RU2190235C1

RU2190235C1 - Direction finder

Info

Publication number: RU2190235C1
Application number: RU2001107814A
Authority: RU
Inventors: В.И. Дикарев; В.В. Журкович; В.Г. Сергеева
Original assignee: Дикарев Виктор Иванович; Журкович Виталий Владимирович; Сергеева Валентина Георгиевна
Priority date: 2001-03-19
Filing date: 2001-03-19
Publication date: 2002-09-27

Abstract

FIELD: radio engineering, applicable for detection, reception, direction finding and analysis of phase-manipulated signals against the background of interference. SUBSTANCE: the direction finder has receivers 1 and 2, local oscillators 3 and 4, mixers 5,6 and 7, intermediate-frequency amplifiers 5.1 and 6.1, band-pass filter 8, amplitude detectors 9 and 10, integrators 11 and 12, threshold units 13, 14 and 23, coincidence unit 15, gates 16 and 24, phase detectors 17 and 26, frequency multiplier-by-two 18, delay unit 19, multiplexer 20, amplifiers 21 and 25, 90-deg. phase shifter 27, squarers 28, 30, 31 and 33, scaling multiplexer 29, subtracter 32, adder 34 and a recorder. EFFECT: enhanced sensitivity of the direction finder at measurement of low phase shifts, corresponding to low bearings, to a source of signal radiation. 2 dwg

Description

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться для обнаружения, приема, пеленгации и анализа фазоманипулированных (ФМн) сигналов на фоне помех. The invention relates to radio engineering and can be used for detection, reception, direction finding and analysis of phase-shifted (PSK) signals against interference.

Известны устройства для пеленгации сигналов на фоне помех (авт. свид. СССР 1555695; патенты РФ 2003131, 2006872, 2010258, 2012010 и другие). Known devices for direction finding signals against interference (ed. Certificate. USSR 1555695; RF patents 2003131, 2006872, 2010258, 2012010 and others).

Из известных устройств наиболее близким к предлагаемому является "Пеленгатор" (патент РФ 2012010, G 01 S 3/46, 1990), который и выбран в качестве ближайшего аналога. Of the known devices closest to the proposed is the "direction finder" (RF patent 2012010, G 01 S 3/46, 1990), which is selected as the closest analogue.

Указанный пеленгатор обеспечивает прием, пеленгацию и анализ ФМн-сигналов на фоне помех. При этом частоты f_г1 и f_г2 гетеродинов разнесены на удвоенное значение промежуточной частоты
f_г2 - f_г1 = 2f_пр
и выбираются симметричными относительно несущей частоты f_c принимаемого ФМн-сигнала
f_c - f_г1 = f_г2 - f_c = f_пр.The specified direction finder provides reception, direction finding and analysis of PSK signals against interference. In this case, the frequencies f _g1 and f _g2 local oscillators are spaced by twice the intermediate frequency
f _r2 - f _r1 = 2f _etc.
and are selected symmetrical with respect to the carrier frequency f _{c of the} received PSK signal
f _c - f _g1 = f _g2 - f _c = f _ave .

Технической задачей изобретения является повышение чувствительности пеленгатора при измерении малых фазовых сдвигов, соответствующих малым пеленгам на источник излучения сигналов. An object of the invention is to increase the sensitivity of the direction finder when measuring small phase shifts corresponding to small bearings on the signal source.

Поставленная задача решается тем, что в пеленгатор, содержащий последовательно включенные первый приемник, первый смеситель, второй вход которого соединен с выходом первого гетеродина, первый усилитель промежуточный, первый амплитудный детектор, первый интегратор, первый пороговый блок, блок совпадения, первый ключ и первый фазовый детектор, последовательно включенные второй приемник, второй смеситель, второй вход которого соединен с выходом второго гетеродина, второй усилитель промежуточной частоты, второй амплитудный детектор, второй интегратор и второй пороговый блок, выход которого соединен с вторым входом блока совпадения, последовательно подключенные к выходу первого гетеродина третий смеситель, второй вход которого соединен с выходом второго гетеродина, и полосовой фильтр, выход которого соединен с вторым входом первого ключа, последовательно подключенные к выходу первого усилителя промежуточной частоты, умножитель частоты на два, второй усилитель и второй фазовый детектор, второй вход которого соединен с выходом полосового фильтра, а выход подключен к первому гетеродину, последовательно подключенные к выходу второго усилителя промежуточной частоты перемножитель, второй вход которого соединен с выходом первого усилителя промежуточной частоты, фильтр нижних частот, третий пороговый блок и второй ключ, второй вход которого через первый усилитель соединен с выходом перемножителя, а выход подключен к второму входу первого фазового детектора, введены фазовращатель на 90^o, четыре квадратора, масштабирующий перемножитель, вычитатель, сумматор и регистратор, причем к выходу первого фазового детектора последовательно подключены фазовращатель на 90^o, первый квадратор, масштабирующий перемножитель, второй вход которого через второй квадратор соединен с выходом первого фазового детектора, вычитатель, второй вход которого через третий квадратор соединен с выходом второго квадратора, сумматор, второй вход которого через четвертый квадратор соединен с вторым выходом первого квадратора, и регистратор.The problem is solved in that in the direction finder containing the first receiver in series, the first mixer, the second input of which is connected to the output of the first local oscillator, the first amplifier is intermediate, the first amplitude detector, the first integrator, the first threshold block, the coincidence block, the first key and the first phase detector, a second receiver in series, a second mixer, the second input of which is connected to the output of the second local oscillator, a second intermediate-frequency amplifier, a second amplitude detector, a second a second integrator and a second threshold unit, the output of which is connected to the second input of the coincidence unit, a third mixer is connected in series to the output of the first local oscillator, the second input of which is connected to the output of the second local oscillator, and a band-pass filter, the output of which is connected to the second input of the first key, connected in series to the output of the first intermediate frequency amplifier, the frequency multiplier by two, the second amplifier and the second phase detector, the second input of which is connected to the output of the bandpass filter, and the output is connected to a second local oscillator, a multiplier connected in series to the output of the second intermediate-frequency amplifier, the second input of which is connected to the output of the first intermediate-frequency amplifier, a low-pass filter, a third threshold block and a second key, the second input of which is connected through the first amplifier to the output of the multiplier, and the output is connected to the second input of the first phase detector, introduced a 90 ^o phase shifter, four quadrators, a scaling multiplier, a subtractor, an adder and a recorder, and to the output of the first phase de a 90 ^o phase shifter, a first quadrator, a scaling multiplier, the second input of which through the second quadrator is connected to the output of the first phase detector, a subtracter, the second input of which is connected through the third quadrator to the output of the second quadrator, an adder, the second input of which is connected through the fourth quadrator with the second output of the first quad, and the recorder.

Структурная схема пеленгатора представлена на фиг.1. Частотная диаграмма, иллюстрирующая образование дополнительных (зеркальных и комбинационных) каналов приема, изображена на фиг.2. The structural diagram of the direction finder is presented in figure 1. A frequency diagram illustrating the formation of additional (mirror and Raman) reception channels is shown in FIG.

Пеленгатор содержит первый 1 и второй 2 приемники, первый 3 и второй 4 гетеродины, первый 5, второй 6 и третий 7 смесители, первый 5.1 и второй 6.1 усилители промежуточной частоты, полосовой фильтр 8, первый 9 и второй 10 амплитудные детекторы, первый 11 и второй 12 интеграторы, первый 13 и второй 14 пороговые блоки, блок 15 совпадений, первый ключ 16, первый фазовый детектор 17, умножитель 18 частоты на два, блок 19 задержки, перемножитель 20, первый усилитель 21, фильтр 22 нижних частот, третий пороговый блок 23, второй ключ 24, второй усилитель 25, второй фазовый детектор 26, фазовращатель 27 на 90^o, первый 28, второй 30, третий 31 и четвертый 33 квадраторы, масштабирующий перемножитель 29, вычитатель 32, сумматор 34 и регистратор 35. Причем к выходу приемника 1 (2) последовательно подключены смеситель 5 (6), второй вход которого соединен с выходом гетеродина 3 (4), усилитель 5.1 (6.1) промежуточной частоты, амплитудный детектор 9 (10), интегратор 11 (12), пороговый блок 13 (14), блок 15 совпадений, ключ 16 и фазовый детектор 17. К выходу гетеродина 3 последовательно подключены смеситель 7, второй вход которого соединен с выходом гетеродина 4, и полосовой фильтр 8, выход которого соединен с вторым входом ключа 16. К выходу усилителя промежуточной частоты 6.1 последовательно подключены блок 19 задержки, перемножитель 20, второй вход которого соединен с выходом усилителя промежуточной частоты 5.5, фильтр 22 нижних частот, пороговый блок 23 и ключ 24, второй вход которого через усилитель 21 соединен с выходом перемножителя 20, а выход подключен к второму входу фазового детектора 17. К выходу усилителя 5.1 промежуточной частоты последовательно подключены умножитель 18 частоты на два, усилитель 25 и фазовый детектор 26, второй вход которого соединен с выходом полосового фильтра 8, а выход подключен к гетеродину 3. К выходу фазового детектора 17 последовательно подключены фазовращатель 27 на 90^o, квадратор 28, масштабирующий перемножитель 29, второй вход которого через квадратор 30 соединен с выходом фазового детектора 17, вычитатель 32, второй вход которого через квадратор 31 соединен с выходом квадратора 30, сумматор 34, второй вход которого через квадратор 33 соединен с вторым выходом квадратора 28, и регистратор 35.The direction finder contains the first 1 and second 2 receivers, the first 3 and second 4 local oscillators, the first 5, second 6 and third 7 mixers, the first 5.1 and second 6.1 intermediate frequency amplifiers, a bandpass filter 8, the first 9 and second 10 amplitude detectors, the first 11 and second 12 integrators, first 13 and second 14 threshold blocks, coincidence block 15, first key 16, first phase detector 17, two frequency multiplier 18, delay block 19, multiplier 20, first amplifier 21, low-pass filter 22, third threshold block 23, second key 24, second amplifier 25, second phase detector p 26, phase shifter 27 by 90 ^o, the first 28, second 30, third 31 and fourth 33 Quad, scaling multiplier 29, a subtracter 32, an adder 34 and a recorder 35. Moreover, to the output of the receiver 1 (2) connected in series mixer 5 (6) , the second input of which is connected to the output of the local oscillator 3 (4), an intermediate frequency amplifier 5.1 (6.1), an amplitude detector 9 (10), an integrator 11 (12), a threshold block 13 (14), a coincidence block 15, a key 16, and a phase detector 17. To the output of the local oscillator 3 are connected in series mixer 7, the second input of which is connected to the output of the local oscillator 4, a band-pass filter 8, the output of which is connected to the second input of the key 16. To the output of the intermediate frequency amplifier 6.1, a delay unit 19 is connected, a multiplier 20, the second input of which is connected to the output of the intermediate frequency amplifier 5.5, a low-pass filter 22, a threshold block 23 and a key 24 the second input of which is connected through the amplifier 21 to the output of the multiplier 20, and the output is connected to the second input of the phase detector 17. To the output of the intermediate frequency amplifier 5.1, two frequency multiplier 18 are connected in series, the amplifier 25 and a phase detector 26, the second input of which is connected to the output of the bandpass filter 8, and the output is connected to the local oscillator 3. To the output of the phase detector 17 are connected a 90 ^° phase shifter 27, a quadrator 28, a scaling multiplier 29, the second input of which is connected to the output via a quadrator 30 a phase detector 17, a subtractor 32, the second input of which is connected through the quadrator 31 to the output of the square 30, an adder 34, the second input of which is connected via the quadrator 33 to the second output of the square 28, and the recorder 35.

Пеленгатор работает следующим образом. The direction finder works as follows.

На первые входы смесителей 5 и 6 с выходов приемников 1 и 2 поступают соответственно ФМн-сигналы:
U₁(t) = V_c•cos[2πf_ct+φ_k(t)+φ₁],
U₂(t) = V_c•cos[2πf_ct+φ_k(t)+φ₂], 0≤t≤T_c,
где V_c, f_c, Т_c, φ₁, φ₂ - амплитуда, несущая частота, длительность и начальные фазы сигналов;
φ_k(t) = {0,π} - манипулируемая составляющая фазы, отображающая закон фазовой манипуляции, причем
φ_k(t) = const при K•τ_и<t<(K+1)•τ_и
и может изменяться скачком при t = K•τ_и, то есть на границах между элементарными посылками (К=1, 2,...,N-1);
τ_и, N - длительность и количество элементарных посылок, из которых составлен сигнал длительностью T_c•(T_c = N•τ_и).
На вторые входы смесителей 5 и 6 с выходов гетеродинов 3 и 4 подаются напряжения соответственно:
U_г1(t) = V_г1•cos(2πf_г1t+φ_г1),
U_г2(t) = V_г2•cos(2πf_г2t+φ_г2),
где V_г1, V_г2, f_г1, f_г2, φ_г1, φ_г2 - амплитуды, частоты и начальные фазы напряжений гетеродинов.The first inputs of the mixers 5 and 6 from the outputs of the receivers 1 and 2 respectively receive the PSK signals:
U ₁ (t) = V _c • cos [2πf _c t + φ _k (t) + φ ₁ ],
U ₂ (t) = V _c • cos [2πf _c t + φ _k (t) + φ ₂ ], 0≤t≤T _c ,
where V _c , f _c , T _c , φ ₁ , φ ₂ - amplitude, carrier frequency, duration and initial phases of the signals;
φ _k (t) = {0, π} is the manipulated component of the phase that displays the law of phase manipulation, and
φ _k (t) = const for K • τ _and <t <(K + 1) • τ _and
and can change abruptly at t = K • τ _and , that is, at the borders between elementary premises (K = 1, 2, ..., N-1);
τ _and , N is the duration and number of chips that make up the signal with the duration T _c • (T _c = N • τ _и ).
The second inputs of the mixers 5 and 6 from the outputs of the local oscillators 3 and 4 are supplied with voltage, respectively:
U _g1 (t) = V _g1 • cos (2πf _g1 t + φ _g1 ),
U _g2 (t) = V _g2 • cos (2πf _g2 t + φ _g2 ),
where V _g1 , V _g2 , f _g1 , f _g2 , φ _g1 , φ _g2 are the amplitudes, frequencies and initial phases of the local oscillator voltages.

Причем частоты f_г1 и f_г2 гетеродинов 3 и 4 разнесены на удвоенное значение промежуточной частоты
f_г2 - f_г1 = 2f_пр
и выбраны симметричными относительно несущей частоты f_c принимаемых ФМн-сигналов
f_c - f_г1 = f_г2 - f_c = f_пр.Moreover, the frequencies f _g1 and f _{g2 of the} local oscillators 3 and 4 are spaced at twice the intermediate frequency
f _r2 - f _r1 = 2f _etc.
and are selected symmetrical with respect to the carrier frequency f _{c of the} received PSK signals
f _c - f _g1 = f _g2 - f _c = f _ave .

На выходе смесителей 5 и 6 образуются напряжения комбинационных частот. Усилителями 5.1 и 6.1 выделяются только напряжения промежуточной (разностной) частоты:
U_пр1(t) = V_пр1•cos[2πf_прt+φ_k(t)+φ_пр1],
U_пр2(t) = V_пр2•cos[2πf_прt-φ_k(t)-φ_пр2],
0≤t≤Т_c,
где V_пр1 = 1/2•К₁•V_с•V_г1;
V_пр2 = 1/2•К₁•V_с•V_г2;
K₁ - коэффициент передачи смесителей;
f_пр = f_c - f_г1 = f_г2 - f_c - промежуточная частота;
φ_пр1 = φ₁-φ_г2; φ_пр2 = φ₂-φ_г2;
Указанные напряжения детектируются в амплитудных детекторах 9 и 10, накапливаются в интеграторах 11 и 12 и сравниваются с пороговым уровнем V_пор1 в пороговых блоках 13 и 14. Причем пороговый уровень V_пор1 выбирается так, чтобы пороговые блоки 13 и 14 не срабатывали от случайных помех.At the output of the mixers 5 and 6, the voltages of the combination frequencies are formed. Amplifiers 5.1 and 6.1 are allocated only the voltage of the intermediate (differential) frequency:
U _pr1 (t) = V _pr1 • cos [2πf _pr t + φ _k (t) + φ _pr1 ],
U _pr2 (t) = V _pr2 • cos [2πf _pr t-φ _k (t) -φ _pr2 ],
0≤t≤T _c ,
where V _pr1 = 1/2 • K ₁ • V _s • V _g1 ;
V _pr2 = 1/2 • K ₁ • V _s • V _g2 ;
K ₁ - gear ratio of the mixers;
f _CR = f _c - f _g1 = f _g2 - f _c - intermediate frequency;
φ _pr1 = φ ₁ -φ _g2 ; φ _pr2 = φ ₂ -φ _g2 ;
These voltages are detected in amplitude detectors 9 and 10, accumulated in integrators 11 and 12, and compared with threshold level V _por1 in threshold blocks 13 and 14. Moreover, threshold level V _por1 is selected so that threshold blocks 13 and 14 do not operate from random interference.

В случае приема ФМн-сигнала по основному каналу на частоте f_c (фиг.2) напряжения образуются одновременно на выходах пороговых блоков 13 и 14. Эти напряжения поступают на блок 15 совпадения, который срабатывает и своим выходным напряжением открывает ключ 16. Ключи 16 и 24 в исходном состоянии всегда закрыты.In the case of receiving the QPSK signal through the main channel at a frequency f _c (Fig. 2), voltages are generated simultaneously at the outputs of threshold blocks 13 and 14. These voltages are applied to coincidence block 15, which is triggered and opens key 16 with its output voltage. Keys 16 and 24 in the initial state is always closed.

Напряжения U_г1(t) и U_г2(t) с выходов гетеродинов 3 и 4 поступают на смеситель 7, на выходе которого образуется напряжение

где V_г = 1/2•K₁•V_г1•V_г2.The _voltages U _g1 (t) and U _g2 (t) from the outputs of the local oscillators 3 and 4 are supplied to the mixer 7, the output of which produces a voltage

where V _g = 1/2 • K ₁ • V _g1 • V _g2 .

Полосовым фильтром 8 выделяется опорное напряжение
U₆(t) = V_г•cos•(4πf_прt+Δφ_г),
где 2f_пр = f_г2 - f_г1; Δφ_г = φ_г2-φ_г1;
которое через открытый ключ 16 поступает на первый вход фазового детектора 17.The bandpass filter 8 is allocated reference voltage
U ₆ (t) = V _g • cos • (4πf _pr t + Δφ _g ),
2f where _pr _r2 = f - f _d1; Δφ _g = φ _g2 -φ _g1 ;
which through the public key 16 enters the first input of the phase detector 17.

Напряжение U_пр1(t) с выхода усилителя 5.1 промежуточной частоты поступает на первый вход перемножители 20, на второй вход которого подается напряжение U_пр2(t) с выхода усилителя 6.1 промежуточной частоты, прошедшее через блок 19 задержки

0≤t≤Т_с,
где τ - время задержки блока 19 задержки.The voltage U _CR1 (t) from the output of the intermediate frequency amplifier 5.1 is supplied to the first input of the multipliers 20, the second input of which is supplied with the voltage U _CR1 (t) from the output of the intermediate frequency amplifier 6.1, passed through the delay unit 19

0≤t≤T _s ,
where τ is the delay time of the delay unit 19.

На выходе перемножителя 20 образуются напряжения суммарной и разностной частоты. Полосовым усилителем 21 выделяется напряжение суммарной частоты
U_Σ(t) = V_Σ•cos(4πf_прt-2πf_прτ+Δφ_г+Δφ),
0≤t≤Т_c,
где V_Σ = 1/2•K₂•V_пр1•V_пр2;
К₂ - коэффициент передачи перемножителя;
Δφ = φ₂-φ₁ = 2π•d/λ•sinγ_o - фазовый сдвиг определяющий направление на источник излучения;
d - расстояние между приемными антеннами А и В (измерительная база);
λ - длина волны;
γ_o - истинный пеленг.At the output of the multiplier 20, voltages of the total and difference frequencies are formed. Band amplifier 21 is allocated voltage of the total frequency
U _Σ (t) = V _Σ • cos (4πf _pr t-2πf _pr τ + Δφ _g + Δφ),
0≤t≤T _c ,
where V _Σ = 1/2 • K ₂ • V _CR1 • V _CR2 ;
K ₂ is the transmission coefficient of the multiplier;
Δφ = φ ₂ -φ ₁ = 2π • d / λ • sinγ _o - phase shift determining the direction to the radiation source;
d is the distance between the receiving antennas A and B (measuring base);
λ is the wavelength;
γ _o - true bearing.

Регулируемый блок 19 задержки, перемножитель 20 и фильтр 22 нижних частот образуют коррелятор. Получаемая на его выходе корреляционная функция R(τ) имеет максимум при значении
τ_o = t₁-t₂ = ΔR/C,
где t₁, t₂ - время прохождения сигналами расстояний от источника излучения до первой А и второй В антенн;
ΔR - разность расстояний от источника излучения до первой А и второй В антенн;
С - скорость распространения радиоволн.An adjustable delay unit 19, a multiplier 20, and a low-pass filter 22 form a correlator. The correlation function R (τ) obtained at its output has a maximum at
τ _o = t ₁ -t ₂ = ΔR / C,
where t ₁ , t ₂ - the time the signals travel the distances from the radiation source to the first A and second B antennas;
ΔR is the difference between the distances from the radiation source to the first A and second B antennas;
C is the propagation velocity of radio waves.

При этом пороговый уровень V_пор2 в пороговом блоке 23 превышается только при максимальном значении корреляционной функции R(τ_o) и не превышается боковыми лепестками корреляционной функции R(τ).Moreover, the threshold level V _por2 in the threshold block 23 is exceeded only at the maximum value of the correlation function R (τ _o ) and is not exceeded by the side lobes of the correlation function R (τ).

При превышении порогового уровня V_пор2 в пороговом блоке 23 формируется постоянное напряжение, которое поступает на управляющий вход ключа 23 и открывает его. При этом полезное напряжение U_Σ(t) с выхода полосового усилителя 21 через открытый ключ 24 поступает на второй вход фазового детектора 17, на выходе которого образуется низкочастотное напряжение
U_н(γ) = V_н•cos(2πf_прτ_o-Δφ_o),
где V_н = 1/2•K₃•V_Σ•V_г;
К₃ - коэффициент передачи фазового детектора; пропорциональное измеряемому фазовому сдвигу.When the threshold level V _por2 is exceeded, a constant voltage is generated in the threshold block 23, which is supplied to the control input of the key 23 and opens it. In this case, the useful voltage U _Σ (t) from the output of the strip amplifier 21 through the public key 24 is supplied to the second input of the phase detector 17, at the output of which a low-frequency voltage is generated
U _n (γ) = V _n • cos (2πf _pr τ _o -Δφ _o ),
where V _n = 1/2 • K ₃ • V _Σ • V _g ;
K ₃ is the transfer coefficient of the phase detector; proportional to the measured phase shift.

Для обеспечения симметричности несущей частоты f_c относительно частот f_г1 и f_г2 гетеродинов 3 и 4 используется система фазовой автоподстройки частоты, состоящая из последовательно подключенных к выходу усилителя 5.1 промежуточной частоты умножителя 18 частоты на два, полосового усилителя 25 и фазового детектора 26, второй вход которого соединен с выходом полосового фильтра 8, а выход подключен к управляющему входу гетеродина 3.To ensure the symmetry of the carrier frequency f _{c with} respect to the frequencies f _g1 and f _{g2 of the} local oscillators 3 and 4, a phase-locked loop system is used, consisting of two frequency multiplier 18, an intermediate frequency multiplex 18, connected to the output of the amplifier 5.1, a band-pass amplifier 25 and a phase detector 26, the second input which is connected to the output of the bandpass filter 8, and the output is connected to the control input of the local oscillator 3.

Преобразованный по частоте ФМн-сигнал U_пр1(t) с выхода усилителя 5.1 промежуточной частоты одновременно поступает на вход умножителя 18 частоты на два, на выходе которого образуется следующее гармоническое колебание
U_ч(t) = V_пр1•cos(4πf_прt+2φ_пр1), 0≤t≤Т_с.Frequency-converted PSK signal U _pr1 (t) from the output of the intermediate frequency amplifier 5.1 simultaneously arrives at the input of the frequency multiplier 18 by two, at the output of which the following harmonic oscillation is generated
U _h (t) = V _pr1 • cos (4πf _pr t + 2φ _pr1 ), 0≤t≤T _s .

Так как

то в указанном колебании фазовая манипуляция уже отсутствует. Гармоническое колебание U_ч(t) выделяется полосовым усилителем 25 и поступает на первый вход фазового детектора 26, на второй вход которого подается опорное напряжение U_o(t) с выхода полосового фильтра 8. Если указанные напряжения отличаются друг от друга по частоте или фазе, то на выходе фазового детектора 26 образуется управляющее напряжение. Причем амплитуда и полярность этого напряжения зависят от степени и направления отклонения несущей частоты f_c принимаемого ФМн-сигнала относительно частот f_г1 и f_г2 гетеродинов 3 и 4. Управляющее напряжение воздействует на гетеродин 3, изменяя его частоту f_г1 так, чтобы сохранялось симметричность несущей частоты f_c относительно частот f_г1 и f_г2 гетеродинов 3 и 7
f_г2 - f_г1 = 2f_пр,
f_c - f_г1 = f_г2 - f_c = f_пр.Because

then in the indicated oscillation phase manipulation is already absent. The harmonic oscillation U _h (t) is extracted by a strip amplifier 25 and fed to the first input of the phase detector 26, the second input of which is supplied with a reference voltage U _o (t) from the output of the band-pass filter 8. If these voltages differ in frequency or phase, then at the output of the phase detector 26, a control voltage is generated. Moreover, the amplitude and polarity of this voltage depend on the degree and direction of deviation of the carrier frequency f _{c of the} received FMN signal relative to the frequencies f _g1 and f _{g2 of} local oscillators 3 and 4. The control voltage acts on the local oscillator 3, changing its frequency f _g1 so that the carrier symmetry is maintained frequency f _c relative to frequencies f _g1 and f _{g2 of} local oscillators 3 and 7
f _r2 - f _r1 = 2f _pr
f _c - f _g1 = f _g2 - f _c = f _ave .

Напряжение U_н(γ) с выхода фазового детектора 17 поступает на вход фазовращателя 27 на 90^o, на выходе которого образуется напряжение

Это напряжение поступает на вход квадратора 28, на выходе которого образуется напряжение
U₆(γ) = V

\binom{2}{н}

•sin²(2πf_прτ_o-Δφ_o)
Одновременно напряжение U_н(γ) с выхода фазового детектора 17 поступает на вход квадратора 30, на выходе которого образуется напряжение
U₇(γ) = V

\binom{2}{н}

•cos²(2πf_прτ_o-Δφ_o)
Это напряжение поступает на вход квадратора 31, на выходе которого образуется напряжение
U₈(γ) = V

\binom{4}{н}

•cos⁴(2πf_прτ_o-Δφ_o)
Напряжение U₆(γ) и U₇(γ) поступают на два входа масштабирующего перемножителя 29, на выходе которого образуется напряжение

Напряжение U₈(γ) и U₉(γ) поступают на два входа вычитателя 32, на выходе которого формируется напряжение

Напряжение U₆(γ) с второго выхода квадратора 28 поступает на вход квадратора 33, на выходе которого образуется напряжение
U₁₁(γ) = V

\binom{4}{н}

•sin⁴(2πf_прτ_o-Δφ_o)
Напряжение U₁₀(γ) и U₁₁(γ) поступают на два входа сумматора 34, на выходе которого формируется напряжение

которое фиксируется регистратором 35.The voltage U _n (γ) from the output of the phase detector 17 is supplied to the input of the phase shifter 27 by 90 ^o , at the output of which a voltage is generated

This voltage is supplied to the input of the quadrator 28, at the output of which a voltage is generated
U ₆ (γ) = V

\binom{2}{n}

• sin ² (2πf _pr τ _o -Δφ _o )
At the same time, the voltage U _n (γ) from the output of the phase detector 17 is supplied to the input of the quadrator 30, the output of which is generated
U ₇ (γ) = V

\binom{2}{n}

• cos ² (2πf _pr τ _o -Δφ _o )
This voltage is supplied to the input of the quadrator 31, at the output of which a voltage is generated
U ₈ (γ) = V

\binom{4}{n}

• cos ⁴ (2πf _pr τ _o -Δφ _o )
The voltage U ₆ (γ) and U ₇ (γ) are supplied to the two inputs of the scaling multiplier 29, at the output of which a voltage is generated

The voltage U ₈ (γ) and U ₉ (γ) are supplied to two inputs of the subtractor 32, at the output of which a voltage is formed

The voltage U ₆ (γ) from the second output of the quadrator 28 is supplied to the input of the quadrator 33, at the output of which a voltage is generated
U ₁₁ (γ) = V

\binom{4}{n}

• sin ⁴ (2πf _pr τ _o -Δφ _o )
The voltage U ₁₀ (γ) and U ₁₁ (γ) are supplied to the two inputs of the adder 34, the output of which is formed voltage

which is recorded by the registrar 35.

Описанная выше работа пеленгатора соответствует случаю приема ФМн-сигналов по основному каналу на частоте f_c.The direction finder operation described above corresponds to the case of receiving PSK signals on the main channel at a frequency f _c .

Если ложный сигнал (помеха) принимается по первому зеркальному каналу на частоте f_з1 или по второму зеркальному каналу на частоте f_з2 или по любому комбинационному каналу, то после преобразования по частоте он выделяется усилителем 5.1 или 6.1 промежуточной частоты. При этом напряжение будет присутствовать только на выходе порогового блока 13 или 14. Блок 15 совпадения не срабатывает, ключ 16 не открывается, опорное напряжение не подается на фазовый детектор 17 и ложный сигнал (помеха), принимаемый по первому f_з1 или второму f_з2 зеркальным каналам, по первому f_к1 или второму f_к2 или по другим комбинационным каналам, подавляется.If a false signal (interference) is received through the first mirror channel at a frequency f _s1 or through a second mirror channel at a frequency f _s2 or through any combination channel, then after a frequency conversion it is allocated by an intermediate frequency amplifier 5.1 or 6.1. In this case, the voltage will be present only at the output of the threshold block 13 or 14. The coincidence block 15 does not work, the key 16 does not open, the reference voltage is not supplied to the phase detector 17 and the false signal (interference) received by the first f _s1 or second f _s2 mirror channels, the first f _k1 or the second f _k2 or other combination channels, is suppressed.

Если ложные сигналы (помехи) принимаются одновременно по первому f_з1 и второму f_з2 зеркальным каналам, то блок 15 совпадения срабатывает и ключ 16 открывается. При этом опорное напряжение U_o(t) поступает на первый вход фазового детектора 17. Однако на второй вход фазового детектора 17 в этом случае напряжение не подается. Это объясняется тем, что канальные напряжения образуются разными ложными сигналами (помехами), принимаемыми на разных зеркальных частотах f_з1 и f_з2. Между канальными напряжениями существует слабая корреляционная связь. Выходное напряжение коррелятора не превышает порогового уровня V_пор2 в пороговом блоке 23, ключ 24 не открывается и ложные сигналы (помехи), принимаемые одновременно по зеркальным каналам на частотах f_з1 и f_з2, подавляются.If false signals (interference) are received simultaneously on the first f _s1 and second f _s2 mirror channels, then the matching unit 15 is activated and the key 16 is opened. In this case, the reference voltage U _o (t) is supplied to the first input of the phase detector 17. However, in this case, the voltage is not supplied to the second input of the phase detector 17. This is due to the fact that channel voltages are generated by different false signals (interference) received at different mirror frequencies f _s1 and f _s2 . There is a weak correlation between channel voltages. The output voltage of the correlator does not exceed the threshold level V _pore2 in the threshold block 23, the key 24 does not open and false signals (interference) received simultaneously through the mirror channels at frequencies f _s1 and f _s2 are suppressed.

По аналогичной причине подавляются и ложные сигналы (помехи), принимаемые одновременно по другим дополнительным каналам. For a similar reason, false signals (interference) received simultaneously on other additional channels are also suppressed.

Если полезный ФМн-сигнал принимается по основному каналу на частоте f_c, то блок 15 совпадения срабатывает, ключ 16 открывается и опорное напряжение U_o(t) поступает на первый вход фазового детектора 17. В этом случае канальные напряжения U_пр1(t) и U_пр2(t) образуются одним и тем же сигналом и между ними существует сильная корреляционная связь. Выходное напряжение коррелятора превышает пороговый уровень V_пор2 в пороговом блоке 23, ключ 24 открывается и полезный ФМн-сигнал поступает на сигнальный вход фазового детектора 17.If the useful QPSK signal is received on the main channel at a frequency f _c , then the coincidence unit 15 is activated, the key 16 is opened and the reference voltage U _o (t) is supplied to the first input of the phase detector 17. In this case, the channel voltages U _pr1 (t) and U _CR2 (t) are formed by the same signal and there is a strong correlation between them. The output voltage of the correlator exceeds the threshold level V _por2 in the threshold block 23, the key 24 is opened and the useful PSK signal is fed to the signal input of the phase detector 17.

Таким образом, предлагаемый пеленгатор обеспечивает точное и однозначное определение пеленга γ_o на источник излучения фазоманипулированных сигналов фазовым методом, которому свойственно противоречие между точностью пеленгации и однозначностью отсчета угловой координаты γ_o. Действительно, согласно формуле
Δφ = 2πd/λsinγ_o,
пеленгатор тем чувствительнее к изменению пеленга γ_o, чем больше относительный размер базы d/λ. Но с ростом d/λ уменьшается значение угловой координаты γ_o, при котором разность фаз Δφ превосходит значение π, то есть наступает неоднозначность отсчета. В предлагаемом пеленгаторе повышение точности пеленгации обеспечивается увеличением относительного размера измерительной базы, а возникающая при этом неоднозначность отсчета устраняется корреляционной обработкой принимаемых ФМн-сигналов.Thus, the proposed direction finder provides accurate and unambiguous determination of the bearing γ _o to the radiation source of the phase-shifted signals by the phase method, which is characterized by a contradiction between the direction finding accuracy and the uniqueness of the angular coordinate reference γ _o . Indeed, according to the formula
Δφ = 2πd / λsinγ _o ,
the direction finder is the more sensitive to the change in the bearing γ _o , the larger the relative size of the base d / λ. But with increasing d / λ, the value of the angular coordinate γ _o decreases, at which the phase difference Δφ exceeds the value of π, that is, the reading is ambiguous. In the proposed direction finder, an increase in direction finding accuracy is ensured by an increase in the relative size of the measuring base, and the ambiguity in the reading that arises from this is eliminated by correlation processing of the received FMN signals.

Корреляционной обработкой принимаемых ФМн-сигналов обеспечивается и повышение помехоустойчивости путем подавления ложных сигналов (помех), принимаемых по дополнительным каналам. Correlation processing of the received QPSK signals provides an increase in noise immunity by suppressing false signals (interference) received via additional channels.

Предлагаемый пеленгатор обеспечивает также значительное повышение чувствительности при измерении малых фазовых сдвигов. Это достигается реализацией следующего алгоритма:
cos⁴Δφ-6cos²Δφ•cos²Δφ+sin⁴Δφ = cos⁴Δφ,
который позволяет в 4 раза увеличить измеряемый фазовый сдвиг по сравнению с исходным фазовым сдвигом.The proposed direction finder also provides a significant increase in sensitivity when measuring small phase shifts. This is achieved by implementing the following algorithm:
cos ⁴ Δφ-6cos ² Δφ • cos ² Δφ + sin ⁴ Δφ = cos ⁴ Δφ,
which allows a 4-fold increase in the measured phase shift in comparison with the initial phase shift.

Кроме того, предлагаемый пеленгатор обеспечивает возможность проведения измерений в широком диапазоне фазовых сдвигов, начиная с весьма малых. In addition, the proposed direction finder enables measurements in a wide range of phase shifts, starting with very small ones.

Claims

A direction finder comprising a first receiver in series, a first mixer, the second input of which is connected to the output of the first local oscillator, a first intermediate frequency amplifier, a first amplitude detector, a first integrator, a first threshold block, a matching block, a first key and a first phase detector, and a second receiver in series , a second mixer, the second input of which is connected to the output of the second local oscillator, a second intermediate frequency amplifier, a second amplitude detector, a second integrator and second thresholds the third block, the output of which is connected to the second input of the coincidence block, the third mixer is connected in series to the output of the first local oscillator, the second input of which is connected to the output of the second local oscillator, and the bandpass filter, the output of which is connected to the second input of the first key, connected in series to the output of the first intermediate amplifier a frequency multiplier by two, a second amplifier and a second phase detector, the second input of which is connected to the output of the bandpass filter, and the output is connected to the first local oscillator, in series a delay unit, a multiplier connected to the output of the second intermediate-frequency amplifier, a multiplier, the second input of which is connected to the output of the first intermediate-frequency amplifier, a low-pass filter, a third threshold block and a second key, the second input of which is connected through the first amplifier to the output of the multiplier, and the output is connected to the second input of the first phase detector, characterized in that it entered the phase shifter 90 ^o, four quad, scaling multiplier, a subtracter, the adder and the registrar, and to the output of the first AZOV detector connected in series with the phase shifter 90 ^o, a first squarer, scaling multiplier, the second input thereof via a second squarer coupled to an output of the first phase detector, the subtractor, the second input of which via a third squarer coupled to an output of the second squarer, an adder, a second input of which via a fourth squarer connected to the second output of the first quad, and the recorder.