 shows the dependences of PER (probability of packet error) on the ratio of bit energy to spectral noise power density E d / N0 obtained by statistical modeling of a MIMO-OFDM communication system with 4 transmitting and 4 receiving antennas using the proposed channel estimation method, method prototype (curve "2 × 1D interpolation") and the Bayesian method (curve "MMSE algorithm"). In the simulation, the subscriber’s speed was chosen V = 250 km / h, the channel length L = 92 counts. Obviously, the proposed channel estimation method is significantly superior to alternative channel estimation algorithms.
Claims (4)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2005131856/09A RU2298286C1 (en) | 2005-10-14 | 2005-10-14 | Method for evaluating channel in multi-frequency radio communication systems with several transmitting and receiving antennas |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2005131856/09A RU2298286C1 (en) | 2005-10-14 | 2005-10-14 | Method for evaluating channel in multi-frequency radio communication systems with several transmitting and receiving antennas |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2298286C1 true RU2298286C1 (en) | 2007-04-27 |
Family
ID=38107053
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2005131856/09A RU2298286C1 (en) | 2005-10-14 | 2005-10-14 | Method for evaluating channel in multi-frequency radio communication systems with several transmitting and receiving antennas |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2298286C1 (en) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2366085C1 (en) * | 2008-05-12 | 2009-08-27 | Владимир Борисович Манелис | Method of adapting pilot structure and protection interval length in multi-frequency radio communication systems |
| RU2366084C1 (en) * | 2008-05-05 | 2009-08-27 | Владимир Борисович Манелис | Method of estimating radio channel in multi-frequency radio communication systems incorporating several receiving and transmitting antennas |
| RU2402164C2 (en) * | 2007-06-18 | 2010-10-20 | Корпорация "САМСУНГ ЭЛЕКТРОНИКС Ко., Лтд." | Method of determining subcarriers affected by interference in ofdm communication system |
| RU2405254C2 (en) * | 2008-10-07 | 2010-11-27 | Корпорация "САМСУНГ ЭЛЕКТРОНИКС Ко., Лтд." | Evaluation method of data transmission channel in wireless communication system (versions) |
| RU2407198C2 (en) * | 2008-10-28 | 2010-12-20 | Общество с ограниченной ответственностью "Научно-производственное предприятие "Цифровые решения" | Device for estimation and correction of parametres of channel for reception of cofdm-signals |
| RU2511718C2 (en) * | 2008-11-13 | 2014-04-10 | Эппл Инк | Wireless communication method and device |
| RU2519041C2 (en) * | 2012-07-10 | 2014-06-10 | Александр Сергеевич Тумачек | Method for pulse interference control based on localisation thereof using min-max threshold in adaptive radio signal receiving systems |
| RU2602391C1 (en) * | 2015-04-30 | 2016-11-20 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военная академия Ракетных войск стратегического назначения имени Петра Великого" Министерства обороны Российской Федерации | Digital device for estimating parameters of chirp signals of radar station |
| RU2658335C1 (en) * | 2016-12-28 | 2018-06-20 | федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Московский физико-технический институт (государственный университет)" | Method of joint evaluation of communication channel and soft demodulation for cofdm signals and device for its implementation |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997015126A1 (en) * | 1995-10-18 | 1997-04-24 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | A method for compensating for time dispersion in a communication system |
| US5805648A (en) * | 1995-07-31 | 1998-09-08 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for performing search acquisition in a CDMA communication system |
| RU2192094C1 (en) * | 2001-02-05 | 2002-10-27 | Гармонов Александр Васильевич | Method for coherent staggered signal transmission |
| RU2208916C1 (en) * | 2001-11-27 | 2003-07-20 | Гармонов Александр Васильевич | Method of search for multibeam wide-band signal and device for its realization, process of detection and evaluation of size of cluster of beam signals and unit for its realization |
-
2005
- 2005-10-14 RU RU2005131856/09A patent/RU2298286C1/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5805648A (en) * | 1995-07-31 | 1998-09-08 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for performing search acquisition in a CDMA communication system |
| WO1997015126A1 (en) * | 1995-10-18 | 1997-04-24 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | A method for compensating for time dispersion in a communication system |
| RU2192094C1 (en) * | 2001-02-05 | 2002-10-27 | Гармонов Александр Васильевич | Method for coherent staggered signal transmission |
| RU2208916C1 (en) * | 2001-11-27 | 2003-07-20 | Гармонов Александр Васильевич | Method of search for multibeam wide-band signal and device for its realization, process of detection and evaluation of size of cluster of beam signals and unit for its realization |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| M.SANDELL & O.EDFORS. A comparative study of pilot-based channel estimators for wireless OFDM. Div. Signal Processing. Lulea Univ. Technology. Lulea, Sweden, Res. Rep. TULEA, 19.09.1996. * |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2402164C2 (en) * | 2007-06-18 | 2010-10-20 | Корпорация "САМСУНГ ЭЛЕКТРОНИКС Ко., Лтд." | Method of determining subcarriers affected by interference in ofdm communication system |
| RU2366084C1 (en) * | 2008-05-05 | 2009-08-27 | Владимир Борисович Манелис | Method of estimating radio channel in multi-frequency radio communication systems incorporating several receiving and transmitting antennas |
| RU2366085C1 (en) * | 2008-05-12 | 2009-08-27 | Владимир Борисович Манелис | Method of adapting pilot structure and protection interval length in multi-frequency radio communication systems |
| RU2405254C2 (en) * | 2008-10-07 | 2010-11-27 | Корпорация "САМСУНГ ЭЛЕКТРОНИКС Ко., Лтд." | Evaluation method of data transmission channel in wireless communication system (versions) |
| RU2407198C2 (en) * | 2008-10-28 | 2010-12-20 | Общество с ограниченной ответственностью "Научно-производственное предприятие "Цифровые решения" | Device for estimation and correction of parametres of channel for reception of cofdm-signals |
| RU2511718C2 (en) * | 2008-11-13 | 2014-04-10 | Эппл Инк | Wireless communication method and device |
| RU2519041C2 (en) * | 2012-07-10 | 2014-06-10 | Александр Сергеевич Тумачек | Method for pulse interference control based on localisation thereof using min-max threshold in adaptive radio signal receiving systems |
| RU2602391C1 (en) * | 2015-04-30 | 2016-11-20 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военная академия Ракетных войск стратегического назначения имени Петра Великого" Министерства обороны Российской Федерации | Digital device for estimating parameters of chirp signals of radar station |
| RU2658335C1 (en) * | 2016-12-28 | 2018-06-20 | федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Московский физико-технический институт (государственный университет)" | Method of joint evaluation of communication channel and soft demodulation for cofdm signals and device for its implementation |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN108234364B (en) | A kind of channel estimation method based on cell reference signal in LTE-A system | |
| CN102571650B (en) | Self-adapting channel estimating method applied to 3GPP LTE system | |
| US20070110172A1 (en) | Channel estimation for ofdm systems | |
| Yu et al. | Pilot-assisted maximum-likelihood frequency-offset estimation for OFDM systems | |
| US8457258B2 (en) | Optimal training sequence and channel estimation method and system for superimposed training based OFDM systems | |
| CN102739573A (en) | Method of channel estimation and a channel estimator | |
| CN101577692A (en) | Channel estimating method of orthogonal frequency division multiplexing system and device thereof | |
| CN101599939A (en) | The method of estimation of the Reference Signal Received Power of ofdm system and device | |
| RU2298286C1 (en) | Method for evaluating channel in multi-frequency radio communication systems with several transmitting and receiving antennas | |
| US8279743B2 (en) | Method for interference estimation for orthogonal pilot patterns | |
| CN101026606A (en) | Orthogonal pilot frequency sequence design method | |
| CN1921463B (en) | Communication channel estimation method and realizing device for crossing frequency division multiplexing mobile communication system | |
| EP1936901A2 (en) | Apparatus and method for estimating channel in broadband wireless access (BWA) communication system | |
| CN1909528B (en) | Channel estimation method and device for crossing frequency division multiplexing system | |
| Benvenuto et al. | Multiple frequency offsets estimation and compensation for cooperative networks | |
| KR100664600B1 (en) | Curve Junction Channel Estimation Method in OFDM Systems | |
| JP4610401B2 (en) | Channel estimation device | |
| RU2366084C1 (en) | Method of estimating radio channel in multi-frequency radio communication systems incorporating several receiving and transmitting antennas | |
| US7324435B2 (en) | Methods and apparatus for receiving OFDM signals | |
| Liu et al. | DFT-Based Channel Estimation with Iterative Denoising for OFDM-IM System | |
| Ribeiro et al. | An OFDM Symbol Design for Reduced Complexity MMSE Channel Estimation. | |
| Hijazi et al. | Time-varying channel complex gains estimation and ICI suppression in OFDM systems | |
| Kapil et al. | 3GPP LTE downlink channel estimation in high-mobility environment using modified extended Kalman filter | |
| Yuan et al. | Research on channel estimation for OFDM receiver based on IEEE 802.11 a | |
| Dona et al. | MMSE channel estimation using two-dimensional filtering in rapid time-variant environments |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20181015 |