KR960003009B1

KR960003009B1 - 유도 모터 벡터 제어 방법 및 장치

Info

Publication number: KR960003009B1
Application number: KR1019890002144A
Authority: KR
Inventors: 다다시 아시까가; 마사까쯔 노무라
Original assignee: 가부시끼가이샤 메이덴샤; 이노구마 도끼히사
Priority date: 1988-02-23
Filing date: 1989-02-23
Publication date: 1996-03-02
Anticipated expiration: 2009-02-23
Also published as: US4967135A; DE68915029T2; ES2056131T3; EP0330188A1; EP0330188B1; KR890013871A; JPH01214287A; JP2780263B2; DE68915029D1

Abstract

내용 없음.

Description

유도 모터 벡터 제어 방법 및 장치

제1도는 종래의 제어 전류원(Control-Current-Source : CCS)형 벡터 제어 장치를 도시한 개략적인 블럭다이어그램.

제2도는 종래의 제어 전압원(Control-Voltage-Source : CVS)형 벡터 제어 장치를 도시한 개략적인 블럭다이어그램.

제3도는 유도 모터의 등가 전기 회로를 도시한 도면.

제4도는 CCS형 벡터 제어하에서 제공된 모터 특성을 도시한 3가지 그래프.

제5도는 CVS형 벡터 제어하에서 제공된 모터 특성을 도시한 3가지 그래프.

제6도는 본 발명의 방법 및 장치를 실시하는 유도 모터 벡터 제어 장치를 도시한 개략적인 블럭다이어그램.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

10 : PWM/INV 유니트 12 : 속도 감지기

14,24 : 감산기 16,28,30 : 비례 플럭스 적분 제어 회로

18 : 슬립 계산 회로 20, 32, 57 : 합산 회로

22,42,53,71 : 좌표 콘버터 34 : 인버팅 증폭기

36,38 : 변류기 40 : 비-간섭 계산 회로

50 : 각속도 개선 회로 51,70 : 콘버터

54 : 계산 회로 55 : 비례 증폭기

56 : 적분 증폭기 72 : 2-상/3-상 콘버터

본 발명은 속도 조정가능한 전기 모터를 제어하기 위한 방법 및 장치에 관한 것으로, 더욱 상세하게 말하자면 유도 모터의 벡터 제어 방법 및 장치에 관한 것이다.

교류 모터를 사용하는 속도 조정가능한 드라이브의 응용용으로 전력 콘버터 또는 인버터가 사용되어 왔다. 전형적인 콘버터는 3-상 AC 입력 전압을 정류하고, 그 결과 발생하는 직류(DC) 버스 전위(bus potential)를 인버터에 공급하기 위한 직류(DC) 정류기를 포함한다. 인버터는 조정가능한 주파수 출력을 발생시키기 위해 다수의 직렬 접속 스위칭 소자 쌍을 포함한다. 많은 응용시에, 가변 속도로 모터를 동작시키도록 각각의 스위칭 소자들을 주기적으로 스위칭시키기 위해 가변 주파수 게이팅 펄스를 발생시킬 때 펄스 폭 변조(PWM) 제어 기술을 사용하는 제어 회로를 통해 주파수 조정이 행해진다. 모터는 인버터가 모터에 인가하는 여기(excitation) 주파수 및 진폭을 적합하게 변화시키므로써 필요시에 추진(모터링 모드) 또는 저지(제동 모드)될 수 있다.

실제 모터 속도는 감지되어, 코맨드 모터 속도(commanded motor speed)와 비교된다. 모터 속도의 실제 값과 요구 값간의 차에 따라 변하는 속도 에러 신호가 유도되어, 비레 플러스 적분 제어 회로(proportional-plus-integral control circuit)에 인가되는데, 이 회로는 상기 신호를 토크 코맨드 신호(torque command signal)로 변화시킨다. 이 제어 회로는 인버터로부터 모터에 공급된 전압의 진폭을 토크 코맨드 신호의 함수로서 변화시키도록 인버터의 동작을 제어하므로써 토크 코맨드 신호에 응답한다.

코맨드 토크의 변화에 대한 더욱 정확한 모터 제어 및 선형 모터 토크 제어를 제공하기 위해서, 벡터 제어가 제안되어 사용되어 왔다. 이러한 벡터 제어는 모터의 고정자 전류(stator current)의 주파수 및 진폭의 순시 값(momentary value)을 제어하기 위해 토크 코맨드 신호와 함께 2차 플럭스 회전 속도(secondary flux rotational speed)를 사용한다.

따라서, 종래의 벡터 제어는 모터 회전 주파수를 감지하기 위해 모터 근처에 배치된 속도 감지기(speed sensor)를 필요로 한다. 부수적으로, 인버터 제어 회로가 통상적으로 모터로부터 멀리 떨어져 배치되기 때문에, 속도 감지기를 인버터 제어 회로에 접속시키기 위해 긴 코드가 필요하게 된다. 그러므로, 종래의 벡터 제어는 모터 전류 등으로부터의 유도 간섭을 받게 된다.

그러므로, 본 발명의 주목적은 모터 회전 주파수를 감지하지 않고서 모터 제어를 더욱 정확히 할 수 있는 개량된 벡터 제어 방법 및 장치를 제공하기 위한 것이다.

본 발명에 따르면, 2차 시정수(time constant)를 갖고 있고, 유도 모터를 구동시키기 위해 일차 전류 및 전압을 인가시키기 위한 수단을 포함하는 속도 조정가능한 유도 모터의 벡터 제어 방법이 제공된다. 이 방법은 요구된 모터 토크를 셋팅하는 단계, 요구된 모터 플럭스를 셋팅하는 단계, 요구된 모터 토크, 요구된 모터 플럭스, 및 2차 시정수에 기초를 두고 슬립 주파수(slip frequency)를 계산하는 단계, 1차 전류 및 전압의 함수로서 유도 모터 각 속도(angular velocity)에 대한 값을 계산(estimating)하는 단계, 각 주파수 (angular frequency)를 계산하기 위해 계산된 슬립 주파수를 계산된 각 속도에 합산하는 단계 및 β-축 2차 플럭스를 사용하지 않고 유도 모터를 구동시키도록 1차 전류 및 전압을 변화시키기 위해 요구된 모터 토크, 요구된 모터 플럭스 및 계산된 각 주파수에 기초를 두고 모터 구동 수단을 제어하는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 태양(aspect)에서는, 2차 시정수를 갖고 있고, 유도 모터를 구동시키기 위해 1차 전류 및 전압을 인가시키기 위한 수단을 포함하는 속도 조정가능한 유도 모터의 벡터 제어 장치가 제공된다. 이 장치는 요구된 모터 토크를 표시하는 토크 코맨드 신호를 발생시키기 위한 제1소오스, 요구된 모터 플럭스를 표시하는 플럭스 코맨드 신호를 발생시키기 위한 제2소오스, 계산 슬립 주파수를 표시하는 슬립 주파수 신호를 발생시키기 위해 토크 코맨드 신호, 플럭스 코맨드 신호 및 2차 시정수에 기초를 두고 슬립 주파수를 계산하기 위한 수단, 계산된 모터 각 속도를 표시하는 계산된 속도 신호를 발생시키기 위해 1차 전류 및 전압의 함수로서 유도 모터 각 속도에 대한 값을 계산하기 위한 수단, 각 주파수 신호를 제공하기 위해 슬립 주파수 신호를 계산된 속도 신호에 합산하는 수단 및 β-축 2차 플럭스를 사용하지 않고 유도 모터를 구동시키기 위해 1차 전류 및 전압을 변화시키도록 모터 구동 수단을 제어하기 위해 토크 코맨드 신호, 플럭스 코맨드 신호 및 각 주파수 신호에 응답하는 제어 회로를 포함한다.

본 발명의 특징은 첨부한 특허 청구의 범위내에 기술되어 있다. 첨부한 도면 및 다음의 설명을 참조하므로써 본 발명의 목적 및 장점이 이해될 수 있는데, 도면내의 동일 부분에는 동일한 참조 번호가 부기되어 있다.

본 발명의 양호한 실시예를 설명하기 전에, 제1도 및 제2도의 종래 벡터 제어 장치에 대해서 간단히 설명한다.

벡터 제어 장치는, 모터 IM의 회전자와 동시에 회전하는 좌표계로 표현된 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전류 신호 i1α^*및 i1β^*를 사용하므로써 PWM/INV 유니트(10)이 유도 모터 IM에 인가하는 여기 전류 ia, ib 및 ic를 제어하도록 배열된다. PWM/INV 유니트(10)은 펄스폭 변조(PWM) 파형 발생기, 삼각파형 발생기, 게이팅 회로 및 인버터를 포함하는 것으로 간주되어야 한다. 인버터는 DC 입력 전력을 조정 가능한 주파수 및 전압 크기를 갖고 있는 AC 출력 전력으로 변환시키도록 배열되어 제어된 다수의 직렬 접속 스위칭 소자 병렬 쌍을 포함한다. PWM 파형 발생기는 삼각파 발생기로부터 삼각파 신호를 수신하고, 선정된 순차(sequency)와 요구된 주파수로 인버터의 각각의 스위칭 소자를 주기적으로 스위칭시킬 수 있도록 게이팅 회로가 게이팅 펄스를 발생시키는 것을 제어한다. AC 출력은 3개의 출력 도선을 통해 3-상유도 모터 IM에 공급된다. 유도 모터 IM은 인버터의 출력에 의해 활성화되는 3-상 고정자 권선 및 기계적 부하를 구동시키기 위해 결합된 회전자를 갖고 있다.

제1도는 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전류 신호 i1α^*및 i1β^*를 3-상 여기 전류 코맨드 신호 iα^*, ib^*및 ic^*로 변환시키고, 여기 전류 ia, ib 및 ic가 보정되어 각각의 여기 전류 코맨드 신호 ia^*, ib^*및 ic^*와 일치하도록 여기 전류 피드백 신호사용하는 제어 전류원(CCS)형 벡터 제어 장치를 도시한 것이다. 제2도는 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전류 신호 i1α^*및 i1β^*의 함수로서 여기 전압 코맨드 신호 va^*, vb^*및 vc^*에 대한 값을 계산하고, 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전류 신호 i1α^*및 i1β^*에 의해 필요시에 여기 전류 ia, ib 및 ic를 발생시키기 위해 계산된 값을 사용하는 제어 전압원(CVS)형 벡터 제어 장치를 도시한 것이다.

제1도를 참조하면, 종래의 CCS형 벡터 제어 장치는 모터 IM의 회전자의 실제 각 속도를 감지하기 위한 타코메터 발생기(tachometer generator)와 같은 속도 감지기(12)를 포함한다. 이 속도 감지기(12)는 모터 IM의 회전자 각 속도의 감지된 값을 표시되는 실제 속도 신호 ωr을 발생시킨다. 실제 속도 신호 ωr은 모터 속도에 대한 요구된 값을 표시하는 속도 코맨드 신호 ωr^*발생시키는 전류원으로부터의 다른 입력을 갖고 있는 감산기(14)에 인가된다. 이 감산기(14)는 실제 속도 ωr과 속도 코맨드 신호 ωr^*사이의 차를 표시하는 속도 에러 신호를 제공하기 위해 속도 코맨드 신호 ωr^*로부터 실제 속도 신호 ωr을 감산한다. 속도 에러 신호는 감산기(14)로부터 비례 플럭스 적분 제어 회로(16)으로 공급되는데, 이 제어 회로는 상기 속도 에러 신호를 회전 좌표계로 표현된 모터 토크에 대한 요구된 값을 표시하는 모터 토크 코맨드 전류 신호 i1β^*로 변환시킨다. 모터 토크 코맨드 전류 신호 i1β^*는 회전 좌표계로 표현된 모터 플럭스에 대한 요구된 값을 표시하는 모터 플럭스 코맨드 전류 신호 i1α^*를 발생시키는 전류원으로부터의 다른 입력을 갖고 있는 슬립 계산 회로(18)에 공급된다.

슬립 계산(18)은 슬립 주파수에 대한 값 ωs[ωs=i1β^*/(i1α^*×τ2)](여기에서, τ2는 2차 시정수이다)를 계산한다. 슬립 계산 회로(18)는 계산된 슬립 주파수 값을 표시하는 슬립 주파수 신호 ωs를 발생시킨다. 슬립 주파수 신호 ωs는 합산 회로(20)에 공급되는데, 이 합산 회로는 상기 슬립 주파수 신호를 속도 감지기(12)로부터 공급된 실제 속도 신호

r에 가산하고, 1차 각 주파수를 표시하는 각 주파수 신호 ωο을 발생시킨다. 각 주파수 신호 ωο은 모터 토크 코맨드 전류 신호 i1β^*및 모터 플럭스 코맨드 전류 신호 i1α^*도 수신하는 좌표 콘버터(22)에 인가된다. 좌표 콘버터(22)는 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전류 신호 i1α^*및 i1β^*를 2-상 여기 전류 코맨드 신호 ia^*및 ic^*로 변환시키기 위해 각 주파수 신호 ωο을 사용한다.

여기 전류 코맨드 신호 ia^*는 변류기(current transformer, 36)으로부터의 다른 입력을 갖고 있는 감산기(24)에 인가된다. 변류기(36)은 여기 전류 피드백 신호를 제공하기 위해 출력 도선들중 한 도선에 결합된다. 감산기(24)는 에러 신호를 발생시키기 위해 여기 전류 코맨드 신호 ia^*로부터 여기 전류 피드백 신호를 감산한다. 이 에러 신호는 에러 신호를 여기 전압 코맨드 신호 va^*로 변환시키는 비례 플럭스 적분 제어회로(28)을 통해 PWM/INV 유니트(10)에 인가된다. 이와 유사하게, 여기 전류 코맨드 신호 ic^*는 변류기(38)로부터의 다른 입력을 갖고 있는 감산기(26)에 인가된다. 변류기(38)은 여기 전류 피드백 신호를 제공하기 위해 다른 출력 도선에 결합된다. 감산기(26)은 에러 신호를 발생시키기 위해 여기 전류 코맨드 신호 ic^*로부터 여기 전류 피드백 신호를 감산한다. 이 에러 신호는 에러 신호를 여기 전압 코맨드 신호 vc^*로 변환시키는 비례 플럭스 적분 제어 회로(30)을 통해 PWM/INV 유니트(10)에 인가된다. 또한, 여기 전압 코맨드 신호 va^*및 vc^*는 이들을 가산하여 가산된 신호를 발생시키는 합산 회로(32)에 인가된다. 이 가산된 신호는 입력 신호를 여기 전압 코맨드 신호 vb^*로 인버팅시키는 인버팅 증폭기(34)에 인가된다. 여기 전압 코맨드 신호 vb^*는 PWM/INV 유니트(10)에 인가된다. 여기 전압 코맨드 신호 va^*, vb^*및 vc^*를 수신하는 PWM/INV 유니트(10)은 유도 모터 IM으로의 전력을 변화시킨다. 여기 전류 피드백 신호들은 모터 플럭스와 모터 토크 코맨드 전류 신호 i1α^*및 i1β^*사이에 90° 위상차를 유지시키기 위해 여기 전류 ia, ib 및 ic가 각각의 여기 전류 코맨드 신호 oa^*, ib^*및 ic^*와 일치하도록 보정되는 것을 보장하는데 사용된다.

제2도를 참조하면, 종래의 CVS형 벡터 제어 장치는 모터 IM의 회전자의 실제 각 속도를 감지하기 위한 타코메터 발생기와 같은 속도 감지기(12)를 포함한다. 속도 감지기(12)는 모터 IM의 회전자와 각 속도의 감지된 값을 표시하는 실제 속도 신호 ωr을 발생시킨다. 실제 속도 ωr은 모터 속도에 대한 요구된 값을 표시하는 속도 코맨드 신호

r^*을 발생시키는 전류원으로부터의 다른 입력을 갖고 있는 감산기(14)에 인가된다. 감산기(14)는 실제 속도

r과 속도 코맨드 신호 ωr^*사이의 차를 표시하는 속도 에러 신호를 제공하도록 속도 코맨드 신호 ωr^*로부터 실제 속도 신호 ωr을 감산한다. 속도 에러 신호는 감산기(14)로부터 비례 플럭스 적분 제어 회로(16)에 공급되는데, 이 회로는 속도 에러 신호를 회전 좌표계내에 표현된 모터 토크에 대한 요구된 값을 표시하는 모터 토크 코맨드 전류 신호 i1β^*로 변환시킨다. 모터 토크 코맨드 전류 신호 i1β^*는 회전 좌표계로 표현된 모터 플럭스에 대한 요구된 값을 표시하는 모터 플럭스 코맨드 전류 신호 i1α^*를 발생시키는 전류원으로부터의 다른 입력을 갖고 있는 슬립 계산 회로에 공급된다.

슬립 계산 회로(18)은 슬립 주파수에 대한 ωs[ωs=i1β^*/(i1α^*×τ2)](여기서, τ는 2차 시정수)를 계산한다. 슬립 계산 회로(18)은 계산된 슬립 주파수 값을 표시하는 슬립 주파수 신호 ωs를 발생시킨다. 슬립 주파수 신호 ωs는 이 신호를 속도 감지기(12)로부터 공급된 실제 속도 신호 ωr에 가산하고, 1차 각 주파수를 표시하는 각 주파수 신호 ωο을 발생시키는 합산 회로(20)에 공급된다. 각 주파수 신호 ωο은 비-간섭 계산 회로(40) 및 좌표 콘버터(42)에 인가된다.

비-간섭 계산 회로(40)은 다음과 같이 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전압 신호 v1α^*및 v1β^*에 대한 요구된 값을 계산하므로써 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전류 신호 i1α^*및 i1β^*를 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전압 신호 v1α^*및 v1β^*로 변환시킨다.

여기서, r1은 1차 저항이고, 1σ은 등가 누설 인덕턴스(equivalent leakage inductance)이며, L1은 1차 인덕턴스이고, P는 미분 연산자 (d/dt)이다. Lσ/r1의 값이 매우 작기 때문에, 1/(r1+LσP)는 1/r1에 근사될 수 있다. 그러므로, 식(2)는 다음과 같이 간략화될 수 있다.

이 식들은 모터 구동 회로의 벡터(또는, 비-간섭) 제어하에서 동작하는 유도 모터 IM의 등가 회로를 도시하는 제3도의 도면을 고찰하므로써 얻어질 수 이다. 비-간섭 계산 회로(40)은 전류 신호 i1

와 i1β 사이의 간섭 성분 ωο×Lσ 및 전압 신호 v1

과 v1β 사이의 간섭 성분 ωο×L1을 소거하는 방식으로 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전압 신호 v1α^*및 v1β^*을 계산한다.

모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전압 신호 v1α^*및 v1β^*는 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전압 신호 v1α^*및 v1β^*를 3-상 여기 전압 코맨드 신호 va^*, vb^*및 vc^*로 변환시키기 위해 각 주파수 신호 ωο을 사용하는 좌표 콘버터(42)에 인가된다. 3-상 여기 전압 코맨드 신호 va^*, vb^*및 vc^*는 PWM/INV 유니트(10)에 인가되므로, 여기 전압 코맨드 신호에 따라 유도 모터 IM으로의 전력을 변화시키게 된다.

종래의 벡터 제어 장치가 기초를 두고 있는 원리에 대해서 설명한다. 유도 모터의 고정자에 관하여 고정된 2-차원 좌표계(d,q)로 표현된 유도 모터 전압 식은 다음과 같다.

여기서, v1d는 d-축 1차 전압이고, v1q는 q-축 1차 전압이며, i1d는 d-축 1차 전류이고, i1q는 q-축 1차 전류이며, λ2d는 d-축 2차 플럭스이고, λ2q는 q-축 2차 플럭스이며, ωr은 모터 회전자의 각 속도이고, P는 미분 연산자이며, r1은 1차 저항이고, r2는 2차 저항이며, L1은 1차 인덕턴스이고, L2는 2차 인덕턴스이며, M은 여기 언덕턴스이고, Lo는 등가 누설 인덕턴스이다.

식(4)는 다음과 같이 유도 모터 회전자의 각 속도 ωο과 동일한 각 속도로 회전하는 다른 2-차원 좌표계(α, β)로 표현된 식(5)로 변형 될 수 있다.

여기서, v1α는 α-축 1차 전압이고 v1β는 β-축 1차 전압이며, i1α는 α-축 1차 전류이고, i1β는 β-축 1차 전류이며, λ2α는 α축 2차 플럭스이고, λ2αβ는 β-축 2차 플럭스이다.

2가지 조건이 식(5)을 만족시킨다고, 즉 ωο-ωr=ωs[여기서, ωs는 ωs=(i1β/i1α)×(1/λ2)로서 표현된 슬립 주파수이고, λ2는 λ2=L2/λ2로서 주어진 2차 시정수이다)이고, α-축 1차 전류 ilα가 상수일 때, 2차 플럭스와 2차 전류 사이에 간섭이 존재하지 않은 지점에서 양호한 유도 모터 벡터 제어가 달성된다고 가정한다. 2개 조건의 존재시에, α-축 2차 플럭스 2α 및 β-축 2차 플럭스 2β는 다음과 같이 표현된다.

또한, 모터 토크 T는 다음과 같이 표현된다.

T=(M/L2)×(λ2α×i1β-λ2β×i1α)

유도 모터 벡터 제어를 위한 2가지 조건을 만족시키기 위해서, 종래 벡터 제어 장치는 벡터 제어를 위 조건을 만족시키기 위한 유도 모터 회전자의 각 속도 ωr을 측정하기에 적합한 수단을 필요로 한다.

본 발명에 따르면, 유도 모터 회전자의 각 속도 ωr은 다음과 같이 계산된다.

여기서, ki 및 km은 상수이다. 유도 모터 회전자의 각 속도에 대한 계산값 ωx는 식(6) 및 식(7)을 만족시키기 위해 사용된다. 본 발명의 원리에 대해 더욱 상세하게 기술한다.

식(9)내에 사용된 β-축 2차 플럭스 λ2β는 다음과 같이 식(4)의 제1 및 제2라인으로부터 계산된다.

P×λ2d=(L2/M)×{v1d-(r1×i1d+Lσ ×P×i1d)}

P×λ2q=(L2/M)×{v1q-(r1×i1q+Lσ ×P×i1q)}

그러므로,

α-축 2차 플럭스 λ2α및 β-축 2차 플럭 λ2β는 다음과 같이 고정 좌표계(d,q)로부터 회전 좌표계(α, β)로의 좌표 변환에 얻어진다.

여기서, θ=∫ωodt이다. 식(10), (11) 및 (12)로부터 β-축 2차 플럭스가 d-축 1차 전압 v1d, q-축 1차 전압 v1q, d-축 1차 전류 ild 및 q-축 1차 전류 ilq에 의해 결정된다는 것이 명백해진다. 따라서 유도 모터 회전자의 각 속도 ωr은 회전자 각 속도 ωr을 감지하기 위한 소정의 수단을 사용하지 않고서 1차 전류 및 전압으로부터 개산될 수 있다. 본 발명에 따른 정확한 벡터 제어를 제공하기 위해서는, 2차 플럭스 λ2가 일정하게 유지되는 것이 양호하다. 그 이유에 대해서는 제4도 및 제5도에 관련하여 설명한다.

제4도는 모터가 CVS형 벡터 제어하에서 동작하고 있을 때 제공된 모터 특성을 도시한 3가지 그래프이다. 이 그래프들은 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전류신호 i1α^*및 i1β^*를 일정하게 유지시키면서 제2저항 r2를 변화시키므로써 얻어진다. 제4도를 고찰하므로써 알 수 있는 바와 같이, 2차 플럭스 │λ2│는 2차 저항과는 거의 무관하게 일정하게 유지되고, 모터 1차 전류 il 및 모터 토크 T는 2차 저항의 증가에 따라 감소한다.

제5도는 모터가 CCS형 벡터 제어하에서 동작하기 있을 때 제공된 모터 특성을 도시한 3가지 그래프이다. 이 그래프들은 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전류신호 i1α^*및 i1β^*를 일정하게 유지시키면서 제2저항을 변화시키므로써 얻어진다. 제5도를 참조하므로써 알 수 있는 바와 같이 2차 플럭스 │λ2│ 및 모터 토크 T는 2차 저항의 증가에 따라 증가하고, 모터 1차 전류 i1은 2차 저항에 거의 무관하게 일정하게 유지되다.

슬립 인수(slip factor) 계산시에 사용된 2차 저항값이 실제 2차 저항과 상이하면, 에러가 계산된 슬립 주파수 내에 유입되어, 부정확한 모터 벡터 제어를 야기시키게 된다. 2차 플럭스가 2차 저항 변화에 따라 변하는 CCS형 벡터 제어에 있어서, 2차 플럭스 │λ2│를 일정하게 제어하기에 적합한 수단없이 안정한 모터 각 속도 개산을 제공하기가 어렵다. 이러한 이유로 인해, 2차 플럭스 │λ2│가 2차 저항에 무관하게 일정하게 유지되는 CVS형 벡터 제어에 본 발명이 응용되는 것이 양호하다.

제6도를 참조하면, 본 발명의 방법 및 장치를 실시하는 CVS형 벡터 제어 장치가 도시되어 있다. 이 벡터 제어 장치는 유도 모터 IM 회전자의 각 속도를 개산하기 위한 가속도 개산 회로(50)을 포함한다. 이 개산 회로(50)을 각 속도 ωr의 개산값을 표시하는 개산된 속도 신호

를 발생시킨다.

개산된 속도 신호

은 모터 속도에 대한 요구된 값을 표시하는 속도 코맨드 신호 ωr^*을 발생시키는 전류원으로부터의 다른 입력을 갖고 있는 감산기(14)에 인가된다. 감산기(14)는 개산 속도

과 속도 코맨드 신호 ωr^*사이의 차를 표시하는 속도 에러 신호를 제공하기 위해 속도 코맨드 신호 ωr^*로부터 개산된 속도 신호

을 감산한다. 속도 에러 신호는 감산기(14)로부터 비례 플러스 적분 제어 회로(16)에 공급되는데, 이 회로는 속도 에러 신호를, 회전 좌표계로 표현한 모터 토크에 대한 요구된 값을 표시하는 모터 토크 코맨드 전류 신호로 변화시킨다. 모터 토크 코맨드 전류 신호 i1β^*는 회전 좌표계로 표현된 모터 플럭스에 대한 요구된 값을 표시하는 모터 플럭스 코맨드 전류 신호 i1α^*를 발생시키는 전류원으로부터 다른 입력을 갖고 있는 슬립 계산 회로(18)에 공급된다.

슬립 계산 회로(18)은 슬립 주파수에 대한 값 ωs[ωs=i1β^*/i1α^*×τ2)](여기서, τ2는 τ2=τ2/L2로서 주어진 2차 시정수이다)를 계산한다. 슬립 계산 회로(18)은 계산된 슬립 주파수 값을 표시하는 슬립 주파수 신호 ωs를 발생시킨다. 슬립 주파수 신호 ωs는 이 신호를 각 속도 개산 회로(50)으로부터 공급된 개산 속도 신호

에 가산하고, 1차 각 주파수를 표시하는 각 주파수 신호 ωo을 발생시키는 합산 회로(20)에 공급된다. 각 주파수 신호 ωo은 2차 플럭스의 각 위치의 개산값을 표시하는 개산된 각 위치 신호 θ를 발생시키도록 각 주파수 신호 ωo을 적분하는 적분 회로(60)에 인가된다.

또한, 각 주파수 신호 ωo은 비-간섭 계산 회로(40)에 인가된다. 비-간섭 계산 회로(40)은 식(1) 및 (3)으로부터 전압 신호 v1α^*및 v1β^*에 대한 요구된 값을 계산하므로써 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전류 신호 i1α^*및 i1β^*를 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전압 신호 v1α^*및 v1β^*로 변환시킨다. 전술한 바와 같이, 비-간섭 계산 회로(40)은 전류 신호 i1α^*와 i1β^*사이의 간섭 성분 ωo×Lσ및 전압 신호 v1α 와 c1β사이의 간섭 성분 ωo×L1을 소거하는 방식으로 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전압 신호 v1α^*및 v1β^*를 계산한다.

모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전압 신호 v1α^*및 v1β^*는 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전압 신호 v1α^*및 v1β^*를 3-상 여기 전압 코맨드 신호 va^*, vb^*및 vc^*로 변환시키기 위해 각 위치 신호 θ를 사용하는 콘버터(70)에 인가된다. 이 목적을 위해, 콘버터(70)은 좌표 콘버터(71) 및 2-상/3-상 콘버터(72)를 포함한다.

좌표 콘버터(71)은 회전 좌표계(α,β)로 표현된 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전류 신호 i1α^*및 i1β^*를 고정 좌표계(d,q)로 표현된 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전압 신호 v1d^*및 v1q^*로 변환시키기 위해 각 위치 신호 θ를 사용한다. 이 변환은 다음 변환식에 따라 행해진다.

여기서, θ=∫wodt이다. 변환된 코맨드 전압 신호 v1d^*및 v1q^*는 이들을 3-상기 전압 코맨드 신호 va^*, vb^*및 vc^*로 변환시키는 2-상/3-상 콘버터(72)에 인가된다. 이 변환은 다음 변환식에 따라 행해진다.

여기 전압 코맨드 신호 va^*, vb^*및 vc^*는 이 입력들에 따라 유도 모터 IM으로의 전력을 변화시키는 PWM/INV 유니트(10)에 공급된다.

각 속도 개산 회로(50)은 2개의 변류기로부터의 입력들을 갖고 있는 콘버터(51)을 포함한다. 제1변류기는 a-위상 여기 전류 ia를 표시하는 여기 전류 피드백 신호를 제공하기 위해 3-상 출력 도선들 중 한 도선에 결합된다. 제2변류기는 c-위상 여기 전류 ic를 나타내는 여기 전류 피드백 신호를 제공하기 위해 다른 출력 도선에 결합된다. 콘버터(51)은 이 여기 전류 피드백 신호들이 기초된 b-위상 여기 전류 ib를 측정하여, 고정 좌표계(d,q)로 표현된 d-축 및 q-축 1차 전류값들을 표시하는 1차 전류 신호 i1d 및 i1q를 발생시킨다. 이 목적을 위해, 콘버터(51)은 다음 식으로부터 d-축 및 q-축 1차 전류값을 계산한다.

1차 전류 신호 i1d 및 i1q는 2차 플럭스 계산 회로(52)에 공급된다. 또한, 이 계산 회로는 좌표 콘버터(71)로부터의 코맨드 전압 신호 v1d^*및 v1q^*를 수신한다. 코맨드 전압 신호 v1d^*및 v1q^*는 실제 1차 전압값의 측정값 대신에 사용되는데, 그 이유는 PWM/INV 유니트(10)이 코맨드 전압 신호 v1d^*및 v1q^*에 의해 코맨드된 것과 같은 사인파 출력 전압을 정확하게 발생시키는 특성을 갖기 때문이다. 2차 플럭스 계산회로(52)는 식(10) 및 (11)로부터 d-축 및 q-축 2차 플럭스 값

및

를 개산하고, 개산된 d-축 및 q-축 2차 플럭스 값을 표시하는 개산된 2차 플럭스 신호

및

를 좌표 콘버터(53)에 발생시킨다. 좌표 콘버터(53)은 개산된 2차 플럭스 신호

및

를 회전 좌표계(α,β)로 표현된 개산 2차 플럭스 신호

및

로 변환시키기 위해 각 위치 신호 θ를 사용한다. 이 변환은 식(12)에 따라 행해진다.

개산된 β-축 2차 플럭스를 표시하는 개산된 2차 플럭스 신호

는 계산 회로(54)에 인가된다. 계산회로(54)는 유도 모터 IM 회전자의 각 속도 ωr에 대한 개산값

을 계산한다. 이 계산은 식(9)에 따라 개산된 β-축 2차 플럭스

의 함수로서 행해진다. 이러한 목적을 위해, 계산회로(54)는 비례 증폭기(55) 및 적분 증폭기(56)을 포함한다. 비례 증폭기(5)는 개산된 β-축 2차 플럭스 신호

를 수신하고, 개산된 β-축 2차 플럭스 신호

의 크기에 비례하는 크기(ki×

)를 갖는 출력 신호를 발생시킨다. 적분 증폭기(56)에 개산된 β-축 2차 플럭스 신호

를 수신하고, 개산된 β-축 2차 플럭스 신호

의 크기에 대한 적분값에 비례하는 크기(km×

)를 갖는 출력 신호를 발생시킨다. 증폭 회로(55 및 56)으로부터 출력된 신호들은 합산 회로(57)에 공급되는데, 이 회로에서 신호들은 유도 모터 IM 회전자의 개산된 각 속도를 표시하는 개산된 속도 신호

을 발생시키도록 가산된다.

본 발명에 따르면, 유도 모터 각 속도에 대한 실제값은 유도 모터를 구동시키기 위해 인가된 1차 전류 및 전압의 함수로서 개산된다. 그러므로, 기존 유도 모터 각 속도를 측정할 때 사용된 타코 발생기 또는 다른 속도 감지기에 대한 필요성을 제거할 수 있다.

지금까지, 본 발명에 대해서 특정 실시예에 관련하여 기술하였지만, 본 분야에 숙련된 기술자들은 본 발명을 여러가지 형태로 변경, 변형 및 변화시킬 수 있다.

Claims

2차 저항, 2차 인덕턴스 및 상기 2차 인덕턴스로 상기 2차 저항을 나눈 값에 보통 해당하는 2차 시정수를 갖고 있고, 유도 모터를 구동시키기 위해 1차 전류 및 전압을 인가시키기 위한 수단을 포함하는 속도 조정가능한 유도 모터의 벡터 제어 방법에 있어서, 요구된 모터 토크를 셋팅하는 단계, 요구된 모터 플럭스를 셋팅하는 단계, 요구된 모터 토크, 요구된 모터 플럭스 및 2차 시정수에 기초를 두고 슬립 주파수를 계산하는 단계, 상기 1차 전류 및 전압을 감지하는 단계, 상기 감지된 1차 전류 및 전압의 함수로서 유도 모터 각 속도에 대한 값을 개산하는 단계, 각 주파수를 계산하기 위해 계산된 슬립 주파수를 개산된 각 속도에 합산하는 단계, 및 β-축 2차 플럭스를 사용하지 않고 유도 모터를 구동시키도록 1차 전류 및 전압을 변화시키기 위해 요구된 모터 토크, 요구된 모터 플럭스, 및 계산된 각 주파수에 기초를 두고 모터 구동 수단을 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 각 속도 개산 단계는 1차 전류 및 전압의 함수로서 β-축 2차 플럭스에 대한 값 ω2 β를 개산하는 단계, 및 개산된 각 속도 값 ωx를 ωx=ki×ω2 β+km×∫λ2βdt(여기서, ki는 상수이고, km도 상수이다)로서 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제2항에 있어서, 상기 요구된 모터 토크 셋팅 단계는 요구된 모터 각 속도 값을 셋팅하는 단계, 요구된 모터 각 속도 값과 개산된 모터 각 속도 값 사이의 에러를 계산하는 단계, 및 계산된 에러의 함수로서 모터 토크에 대한 요구된 값을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제2항에 있어서, 상기 유도 모터는 1차 저항 r1, 1차 인덕턴스 L1 및 등가 누설 인덕턴스 Lσ를 갖으며, 상기 모터 구동 수단을 제어하는 단계 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전압에 대한 값 v1α^*및 v1β^*는 i1β^*가 요구된 모터 플럭스, i1β^*는 요구된 모터 토크, 또 ωo은 상기 계산된 각 주파수인 때에

v1α^*=r1×i1α^*+ ωo×Lσ×i1β^*

v1β^*=r1×i1β^*- ωo×L1×i1α^*

로서 계산하는 단계, 및 유도 모터를 구동시키기 위해 상기 계산된 값 v1α^*및 v1β^*를 3-상 여기 전압으로 변환시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제4항에 있어서, 상기 계산된 값 v1α^*및 v1β^*를 변환시키는 단계는 계산된 값 v1α^*및 v1β^*를 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전압값인 v1d^*및 v1q^*로 변환시키는 단계, 및 계산된 값 v1d^*및 v1q^*를 3-상 여기 전압으로 변환시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제5항에 있어서, 상기 유도 모터는 여기 인덕턴스 M 및 2차 인덕턴스 L2를 갖고 있고, 상기 개산된 각 속도 값 ωx를 계산하는 단계는 유도 모터로의 1차 전류의 함수로서 d-축 및 q-축 1차 전류값인 i1d 및 i1q를 계산하는 단계, d-축 및 q-축 2차 플럭스 값 λ2d 및 λ2q를

λ2d=(L2/M)×{∫(v1d^*-r1×i1d)dt-Lσ×i1d}

λ2q=(L2/M)×{∫(v1q^*-r1×i1q)dt-Lσ×i1q}

로서 계산하는 단계, 및 계산된 각 주파수를 사용하여, 계산값 λ2d 및 λ2q를 β-축 2차 플럭스 값 λ2β로 변환시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
2차 저항, 2차 인덕턴스 및 상기 2차 인덕턴스로 상기 2차 저항을 나눈 값에 보통 해당하는 2차 시정수를 갖고 있고, 유도모터를 구동시키기 위해 1차 전류 및 전압을 인가시키기 위한 수단을 포함하는 속도 조정가능한 유도 모터 벡터 제어장치에 있어서, 요구된 토크를 표시하는 토크 코맨드 신호를 발생시키기 위한 제1소오스, 요구된 모터 플럭스를 표시하는 플럭스 코맨드 신호를 발생시키기 위한 제2소오스, 계산된 슬립 주파수를 표시하는 슬립 주파수 신호를 발생시키도록 토크 코맨드 신호, 플럭스 코맨드 신호 및 2차 시정수에 기초를 두고 슬립 주파수를 계산하기 위한 수단, 상기 2차 전류 및 전압을 감지하기 위한 감지 수단, 상기 감지 수단에 결합되며, 개산된 모터 각 속도를 표시하는 개산된 속도 신호를 발생시키도록 상기 감지된 1차 전류 및 전압의 함수로서 유도 모터 각 속도에 대한 값을 개산하기 위한 수단, 각 주파수 신호를 제공하도록 슬립 주파수 신호를 개산된 속도 신호에 합산하기 위한 수단, 및 β-축 플럭스를 갖고 있지않은 유도 모터를 구동시키기 위해 1차 전류 및 전압을 변화시키도록 모터 구동 수단을 제어하기 위해 토크 코맨드 신호, 플럭스 코맨드 신호 및 각 주파수 신호에 응답하는 제어 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제7항에 있어서, 상기 각 속도 개산 수단은 1차 전류 및 전압의 함수로서 β-축 2차 플럭스에 대한 값 λ2β를 개산하기 위한 회로, 및 개산된 각 속도 값 ωx를 ωx=ki×λ2β×km×∫λ2βdt(여기서, ki는 상수이고, km도 상수이다)로서 계산하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제8항에 있어서, 상기 소오스는 요구된 모터 속도를 표시하는 속도 코맨드 신호를 발생시키기 위한 수단, 계산 차(difference)를 표시하는 속도 에러 신호를 발생시키도록 속도 코맨드 신호와 개산된 속도 신호 사이의 차를 계산하기 위한 수단, 및 속도 에러 신호를 토크 코맨드 신호로 변환시키기 위해 속도 에러 신호를 수신하는 비례 플럭스 적분 회로를 포함하는 것을 특징으로하는 장치.
제8항에 있어서, 상기 유도 모터는 1차 저항 r1, 1차 인덕턴스 L1 및 등가 누설 인덕턴스 Lσ를 갖고 있고, 상기 제어 회로는 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전압에 대한 값 v1α^*및 v1β^*를 i1α^*가 요구된 모터 플럭스, i1β^*는 요구된 모터 토크, 또 ωo은 상기 계산된 각 주파수인 때에

v1α^*=r1×i1α^*+ ωo×Lσ×i1β^*

v1β^*=r1×i1β^*+ ωo×L1×i1α^*

로서 계산하기 위한 수단, 및 유도 모터를 구동시키도록 계산된 값 v1α^*및 v1β^*를 3-상 여기 전압으로 변환시키기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제10항에 있어서, 상기 계산된 값 v1α^*및 v1β^*를 변환시키기 위한 수단은 계산된 값 v1α^*및 v1β^*를 모터 플럭스 및 모터 토크 코맨드 전압값인 v1d^*및 v1d^*로 변환시키기 위한 수단, 및 계산된 값 v1d^*및 v1q^*를 3-상 여기 전압으로 변환시키기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제11항에 있어서, 상기 유도 모터는 여기 인덕턴스 M 및 2차 인덕턴스 L2를 갖고 있고, 상기 개산된 각 속도 값 ωx를 계산하기 위한 수단은 유도 모터로의 1차 전류의 함수로서 d-축 및 q-축 1차 전류값인 i1d 및 i1q를 계산하기 위한 수단, d-축 및 q-축 2차 플럭스 값인 λ2d 및 λ2q를

λ2d=(L2/M)×{∫(v1d^*-r1×i1d)dt-Lσ×i1d}

λ2q=(L2/M)×{∫(v1q^*-r1×i1q)dt-Lσ×i1q}

로서 계산하기 위한 수단, 및 계산된 값 λ2d 및 λ2q를 β-축 2차 플럭스 값 λ2β로 변환시키기 위해 각 주파수 신호에 응답하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.