KR900001136B1 - 전화교환기용 전원장치 - Google Patents

Abstract

내용 없음.

Description

전화교환기용 전원장치

제1도는 본 발명의 일실시예에 따른 전원장치의 구성을 나타내는 회로도.

제2도는 제1도에 도시된 전원장치중 인버터의 제1구성예를 나타내는 회로도.

제3도는 제1도에 도시된 전원장치중 인버터의 제2구성예를 나타내는 회로도.

제4도는 제2도에 도시된 회로에 있어서 트랜지스터의 온/오프 시간관계를 나타내는 타이밍챠트.

제5도는 제3도에 도시된 회로에 있어서 트랜지스터의 온/오프 시간관계를 나타내는 타이밍챠트.

제6도는 제3도에 도시된 회로에 있어서 트랜지스터의 데드시간의 길이를 설명한 타이밍챠트.

제7도는 제3도에 도시된 회로의 보조전원회로의 제1구성예를 나타낸 회로도.

제8도는 제3도에 도시된 회로의 보조전원회로의 제2구성예를 나타낸 회로도.

제9도는 제7도 및 제8도에 도시된 회로에 있어서 인버터 회로의 구성을 나타낸 회로도.

제10도 내지 제12도는 제7도 및 제8도에 도시된 회로에 있어서 구동신호 발생회로의 각 부분 구성을 나타낸 회로도.

제13도는 제10도 내지 제12도에 도시된 구동신호 발생회로의 동작을 설명하기 위한 파형도.

제14도는 제11도에 도시된 구동신호 발생회로에 있어서 2진 카운터를 설명하기 위한 블록도.

제15도는 종래 전화교환기의 구성을 나타낸 회로도.

제16도 및 제17도는 제15도에 도시된 종래 전화교환기에 있어서 트랜스포머의 크기가 커지게 된 이유를 설명하는 그래프.

제18도는 제15도에 도시된 종래의 전화교환기에 있어서 전류트랜스포머의 설치를 표시하는 회로도.

제19도는 푸쉬풀 형태로 구성된 인버터회로의 일실시예를 나타낸 회로도.

제20a, b도는 고주파잡음 제거를 위한 필터를 일실시예를 나타낸 회로도.

제21도는 본 발명의 오프후크시 발생되는 최대부하 상태를 나타낸 회로도.

제22도는 기본파공진형 필터의 일실시예를 나타낸 회로도.

제23도는 제22도를 간략화한 회로도.

제24a, b도는 제4도의 구간 t1에서의 전류흐름을 나타낸 회로도 및 그래프.

제25a, b도는제4도의 구간 t2에서의 전류흐름을 나타낸 회로도 및 그래프.

제26a, b도는제4도의 구간 t3에서의 전류흐름을 나타낸 회로도 및 그래프.

제27a, b도는제4도의 구간 t4에서의 전류흐름을 나타낸 회로도 및 그래프.

제28도는 제24a, b도에서 제27a, b도를 합한 그래프.

제29a, c도는 인버터회로의 전류파형을 설명하기 위한 회로도와 타이밍챠트 및 타이밍챠트의 각 구간에서의 전류흐름을 나타낸 그래프.

제30a, b도는 제29도의 구간 t1에서의 전류흐름을 나타낸 회로도와 그래프.

제31a, b도는제29도의 구간 t2에서의 전류흐름을 나타낸 회로도와 그래프.

제32a, b도는제29도의 구간 t3에서의 전류흐름을 나타낸 회로도와 그래프.

제33a, b도는 제29도의 구간 t4에서의 전류흐름을 나타낸 회로도와 그래프.

제34a, b도는 제29도의 구간 t5에서의 전류흐름을 나타낸 회로도와 그래프.

제35a, b도는 제29도의 구간 t6에서의 전류흐름을 나타낸 회로도와 그래프이다.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

E1, E2 : 직류전원 S : 스위치회로

T : 트랜지스포머 R : 정류평활회로

I : 인버터 Q1-Q4 : 전원트랜지스터

DRV : 구동신호발생회로 DQ1-DQ4 : 구동회로

PD1-PD4 : 포토다이오드 BD : 2진카운터

DZ : 제너다이오드 CONT : 제어회로

본 발명은 전화기의 벨을 울려주기 위해 교환기에 설치되는 전화교환기용 전원장치에 관한 것이다. 일반적으로 전화기의 벨을 울려주기 위해 교환기에 설치되는 전원장치(이하 링거전원이라 칭함)로서는 20HZ의 저주파교류 전원이 이용되고 있다.

제15도는 종래 전화교환기의 구성을 나타낸 회로도로서, 여기서 참조부호 I는 직류전원 E1-(-48V)에 의한 직류를 저주파의 교류(20HZ)로 변화시켜주는 DC/AC인버터, T는 상기 DC/AC인버터(I)의 출력 트래스포머, D는 전화기, R은 통화의 선로와 상기 출력트랜스포머(T) 선로를 전화기(D)로 절환접속시켜 주는 릴레이, L은 전화기(D)가 오프후크 상태(OFFHOOK)(수화기가 떨어져 있는 상태)로 된 것을 검출하는 검출회로, CONT는 후술하게 될 제어회로를 나타낸 것이다.

이와 같은 장치에서는 호출신호를 수신하게 되면 제어호로(CONT)가 릴레이(R)를 단자(B)측으로 절환시켜 출력트랜스포머(T)로부터 전화기(D)로 85V/20HZ의 교류를 공급하게 됨에 따라 전화기(D)의 벨(저항10KΩ)이 동작하게되는데, 이때 제어회로(CONT)는 전화기(D)가 오프후크 상태로 될 때까지 일정한 간격으로 릴레이(R)의 단자(A)와 단자(B)를 절환시켜 전화기(D)의 벨을 울리게 한다.

그러다가 전화기(D)가 오프후크 상태로 되면 벨의 저항성분이 무시되는데, 이때 검출회로(L)는 콘덴서(C)의 충전상태로부터 전압변화를 검출하게 된다. 그러면 제어회로(CONT)는 검출회로(L)로 부터의 검출신호에 의해 릴레이(R)를 단자(A)측으로 접속시켜 놓도록 되어 있다.

또한, 이 교환기에 여러대의 전화기(D)가 접속되져 있는 경우에는 각 전화기(D)에 공급하는 교류의 전압이 떨어지게 되므로 검출회로(L)가 전화기의 온후크/오프후크 상태를 정확하게 검출할 수가 없었기 때문에 종래의 교환기에서는 출력트랜스포머(T)와 릴레이(R)의 단자(B)사이에 직류전원 E2(-48V)을 접속하여 교류전압을 쉬프트업(shift up)시켜 주도록 되어 있었다.

그러나 상기한 바와 같이 종래의 링거전원은 DC/AC인버터(I)의 출력트랜스포머(T)의 크기가 매우 커야 된다는 문제점이 있었는데, 이러한 문제점에 대해 설명하면 다음과 같다.

일반적으로 트랜스포머 코어의 크기는 코어의 단면적을 Ae(Cm), 코어의 전면적을 Aw(C㎡)로 하면 Ae×Aw로 표시할 수 있다. 여기서 입력전압을 V(v), 스위칭 주파수를 f(HZ), 자속밀도를 B(G), 트랜스포머의 1차권선수를 Np(T)라 하면, 다음식이 성립된다.

V=4×f×B×Ae×Np×10

여기서 트랜스포머의 손실을 무시하면, 1차권선과 2차권선 사이에는 1차전류를 Ip(A), 2차전류를 Is(A), 2차권선수를 Ns(T)라 했을 때 다음식이 성립하게 된다.

Np×Ip=Ns×Is

또한 1차 및 2차권선의 전단면적을 Ac(C㎡), 권선전류 밀도를 δ(A/㎡)라 하면

δ=(Np×Ip+Ns×Is)Ac

가 성립된다. 그래서 동선점유률을 β(=Ac/Aw)라 하면,

Ac=β×Aw=(2×Np×Ip)/δ

로 된다.

그래서, 이식을 변형하면

Ep=(δ×β×Aw)/(2×Np)

로 된다.

이상으로부터 트랜스포머의 최대입력을 P(VA)라 하면

P=V×Ip=2×δ×10×B×f×10^-8

으로 된다. 따라서 코어의 크기에 대한 결정식은

Ae×Aw=P/(2×β×B×B×f×1^-8)

으로 되는데, 스위칭용 파워트랜지스터를 저주파에서 동작시키려면 상기 주파수(f)가 작아야 되고, Ae, Aw 즉 트랜스포머코어의 크기가 커야 된다.

또한 DC/AC 인버터(I)의 출력단(출력트랜스포머(T)의 출력선로)에 직류를 중첩시키는 것도 DC/AC 인버터(I)의 트랜스포머의 크기를 크게하는 원인으로 되게 된다.

한편 DC/AC 인버터(I)의 출력단에 직류를 중첩시켜주는 경우, 인버터용트랜스포머의 자력이 편중되는 불안전한 상태가 발생하게 되는데, 그 이유를 제19도로 도시해놓은 푸쉬풀형 인버터를 예로들어 설명하면 다음과 같다.

(1) 트랜지스터(Q1)가 턴온도리 경우 트랜스포머(T)의 2차 코일에 전압(V2)이 발생한다. 이때 2차측에 흐르는 전류 Is1은

로 되게 된다(Z는 2차회로의 임피던스이다).

(2) 이어 트랜지스터(Q2)가 턴온될 경우 트랜스포머의 2차 코일에 발생하는 전압에 의해서 2차회로에 흐르는 전류 Is2는

로 되게 된다.

(3) 따라서 트랜지스터(Q1)(Q2)의 컬렉터전류를 Ip1, Ip2라 하면

여기서 트랜스포머의 권선비를 1 : n이라 한다.

(4) 이로부터 트랜스포머의 1차코일에 인가한 전압(VT)은 트랜지스터(Q1)은 턴온되었을 경우 VT1=Ip1(r1+rt1)로 되고, 마찬가지로 트랜지스터(Q2)가 턴온되었을 경우에는

VT2=E-Ip2(r2+rt2)

가 된다.

여기서 r1, r2는 트랜지스터(Q1)(Q2)의 내부저항, rt1, rt2는 트랜스포머의 1차코일의 저항이다. 이로부터 예컨대 1차측부품의 정수가 불안정한 상태를 무시할 수 있어도 VT1＞VT2로 되어 VT=VT1-VT2된 전압이 스위칭의 1차주기마다 트랜스포머의 코일에 직류전압 성분으로 인가되게 된다.

따라서 트랜지스터(Q1)의 턴온기간에 직류자속이 인가되어 철심의 자력편중이 발생하게 된다.

일반적으로 직류를 중첩시켜 교류에 여자시켜주게 되면, 트랜스포머 코일의 B-H곡선은 원점을 중심으로 루우프를 그리는 형태(제16도)로는 되지 않고, 편중된 점을 중심으로 루우프를 그리는 형태(제17도)로 되기 때문에, 트랜스포머 코어의 포화자속밀도를 크게할 필요가 있다. 이 때문에 트랜스포머의 크기가 커지게 되는 것이다.

또한 제18도에 도시된 바와 같이, DC/AC에 인버터(I)의 스위칭소자의 듀티요소를 궤환제어하여 출력을 안정화시키기 위한 전류검출용으로서 전류트랜스포머(CT)를 출력트랜스포머(T)의 1차측 혹은 2차측에 설치하면, 스위칭주파수가 20HZ이하인 곳에서 전류트랜스포머(CT)의 크기가 커지게 되는 문제도 있다.

본 발명은 상기한 바와 같은 문제점을 개선하기 위해서 발명된 것으로, 스위칭용의 트랜스포머 및 전류트랜스포머의 크기를 작게하여 소형화된 링거전원장치를 제공하고자 함에 그 목적이 있다.

이하 본 발명의 구성 및 작용 효과를 예시도면에 의거 설명하면 다음과 같다. 본 발명의 링거전원은 입력된 직류를 스위칭소자를 사용하여 고주파스위칭시키므로써 교류로 변환시켜 주는 제1의 스위칭회로와, 상기 제1스위칭회로에 접속된 변환트랜스포머, 상기 변환트랜스포머의 2차측에 접속된 평활회로, 상기 평활회로의 출력단자에 접속되어 트랜지스터 브릿지를 사용하여 입력전류를 저주파스위칭시켜 교류로 변환하는 제2의 스위칭회로, 상기 변환트랜스포머의 1차측, 2차측 혹은 평활회로의 출력단에 설치되어 상기 스위칭소자의 듀티요소를 궤환제어하여 전류를 검출하는 전류검출소자로 구성되어 있다.

이와 같은 구성에 의하면 종래 꼭 필요했던 DC/AC인버터에 설치된 트랜스포머 1차측의 저주파스위칭이 필요없게 되므로 스위칭부의 트랜스포머 및 전류트랜스포머의 크기가 작게 되어 장치를 쏘형화시킬 수 있다.

이하 본 발명의 전화교환기용 전원장치의 실시예에 대해 예시도면에 의거 상세히 설명하면 다음과 같다.

제1도는 본 발명의 일실시예에 따른 장치의 전체적인 구성을 나타낸 회로도로서, 여기서 참조부호 E1는 직류전원, S는 파워트랜스포머가 주가되는 스위칭회로, T1은 상기 스위칭회로 S에 접속된 트랜스포머, CT는 트랜스포머(T1)의 1차코일(N1) 또는 2차코일(N2)에 흐르는 전류를 검출하는 전류트랜스포머, R은 정류평활회로, Rs는 정류평활회로(R)의 출력단에 접속된 전류검출용 저항, I는 후술한 바와 같이 트랜스포머를 이용하지 않고 트랜지스터를 브릿지로 구성한 DC/AC인버터, P, N은 DC/AC 인버터(I)의 직류입력단자, U1, U2는 DC/AC 인버터(I)의 교류출력단자이다. 인버터(I)의 출력은 일예로서 구형파를 사용하였는데, 이 같은 파형을 이용하는 경우, 스위칭시의 고주파잡음이 출력단에서 전화회선에 전도되어 타자기에 방해를 주게될 염려가 있기 때문에 구형파 출력의 경우에 있어서도 제20(a)도에 기호 F로 표시된 바와 같은 고주파잡음을 제거하기 위한 필터를 이용할 필요가 있다. 또한 도면에 있어서, 참조부호 Ra, Rb는 제15도에 도시된 오프후크 검출회로의 저항, D는 전화기, C는 직류방지용 콘덴서, RR은 벨소리 발생회로의 등가저항, RD는 오프후크시에 C와 RR에 병렬로 접속된 통화회로이고, C, RR, RD는 전화기에 내장되어 있는 것이며, E2는 제15도의 E2와 동일한 것이다.

전화기내의 임피턴스는 오프후크시에는

으로 되므로 오프후크 상태에서 제20도(a)는 제20도(b)와 같이 간략화할 수 있다. 여기서 r=Ra+Rb+RD이다.

이와 같이 Ra, Rb전화기(D)로 구성된 부하회로는 N대 이상의 전화기를 동시에 호출하여 N대에 대해 동시에 오프후크 상태가 발생되게 하면 A, B점에서 우측에 있는 부분은 N대분만큼 병렬로 접속되게 된다. 이때 인버터로서는 최대 부하조건인 경우에 그 동작에 가장 무리가 오기 때문에 지금부터 이와 같은 조건하에서의 동작에 대해 검사한다.

한편, 도면중 E2는 부하회로(Z), 즉 전화기회로에 교류전압을 쉬프트업시킨 직류를 흘려주기 위한 상기 교류출력단(U1)(U2)에 접속된 직류전원이다.

그런데 상기와 같이 오프후크시에 상태가 발생되는 최대부하 상태는 제21도에 도시된 바와 같은 임피던스(Z)로 대표되는 바, 즉 임피던스(Z)는 제20도(b)에 도시된 필터(F)와 N대분의 등가부하(1대분은 r)로 이루어지게 된다. 이상의 설명은 인버터에서 부하로 공급하는 전압파형을 구형파로한 경우에 대한 것이나 용도에 따라 구형파전압대신 정현파전압을 전화기 회로에 인가하는 것이 좋은 경우도 있는데, 이 경우에는 제20도의 필터(F)로서는 예컨대 제22도에 도시된 바와 같이 기본파공진형 필터가 필요로 하게 된다.

여기서 필터요소는 W²L1C1=1, W²L2C2=1의 조건을 만족하는 임피던스, 캐패시턴스로 설정하여야 된다. 단 W1=인버터의 기본 각주파수로 한다. 그런데 필터에서의 입력 전압 파형이 구형파로 되기 위해 제3, 제5, 제7... 과 같은 고주파를 포함한다. 이들 고주파에 대해서는 제22도의 회로소자를 일부 생략하여 동작을 검사하는 것이 가능하다. 즉, 고주파의 파수를 K차라 하면

로 되기 때문에 L1에 대해서 C1을, C2에 대해서 L2를 생략할 수 있으므로 제23도와 같이 간략화되게 한다. 따라서 제22도의 필터(F)가 고주파 성분을 검사할 경우에는 제20도의 LC필터(F)를 동일한 구성으로 볼 수가 있고, 또 필터의 스위칭동작이 짧은 기간에 있어서는 필터에 흐르는 전류성분의 변화가 검토의 대상이 되게 된다. 이와 같은 전류의 변화는 기본파보다도 오히려 고주파성분이 주체인 것으로 생략할 수 있다. 따라서 제20도의 부하에 대해서 고찰하여 보면 제23도의 경우도 동일한 동작을 하는 것으로 간주할 수 있다. 그러므로 다음의 검토는 제20(b)도에 대해서 진행하였다. 제20(B)도를 간략화하면 제21도로 되어서 제2도, 제3도에 제21도를 접속한 상태로 생각하면 된다.

또한 이하의 파형설명에서는 현상의 이해를 용이하게 하기 위해서 임피던스(Z)는 C를 무시하고 L과 r만으로 한다. 이 회로에서는 직류전원(E1)이 스위칭회로(S)의 스위칭소자에 의해 15KHZ이상의 높은 스위칭주파수에서 구형파 교류전압으로 변환되게 된다.

상기 구형파 교류전압은 트랜스포머(T)의 1차권선(N1)으로 입력되어 변압된 다음 2차권선(N2)으로 출력되게 된다.

따라서 출력된 전압은 정류평활회로(R)로 입력되어 직류전압으로 변환되어진 다음 이 직류전압은 DC/AC인버터(I)에 의해서 저주파의 교류로 변화되어 U1 또는 U2에서 출력되게 부하회로(Z)에 공급하게 된다.

본 실시예장치로 스위칭회로(S), 트랜스포머(T1), 정류평활회로(R)로 구성뙨 DC/DC컨버터에 의해 고주파(15KHZ) 이상으로 스위칭을 시켜주게 되므로 트랜스포머를 이용하지 않고 트랜지스터 브릿지로 구성된 DC/AC 인버터(I)를 사용하여 원하는 저주파의 교류를 얻도록 하면 필요한 트랜스포머는 DC/AC 컨버터용의 작은 크기의 트랜스포머(T1)만으로 되기 때문에 장치를 소형화할 수 있다.

그 때문에 본 실시예 장치에서는 트랜스포머(T)의 1차측 또는 2차측에 전류트랜스포머(CT)를 설치하거나 혹은 DC/DC컨버터와 DC/AC 인버터와의 사이에 검출저항(Rs)을 삽입시켜서 고주파 스위칭부의 전류를 검출하고, 이 전류를 정류평활하여 증폭기에 의해 DC/DC 컨버터부 또는 DC/AC 인버터(I)의 발진회로로 궤환시켜 출력을 안정하게 제어 한다. 즉, 전류 트랜스포머(CT) 또는 전류검출용 저항(Rs)을 종래 장치와 같이 저주파 스위칭부가 아닌 고주파스위칭부에 설치되어 있으므로 이 크기는 작은 것으로도 충분하게 되어 장치의 소형화를 더욱 발전시킬 수 있다.

제2도는 제1도에 있어서 DC/AC 인버터(I)의 구체적인 구성을 나타낸 회로도로서 참조부호 P, N은 입력단자, C1, C2는 전류전압을 2분할하기 위한 콘덴서, Q1, Q2는 파워트랜지스터, D1, D2는 인버터의 출력측에 접속된 인덕터스(L)가 축적하고 있는 자기에너지를 다시 나타나게 함과 더불어 상기 직류전원(E2)에 의한 직류전류 성분이 교류전류로 중첩되어 흐르도록 하기 위해 파워트랜지스터(Q1)(Q2)에 병렬로 접속된 다이오드를 나타낸다. 이 회로는 이른바, 하프 브릿지(half bridge)형의 인버터이다.

또한, 이 회로에 있어서 입력전압은 같은 용량의 콘덴서(C1)(C2)에 의해 분활되기 때문에 파워트랜지스터(Q1)(Q2)의 턴온 및 턴오프에 의해 입력전압의 1/2을 진폭으로 하는 구형파 교류가 출력단자로 나오게 된다. 또한, 제3도는 제1도의 인버터(I)의 다른 일예를 나타낸 회로도로서, 도면부호 P.N은 입력단자, Q1-Q4는 파워트랜지스터, D1-D4는 인버터의 출력측에 접속된 인덕턴스(L)가 축적한 자기에너지를 다시 나타나게 함과 더불어 상기 직류전원(E2)에 의한 직류전류 성분이 교류전류에 중첩되어 흐르도록 하기 위한 다이오드, U1, U2는 인버터(I)에서의 출력 단자를 나타낸 것이다. 이 회로는 이른 바 전브릿지(FILL BRIDGE)형의 인버터이다.

이 회로에 있어서 입력전압은 파워트랜지스터(Q1)(Q4)턴온상태로 되는 기간에 출력단자(U1)가 ＂정＂, 출력단자(U2)가 ＂부＂로 되도록 부하에 인가되게 되고, 파워트랜지스터(Q2)(Q3)가 턴온되는 기간에는 출력단자(U1)가 ＂부＂, 출력단자(U2)가 ＂정＂으로 됨으로써 부하에 인가되게 된다. 따라서 출력단자(U1)(U2)에는 구형파 교류전압이 발생되게 된다.

제4도는 제2도에 도시된 하프브릿지형 회로에 대한 파워트랜지스터 (Q1)(Q2)의 턴온시간의 관계를 나타낸 파형도로써 도면중 1/2T는 입력파형의 반주기, T12, T21는 파워트랜지스터(Q1)(Q2)가 함께 턴오프되는 기간(이하 데드타임이라 칭함)을 나타낸다. 상기 데드타임은 파워트랜지스터(Q1)(Q2)가 각각의 축적시간 등에 의해 동시에 턴온상태로 될 경우에 생기고, 단자(P)와 단자(N) 사이의 단락을 회피하기 위해서 설치되었다.

제4도를 기초로하여 회로에 흐르는 전류파형을 설명하면 다음과 같다.

＜1＞ 구간 1의 경우

Q1이 턴온인 경우

로 표시되는 전류가 제24(a)도와 같이 흐른다.

여기서 i₄f는 지난구간 4에서의 전류 I₄의 최종값을 나타낸 것이다. t=0-t=t1까지 구간 1이 계속되어서 t=t1에서 i₁의 값은 i₁의 최종값이라 하는 곳에서 i₁라 하면

일반적으로는

이라 하면

로 되고, (b)도에서는

이 클때와 작을때의 파형을 나타낸 것이다.

＜2＞ 구간 2의 경우 제25도에서 i₂는 (a)도의 루우트로 흘러

로 표시되고, 최종값은

로 된다.

＜3＞ 구간 3의 경우 제26도에서 트랜지스터(Q2)가 턴온되면 i₂는 (a)도의 루우트로 흘러

구간 3에서 최종값

이라 하면

가 된다.

＜4＞ 구간 4의 경우 제27도에서

인덕턴스(L)에 축적되어 있는 자기에너지는

으로 표시되게 된다.

(i) L/R이 작은 경우

0

t

t4의 도중에서, i₄=0로 되게 된다. 따라서 I₄=0의 시점에서 L의 자기에너지 방출은 종료되게 되고, 그후 D1을 온시키는 기전력이 회로에 존재하지 않게 되어 D1이 오프되게 된다.

(ii) L/R이 큰 경우

0≤t≤t4의 구간의 t=t4에 있어서도, i₄＜0이다. 이 경우에는 L의 자기에너지 방출이 종료되지 않아 t4기간 중 D1을 온되게 된다.

3) 따라서

＜5＞ 이상 구간 1-4의 전류파형을 하나로 결합하면 제28도에 도시된 바와 같이 된다. 도면중에는 E2에 의한 직류전류 성분을 도시한 것이다. 또한 상기한 다이오드(D1)(D2)는 데드타임의 사이 출력측에 설치된 인덕턴스(L)에 축적된 자기에너지를 다시 생기게 함과 더불어 전원(E2)에 의한 직류성분이 항시 흐르게 하기 위해 설치된 것이다. 따라서 회로의 단자 U1과 U2사이가 절연상태로 되어 있지 않으므로 전원(E2)에 의한 직류가 항시 흐르게 된다.

제5도는 제3도에 도시된 풀 브릿지형의 회로에 대한 파워트랜지스터(Q1-Q4)의 턴온시간의 관계를 나타낸 도면으로, 여기서 1/2T는 입력펄스의 반주기, T12, T21은 파워트랜지스터(Q1) 및 파워트랜지스터(Q2)가 동시에 오프로된 데드타임, T34, T43은 파워트랜지스터(Q3)(Q4)가 동시에 오프상태로 된 데드타임을 나타낸 것이다. 이 예에 있어서는 파워트랜지스터(Q1)와 파워트랜지스터(Q3)가 180°씩(T/2씩) 교대로 턴온 및 턴오프를 반복하게 된다. 이것에 대해서 파워트랜지스터(Q2)(Q4)는 파워트랜지스터(Q1)(Q3)의 턴온시간 폭보다 좁게 되도록 하였다. 즉, 파워트랜지스터(Q1)(Q2)의 턴온시간은

(1/2)T-(T12+T21)

혹은

(1/2)T-(T34-T43)

으로 되게 된다.

상기한 바와 같이 데드타임을 설정하므로써 파워트랜지스터(Q1-Q4)가 동시에 턴온된 경우에 발생하게 되는 단자P와 단자N 사이의 단락이 발생되지 않게 된다. 이 경우 파워트랜지스터(Q2)(Q4)를 180°씩 온·오프시켜 파워트랜지스터(Q1)(Q3)의 데드타임을 설정하도록 하는 것이 바람직하다.

제29를 기초로하여 인버터회로에 흐르는 전류파형을 설명하면

＜1＞ 구간 1에서, 제30도로부터 파워트랜지스터(Q1)(Q4)가 턴온되었을 때 i₁은

의 식으로 흐른다. i₆f는 이전구간에서 전류의 최종값을 나타낸다.

일반적으로는

이므로

로 된다.

＜2＞ 구간 2에서 제31도로부터 인덕턴스(L)가 갖는 자기 에너지에 따라서 (a)도에서 인덕턴스 양단에 (+)(-)극성의 기전력이 발생하여 다이오드(D3)가 온되게 된다.

인덕턴스(L)가 갖는 자기에너지는

으로 표시되게 된다.

(i) L/R이 작은 경우

0

t

t2의 도중에서 i₂=0로 된다. 그후 D3는 오프된다. i₂=0로 되는 시점에서 L의 자기에너지 방출에 따른 인덕턴스(L)는 기전력이 0으로 되게 된다.

(2) L/R이 큰 경우

t≤t2에 있어서도 i₂＞0으로 된다. 이 경우 t2기간 중에 D3는 온으로 연결되게 된다. 따라서,

＜3＞ 구간 3에서 제32도로부터 (i) i₂f=0인 경우(a)도에 의해 E2가 전기력으로 되어서 전류가 흐르게 된다＜(c)도의 곡선 1＞

(ii) i₂f＞0의 경우 (b)도에 의해서 L의 에너지에 의한 기전력이 도시된 극성으로 발생되어

에 의해 다시 나타나는 전류가 흐르게 된다.

그후 0

t

t3 사이에서 i₃=0로 되어 D2는 턴오프되고, 전항(i)의 상태로 되게 된다＜(c)도의 곡선 2＞.

i₃＞0의 경우에는 (c)도의 곡선 3과 같이 D2는 온상태가 되게 된다.

＜4＞ 구간 4에서 제33도로부터 상기 구간 3에서의 최종치 i₃f는 상태(i), (i)→(ii), (2)인가에 따라 i₃가 다른 식을 취하고, 그것에 따라 최종치도 각각의 값을 취하게 된다. 구간 4의 전류는

일반적으로

로 되기 때문에)가 된다.

＜5＞ 구간 5에서 제34도로부터 Q3가 온되어 있으므로

로 된다.

＜6＞ 구간 6에서 제35도로부터 인덕턴스의 기전력에 의해서 D4와 D1은 온되게 된다.

(1) L/R이 작은 경우

0

t

t6의 도중에서 i 6=0로 되고, 그후 D1, D4는 온되게 된다(E1＞E2의 경우)

(2) L/R이 큰 경우

t=t6에 있어서 i 6＜0으로 되며, 이 경우는 t2 기간중 D1, D4가 온되게 된다.

＜7＞ 이상을 하나로 합치면 제32(c)도와 같은 전류파형으로 도시되게 되는데, 이는 E2에 의해 발생된 전류성분의 평균치를 도시한 것이다. 또한, 다이오드 D1-D4는 상기 데드타임 사이의 출력측에 설치된 인덕턴스(L)에 축적된 자기에너지를 다시 나타나게함과 더불어 전원 E2에 의해 직류성분이 항시 흐르게끔 하기 위해서 설치된 것이다. 이로 인하여 회로의 단자(U1)과 단자(U2) 사이가 절연상태로 되지 않게끔하여 전원 E2에 의해 전류가 항시 흐르게 한 것이다.

그런데, 데드타임은 상기한 바와 같이 트랜지스터(Q1-Q4)의 동시 턴온을 방지하기 위해 트랜지스터(Q2)와 트랜지스터(Q4)에 각각 설치된 시간이기 때문에 트랜지스터(Q1)와 트랜지스터(Q3)에는 데드타임이 없다. 또한, t2기간에 있어서는 트랜지스터(Q1)가 턴온, 트랜지스터(Q3)가 턴오프되게 된다.

제31(b)도에 도시된 바와 같이 인덕턴스(L)에 축적된 자기에너지를 방출한 다음에는 직류전류를 흘리는 것은 불가능하다. 그러나 제6도에 도시된 바와 같이 이 구간에서는 데드타임이 1/2로 되어, 트랜지스터(Q1)(Q2)가 턴온시간으로 하는 25mS에 비하면 무시할 수 있을 정도이다. 제7도는 제3도에 도시된 풀 브릿지형의 인버터에 있어서 파워트랜지스터의 보조전원회로 구성의 일예를 도시한 회로이다.

상기 예에서는 보조전원을 컨버터 트랜스포머(T1)의 1차권선과 자기결합된 바이어스권선으로부터 얻어진다. 여기서, 참조부호 E1는 직류전원, S는 상기 DC/DC 컨버터의 스위칭회로, T1은 상기한 컨버터 트랜스포머, N1은 컨버터 트랜스포머 TA의 1차권선, N2는 동 트랜스포머의 2차권선, NS1-NS4는 컨버터 트랜스포머 T1의 1차권선(N1)과 자기결합된 바이어스권선; DA1-DA4는 정류용 다이오드, CA1-CA4는 평활콘덴서, DQ1-DQ4는 구동회로를 나타내는 것이다. 또한 구동회로(DA1-DA4)는 제3도에 도시된 브릿지형 인버터의 트랜지스터(Q1-Q4)에 각각 접속되게 된다.

또한, 참조부호 DRV는 구동신호 발생회로를 나타낸 것으로 입력단자 (1)(2)는 2차권선, 즉 자기결합된 바이어스권(Ns4)에 접속되고, 출력단자 (3-6)는 포토커플러의 포토다이오드(PD1-PD4)에 각각 접속되게 되며, 상기 포토다이오드(PD1-PD4)는 전류제한저항(R1-R4)을 통해서 입력단자(1)에 접속되게 된다. 또한 DC/AC 인버터내에 있는 파워트랜지스터(Q1-Q4)의 컬렉터-에미터 사이가 각각 접속되어야 하므로 직류중첩용의 다이오드를 생략할 수 있다. 그래서 제7도에 있어서 전원전압(E1)은 스위칭회로(S)에 의해 교류전압으로 변환되어 트랜스포머(T1)의 1차권선(N1)에 인가되게 된다. 그러면 바이어스권선(Ns1-Ns4)에서는 변압된 교류전압이 유기되어 다이오드(DA1-DA4)에 의해 정류되게 되고, 콘덴서(CA1-CA4)에 의해 평활되게 되며, 평활되어 얻어진 직류전압이 구동회로(DQ1-DQ4) 및 구동신호 발생회로(DRV)의 전원으로 인가되게 된다. 또한 구동회로(DQ1-DQ4)는 구동신호를 포토커플러에 의해 받아들여 파워트랜지스터(Q1-Q4)를 구동시키게 된다.

여기서 구동신호는 다음과 같이 동작하게 된다. 우선 콘덴서(CA4) 양단의 보조전원 전압이 구동신호 발생회로(DRV)의 전원으로 되게 되는데, 구동신호 발생회로(DRV)내에서는 먼저 설명한 제5도의 타임챠트에 따라 신호가 발생되게 된다(후술) 이 신호는 구동신호 발생회로(DRV)의 출력단자(3-6)에 의해 출력되어 포토커플러의 포토다이오드(PD1-PD4)를 구동시키게 된다. 또한 포토커플러의 포토트랜지스터는 구동회로(DQ-DQ4)내에 설치되어 있다.

제8도는 제13도에 도시된 보조전원회로의 또 다른 실시예의 구성을 나타낸 회로도로서 보조전원은 전용의 스위칭 회로를 설치하여 발생시켰다. 도면에 있어서 E1은 직류전원, QAUX는 스위칭트랜지스터, DP1는 입력전원이 역접속되었을 경우의 회로보호용 다이오드, RP1은 트랜지스터(Q)의 구동저항, RP2는 트랜지스터(QAUX)의 베이스저항, CP2는 스피드업 콘덴서 CP3와 RP3는 스노버(snubber)회로를 구성하는 콘덴서와 저항을 나타낸 것이고, TA는 보조전원용의 컨버터 트랜스포머, NP1는 컨버터 트랜스포머(TA)의 1차권선, Np2는 스위칭트랜지스터(QAUX)의 구동권선, Ns1-Ns4는 컨버터 트랜스포머(TA)의 2차권선, DA1-DA4는 정류용의 다이오드, CA1-CA4는 평활콘덴서, DQ1-DQ4는 구동회로를 나타낸 것으로 제3도에 도시된 풀브릿지형 인버터의 파워트랜지스터(Q1-Q4)에 각각 접속되게 된다.

또한 도면부호 DRV는 제7도에 도시된 바와 같은 구동신호 발생회로인데, 입력단자 1, 2는 2차(Ns4)에 접속되고, 출력단자(3-6)는 포트커프러의 포토다이오드(PD1-PD4)에 접속되며, 포토다이오드(PD1-PD4)는 전류제한저항(R1-R4)을 통해서 입력단자(1)에 접속되게 된다. 또한, DC/AC인버터내에 있는 파워트랜지스터(Q1-Q4)의 컬렉터-에미터 사이에 각각 접속되어야 할 직류중첩용의 다이오드를 생략한 것이다.

그래서 제8도에 있어서 전원전압(E1)은 스위칭트랜지스터(QAUX)에 의해 교류전압으로 변환되어 전류트랜스포머(TA)의 1차권선(Np1)에 인가되게 된다.

2차권선(Ns1-Ns4)에서는 변압된 교류전압이 유기되어 다이오드(DA1-DA4)에 의해 정류되게 되고, 콘덴서(CA1-CA4)에 의해 평활되게 되며, 평활되어 얻어진 직류전압이 구동회로(DQ1-DQ4)의 전원으로 인가되게 된다. 또한, 구동회로(DQ1-DQ4)는 구동신호를 포토커플러에 의해 받아들여 파워트랜지스터(Q1-Q4)를 구동시키게 된다.

제9도는 제7도 및 제8도에 있어서 구동회로(DQ1-DQ4) 구성의 일예를 나타낸 것이다. 또한 후술함에 있어서 i는 1-4를 나타낸 것이다. 도면에 있어서 참조부호 1, 2는 입력단자, 3, 4는 출력단자, PQ1는 포토다이오드(PD1)과 결합된 포토커플러의 포토트랜지스터, R5i, R6i는 저항, Qi는 트랜지스터를 나타낸 것이다.

한편, 상기한 출력단자(3)(4)는 제3도에 도시된 인버터(I)내에 있는 트랜지스터(Qi)의 베이스-에미터 사이에 접속되게 된다. 그래서 상기 도면에 있어서는 포토트랜지스터(PQi)(i=1-4)는 먼저 서술된 포토다이오드(PD)(i=1-4)에 대응되게 된다. 상기 포토트랜지스터의 신호는 구동 트랜지스터(QDi)에 의해 증폭되어 상기 인버터(I)내에 있는 파워트랜지스터(Qj)((i=11-4)를 구동시키게 된다. 즉, 포토다이오드(PD1)가 턴온 상태일 때 포토트랜지스터(PQ1)가 턴온상태로 되게 된다. 그래서 구동트랜지스터(QD1)는 오프상태로 되고, 파워트랜지스터(Q1)에는 (단자1)→(저항R61)→(파워트랜지스터(Q1)의 베이스)의 경로로 전류가 흘러 파워트랜지스터(Q1)를 턴온시키게 된다.

따라서, 파워트랜지스터(Qi)의 타임챠트가 제5도에 도시된 바와 같으므로 포토다이오드(PDi)에 흐르는 전류의 타임챠트도 제5도에 일치시키는 것이 바람직하다. 마지막으로 파워트랜지스터(Qi)(i=1-4)의 타임챠트인 제5도와 같이 동작을 행하는 구동신호 발생회로(DRV)의 구성을 설명하면 다음과 같다.

상기 구동신호 발생회로(DRV)는 (a) 고주파신호를 발생하는 발진회로 (제10)도, (b) 고주파신호를 저주파신호로 변환하는 논리회로(제11)도 (c) 상기 논리회로에 의해서 만들어진 신호를 파워트랜지스터의 구동회로에 전달하는 전달회로(제12도)로 구성되어 있다.

제10도는 상기 발진회로의 구성을 나타낸 회로도로서, 참조부호 INV1-INV3는 직렬로 연결된 3개의 인버터, RT1은 상기 인버터와 병렬로 접속된 저항, RT2는 이를 인버터와 직렬로 접속된 저항, CT는 상기 인버터와 병렬로 접속된 콘덴서이다.

또한 제11도는 상기 논리회로의 구성을 나타낸 회로도로서 INV4-INV11은 인버터, NAND1-NAND7은 낸드게이트, NOR1-NOR4는 노아게이트, BC는 2진카운터이다.

또한 제12도는 상기 전달회로의 구성을 나타낸 회로도로서, 참조부호DZ는 제너다이오드, QZ, Qp, Q11-Q14은 트랜지스터이다. 이하 파워트랜지스터(Q1)와 파워트랜지스터(Q2)의 구동신호를 발생시키는 경우를 예를 들어 제13도의 타임챠트를 참조하여 구동신호 발생회로(DRV)의 동작에 대해 설명하면 다음과 같다.

각 구동신호는 제11도의 논리회로에서 인버터(INV7)의 출력인 C단자 및 인버터(INV8)의 출력인 D단자로부터 출력되게 된다. 즉 C단자는 트랜지스터(Q1)의 베이스에 접속되고, D단자는 트랜지스터(Q2)의 베이스에 접속되며, 각종 단자는 ＂H레벨＂일 경우 파워트랜지스터를 턴온시키게 된다.

(1) 트랜지스터(Q1)와 트랜지스터(Q2)를 동시에 턴오프시킬 경우(제13도에 있어서 기간 1에 해당), 제11도에 있어서 2진카운터(BC)에있어서 출력(Q9)(최고위치의 비트)을 ＂H레벨＂로, 또한 출력(Q1)(최하위치의 비트)-출력(Q8)의 연속된 출력비트를 모두 ＂H레벨＂ 혹은 ＂L레벨＂로, 하면 된다. (2) 트랜지스터(Q1)를 턴오프, 트랜지스터(Q2)를 턴온시킬 경우(제13도에 있어서 기간 2에 해당), 2진카운터의 출력(Q9)을 ＂H레벨＂로, 출력(Q1-Q8)까지 연속된 모든 출력비트가 ＂H레벨＂로 되어 있지 않을 수도 있고, 또한 모두 ＂L레벨＂로 되지 않을 수도 있다. (3) 트랜지스터(Q1)를 턴온, 트랜지스터(Q2)를 턴오프시킬 경우(제16도에 있어서 기간 3에 해당), 2진카운터(BC)의 출력(Q9)을 L레벨로 하고, 출력(Q1-Q8)은 어느쪽의 레벨이라도 좋다. (4) 트랜지스터(Q1)와 트랜지스터(Q2)를 동시에 턴온시킬 수 있는 상태는 발생될 수 없다.

그래서 상기한 바와 같이 2진카운터(BC)의 출력패턴은 발진회로가 단자(A)에서 입력되는 고주파신호를 분주하여 저주파신호로 변환하므로써 얻어지게 된다. 또한 제10도에 도시된 발진회로의 주기는 T=K·RT1·CT로 결정되게 된다(K는 비례상수).

상기한 바와 같이 링거전원의 출력은 20HZ=50mS로 하는 것이 규정으로 되어 있다. 또한 2진카운터(BC)의 출력(Q1-Q9)의 연속된 출력비트는 2=256카운트이고, 1카운트분의 주기는 50(mS)/256=195(μm)이다. 따라서 발진회로의 주기(T)가 195μs로 되게 콘덴서(CT)와 저항(RT1)의 값을 결정하면 된다. 또한, 제12도의 회로에 있어서 로직 IC의 전원(Vcc)이 제너다이오드(DZ)의 제너항복전압 이상으로 될 경우(로직 IC가 정상으로 동작할 경우) 트랜지스터(Q2)가 턴온되어 2진카운터(BC)의 클리어(clear)단자가 L레벨로 됨에 따라 카운트를 시작하게 되고, 이와 더불어 트랜지스터(Q1)가 턴온되어 트랜지스터(Q11-Q14)의 컬렉터가 전원(Vcc)에 접속되게 된다.

한편, 전원(Vcc)이 상기 제너항복전압 이하로 된 경우에는 구동 트랜지스터(Q11-Q14)의 컬렉터와 전원간을 끊어주게 된다. 이것은 전원(Vcc)이 낮을 경우, 로직 IC의 오동작에 의해 타이밍의 다른 신호가 파워트랜지스터의 베이스에 인가되어 단락등의 문제를 발생시켜 파워트랜지스터를 파손하는 것과 같은 사태를 방지하기 위해서이다.

제14도에 의거 2진카운터(BC)에 관한 연속된 출력비트의 취급방법에 대해 설명한다. 제11도에서는 출력(Q1-Q9)까지를 취하지만, 발진회로의 주기를 변환시키지 않게끔 연속된 출력비트의 수를 증가하거나 감소하거나 하는 것으로 파워 트랜지스터의 구동신호 주기를 증감시킬 수 있다. 이 경우 반드시 최하위의 비트(Q1)를 선택할 필요는 없고, 도중의 Qk에서 Qk4n까지를 취하면 2의 카운터로 되어 Q1-Qk까지 카운트하는 시간 Tc=^2k-1×TD가 트랜지스터(Q1)와 트랜지스터(Q2) 또는 트랜지스터(Q3)와 트랜지스터(Q4)의 데드타임이 된다. 또한 TD는 발진회로의 주기이다. 이렇게 링거출력의 데드타임은 트랜지스터(Q1)와 트랜지스터(Q2) 혹은 트랜지스터(Q3)와 트랜지스터(Q4)의 데드타임의 덧셈으로부터 Td=^2kTD로 된다.

또한 상기 제7도 및 제8도의 실시예에서는 구동신호 발생회로(DRV)가 구동회로(DQ1-DQ4)로부터 절연되어 있는데, 구동신호 발생회로(DRV)의 전원을 예컨대 CA3에서 얻는것에 의해 구동신호발생회로(DRV)를 구동회로(DQ2)(DQ4)와 동일전위로 유지시킬 수도 있다. 이 경우에는 구동회로(DQ2)(DQ4)와 구동신호 발생회로(DRV)를 직류적으로 절연시킬 필요가 없게 되어 구동회로(DQ2)(DQ4)와 구동신호 발생회로(DRV)의 4, 6번 출력단자 사이의 포토커플러를 생략할 수가 있다.

상기한 바와 같이 본 발명의 링거전원은 종래 꼭 필요한 DC/AC 인버터의 트랜스포머 1차측에서의 저주파스위칭 동작이 일어나지 않게 되므로 스위칭용 트랜스포머 및 전류트랜스포머의 크기가 작게되어 장치를 소형화시킬 수 있는 효과가 있다.

Claims (3)

1. 전화기용 전원장치에 있어서, 입력된 직류전압을 고주파스위칭시켜 다른 전압으로 변환시켜 주는 제1의 스위칭회로(S)와, 이 제1스위칭회로(S)에 접속된 컨버터 트랜스포머(T), 이 컨버터 트랜스포머(T)의 2차측에 접속된 평활회로(R) 및 이 평할회로(R)의 출력단자에 접속되어 입력되는 직류를 저주파의 교류로 변환시켜 주는 트랜지스터 브릿지형의 제2스위칭회로(I)를 구비한 것을 특징으로 하는 전화교환기용 전원장치.
2. 제1항에 있어서, 상기 제2스위칭회로(I)가 하프브릿지형의 스위칭회로로 된 것을 특징으로 하는 전화교환기용 전원장치.
3. 제1항에 있어서, 상기 제2스위칭회로(I)가 풀 브릿지형의 스위칭회로로 된 것을 특징으로 하는 전화교환기용 전원장치.

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