PT2015616E

PT2015616E - Método de reconhecimento de carga para regulador de luz e dispositivo de implementação desse método

Info

Publication number: PT2015616E
Application number: PT07360033T
Authority: PT
Inventors: Juergen Demuth; Thomas Modliba; Peter Gosch; Ewald Piber; Wolfgang Wagner; Dietmar Schultschik; Wolfgang Warum; Walter Hernler; Jean-Marc David
Original assignee: Ab Plast Srl
Priority date: 2007-07-13
Filing date: 2007-07-13
Publication date: 2010-12-07
Also published as: ATE480984T1; PL2015616T3; ES2352575T3; DE602007009083D1; EP2015616A1; EP2015616B1

Description

DESCRIÇÃO "MÉTODO DE RECONHECIMENTO DE CARGA PARA REGULADOR DE LUZ E DISPOSITIVO DE IMPLEMENTAÇÃO DESSE MÉTODO" A presente invenção refere-se ao domínio dos equipamentos eléctricos em meio doméstico, terciário ou industrial, nomeadamente aos dispositivos de controlo e gestão do nível de luminosidade de diferentes tipos de cargas de iluminação, ou seja, cargas resistivas, capacitivas ou indutivas e tem, como objectivo, um método de reconhecimento de carga para regulador de luz. A invenção tem, igualmente, como objectivo, um regulador de luz compreendendo um dispositivo de reconhecimento de carga para a implementação desse método.

Actualmente, o controlo e a gestão do nível de luminosidade de diferentes tipos de cargas de iluminação são realizados, essencialmente, por corte da fase de alimentação da carga, quer por condução por ângulo de fase, quer por corte por ângulo de fase.

Em modo condução por ângulo de fase, a primeira parte de cada semi-alternância é bloqueada e a segunda parte é transmitida à carga, enquanto que em modo corte por ângulo de fase, a primeira parte de cada semi-alternância é transmitida à carga e a segunda parte é bloqueada. 0 modo condução por ângulo de fase está adaptado para cargas indutivas ou resistivas, 1 enquanto o modo corte por ângulo de fase está adaptado para cargas capacitivas ou resistivas.

Um corte por ângulo de fase em carga indutiva provoca sobretensões e uma condução por ângulo de fase em carga capacitiva provoca sobre-intensidades.

Cargas diferentes necessitam de métodos de controlo diferentes. Assim, lâmpadas halogéneas de baixa tensão com transformador electrónico são, geralmente, alimentadas em modo corte por ângulo de fase; lâmpadas halogéneas de baixa tensão com transformador de núcleo de ferro são alimentadas em modo condução por ângulo de fase, enquanto lâmpadas incandescentes ou lâmpadas halogéneas de alta tensão podem ser utilizadas nos dois modos.

Se uma carga for alimentada num modo errado, podem produzir-se situações que podem conduzir a uma deterioração ou a uma destruição do regulador de luz.

Se um transformador electrónico, que é, geralmente, uma carga capacitiva, for alimentado em modo condução por ângulo de fase, então, a capacidade deve ser carregada durante o flanco de controlo, num tempo relativamente curto, ou seja, aproximadamente de dez a algumas centenas de ps, o que origina, de novo, um impulso de tensão muito elevada, que pode conduzir a uma destruição dos semicondutores de potência.

No caso contrário, se um transformador de núcleo de ferro for alimentado em modo corte por ângulo de fase, então, a energia armazenada no transformador, que é uma carga indutiva, produz um pico de tensão em cada semi-onda após o flanco de 2 corte, o que pode, igualmente, ter como consequência uma destruição dos semicondutores de potência.

Para resolver estes inconvenientes, propuseram-se diferentes métodos e dispositivos de auto-adaptação de um regulador de luz a uma carga.

Para esse efeito, conhece-se, nomeadamente, pelo documento WO-A-92/15052, um regulador de luz, por meio do qual é possível regular a luminosidade de uma carga, por exemplo, de uma lâmpada incandescente, de uma lâmpada halogénea de alta tensão ou de uma lâmpada halogénea de baixa tensão com núcleo de ferro ou transformador electrónico, por um controlo de fase, com aplicação de dois semicondutores de potência controlados em tensão, ligados em oposição.

Este documento WO-A-92/15052 descreve diferentes métodos destinados a permitir evitar tais situações que põem em perigo estes aparelhos. 0 regulador de luz trabalha, após aplicação de tensão, em modo corte por ângulo de fase e, se uma sobretensão for assinalada, o aparelho alterna para modo condução por ângulo de fase. Métodos análogos de reconhecimento da carga são descritos, igualmente, entre outros, nos documentos EP-A-1119094, EP-B-0932274 DE-A-10225748.5, EP-B-0618667 e DE-A-19751828. 0 reconhecimento de picos de tensão consecutivos no flanco de corte, em modo corte por ângulo de fase, é um método, em grande medida, frequente, para reconhecer cargas indutivas. Em pormenor, produz-se, por exemplo, na semi-onda positiva, um curto período após a interrupção da corrente, um pico de tensão 3 negativa na carga. A altura deste pico de tensão adapta-se prioritariamente em função da inductância do transformador e da carga das lâmpadas que lhe estão conectadas. Assim, o pico de tensão é tanto mais elevado quanto a carga do transformador é fraca. 0 momento do flanco de corte, ou seja, o ângulo de fluxo de corrente, tem, contudo, uma influência muito fraca sobre a altura do pico de tensão e está limitado de um modo muito restrito no conjunto do domínio útil de regulação de um regulador de luz. Fluxos de corrente compreendidos entre cerca de 30° e cerca de 150° são habituais.

No documento EP-A-0932274, está previsto medir a tensão directamente na carga e compará-la com um valor de limiar fixo. Isto só é, no entanto, possível com reguladores de luz denominados de três condutores, nos quais o condutor neutro está, igualmente, ligado ao regulador de luz. No caso de reguladores de luz de dois condutores - bem mais comuns nas actuais técnicas de instalação - que não possuem uma entrada de condutor neutro, a tensão na carga não está directamente disponível, mas unicamente a tensão aos terminais do regulador de luz, ou seja, entre a entrada de fase e a saída de carga. O pico de tensão negativa na carga, descrito acima, traduz-se ao nível do regulador de luz sob a forma de um pico de tensão positiva, que é superior à tensão de rede.

Todas as implementações conhecidas dos reguladores de luz de dois condutores têm um valor de limiar constante para o reconhecimento da sobretensão, que deve ser definido de modo a não ser excedido em funcionamento normal. No caso de uma tensão de rede de, por exemplo, 230V ± de 10%, define-se como máximo de valor de pico o valor de 358V e tem-se ainda em consideração 4 sinais de telecomando centralizado, por exemplo, para o controlo de diversos utilizadores, tais como uma iluminação pública ou um contador de corrente de noite, que podem ter uma tensão que pode atingir até 20Veff e que se sobrepõem à tensão de rede, cujo valor de limiar se deve estabelecer em, pelo menos, 400V.

Esta tensão ainda não é, no entanto, frequentemente atingida, tanto com ângulos de fluxos de corrente muito pequenos como com ângulos muito grandes, de modo que, a carga indutiva, só é eventualmente reconhecida no caso de uma luminosidade média e pode, por isso, ser alimentada em modo corte por ângulo de fase. Dai não resulta, certamente, um risco para o regulador de luz ou para as suas partes constitutivas, no entanto, os picos de corrente podem provocar perturbações inadmissíveis na rede de baixa tensão, bem como um desenvolvimento incomodativo de ruído no transformador.

De acordo com o documento EP-A-1119094, está previsto um método no qual a luminosidade é aumentada lentamente a partir do ângulo de corte mínimo, até que um determinado número de sobretensões seja assinalado e, seguidamente, a alimentação é alternada para modo condução por ângulo de fase. Este método evita, sem dúvida, um funcionamento prolongado num modo errado, embora o reconhecimento de modo só se efectue, contudo, quando se excede uma ponta de tensão de cerca de mais de 400V.

Além disso, conhece-se, dos documentos EP-A-1784059, WO 2007/042598 e WO 2007/068040, um método e um dispositivo, respectivamente, de acordo com o preâmbulo das reivindicações 1 e 7. 5 A presente invenção tem, como objectivo, resolver estes inconvenientes propondo um método de reconhecimento de carga para regulador de luz de acordo com a reivindicação 1 e um regulador de luz compreendendo um dispositivo de reconhecimento de carga para a implementação deste método de acordo com a reivindicação 7 permitindo, igualmente para reguladores de luz de dois condutores, realizar um reconhecimento do tipo de carga na presença de pequenos ângulos de fluxos de corrente. A invenção será melhor compreendida devido à descrição que se segue, que se refere a uma forma de realização preferida, dada a titulo de exemplo não limitativo e explicada recorrendo aos desenhos esquemáticos anexos, nos quais: as figuras 1 a 5 são diagramas temporais que representam o valor USt de limiar dinâmico em função da duração do fluxo de corrente e da duração de medição, bem como a tensão aos terminais do regulador de luz, com ângulos de fluxo de corrente diferentes, obtidos pela implementação do método de acordo com a invenção; a figura 6 é um diagrama temporal que representa a curva da tensão UN de rede, bem como a curva da tensão UL nos terminais de uma carga indutiva em modo corte por ângulo de fase; a figura 7 é um diagrama análogo ao da figura 6 que representa a curva da tensão Uv nos terminais do regulador de luz, e a figura 8 é um esquema por blocos do dispositivo para a implementação do método de acordo com a invenção. 6

De acordo com a invenção e como mostrado, mais particularmente, pelos diagramas temporais das figuras 1 a 5 dos desenhos anexos, o método de reconhecimento de carga para regulador de luz consiste em efectuar uma comparação da tensão Uv nos terminais do regulador de luz com um valor Us de limiar adaptado dinamicamente e, cuja altura, é dependente do momento t no qual se produz o flanco F de corte.

De acordo com uma caracteristica da invenção, a duração da medição de uma ponta de tensão após o flanco F de corte é estabelecida com um valor td fixo, por exemplo, da ordem de 300 ps. No que diz respeito ao valor Us de limiar, é, então, escolhida uma tensão que, em condições normais de funcionamento, ou seja, no caso de conexão a uma carga óhmica (lâmpadas incandescentes ou lâmpadas halogéneas de alta tensão) ou capacitiva (lâmpada halogénea de baixa tensão com transformador electrónico), não é, em caso algum, excedida durante a medição. O valor Us de limiar tem o valor USt da curva no momento t no qual se produz o flanco F de corte e permanece constante durante o tempo da medição. Para esse efeito, estabelece-se que o valor da tensão é, naturalmente, um valor correspondente ao valor da rede, ou seja, 230 V, aumentado em 10% e num valor suplementar de segurança de, por exemplo, 35 V.

De acordo com outra caracteristica da invenção, o valor Us de limiar adaptado dinamicamente é calculado por aplicação das equações seguintes: 7

η(π/-ψ-) + Αυ Us~ ’ÚMíu+MJ 0Maj.sm(n.j;) + AU

T

t>- 2

UsTR =-—--.UsRS + R9 nas quais UMax = tensão efectiva máxima da rede (por exemplo, 230Veff +10% = 253Veff) ÚMax = valor de pico da tensão da rede (por exemplo,

253Veff . U = 358 V Δυ = margem de segurança para sinais de telecomando (por exemplo, 35 V). T = duração de uma metade de período da rede (por exemplo, 10 ms para f = 50 Hz) t = momento no qual se produz- o flanco de corte durante a semi-onda de rede td = duração de medição (por exemplo, 300 ps)

Us = valor de limiar dinâmico

Ustr = tensão de referência no comparador 8 R8/R9 = resistência do divisor de tensão. A distribuição em três zonas temporais é necessária, pelo facto de, na primeira metade de cada semi-onda da rede, a tensão aumentar e por, consequentemente, o valor de limiar dever ser mais elevado que a tensão no fim de período de medição (momento t + td), enquanto em cada segunda semi-onda da rede a tensão diminui, pelo que o valor de limiar deve ser mais elevado que no início do período de medição (momento t). 0 comportamento de Us é dependente do momento t no qual se produz o flanco F de corte. 0 comportamento de Uref é representado nas figuras 1 a 5 pela curva USt· A adaptação dinâmica do valor de limiar permite, assim, o reconhecimento de uma carga indutiva, tanto com ângulos de fluxo de corrente muito pequenos como com grandes ângulos de fluxos de corrente.

De acordo com uma característica da invenção, o valor (Us) de limiar permanece constante durante a medição.

Além disso, aquando do primeiro arranque após a aplicação da tensão de rede, o regulador de luz arranca em modo corte por ângulo de fase e, no caso de reconhecimento de uma sobretensão durante o tempo da medição, em várias semi-ondas sucessivas, é alternado para modo condução por ângulo de fase. 0 método, de acordo com a invenção, é implementado, como mostrado na figura 8 dos desenhos anexos, através de um regulador 1 de luz compreendendo um dispositivo de 9 reconhecimento de uma carga 2, que é constituído, essencialmente, por um interruptor 3 de potência, um microcontrolador 4, um circuito 5 de reconhecimento de passagem por zero, um circuito 6 de reconhecimento de sobre-intensidade ou de curto-circuito e um circuito 7 de reconhecimento de sobretensão com adaptação dinâmica do valor de limiar. A carga 2 pode ser, de modo conhecido, óhmica (por exemplo, lâmpadas incandescentes ou lâmpadas halogéneas de alta tensão), capacitiva (por exemplo, lâmpada halogénea de baixa tensão com transformador electrónico) ou indutiva (por exemplo, lâmpada halogénea de baixa tensão com transformador de núcleo de ferro). 0 interruptor 3 de potência é constituído por dois transístores Tl e T2 de tipo conhecido sob a designação IGBT (transístor bipolar de grelha isolada), por dois díodos de Dl e D2 rectificação, bem como por uma resistência R3 para a medição da corrente. 0 microcontrolador 4 assegura, por duas saídas CT1 e CT2, respectivamente ligadas a uma resistência Rl e a uma resistência R2, o controlo dos dois transístores Tl e T2, a exploração do sinal de passagem por zero para a sincronização com a frequência de rede, a exploração da sobreintensidade, bem como o reconhecimento da sobretensão por uma adaptação dinâmica do valor de limiar.

Os dois transístores Tl e T2 são controlados, alternativamente, pelo microcontrolador 4 nas duas semi-ondas da rede em função do controlo de fase.

No modo de funcionamento em corte por ângulo de fase, o transístor Tl é conectado no início da semi-onda de rede positiva e, após a duração de fluxo de corrente predeterminada 10 ter decorrido, é, de novo, desconectado. A corrente passa pelo transístor Tl, resistência R3, díodo D2 e pela carga 2, desde o condutor de fase L até ao condutor neutro N. Na semi-onda de rede negativa, o transístor T2 é controlado de modo idêntico e a corrente passa através da carga 2, transístor T2, resistência R3 e díodo Dl do condutor neutro N até ao condutor de fase L.

Em modo condução por ângulo de fase, o transístor Tl é controlado durante a duração do fluxo de corrente, antes do fim da semi-onda de rede positiva e desconectado no fim da semi-onda. 0 fluxo de corrente é idêntico ao do modo de funcionamento com corte por ângulo de fase. Na semi-onda de rede negativa, o transístor T2 é controlado de modo idêntico.

Para a sincronização com a frequência de rede, o microcontrolador 4 deve conhecer o momento da passagem a zero da rede. Isto pode ser obtido, por exemplo, pela medição da tensão no condutor de fase L através do circuito 5 de reconhecimento da passagem por zero, compreendendo um divisor de tensão constituído por resistências R4 e R5. Este circuito 5 está dotado, além disso, com um inversor II, munido de uma entrada de circuito de disparo de Schmidt e que prepara o sinal PZ para o microcontrolador 4. A corrente de carga é medida na resistência R3 do interruptor 3 de potência e alimenta um comparador C4 do circuito 6 de reconhecimento de sobreintensidade ou de curto-circuito, que compara esta tensão com uma tensão de referência fixa. Se a corrente aumentar para além do valor preestabelecido, então um circuito B3 de disparo biestável do circuito 6 é alimentado pela saída do comparador C4. A saída do circuito B3 de disparo biestável está, por um lado, ligada a uma 11 entrada de sobreintensidade SI do microcontrolador 4 e, por outro lado, através de inversores 12 e 15 aos transístores Tl e T2 do interruptor 3 de potência para os desconectar. 0 microcontrolador 4 está dotado com uma saída RZSI de reposição a zero das sobre-intensidades, pela qual é possível efectuar uma reposição a zero do circuito B3 de disparo biestável, de modo a permitir, de novo, a alimentação dos transístores Tl e T2 na semi-onda de rede seguinte e, assim, só cortar a alimentação do regulador de luz após vários reconhecimentos de uma sobreintensidade, o que se produz, por exemplo, no caso de uma carga demasiado forte ou curto-circuito. A tensão de limiar é conduzida pelo microcontrolador 4 através de uma saída STR de sobretensão de referência para uma entrada de inversor de um comparador C6 do circuito 7 de reconhecimento de sobretensão com adaptação dinâmica do valor de limiar e a tensão rectificada no regulador 1 de luz é reduzida através de um divisor de tensão, constituído por resistências R8 e R9 do referido circuito 7, e é conduzida para outra entrada do comparador C6. A saída do comparador C6 está, igualmente, ligada ao microcontrolador 4 numa entrada ST de sobretensão.

Se, em várias semi-ondas de rede sucessivas (por exemplo, dez), uma ponta de tensão for detectada, então, o microcontrolador 4 alterna do modo de funcionamento em corte por ângulo de fase para o modo de funcionamento em condução por ângulo de fase. Devido a um reconhecimento repetido, evita-se que as perturbações da rede eléctrica, tais como as que podem, por exemplo, ocorrer, na mesma rede, no caso de trovoadas ou durante o arranque e paragem de máquinas, conduzam a uma mudança do modo de funcionamento. 12 0 limiar de tensão, que é dependente do ângulo do fluxo de corrente escolhido, é conduzido pelo microcontrolador 4 para a entrada de inversão do comparador C6. A tensão rectifiçada no regulador 1 de luz é reduzida através do divisor de tensão constituído pelas resistências R8 e R9 e é conduzida para a outra entrada do comparador C6. A saida deste comparador C6 é, de novo, conduzida para o microcontrolador 4. É igualmente possível, em função do microcontrolador 4 utilizado, utilizar um comparador interno de tensão de referência programável, ou mesmo, igualmente, um conversor analógico-digital, para a produção da tensão de referência.

Devido à invenção, é possível realizar o controlo de diferentes tipos de cargas, em particular, de cargas de iluminação, nomeadamente resistivas, capacitivas ou indutivas.

Além disso, a invenção permite uma alteração dinâmica do tipo de carga por verificação permanente da compatibilidade entre a carga conectada e o modo de corte activo, desde que a tensão de alimentação do regulador de luz seja interrompida antes da alteração da carga, bem como a gestão de tomadas controladas.

Por último, o método e o dispositivo de acordo com a invenção permitem obter uma protecção do regulador de luz contra sobreaquecimentos, sobrecargas, curtos-circuitos, sobretensões, etc.

Naturalmente, a invenção não está limitada à forma de realização descrita e representada nos desenhos anexos.

Lisboa, 29 de Novembro de 2010 13

Claims

REIVINDICAÇÕES 1. Método de reconhecimento do tipo de carga para regulador de luz, por comparação da tensão (Uv) nos terminais do regulador de luz com um valor (Us) de limiar, caracterizado por consistir em efectuar a referida comparação da tensão (Uv) nos terminais do regulador de luz, em modo corte por ângulo de fase, após o flanco de corte, com um valor (Us) de limiar adaptado dinamicamente e cuja altura é dependente do momento (t) no se qual produz o flanco (F) de corte.
2. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por a duração (td) da medição de uma ponta de tensão após o flanco (F) de corte nos terminais do regulador de luz (Uv) ser estabelecida com um valor fixo, por exemplo, de aproximadamente 300 ps.
3. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por o valor (Us) de limiar ser escolhido de modo a não ser, em condições normais de funcionamento e em caso algum, excedido durante a medição.
4. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por o valor (Us) de limiar adaptado dinamicamente ser calculado por aplicação das equações seguintes:

T T

t> — 2 Ο,*.'* ηΟτ.^-) + ΔΙ/ US= ÚMax + b.U ÚMa,.sin{π.γ)+Μί 1 USTR = R9R& + R9 Us nas quais: UMax = tensão efectiva máxima da rede (por exemplo, 230Veff + 10% = 253Veff) UMax = valor de pico da tensão da rede (por exemplo, 253Veff.^ = 358 V AU = margem de segurança para sinais de telecomando (por exemplo, 35 V). T = duração de uma metade de período da rede (por exemplo, 10 ms para f = 50 Hz) t = momento no qual se produz o flanco de corte durante a semi-onda de rede td = duração de medida (por exemplo, 300 ps) Us = valor de limiar dinâmico Ustr = tensão de referência no comparador R8/R9 = resistência do divisor de tensão.
5. Método de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 4, caracterizado por o valor (Us) permanecer constante durante a medição.
6. Método de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 5, caracterizado por o regulador de luz, aquando do primeiro arranque, após a aplicação da tensão de rede, ser iniciado em modo corte por ângulo de fase e, no caso de reconhecimento de uma sobretensão durante o tempo da medição, em várias semi-ondas sucessivas, ser alternado para modo condução por ângulo de fase. 2
7. Regulador (1) de luz compreendendo um dispositivo de reconhecimento do tipo de uma carga (2) para a implementação do método de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 6 , em que o dispositivo de reconhecimento do tipo da carga (2) é constituído, essencialmente, por um interruptor (3) de potência, um microcontrolador (4), um circuito (5) de reconhecimento da passagem por zero e um circuito (6) de reconhecimento de sobre-intensidade ou curto-circuito, caracterizado por compreender ainda um circuito (7) de reconhecimento de sobretensão, após o flanco (F) de corte em modo corte por ângulo de fase, com adaptação dinâmica do valor de limiar, pelo que a altura do referido limiar é dependente do momento no qual se produz o flanco (F) de corte. Lisboa, 29 de Novembro de 2010 3