KR920001875B1

KR920001875B1 - 마이크로파 방전광원장치

Info

Publication number: KR920001875B1
Application number: KR1019890700491A
Authority: KR
Inventors: 이사오 쇼다; 히도시 고다마; 가즈오 마고메; 아끼히꼬 이와다; 겐지 요시자와; 마사가즈 다끼
Original assignee: 미쯔비시 덴끼 가부시기가이샤; 시끼모리야
Priority date: 1987-07-28
Filing date: 1988-07-27
Publication date: 1992-03-06
Also published as: KR890702238A; JPH07111918B2; EP0326619A1; US5053682A; EP0474316A3; EP0474315B1; EP0474316B1; EP0474316A2; CA1304773C; DE3853835D1; DE3853169D1; WO1989001234A1; US4988922A; DE3874721T2; EP0326619B1; DE3853169T2; US5115168A; EP0474315A3; DE3874721D1; EP0474315A2

Abstract

내용 없음.

Description

[발명의 명칭]

마이크로파 방전광원장치

[도면의 간단한 설명]

제1a 및 1b도는 종래의 마이크로파 방전광원장치의 개략단면도.

제2a 및 2b도는 제1a 및 1b도에 도시된 장치에 마이크로파 에너지를 공급하기 위한 종래의 마그네트론용 전원회로를 표시하는 회로도.

제3a도는 본 발명의 제1실시예에 의한 전원회로를 표시하는 회로도.

제3b도는 제3a도의 전원회로에서 PWM제어회로의 상세를 표시하는 블록도.

제4도는 제3a도의 회로의 전압 및 전류의 파형도.

제5도는 마그네트론의 전류-전압특성을 표시하는 그래프.

제6도는 펄스폭과 마그네트론의 출력과의 관계를 표시하는 그래프.

제7도는 인버터 스위칭회로에 공급되는 게이트신호의 펄스폭과 첨두마그네트론 전류와의 관계를 표시하는 그래프.

제8 및 제9도는 본 발명의 제2 및 제3실시예에 의한 마그네트론용 전원회로를 각각 표시하는 회로도.

제10도는 본 발명의 제4실시예에 의한 마그네트론용 전원회로를 표시하는 회로도.

제11도는 제10도의 회로의 마그네트론 출력의 파형도.

제12도는 본 발명의 제5실시예에 의한 마그네트론용 전원회로를 표시하는 회로도.

제13도는 제12도의 회로의 전류 및 전압의 파형도.

제14도는 제12도의 회로의 마그네트론 전류의 파형도.

제15도는 무전극방전관의 방전을 관측한 깜박임의 명암도와 마그네트론 전류의 첨두치 대 평균치 사이의 관계를 표시하는 그래프.

제16도는 무전극방전관구의 방전의 깜박임 발생을 억제하는데 유효한 마그네트론 양단간에 결합된 커패시터 용량과 인버터 스위칭주파수 사이의 관계를 표시하는 그래프.

[발명의 상세한 설명]

[기술분야]

본 발명은 마이크로파 방전광원에 마이크로파 에너지를 공급하기 위해 무전극 방전관구를 가지는 마그네트론 및 이를 위한 전원회로를 가지는 마이크로파 발생장치에 관한 것이다.

[배경기술]

근래에, 마이크로파 공명공동속에 배설된 무전극전구를 가지는 마이크로파 방전광원장치가 개발된 바 있으며, 그 수명이 길기 때문에 주목을 끌고 있다. 제1a도는 일본국 공개특허공보 제56-126250호에 기재된 그와같은 마이크로파 방전광원장치의 하나를 표시하며, 제1b도는 일본국 공개특허공보 제57-55091호에 기재된 변형을 표시한다. 양 장치에 있어서, 안테나(1a)를 가지는 마그네트론(1)은 마그네트론(1)에 의하여 발생된 마이크로파를 마이크로파공급포트(3a)를 통하여 공명공동(3)에 공급하는 환기공(2a)을 가지는 도파관(2)의 끝에 배치되어 있으며, 공동(3)은 광반사 회전대칭내면을 가지는 포물선벽(3b)와 마이크로파에는 불통하나 광선은 투과하며, 공동(3)의 전면을 형성하는 금속망(3c)으로 형성되어 있다. 공동(3)속에 배치되어 플라즈마 발생매체가 그속에 봉입된 구형(球形)무전극 방전관구(4)는 공동(3)의 전면을 덮은 금속망(3c)를 통하여 광선을 방사하는데, 마이크로파가 관구(4)속으로 방사되면, 먼저 관구속에 봉입된 가스가 공동(3)속으로 방사된 마이크로파로 인하여 방전되며, 이와같이하여, 관구(4)의 내면이 가열되고, 관구(4)의 내면에 증측된 수은과 같은 금속이 가스로 증발되며, 결국 관구(4)내의 방전이 금속가스의 방전으로 되어, 금속의 종류에 고유한 방출스펙트럼을 가지는 광선이 방전금속가스로부터 방출된다. 방출된 광선은 공동벽(3b)에 의하여 반사되어서 전면망(3c)을 통하여 앞쪽으로 방사된다. 이 장치는 또한 마그네트론(1)과 관구(4)를 냉각하기 위하여 하우징(6)의 말단벽에 홴(5)을 가진다.

상술한 것과 유사한 마이크로파 방전광원장치는 또한 요시자와 등에 특허된 미합중국 특허 제4,498,029호 및 제4,673,846호에 기재되어 있다. 이들 미합중국 특허의 전자는 관구가 실질적으로 점광원으로서 작용하기에 충분히 작은장치이고, 후자는 그 속에 배치된 무전극관구를 가지는 마이크로파 공명공동의 벽면이 대부분 망으로 구성되고, 망을 구성하는 와이어가 아무 접촉저항 없이 전기적으로 서로 연결된 장치를 기술하고 있다.

종래의 마그네트론용 전원회로는 일본국 공개실용신안공보 제56-162899호, 또는 상술한 미합중국특허의 전자에 기재되어 있으며, 그것에 의하면 50 내지 60Hz의 상업전압원이 전압상승 변압기에 결합되고, 그 결과 상승 고압 AC 전류는 전파정류회로(全波整流回路)에 의하여 정류되어서 일방향 맥류를 획득하여 마그네트론에 공급된다. 정류는 전파정류회로에 의하여 되기 때문에, 얻어진 고압정류전류는 100 내지 120Hz로 맥류화되고, 따라서 마그네트론은 100 내지 120Hz로 마이크로파 펄스를 발생한다. 이와같이, 마그네트론(1)이 이 종래의 회로에 의하여 공급되면, 관구(4)속의 방전은 100 내지 120Hz 마이크로파 펄스에 의해 초래된다.

이 형의 종래 전원회로의 물리한 점은 다음과 같다. 첫째, 비교적 낮은 주파수, 즉 50 내지 60Hz의 상업 AC전압은 마그네트론에 공급하기에 필요한 고압을 얻기 위하여 전압상승변압기의 일차권선에 직접 공급되기 때문에, 변압기는 무거운 철심으로 설치되어야 하며, 변압기의 중량은 마그네트론으로의 입력전력이 1.5kW 일때 10㎏이상이다. 둘째, 전파정류회로가 변압기의 2차권선에 유도된 AC 전류를 정류하는 데 사용되기 때문에 2차권선의 단자들 중의 하나를 접지할 수 없으며, 이와같이 변압기의 전체크기가 전기절연을 확보하기 위하여 더욱 더 증가되고 또한 극단적으로 높은 전압은 부분적으로 변압기의 내외로 발전할 수 있고, 부분품들의 신뢰성을 감소시킨다. 변압기의 2차권선에 결합된 정류회로가 반파정류회로(半波整流回路)로 구성되면, 승압변압기의 2차권선의 한 단자는 종래 전원회로의 상기한 결점을 최소화하도록 접지될 수 있다. 그러나, 이것은 또 다른 문제를 초래한다. 마그네트론(1)에 인가된 전압은 상업 AC 전압사이클의 반주기중에 0으로 감소되기 때문에, 마이크로파의 발생은 약 8 내지 10ms동안 정지되며, 이와같이 같은 시간 간격중에 방전이 소호되는 위험이 있다. 이와같이, 전압상승 변압기의 출력을 정류하는데 전자정류회로를 상요하여야만 하였다.

제2a도는 일본국 특허공보 제60-189889호에 기재된 마그네트론용 인버터형 전원회로를 도시한 것으로, 마그네트론(1)은 다음에 기술된 것과 같은 회로에 의하여 공급된다. 정류회로(8)는 상업 AC 전압원(E)의 라인의 양단에 접속되고, 한쌍의 직렬 연결된 커패시터(C1 및 C2)는 정류회로(8)의 출력단자의 양단에 연결되어서 실질적으로 정전압 DC 전력을 얻는다.

제너다이오드(Zn), 커패시터(C3), 복수의 저항, 및 증폭기(A)로 구성된 발진회로(9)는 커패시터(C2) 양단에 결합되어서 상업 AC전압원(E)의 그것보다 실질적으로 더 높은 주파수를 가지는 4각형 파형신호를 트랜지스터(T1), 다이오드(D1) 및 복수의 저항으로 구성되는 제어회로(10)에 출력하고, 발진회로(9)의 4각형파형신호의 주파수는 그 저항 및 커패시터(C3)의 값에 의하여 결정된다. 제어회로(10)는 전력트랜지스터(11 및 12)와 제어트랜지스터(11a 및 12a)를 포함하는 스위칭회로의 교번스위칭 작용을 제어한다. 즉, 제어트랜지스터(11a 및 12a)를 교번적으로 점멸함으로써, 회로(10)는 발진회로(9)의 출력신호에 따라서 전력 트랜지스터(11 및12)를 교번적으로 점멸한다. 이와같이하여, 4각형 고주파 AC 전류가 필터회로(13)를 통하여 트랜스포머(T)의 일차권선(P)에 공급된다.

트랜스포머(T)의 이차권선(S)에 유기적으로 AC 전압은 커패시터(C4) 및 다이오드(D2)로 구성된 배전압(倍電壓) 정류회로에 의하여 정류되고, 그로부터 마그네트론(1)에 공급된다.

상기와 같은 마그네트론용 인버터형 전원도 또한 결점이 있다. 즉, 마그네트론(1)은 비직선부하를 구성하기 때문에, 출력전력 및 전류와 상승트랜스포머에 공급되는 인버터전류는 전압원(E)의 전압레벨이 변동하면 불안정하게 되고, 그로 인한 과전류는 전력트랜지스터(11 및 12)를 파괴할 수 있다.

제2b도는 일본국 공개특허공보 제62-113395호에 기재된 또 다른 마그네트론용 인버터형 전원회로를 도시한 것으로서, 마그네트론(1)은 다음과 같은 회로에 의하여 공급된다. 4개의 다이오드(Do)로 구성된 다이오드 브릿지 정류회로(8)가 상업 AC 전압원(E) 양단에 접속되고, 커패시터(Co)로 구성된 평활필터회로(9)는 정류회로(8)의 출력단자 양단에 결선되어서 그로부터 실질적으로 일정 DC 전압을 출력한다. 스위칭회로(10)는 스위칭 트랜지스터(Q1 및 Q2)와 그 소스 및 드레인 간에 각각 결합된 역류용 다이오드(D1 및 D2)로 구성되며, 트랜지스터(Q1 및 Q2)는 필터회로(9)의 음의 출력단자와 트랜스포머(T)의 일차권선(P)의 단자(P1 및 P2)양단에 각각 결선된다. 필터회로(9)의 양의 출력단자는 트랜스포머(T)의 일차권선(P)의 중심탭(O)에 결선된다. 트랜지스터(Q1 및 Q2)의 게이트단자(g1 및 g2)각각은 트랜스포머(T)의 일차권선(P)의 중심탭(O)에 결선된다. 트랜지스터(Q1 및 Q2)의 게이트단자(g1 및 g2) 각각은 제어회로(11)의 출력단자에 결선된다.

직렬 연결된 커패시터(C1) 및 다이오드(D3)로 구성된 배전압정류회로(12)는 트랜스포머(T)의 이차권선(S)의 단자(S1 및 S2)양단에 결선되고, 정류회로(12)의 음의 출력단자(d)는 마그네트론(1)의 캐소드(K)에 결선되며, 마그네트론은 전기적으로 절연된 트랜스포머(도시되지 않음)와 라인(h)을 통하여 상업 AC 전원으로부터 공급된 필라멘트전류에 의하여 가열되며, 한편 정류회로(12)의 양의 출력단자(f)는 저항(R)을 통하여 마그네트론(1)의 아노드(A)에 결선되고, 저항(R)의 단자들은 제어회로(11)의 입력단자에 결선된다.

제어회로(11)는 고정주파수를 중심으로 한 변동주파수로 트랜지스터(Q1 및 Q2)에 펄스를 출력하여, 트랜지스터(Q1 및 Q2)를 교번하여 점멸시킨다. 이와같이하여, 전류는 교번적으로 트랜스포머(T)의 일차권선(P)의 중심탭(O)으로부터 단자(P1)로 또한 단자(P2)로 흘러서 이차권선(S)에 AC 전압을 유기시키며, 정류회로(12)에 의하여 정류되어 마그네트론(1)에 공급된다. 고정주파수의 제어회로(11)의 펄스신호는 제1a 및 제1b도에 도시된 것과같은 무전극관구의 방전의 깜박임을 방지하기 위하여, 출력펄스신호의 고정주파수 이 주파수보다 낮은 주파수를 가지는 변조신호를 사용하는 주파수변조를 받으며, 방전의 깜박임은 마이크로파 에너지의 파동으로 인한 관구내의 음향적 공명에 의하여 초래된다.

또한, 회로(11)는 트랜지스터(Q1 및 Q2)가 ON중인 시간의 길이를 변동시킴으로써, 전원레벨의 변동에 상관없이 마그네트론의 출력이 일정하게 유지되며, 이것은 저항(R)양단의 전압강하에 의하여 마그네트론 전류를 검출함으로써 실행될 수 있으며, 마그네트론(1)의 실질적인 정전압 특성에 의한 것이다.

바로 앞에 설명한 마그네트론용 인버터형 전원회로는 소형이며, 회로속에 고주파 인버터의 채택으로 인하여 무전극 방전관의 방전아크의 깜박임을 방지하는데 어느 정도 효력이 있다. 그러나, 방전아크의 깜박임은 관구속에 봉입된 물질의 종류 및 양에 따르고, 또한 관구 속에 방사된 마이크로파 에너지레벨에 따라 회로에 의해 공급되는 장치에 지속되며, 아크의 깜박임은 요드화나트륨과 같은 할로겐화 금속이 수은 및 스타터희가스에 더하여 관구속에 봉입되었을 때, 또는 관구에 공급된 마이크로파 에너지가 고레벨인 때에 특히 명백하다. 또한, 제2b도의 회로의 불리점은 제어회로(11)가 펄스신호가 주파수변조에 지배되고, 스위칭의 ON시의 길이가 마그네트론(1)의 출력을 일정수준으로 유지하기 위하여 변동되기 때문에 복잡한 구조를 갖는다는 것이다.

인버터를 사용하는 마그네트론용 전원회로는 또한 닐센(Nilssen)의 미합중국특허 제4,593,167호 및 헤스터(Hester)의 미합중국특허 제3,973,165호에도 기재되어 있다. 이들 미합중국특허중의 전자는 인버터를 가지는 마이크로웨이브 오븐의 마그네트론용 전원회로가 기재되어 있으며, 그중 승압트랜스포머는 그 입력과 출력권선간에 비교적 누설이 높고, 커패시터는 승압 트랜스포머의 출력권선 양단에 결선되어 있고, 또한 정류기 및 필터수단은 커패시터와 병렬로 연결되어서, 대체로 일정 DC 전압을 마그네트론에 공급한다. 후자는 마이크로웨이브오븐등에 아미크로파 에너지를 공급하는 마그네트론용 전원에 인버터를 가지는 것이 기재되어 있으며, 그중 60Hz의 상업 AC 전압을 정류하여 얻은 DC전류는 익덕터를 통하여 승압트랜스포머에 공급되어서, AC 전원라인에 고주파전류 또는 전압이 흐르는 것을 방지하고 있다. 또한, 일본국공개특허공보 제62-290098호는 마그네트론용 인버터형 전원회로를 가지는 마이크로파 방전광원장치가 기재되어 있으며, 그중 인버터주파수는 수십 kHz로 설정되어서, 예를들면 관구속의 방전이 깜박임을 방지하기 위하여 대체로 일정수준으로 관구속의 플라즈마의 매개 변수를 유지한다.

[발명의 개시]

따라서, 본 발명의 목적은 마이크로파 광원장치에 마이크로파 에너지를 공급하기 위해 무전극 방전관구를 가지는 마그네트론을 가지는 전원회로를 제공하는 것이며, 그 회로는 크기가 작고 중량이 가벼우며, 더 구체적으로는 본 발명의 목적은 회로속에 포함된 승압트랜스포머의 크기 및 중량을 감축하는데 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 광원장치의 무전극관구속에서 안정된 방전을 유지할 수 있는 마이크로파 에너지를 공급하는 마그네트론을 가지는 전원회로를 제공하는 것이며, 즉 본 발명의 목적은 관구속의 방전에 깜박임을 초래하지 않는 그리고 꺼질 염려가 없도록 관구속의 방전을 유지할 수 있는 전원회로를 제공하는 것이다.

본 발명에 의하면, 상업 AC 전원에 접속되어 실질적으로 일정 DC 전압을 공급하기 위한 정류기 및 필터 수단고, 교번펄스의 파형을 가지는 고주파 AC 전압으로 DC 전압을 변환시키기 위하여 정류기와 필터수단에 의하여 공급되는 인버터수단과, 인버터수단으로부터 출력된 AC전압의 펄스의 펄스폭을 변조하기 위한 펄스폭변조수단과, 인버터수단의 출력에 의하여 공급되는 입력 또는 일차권선, 승압된 고주파 AC 전압을 출력하는 출력 또는 이차권선과, 그 전압레벨은 상업 전원의 그것보다 실질적으로 더 높은 승압트랜스포머와, 승압트랜스포머의 이차권선에 접속되어 승압트랜스포머의 이차권선의 출력전압을 DC 전압으로 정류하기 위한 제2정류기수단과, 제2정류기수단에 의하여 출력된 전압이 공급되는 마그네트론으로 이루어지는 무전극 방전관구를 가지는 마이크로파 방전광원장치에 마이크로파 에너지를 공급하기 위한 마그네트론을 가지는 전원회로 시스템을 제공한다.

본 발명의 일 특징에 의하면, 회로시스템은 또한 승압트랜스포머에 동작가능하게 접속되어 승압트랜스포머의 일차 또는 이차권선을 통하여 흐르는 전류의 레벨의 급격한 변동을 억지하기 위한 인덕턴스수단으로 이루어진다. 환언하면, 승압트랜스포머의 일차 또는 이차권선을 통하여 흐르는 전류의 고주파성분을 감축하는 인덕턴스수단이 제공된다. 이와같이하여, 인버터의 안정된 동작이 확보된다.

본 발명의 제2특징에 의하면, 인버터 스위칭주파수, 즉 그로부터 출력된 AC 전압의 주파수가 킬로헬쓰로 표시된 것은 1500/D 이상의 값이고, 그중 D는 회로시스템의 마그네트론에 의하여 공급된 무전극 방전관의 밀리미터로 표시된 직경이다. 이와같이하여, 깜박임 없는 안정된 방전이 전혀 소등의 염려없이 무전극관구에서 유지될 수 있다.

본 발명의 제3특징에 의하면, 회로시스템은 마그네트론전류의 고주파성분을 감소시키기 위한 고주파성분감축수단으로 이루어짐으로써, 마그네트론 전류의 첨두치 대 평균치의 비 i_max/i_o를 3.75이하로 제한한다.

i_max/i_o＜3.75 이와같이 하여, 방전의 깜박임은 효과적으로 억제될 수 있다.

[발명의 최선 실시형태]

제1방법 : 기본적구조 및 동작

도면 제3a 및 3b도에 따라서 본 발명에 의한 제1실시예를 설명한다. 마그네트론(1)용 전원회로는 다이오드브릿지 전파정류회로(2)를 가지며, 통상적으로 50 내지 60Hz로 100 내지 220볼트(RMS)에 속하는 상업적으로 이용가능한 AC전원(E)의 양단에 입력단자가 연결된다. 한쌍의 저항(R1 및 R2)가 직렬로 연결되어 구성된 전압분배기는 정류회로(2)의 출력단자 양단에 결선된다. 또한, 평활필터회로를 구성하는 커패시터(C1)는 정류회로(2)의 출력단자 양단에 결선되어서 실질적으로 일정 DC 전압을 공급한다. 브릿지회로 관계로 연결된 네개의 MOSFET(산화 금속 반도체전계효과 트랜지스터)(Q1-Q4)로 구성된 인버터 스위칭회로의 입력단자는 필터회로의 출력단자인 커패시터(C1)의 양단에 결선되고, 스위칭회로의 출력단자는 1대 n의 승압비를 가지는 승압트랜스포머(T)의 일차 또는 입력권선(P)양단에 결선되고, 리액터(L)가 일차권선(P)과 직렬로 삽입된다. 인버터 스위칭회로는 또한 역전류용으로 4개의 다이오드(D1 내지 D4)를 가지며, MOSFET(Q1 내지 Q4)의 소스와 드레인단자간에 각각 결선되고, MIOSFET의 게이트단자는 PWM(펄스폭변조)제어회로(3)의 출력단자에 결선된다. 또한, 커패시터(C2)와 다이오드(D5)가 직렬로 연결되어 구성된 배전압 반파정류회로는 트랜스포머(T)의 이차 또는 출력권선(S) 양단에 결선되고, 정류회로의 출력단자, 즉 다이오드(D5) 양단의 단자는 마그네트론(1)의 캐소드(K)와 아노드(An)양단에 결선되어서 맥류 DC전류 I_Mg를 공급한다.

트랜스포머(T)의 이차권선(S)을 통하여 흐르는 전류를 검출하는 전류검출기(4)의 출력단자는 PWM제어회로(3)에 결선되어서 이차권선(S)을 통하여 흐르는 전류에 대응하는 전압(Vf)을 출력한다. 제3b도에 도시된 것과 같이, 제어회로(3)는 전류검출기(4)의 출력(Vf) 정류하는 반파정류기(3a)를 가지며, 평활필터(3b)는 정류기(3a)의 출력에 결선되어서, 전압(Vf)의 평균치에 해당하는 평활된 전압(Vf')을 출력하고, 에러검출기 즉 감산기(3d)는 필터(3b)와 프리셋 기준전압(Vr)을 출력하는 가변저항(3c)의 출력에 결선되고 기준전압(Vr)과 평균전압(Vf')과의 차이

Ve=Vr-Vf'

를 출력한다. 증폭기(3e)는 계수(A)에 의하여 에레 즉 차이(Ve)를 증폭하고, 증폭된 에러신호

Ve'=AㆍVe

를 출력한다.

또한, 제어회로(3)에 공급하는 전압(V0)치를 공급할 목적으로, 저항(R1 및 R2)즉 평활필터 커패시터(C1)의 출력전압(V0)에 대응하는 전압(Vin)을 출력하는 두 저항(R1 및 R2)간의 중간위치의 단자로 구성된 전압분배기의 출력단자는 계수(B)에 의하여 신호(Vin)을 증폭하는 또 다른 증폭기(3g)에 결합되어서 신호

Vb=BㆍVin

을 출력한다.

증폭기(3e 및 3g)의 출력에 결합된 감산기(3f)는 차이

Vp=Ve'-Vb

를 변조기(3h)에 출력한다. 변조기(3h)는 AC 전원(E)의 그것보다 사실상 더 높은 소정 고정주파수로 펄스(Vw)를 출력하며, 펄스(Vw)의 폭은 변조, 즉 신호(Vp)의 값에 비례하여, 소정 고정펄스폭에 대하여 변동된다. 변조기(3h)의 출력에 결합된 드라이버회로(3i)는 신호(Vw)에 따라서 인버터 스위칭회로의 MOSFET(Q1 내지 Q4)에 게이트신호를 출력하고, 교번으로 MOSFET(Q1 및 Q4)와 MOSFET(Q2 및 Q3)를 ON 및 OFF한다. 이와같이하여, 고주파 AC 전류는 트랜스포머(T)의 일차권선(P)를 통하여 흘러서 이차권선(S)에 AC 전압을 유기시키고, 커패시터(C2) 및 다이오드(D5)로 구성된 정류회로를 통하여 정류되어 마그네트론(1)에 공급된다.

제3a 및 3b도의 회로의 동작을 더 상세히 설명하면 다음과 같다.

먼저, 인버터 스위칭사이클의 양의 반(半) 사이클(Tp)중의 동작의 제3a 및 3b도 및 제4도에 따라서 설명한다. 제어회로(3)의 드라이버(3i)가 MOSFET(Q1 및 Q4)를 ON 시키면, 반면에 MOSFET(Q3 및 Q2)는 OFF되고, 인버터 스위칭회로의 출력전압(V1)은 사실상 필터링커패시터(C1)의 출력전압(V0)과 동등한 레벨로 상승하고, MOSFET(Q1 및 Q4)가 ON 되고 있는 동안에 그대로 유지되며, 인버터 스위칭회로의 출력전압(V1)은 제4(a)도에 도시된 것과 같이, 4각형의 파형을 가진다. 양 전압(V1) 즉 펄스폭의 기간(T_ON)은 드라이버(3i)로부터 출력된 게이트신호의 펄스폭과 제어회로(3)의 PWM 변조기(3h)로부터 출력된 신호(Vw)의 그것에 해당되며, 펄스(V1)의 높이는 실질적으로 필터링 커패시터(C1)의 출력전압(V₀)과 동등하다. 트랜포머(T)의 일차권선(P)과 직렬로 연결된 리액터(L)의 인덕턴스로 인하여, 제3a도의 화살표로 표시된 방향으로 일차권선(P)을 통하여 흐르는 전류(i1)는 제4(b)도에 도시된 것과 같이, 전압(V1)이 양 레벨로 유지되는 시간중에 점진적으로 제로에서부터 최대로 증가하며, MOSFET(Q1 및 Q4)가 OFF되어 전압(V1)이 제로 레벨로 복귀한 후에, 트랜스포머의 일차권선(P)의 전류(i1)는 일차권선(P)과 직렬로 연결된 리액터(L)의 인덕턴스의 존재로 인하여, 단시간(Tx)동안 지속한다.

이 단시간주기(Tx)중에 전류(i1)는 다이오드(D2 및 D3)를 통하여 흘러서 커패시터(C1)를 충전시킨다. 인버터의 이 양의 반사이클(Tp)중에 트랜스포머의 이차권선(S)에 유기된 전류는 다이오드(D5)의 도통방향에 해당하는 극성을 가지며, 이와같이하여 마그네트론(1)을 통하여 전류(i_MX)는 흐르지 않고 마그네트론(1)의 캐소드(K)와 아노드(An) 양단의 전압(V2)은 제4(c) 및 (d)도에 도시된 것과 같이 제로와 동등하며, 커패시터(C2)는 양의 반사이클(Tp)중에 이차권선(S)에 유기된 전류에 의하여 충전된다.

인버터의 음의 반시이클(Tn)중의 전원회로의 동작은 다음과 같다. 음의 반사이클(Tn)동안에, MOSFET(Q2 및 Q3)는 제어회로(3)에 의하여 ON으로 되고, 이와같이 인버터 스위치회로의 출력전압(V1)과 트랜스포머(T)의 일차권선(P)을 통하여 흐르는 전류(i1)의 극성은 제4(a) 및 (b)도에 도시된 것과 같이 역으로 된다. 이것 외에, 음의 반사이클(Tn)중의 트랜스포머(T)의 일차권선(P)에 전기적으로 결합된 회로의 동작은 양의 반사이클(Tp)에서의 동작과 동일하다. 그러나, 제3(a)도의 화살표로 표시된 그것에 반대되는 방향으로 일차권선(P)을 통하여 흐르는 전류(i1)에 의하여 이차권선(S)에 유기된 전압은 앞서의 양의 반사이클(Tp)에서 이미 충전된 커패시터(C2)양단에 나타난 전압위에 중첩되며, 이와같이 제4(c)도에 도시된 것과 같이 마그네트론(1) 양단에 인가되는 전압(V2)은 제4(a)도에 도시된 것과 같이 MOSFET(Q2 및 Q3)가 ON되어서 출력전압(V1)이 제로로부터 음레벨로 내려갈때, 커패시터(C2)가 앞서의 반사이클에서 충전되었던 전압레벨로 점프한다.

그 후에, 마그네트론(1)양단에 인가된 전압(V2)은 MOSFET(Q2 및 Q3)가 ON되고, 스위칭회로의 출력전압(V1)이 음레벨로 유지되는 시간(T_ON)동안에, 같은 주기(T_ON)중에 리액터(L) 양단에 나타난 전압의 점진적인 감소로 인하여, 점진적으로 증가한다. 한편, 마그네트론(1)을 통하여 흐르는 전류(i_MX)는 마그네트론(1)의 전류-전압 특성으로 인하여, 그 기간(T_ON)동안에 제4(d)도에 도시된 것과 같이, 제로로부터 최대로 점진적으로 증가한다. 즉, 제5도에 도시된 것과 같이, 종좌표를 따라서 표시되는 마그네트론 양단의 전압(V2)는 횡좌표를 따라서 표시되는 마그네트론전류(i_MX)가 마그네트론(1)을 통하여 흐르기 시작할 때 일정 전압레벨(Vz)에 있다. 마그네트론 전압(V2)은 이 차단전압(Vz)으로부터 최대치(Vz+△Vz)까지 직선적으로 증가하고, 따라서 마그네트론전류(i_MX)는 제로로부터 i_R까지 증가하여, 직선관계 범위내에서 등가직렬저항

r_MX=Vz/i_k

을 표시한다. MOSFET(Q2 및 Q3)가 OFF되고, 인버터 스위칭회로의 출력전압(V1)이 제로레벨로 복귀한 다음, 트랜스포머(T)의 일차권선(P)속의 전류(i₁)는 리액터(L)로 인하여 단시간(Tx)내에 지속하며, 그동안에 마그네트론 전류(i_Mg) 및 마그네트론 전압(V2)은 제4(c) 및 (d)도에 도시된 것과 같이 감소하여 그 끝에서 제로레벨로 복귀한다.

마그네트론(1)의 출력전력은 제어회로(3)로부터 MOSFET(Q1 내지 Q4)에 인가된 게이트신호의 펄스폭(T_ON)의 변조에 의하여 일정레벨로 유지된다. 그 상세한 설명은 다음과 같다.

마그네트론(1)의 출력전력(P_OUT)은 마그네트론(1)이 정격전류 및 전압범위내에서 동작할 때, 제5도에 도시된 것과 같이 전압(V2)의 상승(△Vz)은 차단전압(Vz)의 크기에 비하여 작기 때문에, 제4(d)도에 도시된 마그네트론 전류(i_MK)의 평균치와 마그네트론 전압(V2)의 적에 의하여 대략 주어진다. 이와 같이 (P_OUT)는 다음과 같이 계산된다.

식중, 부호의 뜻은 다음과 같다.

f : 인버터의 스위칭주파수, 또는 전압(V2) 및 전류(i_Mg)의 펄스의 주파수

α : (r_Mk/n²+Ro)/2L

Ro : 전압원의 내부전항

n : 트랜스포머(T)의 승압비

L : 리액터(L)의 인덕턴스

C : 커패시터(C4)가 일차권선(P)에 전기적으로 결합된 회로부분을 형성하고 있는 등가회로에서 커패시터 +(C4)의 용량의 환산치

T_ON: 제4(a)도에 도시된 것과 같이 제어회로(3)의 출력신호의 펄스폭과 동등하거나, 또는 전압(V1)의 펄스폭과 동등한 MOSFET(Q1 내지 Q4)가 ON된 동안의 시간길이

식(1)의 a 및 b의 값은 다음과 같이 주어진다.

이와 같이하여, 제6도는

n=10

C=0.47×10⁸F

Ro=2Ω

r_MR=300Ω

인 경우에, 식(1)의 우측에 나타나는 값

와 T_ON사이의 관계를 표시한다.

도면과 같이, 인버터의 주파수(f)가 약 100kHz이고, 펄스폭 T_ON의 동작범위가 대략 4 내지 5마이크로초이고, 값 Y가 대략 펄스폭(T_ON)과 직선관계에 있는 것을 조건으로, 값(Y)은 펄스폭(T_ON)이 증가하면 증가한다. 이와 같이, 이 조건하에서는 상기 식(1)로 주어진 출력전력(P_OUT)의 증가는 대략 펄스폭(T_ON)의 증가에 비례한다. 한편, 제3b도에 도시된 것과 같이 정류기(a) 및 평활필터(b)에 의하여 정류하고 평활함으로써 마그네트론전류(i_Mg)에 대응하는 전압(Vf)으로부터 얻어진 평균전압신호(Vf')는 마그네트론 출력전력(P_OUT)에 비례한다. 이와 같이, 마그네트론 출력전력(P_OUT)이 감소하면, 그 증가가 마그네트론 출력전력(P_OUT)의 감소에 상당하는 에러신호(Ve)가 증가하며, 출력전력(P_OUT)의 감소가 늘기 때문에, 평균전압신호(Vf')는 증가하고, 따라서 에러신호(Ve)를 감소시킨다. 이와 같이, 펄스폭(T_ON) 역시 출력전력(P_OUT)를 감소시키도록 감소한다. 그러므로, 마그네트론 출력전력(P_OUT)은 가변저항(3c)의 설정에 의하여 결정된 일정레벨로 유지된다.

또한, 마그네트론(1)의 안정된 동작중의 첨두치 즉 최대치(i_{Mg max})는 ωT_ON＞Z일때, 다음에 의하여 주어진다.

그리고, T_ON

Z이면, 다음에 의하여

식중

Z=tan-1(ω/α)

제7도는

n=10

C=0.47×10^-8F

Ro=2Ω

r_Mg=300Ω

인 경우에, 식(2) 및 (2')에서 가변계수에 해당하는 값

과 펄스폭(T_ON) 사이의 관계를 표시한다.

도시된 바와 같이, 값(X)은 리액터(L)의 인덕턴스(L)이 충분히 클때 펄스폭(T_ON)에 비례하며, 예를들면, 인버터의 주파수(f)가 약 100kHz이고, 펄스폭(T_ON)이 약 4 내지 5마이크로초내로 제한된 경우에, 마그네트론 첨두전류(i_{Mg max})는 (L)의 값이 8마이크로헨리로 선택되면 직선 방정식으로 표현될 수 있으며, (X)의 값은 대략 펄스폭(T_ON)에 비례하고, 즉(i_{Mg max})는 다음에 의하여 계산된다.

식중 (K)는 X와 T_ON간의 관계에 의하여 결정되는 비례상수이다. 상기 식(3)의 우측에 나타나는 필터링 커패시터(C1)의 출력전압(Vo)은 AC 전원(E)의 변동으로 인한 변화

에 지배된다.

식중 V_DC는 순 DC, 즉 상수를 표시하고, 전압(Vo 및 △V)의 성분은 AC 성분, 즉 전압(Vo)의 변수를 표시한다. 약산식(3)에 의하여 주어진 첨두전류(i_{Mg max})를 전압(Vo)의 변수(△V)와 상관없이 일정레벨로 유지하기 위하여서는 다음 식을 만족하도록(T_ON)이 변화되어야 한다.

식중 K1은 임의 비례상수를 표시한다. 식(4)의 우측을 식(5)의 우측에 대입하고, 식(5)의 우측을 테일러 급수, 즉 2와 동등이상의 차수의 미분항을 무시한 △V의 멱의 무한합으로 전개함으로써, 펄스폭(T_ON)는 대략 다음과 같이 표시된다.

식중 K2 및 K3은 Kl, Vo, V_DC및 n의 값으로 결정된 상수이다. 한편, 감산기(3f)로부터 PWM 변조기(3h)로 출력된 변조신호 Vp는 다음과 같이 주어진다.

Vp=Ve'-Vin B

식중 Ve'는 안정된 동작에서의 상수이고, Vin은 전압 Vo=V_DC+△V에 비례한다. 이와 같이, 변조기(3h)로부터 출력된 신호 Vw의 펄스폭(T_ON) 또는 드라이버(3i)로부터 출력된 게이트신호의 펄스폭(T_ON)은 다음과 같이 표시된다.

식중 K4는 증폭된 에러신호 Ve'와 전압(Vo)의 정전압성분 V_DC의 크기에 의하여 결정되는 상수이고, K5는 전압신호(Vin)와 증폭기(3g)의 증폭계수(B)에 의하여 결정되는 상수이다. 따라서, 식(7)에서 상수(K4 및 K5)의 값을 식(6)의 상수(K2 및 K3)의 값과 각각 일치하게 선택함으로써, 마그네트론(1)의 첨두전류(i_{Mg max})는 필터링 커패시터(C1)로부터 출력된 평활된 DC 전압 Vo 속의 변동 △V에 상관없이 일정레벨로 유지될 수 있다. 이러한 방법으로, 마그네트론 첨두전류(i_{Mg max})는 AC 전원(E)이 변동되는 때일지라도 사실상 일정치로 유지된다. 환언하면, MOSFET(Q1 내지 Q4)를 통하여 흐르는 인버터전류가 안정됨으로써 잘못될 위험을 제거한다.

제2 및 제3방법 : 간략화된 인버터 스위칭회로

이제, 도면 제8 및 9도에 따라서 푸쉬풀(push-pull)형 인버터 스위칭회로를 가지는 본 발명에 의한 제2 및 제3실시예를 설명한다.

제8 및 9도는 본 발명에 의한 제2 및 제3실시예로서, 양자는 각각 인버터 스위칭회로 및 리액터의 위치를 제외하고는, 제1실시예의 그것과 동일한 구조와 동작을 가진다. 이와 같이, 전파 다이오드 브릿지 정류회로(2)는 상업 AC 전원(E) 양단에 결선되고, 정류회로(2)의 출력단자는 전압분배기를 구성하는 직렬연결 저항(R1 및 R2) 양단과 평활필터를 구성하는 커패시터(C1) 양단에 결선된다. 그러나, 인버터 스위칭회로는 한쌍의 MOSFET(Q1 및 Q2)와, 역전류용으로 소스와 드레인단자 양단에 결선된 다이오드(D1 및 D2)로 구성된다. 제8도에 도시된 제2실시예의 경우에, MOSFET(Q1 및 Q2)의 소스 및 드레인단자는 승압 트랜스포머(T)의 일차권선(P)의 양단자와 커패시터(C1)의 음단자에 각각 결선되고, 커패시터(C1)의 양의 출력단자는 트랜스포머(T)의 일차권선(P)의 중심탭(O)에 결선된다. 이와 같이, 이 제2실시예에서는 제1실시예의 리액터(L)에 해당하는 기능을 가지는 리액터(L)는 트랜스포머(T)의 이차권선(S)과 직렬로 삽입되고, 커패시터(C2) 및 다이오드(D3)는 이차권선(S) 및 리액터(L)와 직렬로 결선되어서, 제1실시예의 경우에서와 같이 커패시터(C2) 및 다이오드(D5)로 구성된 정류회로에 해당하는 정류회로를 형성한다.

제9도에 도시된 제3실시예의 경우에는, 트랜스포머(T)의 일차권선이 두부분(P1 및 P2)으로 나뉘고, 한쌍의 자기적으로 결합된 코일(M1 및 M2)을 가지는 상호 인덕턴스(M)가 도면에서 점마크가 없는 단자(O1 및 O2)에 결선되며, 상호 인덕턴스(M)는 제1실시예의 리액터(L)의 그것에 해당하는 기능을 수행한다. 이와 같이, MOSFET(Q1 및Q2)는 커패시터(C1)의 음단자와 권선(P1 및 P2)의 점표시단자(O3 및 O4)에 각각 결선되고, 커패시터(C1)의 양단자는 상호 인덕턴스(M)의 두코일(M1 및 M2) 사이의 단자에 결선된다. 이 제3실시예의 이차권선(S)에 결선된 회로는 제1실시예의 그것과 동일하다.

제2 및 제3양 실시예에서는, 직렬연결된 저항(R1 및 R2)으로 구성된 전압분배기가 커패시터(C1)의 출력전압(Vo)에 해당하는 전압(Vin)을 PWM 제어회로(3)에 출력하며, 전류검출기(4)가 트랜스포머(T)의 이차권선(S)을 통하여 흐르는 전류를 검출하여 그에 해당하는 전압(Vf)을 제어회로(3)에 출력한다. 제1실시예의 제어회로(3)의 그것과 동일한 구조와 작용을 가지는 제어회로(3)는 MOSFET(Q1 및 Q2)에 그들을 교대로 ON 및 OFF하는 펄스폭을 변조하는 게이트신호를 교대로 출력한다. 이와 같이, MOSFET(Q1)이 ON되고, MOSFET(Q2)가 OFF되는 양의 반사이클에서, 트랜스포머(T)의 이차권선(S)에 유기된 전압은 다이오드(D3)의 그것과 일치하는 극성을 가지며, 따라서, 이차권선(S)에 유기된 전류는 양의 반사이클동안에 커패시터(C2)를 충전한다. 음의 반사이클에서 MOSFET(Q2)가 ON되고, 반대로 MOSFET(Q1)는 OFF되며, 이와 같이 이차권선(S)에 유기된 전압의 극성은 반대로 되어서, 커패시터(C2)의 양단에 나타난 전압과 함께 마그네트론(1) 양단에 인가된다. 얻어진 전압(V2)은 전류(i_Mg)과 마그네트론(1)의 아노드(An)로부터 캐소드(K)로 흐르도록 한다.

제4방법 : 바람직한 인버터 주파수

이제, 제10도에 따라서 본 발명에 의한 제4실시예를 설명한다.

제10도에 도시된 전원회로는 제2실시예의 그것과 동일한 구조를 가진다. 이와 같이 다이오드 브릿지 전파정류회로(2)의 입력단자는 상업 AC 전원(E)의 출력단자 양단에 결선되며, 정류회로(2)의 출력단자는 평화필터를 구성하는 커패시터(C1) 양단에 결합된다. 인버터 스위칭회로(5)는 한쌍의 MOSFET(Q1 및 Q2)와 그 양단에 반대극성으로 결선된 다이오드(D1 및 D2)를 가진다. MOSFET(Q1 및 Q2)는 커패시터(C1)의 음의 단자와 승압트랜스포머(T)의 일차권선(P)의 단자(O1 및 O2) 양단에 결선되고, 커패시터(C1)의 양의 단자는 트랜스포머(T)의 일차권선(P)의 중심탭(O)에 결선된다. 커패시터(C2)와 다이오드(D3)가 직렬로 연결되어서 구성된 배전압 반파정류회로는 트랜스포머(T)의 이차권선(S) 양단에 결선되어서, 캐소드(K)와 아노드(An)을 가지는 마그네트론(1)에 맥류 DC 전압(V2)을 공급한다. 마그네트론(1)용 필라멘트전원(1a)은 제10도에 도시되어 있다.

그러나, 제4실시예는 제2 또는 제3실시예에 비하여 어떤 점에서 간략화된 것이다. 즉, 리액터(L)나 또는 상호 인덕턴스(M)가 회로속에 설치되지 않았다. 또한, 트랜스포머(T)의 이차권선(S)을 통하여 흐르는 전류를 검출하기 위한 전류검출기가 설치되지 않았으며, 커패시터(C1) 양단에 나타난 전압(Vo)이 직접 제어회로(30)와 드라이버회로(31)에 공급된다.

제어회로(30) 및 드라이버회로(31)는 모두 함께 제1 내지 제3실시예의 제어회로(3)에 해당한다. 제어회로(30)는 기초적으로, 예를들면 TI 회사에서 제조된 스위칭 레규레이터원용 IC인 TL-494에 의하여 구성되고, 드라이버회로(31)에 교대로 (Vw1 및 Vw2)를 출력하며, 이들 펄스(Vw1 및 Vw2)의 펄스폭은 공급된 전압(Vo)에 따라서 변동될 수 있다. 드라이버회로(31)는 펄스(Vw1 및 Vw2)에 따라서 MOSFET(Q1 및 Q2)에 교대로 게이트신호를 출력하여 그들을 교대로 ON 및 OFF 시킨다.

이와 같이하여, 전류는 일차권선(P)의 중심탭(O)으로부터 상 및 하반부를 통하여 교대로 흐른다. 따라서, AC 전압은 트랜스포머(T)의 중심탭(O)과 단자(O1 또는 O2) 사이의 일차권선(P)의 권회수에 대한 이차권선(S)의 권회수의 비와 동등한 계수에 의하여 승압된 트랜스포머(T)의 이차권선(S)에 유기된다. 이 이차권선(S)에 유기된 AC 전압은 커패시터(C2) 및 다이오드(D3)로 구성된 배전압 반파정류회로에 의하여 일방향 맥류전류로 변환되어서, 그로부터 마그네트론(1) 양단에 인가되며, 이와 같이하여 마그네트론은 맥류에 의하여 구동된다. 따라서, 마그네트론(1)에 의하여 발생된 마이크로파는 맥동한다. 제11도는 횡좌표에 따라서 도시된 시간에 대하여 발생된 마이크로파의 출력전력(P_OUT)의 변화를 표시한다.

마그네트론(1)의 출력전력(P_OUT)이 제11도에 도시된 것과 같은 파형을 가지는 이유는 다음과 같다. MOSFET(Q2)가 ON되는 스위칭회로(5)의 반사이클에서, 이차권선(S)에 유기된 전압은 다이오드(D3)의 순방향과 일치하는 극성을 가진다. 이와 같이, 이 반사이클에서 커패시터(C2)는 다이오드(D3)와 이차권선(S)을 통하여 흐르는 유기된 전류에 의하여 충전되고, 마그네트론(1) 양단에는 전압이 인가되지 않는다. MOSFET(Q1)이 ON되고, MOSFET(Q2)가 OFF되는 후속하는 반사이클에서, 다이오드(D3)에 대하여 반대되는 극성을 가지는 전압이 트랜스포머(T)의 이차권선에 유기된다. 이와 같이, 다이오드(D3)는 OFF되며, 이차권선(S)에 유기된 전압과 앞서의 반사이클에서 충전된 커패시터(C2) 양단에 나타난 전압의 합이 마그네트론(1) 양단에 인가된다. 제11도에서, (t1)은 이차권선(S)에 유기된 전압과 커패시터(C2) 양단에 나타난 전압의 합에 의하여 마그네트론(1)을 구동하여, MOSFET(Q1)이 ON된 시간에 해당되며, (t2)는 MOSFET(Q1)가 OFF된 시간을 표시한다. 이와 같이, 마그네트론(1)의 마이크로파 출력전력의 파형은 제11도에 도시된 것과 같이 펄스폭(t1)을 가지고 주기 To=t1+t2로 순환하는 펄스의 열로 구성된다.

마그네트론(1)은 제1a 및 1b도에 도시된 것과 같이, 구형 무전극관구를 가지는 마이크로파 방전광원장치에 배치된다. 다음에, 인버터 스위칭주파수(f), 즉 kHz로 표시된 마그네트론(1)의 마이크로파 출력전력(P_OUT)의 펄스의 주파수 f=1/To는 1500/D의 크기보다 작지 않아야 바람직하며, 즉

이 바람직하다. 식중 D=(밀리미터로 표시된 무전극관구의 직경) 그 이유는 다음과 같다.

실험은 제1a도에 도시된 마이크로파 방전광원장치를 사용하여 행하였으며, 관구(4)는 직경 30㎜에 100㎎의 수은이 광방출물질로서 봉입되었다. 마그네트론 입력전력이 1.5kW로 설정되고, 인버터 스위칭주파수(f)가 약 10 내지 20kHz의 범위로 변동되었을 때, 관구내의 방전은 이 주파수 범위내에서 상당한 폭의 간격에서 불안정하게 되었다.

이 방전의 불안정은 일본국의 조명학회지(조명계 리뷰 제67권 제2호 제55 내지 61면)에서 기재된 전극을 가지는 관구에서 음파에 의하여 초래된 것과 동일한 음향 공명현상으로 인한 것으로 추측된다. 그러나, 전극을 가지는 방전관의 경우에 그 방전은 두 전극 양단간에 일어나는 아크방전이며, 방전영역은 보통 전극양단간에 선을 형성한다. 이에 비하여 본 발명에 의한 광원장치에 사용되는 관구는 무전극이며, 그 속의 방전은 그 벽을 통하여 들어가는 마이크로파 에너지에 의하여 유지되고 관구가 제1a도의 장치에서와 같이 구형(球形)을 가질 때, 그 속의 방전도 역시 구형이다. 이와 같이, 본 발명에 의한 마이크로파에 의하여 무전극 관구에 야기된 방전의 상태는 전극을 가지는 방전관의 그것과는 완전히 상이하며, 따라서 무전극 관구의 음향 공명현상도 역시 전극을 가지는 관구의 그것과 상이하다. 더 명백하게 말하면, 음향공명현상은 방전매체 가스의 음파의 속도와 방전관의 형상 및 크기에 달려있다는 것이 알려졌으며, 음파의 속도은 그것이 전파되는 가스의 온도와 압력에 따라서 변동된다. 상기와 같이, 무전극관과 전극을 가지는 관구에 있어서의 방전 상태의 차이로 인하여, 가스의 온도 및 온도분배 또는 이들 두가지형의 관구에서의 음파의 속도의 분배는 서로 상이하다.

이들 차이에도 불구하고, 발명자에 의하여 행하여진 실험으로부터 어떤 결론이 도출될 수 있다. 즉, 직경 30㎜(D=30㎜)의 구형 무전극관구를 가지는 제1a도의 장치를 사용한 실험에서, 인버터 스위칭주파수(f)를 변화시켜 변동주파수로 관구의 방전의 안정성을 시험하였으며, 다음과 같이 관찰되었다. 주파수(f)가 50kHz 이하이면, 방전이 불안정한 주파수(f)의 간격은 상당한 부분을 차지하며,한편 주파수(f)가 50kHz보다 크면, 이 간격의 폭은 주파수(f)가 증가되자 마자 급속히 감소되었다. 이와 같이 상기 상태하에서 안정적 방전은 관구속의 방전이 50kHz보다 작지 않은 스위칭주파수로 구동된 마그네트론에 의하여 발생된 마이크로파에 의하여 초래되면 무전극관구에서 유지될 수 있다는 것이 결론될 수 있다. 이 특정예로부터, 인버터 스위칭주파수(f)의 바람직한 값을 위한 일반식을 얻을 수 있다. 즉, 음향공명현상이 일어나는 주파수(f) 는 방전가스속의 음파속도(C)에 비례하고, 방전관구의 직경에 역비례한다.

그러나, 가스속의 음파속도(C)는 무전극관구속의 수은이 비교적 고압, 즉 1기압을 가지는 경우에 그 작용이 약간 변화한다. 이와 같이, 공명주파수는 관구의 직경(D)에 역비례한다. 상기 실험에서, 공명은 주파수(f)가 D=30㎜에서 50kHz보다 작지 않을 때 사실상 감소된다는 것을 알았다. 이와 같이, 방전의 불안정을 가져오는 음향공명은 주파수(f)가 다음식을 만족시키면 사실상 감소될 수 있다는 것이 일반적으로 결론될 수 있다.

식중 D는 관구의 내경을 밀리미터로 표시한 것이다.

또한, 주파수(f)가 상기 식(8)을 만족시키면, 관구속의 방전은 다음에 설명하는 것과 같이 제11도에 도시된 마이크로파 출력전력의 펄스들간의 시간간격(t2)에서 소호되는 위험이 없다.

제10도의 전원회로에서 커패시터(C2) 및 다이오드(D3)로 구성된 반파 배전압정류회로는 트랜스포머(T)의 이차권선(S)에 유기된 전압을 정류하는데 사용된다. 제11도에 도시된 것과 같이, 마이크로파 출력전력(P_OUT)은 MOSFET(Q1)가 ON되는 시간간격(t1)사이의 시간간격(t2)에서 제로로 감소된다. 그러나, 시간간격(t2)의 기간은 펄스폭(t1)이 PWM 제어로 감소된다 할지라도, 주파수(f)가 1kHz이하가 아닌 것을 조건으로 1밀리초를 초과하지 않는다. 한편, 소위 방전의 후광은 에너지 공급이 정지된 후에 방전이 유지되는 것이고, 관구속의 플라즈마 발생매체가 방전관속에 보통 사용되는 물질, 즉 희가스 또는 희가스와 수은 또는 기타금속의 조합으로 구성되는 것을 조건으로 약 1밀리초보다 작지않다. 이와 같이, 관구에 마이크로파 에너지가 공급되지 않는 시간간격(t2)의 길이가 1밀리초를 초과하지 않으면, 관구속의 방전은 펄스에 의하여 제공된 마이크로파 에너지의 공급이 정지된 후에, 관구속의 방전은 마이크로파에너지의 후속 펄스가 공급될 때까지 후광에 의하여 유지되기 때문에 시간간격(t2)를 통하여 유지된다. 그런데, 주파수(f)가 상기 식(8)을 만족시키면, 관구의 직경(D)은 시간간격(t2)의 길이가 1밀리초를 초과할 수 없는 1kHz까지 주파수(f)를 감축하기 위하여 1500㎜ 만큼 커야한다. 그러나, 관구의 직경(D)은 실제의 무전극 방전광원장치에서 100㎜를 초과하지 않는다. 이와같이, 주파수(f)가 식(8)을 만족시키면, 마이크로파 에너지공급이 정지하는 동안의 시간간격(t2)의 길이는 실제 무전극방전관에서 1밀리초를 초과하지 않으며, 따라서 방전이 마이크로파 에너지공급 펄스들 사이에서 소호될 위험이 없다.

제5방법 : 마그네트론 전류의 평균치에 대한 첨두치의 바람직한 비율

제12도에 따라서 본 발명에 의한 제5실시예를 설명한다.

제12도에 도시된 제5실시예는 제3a 및 3b에 도시된 제1실시예와 동일한 구조 및 작용을 가진다. 이와 같이, 브릿지회로로 연결된 네개의 다이오드(Do)로 구성된 다이오드 브릿지 전파정류회로(2)의 입력단자는 상업 AC전원(E) 양단에 결선되고, 쵸크코일(Lo)과 평활커패시터(Co)가 직렬로 연결된 것으로 구성된 평활필터회로(3)는 정류회로(2)의 출력단자 양단에 결선된다. 필터회로(3)의 출력단자는 브릿지회로 관계로 연결된 네개의 MOSFET(Q1 내지 Q4)로 구성된 인버터 스위칭회로(4)의 입력단자에 결선되고, 스위칭회로(4)는 또한 역방향으로 전류를 허용하기 위하여 MOSFET(Q1 내지 Q4)의 소스와 드레인 양단에 각각 결선된 네개의 다이오드(D1 내지 D4)와 다이오드(D1 내지 D4)와 병렬로 각각 MOSFET(Q1내지 Q4)의 각 하나 양단에 결선된 커패시터 및 저항(C1 내지 C4 및 R1 내지 R4)의 직렬연결을 구비한다. 스위칭회로(4)의 출력단자는 승압트랜스포머(T)의 일차권선(P) 양단에 결선된다. 또한, 직렬로 연결된 커패시터(C5)와 다이오드(D5)로 구성된 반파정류회로(5)는 트랜스포머(T)의 이차권선(S) 양단에 결선되고, 커패시터-다이오드회로(6)가 정류회로(5)의 출력의 고주파성분을 감소시키기 위하여 정류회로의 다이오드(D5) 양단에 결선되며, 커패시터-다이오드 회로(6)는 직렬로 연결된 커패시터(C6)와 다이오드(D6)로 구성된다. 다이오드(D6)는 마그네트론전류(i_Mg)의 방향과 일치하는 순방향을 가지며, 역방향전류를 억지하고, 커패시터(C6)는 마그네트론(1)의 캐소드(K)와 아노드(An) 양단에 결선되어서 마그네트론(1)에는 잡음을 필터하는 커패시터(Cf) 및 인덕터(Lf)를 가지는 필라멘트(또는 히터) 전원라인(h)이 배설되어 있다.

마그네트론(1)의 아노드(An)와 커패시터(C6)의 양의 단자 사이에 삽입된 전류 검출기(7)는 마그네트론(1)을 통하여 흐르는 전류(i_Mg)를 검출하고, 해당전압(Vf)을 제어회로(8)에 출력한다. 제어회로(8)는 제3b도에 도시된 제1실시예의 제어회로(3)의 그것과 동일한 구조를 가지며, 동작저지회로(9)를 통하여 인버터 스위칭회로(4)의 각 MOSFET(Q1 내지 Q4)의 게이트단자(g1 내지 g4)에 게이트신호(Vg1 내지 Vg4)를 출력한다. 동작저지회로(9)는 AC전원(E) 양단에 결선된 입력단자를 가지는 다이오드 브릿지 전파정류회로(9a), 저항(R)을 통하여 정류회로(9a)의 출력단자 양단에 결선된 제너다이오드(Zn), 제너다이오드(Zn)를 가지는 병렬회로에 네개의 직렬연결된 다이오드(D7 내지 D10) 및 네개의 트랜지스터(T1 내지 T4)를 구비한다. 이와 같이하여, 동작저지회로(9)는 상업 AC 전원(E)의 제로위상을 검출하고, 같은 시간간격내의 인버터 스위칭회로(4)의 스위칭동작을 저지하기 위하여 AC전원(E)의 제로위상의 부근에서 게이트신호(Vg1 내지 Vg4)를 억지하고, 이와 같이하여 회로(9)는 마그네트론(1)의 주기를 저지하는 동작으로서 AC전원(E)의 제로위상의 부근을 제외시킨다.

제12도에 도시된 이 제5실시예의 동작을 설명하면 다음과 같다.

정류회로(2)가 스위치등을 통하여 전원(E)에 전기적으로 결선되면, AC전압(E)은 정류회로(2)에 의하여 맥동 DC전압으로 정류되고, 정류회로(2)에 의하여 출력된 이 맥동 DC전압은 필터회로(3)에 의하여 사실상 일정전압으로 평활되어서 그로부터 스위칭회로(4)로 출력된다. 제어회로(8)는 소정주파수, 예를들면 100kHz로 게이트펄스신호(Vg1 및 Vg4)와 게이트펄스신호(Vg2 및 Vg3)를 교대로 출력하고, 이들 게이트신호(Vg1 내지 Vg4)의 펄스폭은 소정레벨로 마그네트론(1)의 출력전력을 유지하기 위하여 변조된다. 이와같이, MOSFET(Q1 및 Q4)와 MOSFET(Q2 및 Q3)는 교대로 ON 및 OFF되며, 결국 트랜스포머(T)의 일차권선(P)를 통하여 흐르는 전류(i₁)는 MOSFET(Q1 내지 Q4)의 스위칭 주파수로 그 방향을 바꾸며, 그러므로써 트랜스포머(T)의 이차권선(S)에 같은 주파수의 4각형파 AC전압을 유지시킨다. 이차권선(S) 양단에 결선된 배전압 반파정류회로(5)는 MOSFET(Q1 및 Q4)가 ON되는 스위칭회로(4)의 각 반사이클에서 펄스형상의 전압을 출력하며, 정류회로(5)에 의하여 출력되는 전압의 크기는 이차권선(S)에 유기된 전압의 사실상 두배만큼 크다. 정류회로(5)에 의하여 상기한 인버터 스위칭회로(4)의 반사이클에서 출력된 맥동전압은 다이오드(D6)을 통하여 커패시터(C6) 양단에 인가되며, 정류회로(5)로부터 출력된 이 전압이 마그네트론(1)의 동작(또는 차단) 전압까지 커패시터(C6)을 충전하면, 마그네트론 구동전류(i_Mg)가 마그네트론(1)을 통하여 흐르기 시작한다. 이렇게 하여, 마이크로파는 마그네트론(1)에 의하여 발생되고, 무전극관(도시되지 않음)에 공급되어서 방전 및 조명을 하게 된다.

상기와 같이, 동작저지회로(9)는 AC전원(E), 전형적으로 50 내지 60Hz의 제로위상의 인근에서 동작저지간격중에 게이트신호(Vg1 내지 Vg4)를 억지하며, 이들 동작저지간격에서 마그네트론(1)의 동작을 정지시킨다. 이 실시예에서, 동작저지간격의 길이는 약 0.5밀리초로 설정된다. AC전원(E)의 각 반사이클에서 약 0.5밀리초의 이들 동작저지간격을 설정하는 목적은 다음과 같다. 마그네트론(1)은 비정상 발진과 같은 비정상 동작으로 떨어질 수 있으며, 이러한 일이 일어나면, 마그네트론(1)은 그 자체에 의하여 정상 안정동작을 회복하지 않으며, 따라서 마그네트론(1)의 동작이 정지되는 어떤 시간간격을 설정하는 것이 바람직하다.

이제, 제13도에 따라서 제12도의 회로의 동작을 더 명료하게 설명한다.

게이트신호(Vg1 내지 Vg4)는 제13(a) 및 (b)도에 도시된 것과 같은 파형을 가지며, 펄스(Vg2 및 Vg3)는 MOSFET(Q2 및 Q3)를 ON시키도록 반사이클(Tp)에서 제어회로(8)에 의하여 출력되고, 펄스(Vg1 및 Vg4)는 MOSFET(Q1 및 Q4)를 ON시키기 위하여 반사이클(Tn)에서 제어회로(8)에 의하여 출력된다. 이들 퍼스(Vg1 및 Vg4)의 펄스폭(T_ON)은 사실상 소정레벨로 마그네트론(1)의 평균출력전력을 유지하기 위하여 제어회로(8)에 의하여 PWM(펄스폭변조) 제어로 변조된다. 이들 펄스(Vg1 내지 Vg4)의 주파수(f), 보통 약 100KHz는 인버터 스위칭주파수로서 표시되고, 이들 펄스신호(Vg 1 내지 Vg 4)의 주기(To)의 역수 1/To와 같다. 인버터 스위칭주파수(f)가 100kHz로 설정되면, 펄스폭(T_ON)은 약 3 내지 4마이크로초의 범위로 변조된다.

제13도에 도시된 반사이클(T_p)에서의 회로의 동작을 설명하면 다음과 같다. MOSFET(Q2 및 Q3)가 반사이클(T_p)에서 펄스(Vg2 및 Vg3)에 의하여 ON되면, 트랜스포머(T)의 일차권선(P)의 전류(i₁)는 제12도의 화살표로 표시된 것과 반대방향으로 흐른다. 이와 같이, 트랜스포머(T)의 이차권선(S)에 유기된 전압(VS)은 제12도의 화살표에 의하여 표시된 극성을 가진다. 유기된 전압(Vs)는 제13(d)도에 도시된 것과 같이, 사실상 필터회로(3)에 의하여 공급된 전압(Vo)과 트랜스포머(T)의 승압비(n)에 의하여 결정되는 레벨(n×Vo)로 급속히 상승한다. 그러나, 전류(i_s)는 제13(c)도에 도시된 것과 같이 예를들면 누설인덕턴스, 즉 트랜스포머(T)의 일, 이차권선(P 및 S)의 자기 인덕턴스로 인하여 MOSFET(Q2 및 Q3)가 ON되는 동안(T_ON)에 사실상 제로로부터 최대로까지 점진적으로 상승한다. 반사이클(T_p)의 같은 시간주기(T_ON)중에 이차권선(S)의 이 유기전류(i_s)는 제13(c)도에 도시된 것과 같이 사실상 제로로 급속히 복귀한다. 그러나, 이차권선(S) 양단의 전압(Vs)은 제13(d)도에 도시된 것과 같이, 커패시터(C5)가 시간간격(T_ON)중에 충전된 레벨(nㆍVo)로 사실상 유지된다.

이어지는 반사이클(Tn)에서 제12도의 회로는 다음과 같이 동작한다. 게이트펄스신호(Vg1 및 Vg4)가 제어회로(8)에 의하여 출력되면, MOSFET(Q1 및 Q4)가 ON된다. 이렇게 하여, 전류(i₁)가 제12도의 화살표로 도시된 방향으로 일차권선(P)에 흐르며, 유기된 전류(i_s) 및 전압(Vs)의 극성은 제13(c) 및 (d)도에 도시된 것과 같이, 앞서의 반사이클(Tp)의 그것에 대하여 반대로 된다. 이와 같이, 정류회로(5)의 출력전압은 이차권선(S)에 유기된 전압(Vs)와 커패시터(C5)가 앞서의 반사이클(Tp)에서 충전된 전압의 합으로 상승하고, 이 정류회로(5)의 출력전압은 앞서의 반사이클(Tn)에서 제12도에 도시된 극성으로 이미 충전된 커패시터(C6)의 양단에 인가된다.

이와 같이, 커패시터(C6)의 양단에 나타난 전압과 사실상 동일한 마그네트론(1) 양단의 전압(V_Mg)은 제13(e)도의 실선으로 표시한 파형을 가지며, 마그네트론전류(V_Mg)의 최대전압레벨(V_max)는 시간주기(T_ON)의 말단 부근에서 얻어진다.(제2b도에 의한 종래회로의 마그네트론 전압(V_Mg)의 파형을 비교하기 위하여 점선으로 표시되며, 그 최대전압은(V'_max)로 표시된다.) 마그네트론전류(V_Mg)의 동작 또는 차단전압(Vz)이 상으로 상승하면, 마그네트전류(i_Mg)는 마그네트론(1)을 통하여 흐르기 시작하고 제13(f)도의 실선으로 표시된 것과 같이, 전압(V_Mg)이 동작전압레벨(Vz)이상에 있는 동안 유지된다. 도시된 평균마그네트론전류(i_o)는 동작전압레벨(Vz)이상의 마그네트론전류(V_Mg)에서의 증가 V=V_max-Vz는 차단전압(Vz)의 크기와 비교하여 작기 때문에, 사실상 마그네트론 출력전력(P_OUT)의 평균출력전력(P_o)에 해당한다. 마그네트론전류(i_Mg)는 마그네트론전압(V_Mg)의 최대전압(V_max)에 상응하는 최대전력(i_max)을 얻는다(제13(f)도의 점곡선은 그 최대치가 i'_max로 표시되는 제2b도에 의한 종래회로의 경우에서 같은 평균치(i_o)를 가지는 마그네트론전류를 표시한다.)

제13(e) 및 (f)도에 도시된 실선 및 점선파형에서 표시된 바와 같이, 제12도의 회로의 마그네트론전압(V_Mg) 및 마그네트론전류(i_Mg)의 최대치 즉 첨두치(V_max및 i_max)는 제2b도에 의한 종래회로의 그것(V'_max및 i'_max)에 비하여 감소되고, 이것은 원칙적으로 커패시터(C6)의 존재로 인한 것이다. 제13(f)도의 실선 및 점선으로 도시된 마그네트론 전류파형은 같은 평균치(i_o)를 갖기 때문에, 실선으로 표시된 본 발명에 의한 제12도의 회로에서 마그네트론전류(i_Mg)의 평균치 대 첨두치의 비(i_max/i_o)는 2.8이 되며, 점선으로 표시된 제2b도의 종래회로의 경우에 마그네트론전류의 그것은 4.2가 된다. 이와 같이, 제12도의 회로에서 비(i_max/i_o) 및 따라서 마그네트론전류(i_Mg)의 고주파성분은 종래의 마그네트론용 전원회로에서 차지한 것에 비하여 크게 감소된다.

제14도는 본 발명에 의한 제12도의 회로에서 마그네트론전류의 평균치 대 첨두치 비의 감소를 표시하는 또다른 예들을 표시한다. 즉, 제14(a) 내지 (c)도의 실선 및 점선은 같은 평균치(i_o)를 가지는 마그네트론전류의 파형을 표시하며, 제12도의 회로의 경우는 실선으로 표시되고, 제2b도의 종래회로의 그것은 점선으로 표시된다. 제14(a)도의 곡선은 상업 AC라인 전압(E)이 규정치의 10% 이하인 경우에 해당하며, (b)의 곡선은 전압(E)이 정격치인 경우, (c)의 곡선은 전압(E)이 정격치의 10% 이상인 경우이다. 펄스폭(T_ON)은 같은 레벨(i_o)로 제14(a) 내지 (c)도에 도시된 마그네트론전류(i_Mg)의 평균치를 유지하기 위하여 변조되었다. 제14도의 실선으로 표시된 본 발명에 의한 실시예의 경우의 마그네트론전류(i_Mg)의 평균치 대 첨두치비(i_max/i_o)는 (a)에 도시된 것과 같이 전압(E)이 정격치이하 10%인 때에 3.4가 되고, (b)에 표시된 것과 같이 전압(E)이 정격치인 경우에는 2,86이며, (c)에 표시된 것과 같이, 전압(E)이 정격치이상 10%인 경우에는 2.0이다. 한편, 제2b도에 의한 종래회로의 경우에서의 같은 비(i_max/i_o)는 제14(a) 내지(c)도에 점선으로 각각 표시된 것과 같이, 전압(E)이 정격치의 이하 10%, 동등 및 이상 10%의 각각의 경우에 7.0, 4.2 및 2.6이 된다.

마그네트론전류의 평균치 대 첨두치의 비(i_max/i_o)가 3.75보다 더 커지면, 즉

이면, 그러한 마그네트론전류에 의하여 발생된 마이크로파에 의하여 야기되는 무전극방전관구의 방전에 깜박임이 나타난다. 이와 같이, 제13(f)도에 도시된 경우에 본 발명에 의한 실선으로 표시된 마그네트론전류는 무전극관구에서의 방전에 깜박임이 야기되지 않으나, 점선으로 표시된 종래 회로의 경우의 마그네트론전류는 그 방전에 깜박임이 야기된다. 마찬가지로, 본 발명에 의한 제14(a) 내지 (c)도에 실선으로 표시된 마그네트론전류는 방전에 깜박임을 초래하지 않으며, 제14(a) 내지 (c)도에 도시된 종래 회로의 점선은 모두 깜박임을 초래하고, (c)에 도시된 것은 방전에 심한 깜박임을 초래한다.

제15도는 상기 식(9)의 임계의 의미를 나타내는 실험의 결과를 표시한다. 즉, 제15도의 곡선은 제12도에 의한 회로에서 인버터 스위칭주파수(f)가 100kHz 및 평균마이크로파 출력전력이 850W로 설정되었을 경우에 횡좌표를 따라서 표시된 마그네트론전류의 평균치 대 첨두치의 비(i_max/i_o)에 대하여, 무전극관구의 방전의 아크의 깜박임의 강도에서 관찰된 변화를 표시한다. 제15도에 도시된 실험결과로 부터, 비(i_max/i_o)가 3.75보다 크기 않으면, 즉

이면 깜박임이 발생하지 않는다는 것을 결론지을 수 있으며, 또한 비(i_max/i_o)가 3.75를 초과하면 깜박임의 강도가 갑자기 증가하고, 비(i_max/i_o)가 4.2에 달하면 깜박임이 심하게 된다는 것을 결론지을 수 있다.

상기와 같이, 제12도의 회로의 커패시터(C6)의 용량의 존재는 마그네트론전류(i_Mg)의 이 평균치 대 첨두치 비(i_max/i_o)를 감소시키는데 유효하다. 제16도는 방전에서 깜박임의 발생을 억지하는데, 즉 상기 식(10)을 만족시키는 레벨로 비(i_max/i_o)를 감소시키는데 있어서 유효한 커패시터(C6)의 용량과(마이크로파라드로 종좌표에 표시됨) 주파수(f)(kHz로 횡좌표에 표시됨)의 관계를 표시하며, 세개의 선은 평균마그네트론 출력전력(Po)이 각각 680W, 850W 및 940W인 경우에 해당한다. 제16도에 도시된 결과는 제12도에 의한 회로가 요드화나트륨, 수은, 및 아르곤이 봉입된 30㎜ 직경의 구형 무전극방전관구에 마이크로파를 공급하기 위하여 사용된 실험에 의하여 얻었다.

상기와 같이, 본 발명에 의한 특정 실시예에 대하여 설명하였으나, 그 기술적사상으로부터 일탈하지 않고 여러가지 변형을 가할 수 있다는 것이 이해될 것이며, 다음의 청구범위는 본 발명의 기술적사상 및 범위내에 포함되는 임의의 여러가지 변형을 포함한다. 예를들면, 인버터 스위칭회로는 전브릿지회로 또는 푸쉬풀회로 대신에 반브릿지회로 또는 단일방향회로에 의하여 구성될 수도 있다. 또한, 스위칭회로는 상기 설명한 실시예에서 사용된 MOSFET 대신에 전력트랜지스터 SIT 또는 GTO,SI 다이리스터 또는 자기증폭기를 가질 수도 있다. 또한, 제1 및 제2실시예의 인덕턴스(L)는 승압트랜스포머의 누설 인덕턴스, 즉 일이차 권선의 자기-인덕턴스에 의하여 구성될 수도 있다. 제5실시예의 경우에서, 커패시터(C6) 대신에 마그네트론 전류의 고주파성분을 억지하기 위하여 인덕턴스가 마그네트론과 직렬로 삽입될 수도 있으며, 이와는 달리 같은 목적으로 인더턴스와 커패시턴스의 조합이 사용될 수도 있다.

Claims

비교적 저전압 및 주파수의 AC전원(E)에 접속되어 비교적 저전압의 정류전압을 출력하기 위한 제1정류기수단(2)과, 상기 제1정류기수단(2)에 접속되어 상기 제1정류기수단(2)으로 부터 출력된 상기 정류전압을 평활시키고, 평활정류압을 출력하기 위한 필터수단(C1)과, 상기 필터수단(C1)에 접속되어 상기 필터수단(C1)으로부터 출력된 상기 평활정류전압을 교번펄스의 파형을 가지는 비교적 고주파의 AC전압으로 변환하기 위한 인버터수단과, 상기 인버터수단으로부터 출력된 상기 AC전압의 상기 펄스의 펄스폭을 변조하기 위한 펄스폭변조제어수단(3, 4)과, 상기 인버터수단의 출력에 접속된 일차권선(P)과, 상기 비교적 고주파수 및 비교적 고전압의 AC전압을 출력하는 승압트랜스포머(T)의 이차권선(S)을 가지는 승압트랜스포머(T)와, 상기 승압트랜스포머(T)의 이차권선(S)에 접속되어 상기 이차권선(S)으로부터 출력된 비교적 고주파수 및 비교적 고전압의 상기 AC전압을 비교적 고전압의 정류전압으로 정류하기 위한 제2정류기 수단(C2, C5)과, 상기 제2정류기수단(C2, C5)에 접속되어 상기 제2정류기수단(C2, C5)으로부터 출력된 비교적 고전압의 정류전압에 의하여 동작하는마그네트론(1)과, 그리고 상기 승압트랜스포머(T)에 동작가능하게 접속되어 상기 승압트랜스포머(T)의 권선을 통하여 흐르는 전류의 레벨의 급속한 변동을 억지하며, 상기 인버터수단의 펄스온폭에 대해 선형인 마그네트론 첨두전류치를 갖는 인덕턴스수단(L)으로 이루어지는 무전극방전관구를 가지는 마이크로파 방전광원장치에 있어서 마이크로파에너지를 공급하기 위한 회로시스템.
제1항에 있어서, 상기 인버터수단은 전브릿지회로 관계로 전기적으로 연결된 네개의 트랜지스터(Q1, Q2, Q3, Q4)를 가지는 스위칭회로로 이루어지는 회로시스템.
제1항에 있어서, 상기 인버터수단은 푸쉬풀회로관계로 전기적으로 연결된 한쌍의 트랜지스터(Q1, Q2)를 가지는 스위칭회로로 이루어지는 회로시스템.
제1항 또는 2항에 있어서, 상기 인덕턴스수단(L)은 상기 승압트랜스포머(T)의 상기 일차권선(P)과 직렬로 전기적으로 연결된 인덕턴스로 이루어지는 회로시스템.
제1항 또는 제3항에 있어서, 상기 인덕턴스수단(L)은 상기 승압트랜스포머(T)의 상기 이차권선(S)과 직렬로 전기적으로 연결된 인덕턴스로 이루어지는 회로시스템.
제1항 내지 제3항중 어느 한항에 있어서, 상기 인덕턴스수단은 상기 승합트랜스포머(T)의 누설인덕턴스로 이루어지는 회로시스템.
제1항 내지 제3항중에 있어서, 상기 승압트랜스포머(T)의 상기 일차권선(P)은 제1및 제2권선부분(P₁, P₂)을 가지며, 인덕턴스수단(M₁, M₂)은 직렬회로 관계로 상기 일차권선(P)의 상기 제1과 제2권선부분(P₁, P₂)사이에 전기적으로 연결된 상호 인덕턴스(M)로 이루어지는 회로시스템.
제1항에 있어서, 상기 펄스폭 변조제어수단(3, 4)은 상기 마그네트론(1)을 통하여 흐르는 전류의 전류레벨을 검출하기 위한 전류검출기수단(4)과, 상기 검출기수단(4)에 의하여 검출된 마그네트론(1)을 통하여 흐르는 전류의 상기 전류레벨에 따라서 상기 인버터수단으로부터 출력된 상기 AC전압의 상기 펄스폭을 변화시키는 수단(3a-3i)을 구비함으로써, 소정레벨로 마그네트론(1)의 출력전력을 유지하는 회로시스템.
제8항에 있어서, 상기 소정레벨은 가변인 회로시스템.
제1항에 있어서, 상기 제1정류기수단(2)은 브릿지회로 관계로 전기적으로 연결된 네 개의 다이오드(Do)로 이루어지는 회로시스템.
제1항 또는 제10항에 있어서, 상기 필터수단은 상기 제1정류기수단(2)의 출력단자 양단에 전기적으로 연결된 캐패시터(1)로 이루어지는 회로시스템.
제1항에 있어서, 상기 제2정류기수단은 상기 승압트랜스포머(T)의 상기 이차권선(S)의 단자 양단에 직렬로 전기적으로 연결된 다이오드(D5) 및 커패시터(C2)로 이루어지는 회로시스템.
비교적 저전압 및 주파수의 AC전원(E)에 접속되어 비교적 저전압의 정류전압을 출력하기 위한 제1정류기수단(2)과, 상기 제1정류기수단(2)에 접속되어 상기 제1정류기수단(2)으로 부터 출력된 상기 정류전압을 평활시키고, 평활정류전압을 출력하기 위한 필터수단(C1)과, 상기 필터수단(C1)에 접속되어 상기 필터수단(C1)으로부터 출력된 상기 평활정류전압을 교번펄스의 파형을 가지는 비교적 고주파수의 AC전압으로 변환하기 위한 인버터수단(5)과, 이에 있어서 상기 인버터수단에 의하여 출력된 AC전압의 킬로헬쓰로 표시된 비교적 고주파수(f)는 1500을 마이크로파 광원장치의 무전극방전관구의 밀리미터로 표시된 직경(D)에 의하여 나눈 것보다 작지 않으며, 즉

f≥1500/D

상기 인버터수단(5)으로부터 출력된 상기 AC전압의 상기 펄스의 펄스폭을 변조하기 위한 펄스폭 변조제어수단과, 상기 인버터수단(5)의 출력에 접속된 일차권선(P)과, 상기 비교적 고주파수 및 비교적 고전압의 AC전압을 출력하는 승압트랜스포머(T)의 이차권선(S)을 가지는 승압트랜스포머(T)와, 상기 승압트랜스포머(T)의 이차권선(S)에 접속되어 상기 이차권선(S)으로부터 출력된 비교적 고주파수 및 비교적 고전압의 상기 AC전압을 비교적 고전압의 정류전압으로 정류하기 위한 제2정류기수단(C2, D3)과 상기 제2정류기수단(C2, D3)에 접속되어 상기 제2정류기수단으로부터 출력된 비교적 고전압의 상기 정류전압에 의하여 동작하는 마그네트론(1)으로 이루어지는 무전극방전관구를 가지는 마이크로파 방전광원장치에 마이크로파 에너지를 공급하기 위한 회로시스템.
제13항에 있어서, 상기 승압트랜스포머(T)에 동작가능하게 접속되어 상기 승압트랜스포머(T)의 권선을 통하여 흐르는 전류의 레벨의 급속한 변동을 억지하기 위한 인덕턴스수단(L)으로 이루어지는 회로시스템.
제13항에 있어서, 상기 인버터수단은 전브릿지회로 관계로 전기적으로 연결된 네개의 트랜지스터(Q1, Q2, Q3, Q4)를 가지는 스위칭회로로 이루어지는 회로시스템.
제13항에 있어서, 상기 인버터수단은 푸쉬풀 회로관계로 전기적으로 연결된 한쌍의 트래지스터(Q1, Q2)를 가지는 스위칭회로로 이루어지는 회로시스템.
제14항 또는 제15항에 있어서, 상기 인덕턴스수단(L)은 상기 승압트랜스포머(T)의 상기 일차권선(P)과 직렬로 전기적으로 연결된 인덕턴스로 이루어지는 회로시스템.
제14항 또는 제16항에 있어서, 상기 인덕턴스수단(L)은 상기 승압트랜스포머(T)의 상기 이차권선(S)과 직렬로 전기적으로 연결된 인덕턴스로 이루어지는 회로시스템.
제14항 내지 제16항중 어느 한항에 있어서, 상기 인덕턴스수단은 상기 승압트랜스포머(T)의 누설인덕턴스로 이루어지는 회로시스템.
제14항 또는 제16항에 있어서, 상기 승압 트랜스포머(T)의 상기 일차권선(P)은 제1 및 제2권선부분(P₁, P₂)을 가지며, 인덕턴스수단(M₁, M₂)은 직렬회로관계로 상기 일차권선(P)의 상기 제1과 제2권선(P₁, P₂)부분 사이에 전기적으로 연결된 상호인덕턴스(M)로 이루어지는 회로시스템.
제13항에 있어서, 상기 펄스폭변조제어수단은 상기 마그네트론(1)을 통하여 흐르는 전류의 전류레벨을 검출하기 위한 전류검출기수단(4)과, 상기 검출기수단(4)에 의하여 검출된 마그네트론(1)을 통하여 흐르는 전류의 상기 전류레벨에 따라서 상기 인버터수단으로부터 출력된 상기 AC전류의 상기 펄스폭을 변화시키는 수단을 구비함으로써, 소정레벨로 마그네트론(1)의 출력전력을 유지하는 회로시스템.
제21항에 있어서, 상기 소정레벨은 가변인 회로시스템.
제13항에 있어서, 상기 제1정류기수단(2)은 브릿지회로 관계로 전기적으로 연결된 네개의 다이오드(Do)로 이루어지는 회로시스템.
제13항 또는 제 23항에 있어서, 상기 필터수단은 상기 제1정류기수단(2)의 출력단자 양단에 전기적으로 연결된 커패시터(C1)로 이루어지는 회로시스템.
제13항에 있어서, 상기 제2정류기수단은 상기 승압트랜스포머(T)의 상기 이차권선(S)의 단자양단에 직렬로 전기적으로 연결된 다이오드(D3) 및 커패시터(C2)로 이루어지는 회로시스템.
비교적 저전압 및 주파수의 AC전원에 접속되어 비교적 저전압의 정류전압을 출력하기 위한 제1정류기수단(2)과, 상기 제1정류기수단(2)에 접속되어 상기 제1정류기수단(2)으로 부터 출력된 상기 정류전압을 평활시키고, 평활정류전압을 출력하기 위한 필터수단(3)과, 상기 필터수단(3)에 접속되어 상기 필터수단(3)으로부터 출력된 상기 평활정류전압을 교번펄스의 파형을 가지는 비교적 고주파수의 AC전압으로 변환하기 위한 인버터수단(4)과, 상기 인버터수단(4)으로부터 출력된 상기 AC전압의 상기 펄스의 펄스폭을 변조하기 위한 펄스폭 변조제어수단(7, 8, 9)과, 상기 인버터수단의 출력에 접속된 일차권선(P)과, 상기 비교적 고주파수 및 비교적 고전압의 AC전압을 출력하는 승압트랜스포머(T)의 이차권선(S)을 가지는 승압트랜스포머(T)와, 상기 승압트랜스포머(T)의 이차권선(S)에 접속되어 상기 승압트랜스포머(T)의 이차권선(S)으로부터 출력된 비교적 고주파수 및 비교적 고전압의 상기 AC전압을 비교적 고전압의 정류전압으로 정류하기 위한 제2정류기수단(5)과, 상기 제2정류기수단(5)에 접속되어 상기 제2정류기수단(5)으로 부터 출력된 비교적 고전압의 정류전압에 의하여 동작하는 마그네트론(1)과, 그리고 상기 마그네트론(1)에 전기적으로 동작가능하게 접속되어 상기 마그네트론(1)을 통하여 흐르는 전류의 고주파성분의 크기를 감소시키기 위하여, 상기 마그네트론(1)을 통하여 흐르는 상기 전류의 첨두치(i_max) 대 평균치(i_o)의 비(i_max/i_o)를 3.75이하로 제한하는 즉

i_max/i₀＜3.75의

고주파성분 감축수단(6)으로 이루어지는 무전극 방전관구를 가지는 마이크로파 방전광원장치에 마이크로파 에너지를 공급하기 위한 회로시스템.
제26항에 있어서, 상기 고주파성분 감축수단(6)은 상기 마그네트론(1)의 아노스(An)와 캐소드(K)양단에 전기적으로 연결된 커패시터(C6)와, 상기 커패시터(C6)와 상기 이차권선(S)의 단자사이에 전기적으로 삽입되어 상기 승압트랜스포머(T)의 이차권선(S)을 통하여 상기 커패시터(C6)의 양의 단자로부터 음의 단자로 전류가 흐르는 것을 방지하기 위한 다이오드수단(D6)으로 이루어지는 회로시스템.
제26항 또는 제27항에 있어서, 상기 고주파성분 감축수단(6)은 상기 마그네트론(1)과 직렬회로로 전기적으로 연결된 인덕턴스로 이루어지는 회로 시스템.
제26항에 있어서, 승압트랜스포머(T)에 동작가능하게 접속되어 상기 승압트랜스포머(T)의 권선을 통하여 흐르는 전류의 레벨의 금속한 변동을 억지하는 수단으로 이루어지는 회로시스템.
제26항에 있어서 상기 인버터수단(4)은 전브릿지회로 관계로 전기적으로 연결된 네개의 트랜지스터(Q1, Q2 Q3, Q4)를 가지는 스위칭회로로 이루어지는 회로시스템.
제26항에 있어서, 상기 인버터수단은 푸쉬풀회로관계로 전기적으로 연결된 한쌍의 트랜지스터(Q1, Q2)를 가지는 스위칭회로로 이루어지는 회로시스템.
제29항 또는 제30항에 있어서, 상기 인덕턴스수단(L)은 상기 승압트랜스포머(T)의 상기 일차권선(P)과 전기적으로 직렬로 연결된 인덕턴스로 이루어지는 회로 시스템.
제29항 또는 제31항에 있어서, 상기 인덕턴스수단(L)은 상기 승압트랜스포머(T)의 상기 이차권선(S)과 전기적으로 직렬로 연결된 인덕턴스로 이루어지는 회로 시스템.
제29항 내지 제31항중 어느 한항에 있어서, 상기 인덕턴스수단은 상기 승압트랜스포머(T)의 누설인덕턴스로 이루어지는 회로시스템.
제29항 또는 제31항에 있어서, 상기 승압트랜스포머(T)의 상기 일차권선은 제1 및 제2권선부분(P1, P2)을 가지며, 인덕턴스수단(M1, M2)은 직렬회로관계로 상기 일차권선(P)의 상기 제1 및 제2권선(P1, P2)부분사이에 전기적으로 연결된 상호인덕턴스(M)로 이루어지는 회로시스템.
제26항에 있어서, 상기 펄스폭 변조제어수단(7, 8, 9)은 상기 마그네트론(1)을 통하여 흐르는 전류의 전류레벨을 검출하는 전류검출기수단(7)을 가지며, 상기 검출기수단(7)에 의하여 검출된 마그네트론(1)을 통하여 흐르는 전류의 상기 전류레벨을 따라서 상기 인버터수단(4)으로부터 출력된 상기 AC전류의 상기 펄스폭을 변화시키는 수단을 가짐으로써 소정레벨로 마그네트론의 출력전력을 유지하는 회로시스템.
제36항에 있어서, 상기 소정레벨을 가변인 회로시스템.
제26항에 있어서, 상기 제1정류기수단(2)은 브릿지회로 관계로 전기적으로 연결된 네개의 다이오드(Do)로 이루어지는 회로시스템.
제26항 또는 제38항에 있어서, 상기 필터수단(3)은 상기 제1정류기수단(2)의 출력단자 양단에 전기적으로 연결된 커패시터(Co)로 이루어지는 회로시스템.
제26항에 있어서, 상기 제2정류기수단(5)은 상기 승압트랜스포머(T)의 상기 이차권선(S)의 단자 양단에 전기적으로 직렬로 연결된 다이오드(D5) 및 커패시터(C5)로 이루어지는 회로시스템.