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KR20150113933A - 무선 통신 시스템에서 채널 정보를 피드백하기 위한 장치 및 방법 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 채널 정보를 피드백하기 위한 장치 및 방법 Download PDF

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KR20150113933A
KR20150113933A KR1020150045610A KR20150045610A KR20150113933A KR 20150113933 A KR20150113933 A KR 20150113933A KR 1020150045610 A KR1020150045610 A KR 1020150045610A KR 20150045610 A KR20150045610 A KR 20150045610A KR 20150113933 A KR20150113933 A KR 20150113933A
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codebook
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신 얀
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삼성전자주식회사
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Abstract

본 발명은 LTE(Long Term Evolution)와 같은 4G(4th generation) 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 제공될 5G(5th generation) 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다. 본 발명은 무선 통신 시스템에서 채널 정보르 피드백하기 위한 것으로, 단말 장치는, 기지국으로부터 RS(reference signal)들을 수신하는 송수신부(transceiver)와, 상기 RS에 기초하여 채널 정보를 생성하는 처리 회로(processing circuitry)를 포함한다. 상기 송수신부는, 상기 채널 정보를 상기 기지국으로 송신한다.

Description

무선 통신 시스템에서 채널 정보를 피드백하기 위한 장치 및 방법 {APPARATUS AND METHOD FOR CHANNEL INFORMATION FEEDBACK IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
4G(4th generation) 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G(5th generation) 통신 시스템 또는 프리(pre)-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후(Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후(Post LTE) 이후의 시스템이라 불리어지고 있다.
높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역(예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 MIMO(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나(large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.
또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀(advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크(ultra-dense network), 기기 간 통신(Device to Device communication: D2D), 무선 백홀(wireless backhaul), 이동 네트워크(moving network), 협력 통신(cooperative communication), CoMP(Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거(interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.
이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM(Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC(Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및 SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.
본 발명은 일반적으로 다중 안테나 요소들(elements)을 가진 무선 통신 시스템에 관한 것이고, 보다 구체적으로, 이차원 패널(panel)에 배열된 다중 활성 안테나 요소들(multiple active antenna elements)을 가진 시스템에서의 사용을 위한 주기적인 채널 상태 정보(CSI: channel status information) 피드백에 관한 것이다.
무선 통신 시스템 가운데 다중 입력 다중 출력 시스템의 주파수 영역(division)에서, UE(user equipment)는, 수평 도메인(horizontal domain)이라고도 불리는, 방위각 도메인(azimuth domainm)을 위해 PMI(precoding matrix indicator)를 피드백(feedback)할 필요가 있을 뿐만 아니라, 수직 도메인(vertical domain)이라고도 불리는, 고도 도메인(elevation domain)을 위해 PMI를 피드백할 필요가 있다. 반면에, 우수한 피드백 신뢰도 및 커버리지(coverage)를 유지하기 위해, PUCCH(physical uplink control channel) 품질 정보 피드백 설계는 페이로드 크기(payload size)에 제약된다.
그 결과, 이와 같은 기술 분야에서, 무선 통신 시스템 가운데 다중 입력 다중 출력 시스템의 주파수 영역을 위해 개선된 채널 품질 정보 피드백을 위한 필요가 존재한다.
본 발명의 일 실시 예는 무선 통신 시스템에서 채널 정보를 피드백하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.
본 발명의 다른 실시 예는 무선 통신 시스템에서 채널 정보 피드백을 위한 오버헤드를 감소시키기 위한 장치 및 방법을 제공한다.
본 발명의 또 다른 실시 예는 무선 통신 시스템에서 수직 도메인(vertical domain) 및 수평 도메인(horizontal domain)을 고려하여 생성된 채널 정보를 피드백하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.
본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 단말 장치는, 기지국으로부터 RS(reference signal)들을 수신하는 송수신부(transceiver)와, 상기 RS에 기초하여 채널 정보를 생성하는 처리 회로(processing circuitry)를 포함하고, 상기 송수신부는, 상기 채널 정보를 상기 기지국으로 송신한다.
본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 기지국 장치는, 단말로부터 RS(reference signal)들을 송신하고, 상기 RS에 기초하여 생성된 채널 정보를 수신하는 송수신부(transceiver)를 포함한다.
본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 단말의 동작 방법은, 기지국으로부터 RS(reference signal)들을 수신하는 과정과, 상기 RS에 기초하여 채널 정보를 생성하는 과정과, 송수신부는, 상기 채널 정보를 상기 기지국으로 송신하는 과정을 포함한다.
본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 기지국의 동작 방법은, 단말로부터 RS(reference signal)들을 송신하는 과정과, 상기 RS에 기초하여 생성된 채널 정보를 수신하는 과정을 포함한다.
무선 통신 시스템에서 효과적으로 채널 정보를 피드백할 수 있다.
도 1a은 본 발명의 실시 예에 따른 프리코딩 행렬(precoding matrix) 설계(design) 및 주기적(periodic) CSI(channel state information) 피드백(feedback)을 채용한 무선 통신 시스템을 도시한다.
도 1b는 도 1a의 무선 통신 시스템에 채용될 수 있는 2-행(two-row), 4-열(four-column), 교차-편파(cross-polarized), 2-차원(two-dimensional) 논리적 안테나 어레이(logical antenna array)를 도시한다.
도 1c는 도 1a의 무선 통신 시스템에 채용될 수 있는 4-행(four-row), 4-열(four-column), 교차-편파(cross-polarized), 2-차원(two-dimensional) 논리적 안테나 어레이를 도시한다.
도 1d는 본 발명의 실시 예에 따라 도 1a의 무선 통신 시스템에 채용될 수 있는 논리적 포트(logical port) 및 안테나 포트(antenna port) 간 매핑(mapping)을 도시한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 PUCCH 모드(mode) 1-1 서브모드(submode)1을 위한 설계를 도시한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 PUCCH 모드 1-1 서브모드1을 위한 제2의 설계를 도시한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 PUCCH 모드 1-1 서브모드1을 위한 제3의 설계를 도시한다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 PUCCH 모드 1-1 서브모드2을 위한 설계를 도시한다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 PUCCH 모드 1-1 서브모드2을 위한 제2의 설계를 도시한다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 PTI(precoding type indicator)=0을 가지는 PUCCH 모드 2-1을 위한 설계를 도시한다.
도 8a 및 도 8b는 본 발명의 실시 예에 따른 PTI=1을 가지는 PUCCH 모드 2-1을 위한 2개의 대체적 설계들(two alternative designs)을 도시한다.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 PTI=0을 가지는 PUCCH 모드 2-1을 위한 다른 설계를 도시한다.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 PTI=1을 가지는 PUCCH 모드 2-1을 위한 다른 설계를 도시한다.
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 서브프레임들(multiple subframes)을 통한 PUCCH 피드백을 도시한다.
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 서브프레임들을 통한 PUCCH 피드백을 도시한다.
도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 서브프레임들을 통한 PUCCH 피드백을 도시한다.
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 서브프레임들을 통한 PUCCH 피드백을 도시한다.
도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 서브프레임들을 통한 PUCCH 피드백을 도시한다.
도 16a 및 도 16b는 본 발명의 실시 예에 따른 기지국(base station) 및 UE(user equipment) 간 수직(vertical) 방향(orientations)을 도시한다.
도 17은 본 발명의 실시 예에 따른 랭크(rank) 1 수직(vertical) 프리코딩 행렬(precoding matrix) 정보 분포(distribution)를 도시한다.
도 18은 본 발명의 실시 예에 따른 안테나 포트 및 교차 편파된 안테나(cross-polarized antenna) 간 일 대 일(one to one) 매핑을 도시한다.
도 19는 본 발명의 실시 예에 따른 단말의 동작 절차를 도시한다.
도 20은 본 발명의 실시 예에 따른 기지국의 동작 절차를 도시한다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 발명을 설명에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
이하 본 발명은 무선 통신 시스템에서 채널 정보를 송신하기 위한 기술에 대해 설명한다. 구체적으로, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 다중 안테나 요소들(multiple antenna elements)에 대한 채널 정보를 피드백(feedback)하기 위한 기술에 대해 설명한다.
이하 설명에서 사용되는 신호들을 지칭하는 용어, 채널(channel)들을 지칭하는 용어, 채널에 관련한 파라미터들을 지칭하는 용어 등은 설명의 편의를 위해 예시된 것이다. 따라서, 본 발명이 후술되는 용어들에 한정되는 것은 아니며, 동등한 기술적 의미를 가지는 대상을 지칭하는 다른 용어가 사용될 수 있다.
이하 사용되는 '…부', '…기' 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어, 또는, 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
이하 설명의 편의를 위하여, 본 발명은 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution) 규격에서 정의하고 있는 용어 및 명칭들을 사용한다. 하지만, 본 발명이 상기 용어 및 명칭들에 의해 한정되는 것은 아니며, 다른 규격에 따르는 시스템에도 동일하게 적용될 수 있다.
3GPP(3rd Generation Partnership Project) TS(technical specifications) 36.211, "E-UTRA(Evolved Universal Terrestrial Radio Access), 물리 채널들 및 변조(Physical channels and modulation)."[참조 1], 3GPP TS 36.212, "E-UTRA, 다중화 및 채널 코딩(Multiplexing and Channel coding)."[참조 2], 3GPP TS 36.213, "E-UTRA, 물리 계층 절차(Physical Layer Procedures)."[참조 3]와 같은 문서들이 여기에서 참조로써 결합된다.
또한, 본 발명의 설명을 위해, AP(antenna port(s)), CB(codebook), CW(codeword), MIMO(multiple-input-multiple-output), SU-MIMO(single-user MIMO), MU-MIMO(multi-user MIMO), 3GPP(3rd Generation Partnership Project), LTE(Tong-Term Evolution), UE(user equipment), eNB(eNodeB 또는 evolved Node B), (P)RB((physical) resource block), DMRS(demodulation reference signal(s)), UE-RS(UE-specific reference signal(s)), CSI-RS(channel state information reference signals), MCS(modulation and coding scheme), RE(resource element), CQI(channel quality information), PMI(precoding matrix indicator), PTI(precoding type indicator), RI(rank indicator), MU-CQI(multi-user CQI), CSI(channel state information), CSI-IM(CSI interference measurement), CoMP(coordinated multi-point), NZP(non-zero power), DCI(downlink control information), DFT(Discrete Fourier Transform), DL(downlink), UL(uplink), PDSCH(physical downlink shared channel), PDCCH(physical downlink control channel), PUSCH(physical uplink shared channel), PUCCH(physical uplink control channel)와 같은 약어들이 사용될 수 있다.
본 발명은 일반적으로 다중 안테나 요소들(elements)을 가진 무선 통신 시스템에 관한 것이고, 보다 구체적으로, 이차원(two-dimenstional) 패널(panel)에 배열된 다중 활성 안테나 요소들(multiple active antenna elements)을 가진 시스템에서의 사용을 위한 주기적인(periodic) 채널 상태 정보(CSI: channel status information) 피드백에 관한 것이다.
도 1a는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 동작을 도시한다. 도 1a에 도시된 UE들 각각은 안테나 어레이(antenna array), CSI-RS와 같은 기준 신호(reference signal)들을 포함하는 수신된 무선 신호들을 복조하기 위한, 상기 안테나 어레이와 결합된 수신기(receiver) 또는 트랜시버(transceiver), 상기 기준 신호들 및 이하 설명되는 하나 또는 그 이상의 절차들을 이용하는 채널들을 위한 CQI를 유도하고, 아래에서 자세하게 설명되듯이, 적어도 상기 CQI 및 프리코딩 행렬(precoding matrix) 선택(selection)들에 대한 하나 또는 그 이상의 지시자(indicator)들을 기지국으로 보고하고, 각 UE 및 기지국 간의 하나 또는 그 이상의 채널들을 추정하기 위한, 상기 수신기와 결합된 제어부(controller) 또는 프로세서(processor), 아래에서 더 상세하게 설명되듯이, 상기 CQI 및/또는 PMI 보고를 포함하는 피드백을 상기 기지국으로 송신하기 위해, 상기 제어부 또는 프로세서와 결합된 송신기 또는 트랜시버를 포함한다.
각 기지국은 적어도 신호들을 송신 및 수신하기 위한 안테나 어레이, 수신 체인(receiver chain), 제어부 및 송신 체인(transmitter chain)을 포함한다. 도시된 예에서, UE UE0는 기지국 100으로부터 스트림(stream)들을 수신할 수 있다. 상기 기지국 100은 UE1 및 UE3을 위해 의도된(intended) 데이터 스트림들과 UE2 및 UE4를 위해 의도된(intended) 데이터 스트림들을 다중화(multiplex)한다. 통신 시스템은, eNB, 기지국, NodeB 또는 TP(transmission point)로부터 UE로 신호가 송신되는 하향링크(DL: downlink), UE로부터 기지국 또는 NodeB로 신호가 송신되는 상향링크(UL: uplink)로 구성된다. 또한, 일반적으로 단말(terminal) 또는 이동국(mobile station)으로 지칭되는 UE는 고정되어(fixed) 있거나 또는 이동(mobile)될 수 있다. 그리고, 상기 UE는 셀룰러 폰(cellular phone), PC(personal computer) 장치 등일 수 있다. 일반적으로 고정된 스테이션(fixed station)인 eNB는 또한 AP(access point) 또는 다른 등가의(equivalent) 용어로 지칭될 수 있다. 하향링크 신호들은 정보 컨텐트(inforamtion content)를 전달하는 데이터 신호들, DCI(downlink control information)를 전달하는 제어 신호들, 파일럿(pilot) 신호들로도 알려진 기준 신호들을 포함한다. 상기 eNB는 PDSCH(physical downlink shared channel)들 또는 PDCCH(physical downlink control channel)들 각각을 통해 데이터 정보 또는 DCI를 송신한다. 상기 eNB는 UE-CRS(UE-Common RS), CSI-RS 및 DMRS(demodulation RS)를 포함하는 하나 또는 그 이상의 다양한 타입의 기준 신호들을 송신한다. 상기 CRS는 하향링크 시스템 대역폭(bandwidth)을 통해 송신되고, 데이터 또는 제어 신호들을 복조하고, 측정들(measurements)을 수행하기 위해 UE들에 의해 사용될 수 있다. 송신 안테나의 포트(port)들에 대응되는 CSI 추정을 위해, 상기 eNB는 상기 CRS에 더해 CSI-RS를 송신할 수 있다.
본 발명은 2차원 안테나 어레이를 갖춘 FD(full dimension)-MIMO(multiple input mulitple output) 시스템들을 위해 PUCCH 주기적 CSI 피드백 설계를 다룬다. LTE 릴리즈(release) 8 및 릴리즈 10 표준에서, PUCCH는 좁은 데이터 파이프(data pipe) 및 제한된 용량을 가지기 때문에, PUCCH 주기적 CSI 피드백은 UE에서 관찰되는 개략적(coarse) 채널 상태 정보를 기지국 또는 eNB로 제공하도록 설계된다. 그 결과, PUSCH 설계와는 다르게, PUCCH CSI 피드백 설계는, 하향링크 처리량(throughput) 최적화를 넘어서, 피드백 신뢰도(feedback reliabillity) 및 커버리지(coverage)를 첫번째 우선순위로 설정할 수 있다. 3GPP 릴리즈 10에서, (1) PUCCH 모드(mode) 1-1 서브모드(submode) 1, (2) PUCCH 모드 1-1 서브모드 2, (3) PUCCH 모드 2-1과 같이, 이중(double) 코드북 구조(codebook structure)를 지원하기 위하여, 릴리즈 8로부터 확장된(extended) PUCCH 보고 모드들(reporting modes)의 세 가지 타입이 존재한다.
본 발명은 크로네커 곱 타입 코드북(Kronecker product type codebook) 구조를 고려한다. 상기 크로네터 곱 타임 코드북에서, 전체의(overall) 코드북은 수평 코드북(Horizontal-codebook) 및 수직 코드북(Vertical-codebook)의 크로네커 곱이다. 따라서, 상기 크로네커 곱 코드북을 이용하는 FD-MIMO 시스템에서, UE는, 수평 도메인(horizontal domain)이라고도 불리는, 방위각 도메인(azimuth domainm)을 위한 PMI(precoding matrix indicator)를 피드백할 필요가 있을 뿐만 아니라, 수직 도메인(vertical domain)이라고도 불리는, 고도 도메인(elevation domain)을 위한 PMI를 피드백할 필요가 있다. 다시 말해, FD-MIMO UE들을 위한 PUCCH CSI 피드백은 릴리즈 8 및 릴리즈 10 표준에서 적용된 것보다 많은 PMI를 전달해야 한다. 반면, 양호한 피드백 신뢰도 및 커버리지를 유지하기 위해, PUCCH CSI 피드백 설계는 페이로드 크기(payload size) 제약(constraints)의 대상이 된다(are subject to). 본 발명은 피드백 신뢰도 및 커버리지가 유지되는 동안 증가된 PMI 피드백을 수용하는 PUCCH CSI 피드백을 위한 설계를 설명한다. 특히, 본 발명에서 제안된 PUCCH 설계들은 릴리즈 10 PUCCH에서 특정된 것과 동일한 페이로드 크기를 유지한다. 본 발명에서, 8개의 수평 안테나 포트들을 가진 2개의 수직 안테나 포트(V-AP: vertical antenna port)들 및 8개의 수평 안테나 포트(H-AP: horizontal antenna port)들을 가진 4개의 수직 안테나 포트들과 같은 의 특정한 안테나 구성들이 고려된다.
릴리즈 8 2- Tx 및 4- Tx 코드북
의 안테나 포트들, p∈{0,1}을 통한 송신을 위해, 그리고, 의 안테나 포트들 p∈{0,1} 또는 p∈{15,16}에 기초하여 CSI 보고(CSI reporting)의 목적으로, 프리코딩 행렬 W(i)는 하기 표 1 또는 하기 표 1의 일부로부터 선택될 수 있다. 하기 표 1은 안테나 포트 {0,1}에 대한 송신 및 안테나 포트 {0,1} 또는 {15,16}에 기초한 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다.
Figure pat00001
3GPP TS 36.213[참조 3]에 정의된 폐-루프(closed-loop) 공간 다중화 송신 모드(spatial multiplexing transmission mode)를 위해, 계층(layer)들의 수 υ=2인 경우, 코드북 인덱스(index) 0은 사용되지 아니한다.
의 안테나 포트들, p∈{0,1,2,3}을 통한 송신을 위해, 프리코딩 행렬 W는 하기 표 2 또는 하기 표 2의 일부로부터 선택될 수 있다. 4개의 안테나 포트들 p∈{0,1,2,3} 또는 p∈{15,16,17,18}에 기초한 CSI 보고의 목적으로, 프리코딩 행렬 W는 "alternativeCodeBookEnabledFor4TX-r12 = TRUE"를 제외한 하기 표 2 또는 하기 표 2의 서브셋(subset)으로부터 선택될 수 있다. 여기서, 상기 프리코딩 행렬 W는 [참조 3]의 표 7.2.4-0A, 7.2.4-0B, 7.2.4-0C, 7.2.4-0D로부터 또는 그 서브셋으로부터 선택될 수 있다. 여기서, 양(quantity)
Figure pat00002
는 수식
Figure pat00003
로부터의 집합 {S}에 의해 주어진 열(column)들에 의해 정의된 행렬을 나타낸다. 여기서, I는 4×4 단위 행렬(identity matrix)을 나타내고, 벡터 un은 하기 표 2에 의해 주어진다. 하기 표 2는 안테나 포트 {0,1,2,3}에 대한 송신 및 안테나 포트 {0,1,2,3,} 또는 {15,16,17,18}에 기초한 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다.
Figure pat00004
릴리즈 12 4- Tx 확장된( enhanced ) 코드북 및 8- Tx 코드북
릴리즈-10 8-Tx 코드북 및 릴리즈-12 4-Tx 강화된(enhanced) 코드북에서, 이중 코드북 구조가 적용된다. 상기 이중 코드북 구조에서, 상기 코드북 W는 내부(inner) 코드북 W1 및 외부(outer) 코드북 W2의 곱으로서, 즉, W=W1W2로서 결정될 수 있다. 여기서, 상기 W1은 긴-주기(long-term) WB(wideband) 채널 특성을 획득하기 사용되고, W2는 짧은-주기(short-term)의 주파수-선택적(frequenc-selective) 채널 특성을 획득하기 위해 사용된다. 내부 코드워드 W1(i)는 하기 수학식 1과 같이 블록 대각(block diagonal) 구조를 가진다.
Figure pat00005
여기서, X(i)는 하기 수학식 2와 같이 정의된 행렬로 정해진다.
Figure pat00006
여기서,
Figure pat00007
을 의미한다.
상기 외부 코드북 W2는 빔 선택 및 공동-위상변환(co-phasing) 등의 2개 기능들을 수행한다. 랭크(rank) 1을 위해, 외부 코드북 W2는 하기 수학식 3과 같이 선택된다.
Figure pat00008
여기서,
Figure pat00009
이고, ei는 4×4 단위 행렬의 i번째 열 벡터를 나타낸다. 상기 벡터 ei의 상기 인덱스(index) i는 빔 선택 인덱스로 불린다. 4 비트 코드북의 경우, 총 16개의 코드워드들이 존재한다. 랭크-2를 위한 외부 코드북 W2는 하기 수학식 4와 같이 선택된다.
Figure pat00010
여기서,
Figure pat00011
이고, 4비트 코드북의 경우, 총 16 개의 코드워드들이 존재한다.
8개의 안테나 포트들을 위해, 각 PMI 값은 3GPP TS36.213에 표 7.2.4-1, 7.2.4-2, 7.2.4-3, 7.2.4-4, 7.2.4-5, 7.2.4-6, 7.2.4-7, 또는 7.2.4-8에서 주어진 코드북 인덱스들의 쌍에 대응한다. 여기서,
Figure pat00012
및
Figure pat00013
은 하기 수학식 5와 같이 주어진다.
Figure pat00014
8개의 안테나 포트들{15, 16, 17, 18, 19, 20, 21, 22}을 위해, 제1PMI 값,
Figure pat00015
및 제2PMI 값
Figure pat00016
는 3GPP TS36.213의 표 7.2.4-j에서 주어진 코드북 인덱스들 i1 및 i2에 대응된다. 여기서, υ는 연관된 RI 값과 동일하다. 여기서, j=υ이고,
Figure pat00017
이고,
Figure pat00018
이다. υ가 1 및 2인 경우에 대응되는 표들이 하기 표 3 및 하기 표 4와 같이 제공된다.
몇몇 경우에서, 코드북 서브샘플링(subsampling)이 지원된다. PUCCH 모드 1-1 서브모드 2를 위한 서브샘플링된 코드북은 제1PMI i1 및 제2PMI i2를 위해 표 7.2.2-1D에서 정의된다. 랭크 및 PUCCH 모드 1-1 서브모드 1을 위한 제1PMI i1의 결합 인코딩(joint encoding)은 3GPP TS36.213의 표 7.2.2-1E에 정의된다. PUCCH 모드 2-1을 위한 상기 서브샘플링된 코드북은 PUCCH 보고 타입 1a를 위해, 3GPP TS36.213의 표 7.2.2-1F에서 정의된다.
하기 표 3은 안테나 포트들 15 내지 22를 이용하는 1-계층 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다.
Figure pat00019
하기 표 4는 안테나 포트들 15 내지 22를 이용하는 2-계층 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다.
Figure pat00020
CSI 피드백
LTE/LTE-A(advanced) 셀룰러 통신 시스템에서, UE는 eNB에서 사용되는 링크 적응(link adaption) 및 프리코더(precoder)들을 지원하기 위해 RI, PMI 및 CQI를 보고할 필요가 있다. 이하 설명되듯이, 주기적 피드백 또는 비주기적(aperiodic) 피드백과 같은 두 가지 타입들의 CSI 피드백들이 존재한다.
PUSCH 상의 비주기적 피드백
PUSCH는 상대적으로 큰 데이터 파이프를 가지고, 그 결과, 피드백 페이로드 크기에 있어서 상대적으로 적은 제약을 가진다. CQI, PMI, RI가 동일한 서브프레임(subframe)의 하나의 슬롯에서 보고되는 점에서, PUSCH를 통한 CSI 보고는 독립적이다(self-contained). 상이한 PUSCH 보고 모드들에 있어서, RI가 WB에 대하여 항상 유지되는데 반해, CQI 및 PMI의 주파수 입상(frequency granularity)들은 상이하다(SB(subband) 대 WB).
PUCCH 상의 주기적 피드백
UE는 하기 표 5에 주어진 보고 모드들을 사용한 PUCCH 상에서 CQI, PMI, PTI 및/또는 RI를 주기적으로 피드백하도록 상위 계층들에 의해 준-정적으로(semi-statically) 구성된다. 각각의 PUCCH CSI 보고 모드들을 위한 상세한 내용들은 [참조 3]에서 발견될 수 있다. PUSCH와 비교해서, PUCCH는 제한된 용량과 좁은 데이터 파이프를 가진다. 각 랭크를 위해, 최대 페이로드 크기는 11 비트가 된다. 피드백 페이로드 크기의 제약들을 충족시키기 위해, 코드북 서브샘플링이 요구될 수 있다. PUCCH의 경우와 달리, PUSCH를 위한 상기 CSI 보고는 하나보다 많은 서브프레임들에서 송신되는 RI, PMI 및 CQI로 구성된다.
Figure pat00021
피드백 타이밍( feedback timing )
송신 모드 1 내지 9에서 구성된 UE 및 각 서빙 셀(serving cell)을 위해, 또는 송신 모드 10에서 구성된 UE 및 각 서빙 셀에서의 각 CSI 프로세스(process)를 위해, CQI/PMI 보고를 위한 주기(periodicityi) Npd(서브프레임 단위) 및 오프셋 NOFFSET,CQI(서브프레임 단위)는 FDD(frequency division duplex)를 위한 3GPP TS36.213의 표 7.2.2-1A에서 주어진 파라미터(parameter) cqi - PMI - ConfigIndex ( I CQI / PMI )에 기초하여 결정된다. 주기 MRI 및 상대적인 오프셋 NOFFSET,RI는 3GPP TS36.213의 표 7.2.2-1C에서 주어진 파라미터 ri - ConfigIndex ( I RI ) 에 기초하여 결정된다. cqi -PMI-ConfigIndex 및 ri - ConfigIndex 모두는 상위 계층 시그널링(signaling)에 의해 구성된다. RI를 위한 상대적인 보고 오프셋 NOFFSET , RI는 집합 {0, -1, ...-(Npd-1)}으로부터의 값들을 가진다. 만일, UE이 하나보다 많은 CSI 서브프레임 집합들에 대해 보고하도록 구성되면, 파라미터들 cqi - PMI - ConfigIndex 및 ri - ConfigIndex 각각은 서브프레임 집합 1(subframe set 1)에 대한 상대적 보고 오프셋(relative reporting offset)과 CQI/PMI 주기 및 RI 주기와 대응되고, 파라미터들 cqi - PMI -ConfigIndex2 및 ri - ConfigIndex2 각각은 서브프레임 집합 2(subframe set 2)에 대한 상대적 보고 오프셋과 CQI/PMI 주기 및 RI 주기와 대응된다. 송신 모드 10으로 구성되는 UE의 경우, 파라미터들 cqi - PMI - ConfigIndex , ri - ConfigIndex , cqi - PMI -ConfigIndex2 및 ri - ConfigIndex2 는 각각의 CSI 프로세스를 위해 구성될 수 있다.
WB CQI/PMI 보고는 아래와 같이 구성된다.
● 이 경우, WB CQI/PMI를 위한 보고 인스턴스(instance)들은 하기 수학식 6을 만족하는 서브프레임들에서 결정된다.
Figure pat00022
여기서, nf는 시스템 프레임 번호이고, ns는 상기 프레임 내에서의 슬롯 인덱스이다.
● RI 보고가 구성되는 경우, 상기 RI 보고의 보고 간격(interval)은 주기 Npd(서브프레임 단위)의 정수 배(integer multiple) MRI가 된다.
○ 이 경우, RI를 위한 보고 인스턴스들은 하기 수학식 7을 만족하는 서브프레임들에서 결정된다.
Figure pat00023
WB CQI/PMI 및 SB CQI 보고는 아래와 같이 구성된다.
● WB CQI/PMI 및 SB CQI를 위한 보고 인스턴스들은 하기 수학식 8을 만족하는 서브프레임들에서 결정된다.
Figure pat00024
○ PTI가 송신되지 아니한 경우(구성되지 아니함을 이유로), 또는, CSI 프로세스를 위해 "RI-기준 CSI 프로세스(RI-reference CSI process)" 없이 송신 모드 10에서 구성된 UE 또는 송신 모드들 8 및 9에서 구성된 UE에 대하여 가장 최근 송신된 PTI가 1인 경우, 또는, 상기 CSI 프로세스를 위해 "RI-기준 CSI 프로세스"를 이용하여 송신 모드 10에서 UE이 구성될 때 송신된 PTI가 CSI 프로세스를 위한 가장 최근의 RI 보고 인스턴스에서 보고된 '1'과 동일한 경우, 또는, 상기 CSI 프로세스를 위해 "RI-기준 CSI 프로세스"를 이용하여 송신 모드 10에서 UE이 구성될 때 CSI 프로세스를 위한 가장 최근의 RI 보고 인스턴스에서 보고된 "RI-기준 CSI 프로세스"를 위한 상기 송신된 PTI가 '1'과 동일한 경우, 상기 CSI 프로세스를 위한 가장 최근의 타입 6 보고는 단절(drop)된다.
■ WB CQI/WB PMI(또는, 송신 모드들 8, 9 및 10을 위한 WB CQI/WB 제2PMI) 보고는 주기 H·Npd를 가진다. 그리고, 이는 하기 수학식 9을 만족시키는 서브프레임들에서 보고된다.
Figure pat00025
여기서, 상기 정수 H는 J·K+1과 같이 결정되고, 여기서, 상기 J는 대역폭 파트(part)들의 수(the number of bandwidth parts)이다.
■ 모든 2개의 연속적인(consecutive) WB CQI/WB PMI(또는, 송신 모드들 8, 9 및 10을 위한 WB CQI/WB 제2PMI) 보고들 사이에서, '0'으로의 시스템 프레임 번호 전환으로 인해 J·K개의 보고 인스턴스들보다 2개의 연속적인 WB CQI/PMI 보고들 간 간격(gap)이 작아지는 경우를 제외하고, 대역폭 파트들의 K개의 전체 사이클(full cycle)들 상의 SB CQI 보고들을 위한 시퀀스(sequence)에서 J·K개의 보고 인스턴스들이 사용된다. 상기 '0'으로의 시스템 프레임 번호 전환의 경우, 상기 UE는 2개의 WB CQI/WB PMI(또는, 송신 모드들 8, 9 및 10을 위한 WB CQI/WB 제2PMI) 보고들 가운데 두번째 보고 전에, 송신되지 아니한 상기 SB CQI 보고들의 나머지를 송신하지 않을 수 있다. 대역폭 파트들의 전체 사이클들 각각은 대역폭 파트 '0'로부터 시작하는 대역폭 파트 'J-1'까지의 증가 순서(increasing order)가 될 수 있다. 파라미터 K는 상위 계층 시그널링에 의해 구성될 수 있다.
● CSI 프로세스를 위한 "RI-기준 CSI 프로세스" 없이 송신 모드 10에서 구성된 UE을 위해, 또는, 송신 모드들 8 및 9에서 구성된 UE을 위해, 가장 최근에 송신된 PTI가 '0'인 경우, 또는, 상기 CSI 프로세스를 위해 "RI-기준 CSI 프로세스"를 이용하여 송신 모드 10에서 UE이 구성될 때 송신된 PTI가 CSI 프로세스를 위한 가장 최근의 RI 보고 인스턴스에서 보고된 '0'과 동일한 경우, 또는, 상기 CSI 프로세스를 위해 "RI-기준 CSI 프로세스"를 이용하여 송신 모드 10에서 UE이 구성될 때 CSI 프로세스를 위한 가장 최근의 RI 보고 인스턴스에서 보고된 "RI-기준 CSI 프로세스"를 위해 상기 송신된 PTI가 '0'과 동일한 경우, 상기 CSI 프로세스를 위한 가장 최근의 타입 6 보고는 단절(drop)된다.
○ WB 제1PMI 보고는 주기 H'·Npd를 가진다. 그리고, 이는 하기 수학식 10을 만족시키는 서브프레임들에서 보고된다.
Figure pat00026
여기서, 상기 H'은 상위 계층으로부터 시그널링된다.
○ 매 2개의 연속적인 WB 제1PMI 보고들 가운데, 나머지 보고 인스턴스들은 WB CQI와 함께 WB 제2PMI를 위해 사용된다.
● RI 보고가 구성되는 경우, RI의 보고 간격은 상기 WB CQI/PMI 주기, H·Npd의 MRI 배이다. 그리고, RI는, 상기 WB CQI/PMI 및 SB CQI와 동일한 PUCCH 순환 쉬프트(cyclic shift) 자원들에서 보고된다. RI를 위한 보고 인스턴스들은 하기 수학식 11을 만족하는 서브프레임들에서 결정된다.
Figure pat00027
제1PMI i1 및 제2PMI i2를 위해, CSI-RS 포트들에서 PUCCH 모드 1-1 서브모드 2를 위한 서브샘플링된 코드북은 하기 표 6과 같이 결정된다. 하기 표 6은 PUCCH 모드 1-1 서브모드 2 코드북의 서브샘플링을 예시한다.
Figure pat00028
하기 표 7은 제2PMI 피드백을 위한 PUCCH 모드 2-1 코드북 서브샘플링을 나타낸다. 하기 표 7은 PUCCH 모드 2-1 코드북의 서브샘플링을 예시한다.
Figure pat00029
본 발명은 2차원 안테나 어레이를 갖춘 FD(full dimension)-MIMO(multiple input mulitple output) 시스템들을 위해 PUCCH 주기적 CSI 피드백 설계를 다룬다. LTE 릴리즈(release) 8 및 릴리즈 10 표준에서, PUCCH는 좁은 데이터 파이프(data pipe) 및 제한된 용량을 가지기 때문에, PUCCH 주기적 CSI 피드백은 UE에서 관찰되는 개략적(coarse) 채널 상태 정보를 기지국 또는 eNB로 제공하도록 설계된다. 그 결과, PUSCH 설계와는 다르게, PUCCH CSI 피드백 설계는 하향링크 처리량(throughput) 최적화를 대신하여, 피드백 신뢰도(feedback reliabillity) 및 커버리지(coverage)를 첫번째 우선순위로 설정할 수 있다. 3GPP 릴리즈 10에서, 이중(double) 코드북 구조(codebook structure)를 지원하기 위하여, 릴리즈 8로부터 확장된(extended) PUCCH 보고 모드들(reporting modes)의 세 가지 타입이 존재한다. 상기 릴리즈 10의 3개의 PUCCH 보고 모드들은 다음과 같다: 1) PUCCH 모드 1-1 서브모드 1, 2) PUCCH 모드 1-1 서브모드 2, 3) PUCCH 모드 2-1.
본 발명은 크로네커 곱 타입 코드북(Kronecker product type codebook) 구조를 고려한다. 상기 크로네터 곱 타임 코드북에서, 전체의(overall) 코드북은 수평 코드북(Horizontal-codebook) 및 수직 코드북(Vertical-codebook)의 크로네커 곱이다. 따라서, 상기 크로네커 곱 코드북을 이용하는 FD-MIMO 시스템에서, UE는, 수평 도메인(horizontal domain)이라고도 불리는, 방위각 도메인(azimuth domainm)을 위한 PMI(precoding matrix indicator)를 피드백할 필요가 있을 뿐만 아니라, 수직 도메인(vertical domain)이라고도 불리는, 고도 도메인(elevation domain)을 위한 PMI를 피드백할 필요가 있다. 다시 말해, FD-MIMO UE들을 위한 PUCCH CSI 피드백은 릴리즈 8 및 릴리즈 10 표준에서 적용된 것보다 많은 PMI를 전달해야 한다. 반면, 양호한 피드백 신뢰도 및 커버리지를 유지하기 위해, PUCCH CSI 피드백 설계는 페이로드 크기(payload size) 제약(constraints)의 대상이 된다(are subject to). 본 발명은 피드백 신뢰도 및 커버리지가 유지되는 동안 증가된 PMI 피드백을 수용하는 PUCCH CSI 피드백을 위한 설계를 설명한다. 특히, 본 발명에서 제안된 PUCCH 설계들은 릴리즈 10 PUCCH에서 특정된 것과 동일한 페이로드 크기를 유지한다. 본 발명에서, 8개의 수평 안테나 포트들을 가진 2개의 수직 안테나 포트들 및 8개의 수평 안테나 포트들을 가진 4개의 수직 안테나 포트들과 같은 의 특정한 안테나 구성들이 고려된다.
도 1a은 본 발명의 실시 예에 따른 프리코딩 행렬 설계 및 주기적 CSI 피드백을 채용한 무선 통신 시스템을 도시한다. 상기 무선 통신 시스템 100은 하나 이상의 명시된 UE0를 포함하는 적어도 하나의 UE를 포함하고, nodeB 또는 eNB로 지칭되는 적어도 하나의 기지국 101을 포함한다. UE0은 안테나 어레이, 수신한 무선 신호를 복조(demodulating)하기 위해 안테나 어레이에 연결된 수신부, 채널 품질 정보를 전달하는 제어부, 기지국에 피드백을 송신하기 위한 송신부를 포함한다. 유사하게, 상기 기지국 101은 신호를 송신하고 수신하기 위해 최소한의 안테나 어레이, 수신 체인, 제어부, 및 송신 체인을 포함한다. 도시된 예에서, UE0은 다수의 동시에 발생하는 스트림들(multiple concurrent streams)을 통해 상기 기지국 101과 통신한다.
도 1b는 도 1a의 무선 통신 시스템에 채용될 수 있는 2-행(two-row), 4-열(four-column), 교차-편파(cross-polarized), 2-차원(two-dimensional) 논리적 안테나 어레이(logical antenna array)를 도시한다. 상기 2차원 논리 안테나 어레이는 교차-편파된(x-pol) 안테나 서브-어레이들의 Ncol=4 열들을 포함한다. 여기서, 교차-편파된 서브-어레이의 각 열은 실질적으로(substantially) 수직선에 위치한 교차-편파된(x-pol) 안테나들의 Nrow=2인 쌍(pair)들을 포함한다. NH개의 수평 안테나 포트들은 Ncol개의 열들에 걸쳐(across) 할당된다. 여기서 안테나들의 각 열은 -45° 편파(polarization) 및 +45°편파(polarization) 각각을 위한 2개의 수평 안테나 포트들과 연관된다(associated). 상기 수직 안테나 포트들을 위한, 2개의 대체가능한(alternative) 구성들은 본 발명에서 명백하게 고려된다. 첫 번째 옵션(option)의 경우, NV=2인 수직 안테나 포트들은 2개의 행들에 걸쳐(across) 할당된다. 여기서, 안테나들의 각 행은 하나의 수직 안테나 포트와 연관된다. 두 번째 옵션의 경우, NV=4인 수직 안테나 포트들은 Nrow=2 행들에 걸쳐 할당된다. 여기서, 안테나들의 각 행은 -45°편파 및 +45°편파 각각을 위한 2개의 수평 안테나 포트들과 연관된다.
도 1b의 2차원 논리 안테나 어레이를 위한 PMI 피드백에서, 릴리즈-8 NV-Tx 코드북(NV=2를 위한 상기 표 1 및 NV=4를 위한 상기 표 2)은 수직 코드북 WV을 위해 사용되고, 상기 표 3 및 상기 표 4에서 주어진 릴리즈 10 8-Tx 내부 코드북 및 외부 코드북은 수직 내부 코드북 W1H와 외부 코드북 W2H를 위해 사용된다. 전체 코드북은
Figure pat00030
와 같이 쓰여질 수 있고, 여기서, WH=W1HW2H이고, WV는 수직 코드북, WH은 수평 코드북이다.
이러한 코드북들을 위한 PMI 피드백에서, 넌제로-전력(NZP: nonzero-power) CSI-RS의 2개의 집합들은 {resourceConfig, subframeConfig}의 2개의 파라미터 집합들의 구성을 통해 구성될 수 있다. 예를 들어, 하나의 CSI-RS 구성은 WH를 추정(estimating)하기 위해 제공되고, 다른 구성은 WV를 추정하기 위해 제공된다.
일 실시 예에서, 수직-PMI(수직-PMI: vertical-PMI)는 다음의 대안들(alternatives) 중 어느 하나에 따라 구성된다.
● W1V는 단위 행렬(identity matrix)이고, W2V는 릴리즈8 2-Tx 코드북, 4-Tx 코드북 또는 DFT 코드북으로부터의 프리코딩 행렬이다. 이 경우, UE는 W2V를 위한 PMI를 피드백할 필요가 있다.
● W2V는 단위 행렬이고, W1V는 릴리즈8 2-Tx 코드북, 4-Tx 코드북 또는 DFT 코드북으로부터의 프리코딩 행렬이다. 이 경우, UE는 W1V을 위한 PMI를 피드백할 필요가 있다.
일 실시 예에서, UE이 고도(elevation) 각 확산(angle spread) 및 방위(azimuth) 각 확산 중 하나가 다른 것보다 큰 채널을 경험한다는 것을 고려하여, 전체 랭크-1 및 랭크-2 코드북 W는 다음과 같이 생성된다.
● 랭크-1 코드워드 w∈W는 wV∈WV 및 wH∈WH가 랭크-1 프리코딩 벡터가 되도록 구성된다.
● 랭크-2 코드워드 w∈W는 다음 방법들 중 하나에 따라 구성된다.
○ wV∈WV는 랭크-1 프리코딩 벡터, wH∈WH 는 랭크-2 프리코딩 행렬.
○ wV∈WV는 랭크-2 프리코딩 행렬, wH∈WH 는 랭크-1 프리코딩 벡터.
본 발명에서, 하향링크 송신률 최적화 대신 피드백 신뢰성 및 커버리지는 PUCCH 피드백 설계의 최우선에 있다. 페이로드 크기는 피드백 신뢰성 및 커버리지에 직접 관련 있다는 것이 잘 알려져 있다. 그러므로, 본 발명에서, 랭크-1 및 랭크-2 각각에 대한 페이로드 크기는 릴리즈 10 8-Tx 코드북 설계에서 사용되는 것과 비교해서 증가하지 아니한다.
도 1b를 위한 PUCCH 모드 1-1 서브모드 1
상기 도 1b의 PUCCH 모드 1-1 서브모드 1의 제1설계에서, RI 및 상기 제1수평-PMI(W1H)는 결합 인코딩(jointly encoded)되고, RI 보고을 위한 서브프레임들에서 송신된다. 하기 표 8은 RI 및 W1H 간 결합 인코딩의 상세한 내용을 나열한다. 여기서, RI=1 또는 2이다. eNB이 UE로부터 수신하는 최대 랭크가 2라는 사실을 인식할 때, RI+W1H를 위한 효과적인 총 비트의 수(effective total number of bits)는 5 비트이다. 다른 CSI(W2V=WV, W2H 그리고 CQI)를 포함하는 PUCCH 모드 1-1의 2개의 설계의 예들은 다음과 같다.
표 8은 RI 및 W1H 간 결합 인코딩을 예시한다.
Figure pat00031
1) 도 1b를 위한 PUCCH 모드 1-1 서브모드 1 설계 1
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 PUCCH 모드 1-1 서브모드 1을 위한 설계를 도시한다. 상기 도 2는 상기 도 1b를 위한 PUCCH 모드 1-1 서브모드 1 설계 1을 도시한다. WB CQI/PMI 보고를 위한 서브프레임들에서, WB W2H 및 WB CQI가 송신된다. 이러한 설계는 W2V 및 W2H의 신뢰성 요구가 같고, 2개의 PMI들과 연관된 채널들이 유사한 시간 스케일(scale)에서 변화하는 경우를 위한 것이다. 이러한, 그리고, PUCCH에서 CQI 그리고/또는 PMI를 보고하는 서브프레임들의 다음의 예들에서, i2V 및 i2H는 W2V 및 W2H를 대신하여(in lieu of) 보고되고, i1V 및 i1H는 W1V 및 W1H를 대신하여 보고된다. 마찬가지로, 이하 논의되는 보고 목적을 위한 W1V, W1H, W2V, W2H 어느 것에 대한 서브샘플링은 대응하는 i1V, i1H, i2V, i2H의 보고에 동일하게 적용될 수 있다.
특정 코드북 서브샘플링 예들이 설명된, 하기 표 9 및 하기 표 10은 각 NV=2 및 NV=4 각각을 위한 콘텐츠를 보고하는 WB(W2V,W2H)+WB CQI의 상세한 내용을 포함한다. 하기 표 9는 2-Tx 수직-PMI 코드북을 이용한 WB(W2V,W2H)+WB CQI를 예시한다.
Figure pat00032
NV=2 및 랭크-1의 경우, 오직 2개의 수직 안테나 포트들이 사용됨에 따라, 수직 차원(dimension)에서 상기 빔폭(beam-width)은 상당히 넓다. 2의 인자(factor)에 의한 서브샘플링 W2V는 W2H의 정보를 전달하기 위한 추가 1 비트를 절약한다. 반면, W2H의 경우, (W2V,W2H) 피드백의 신뢰도가 종래 W2+CQI 피드백과 같도록, (W2V,W2H)의 페이로드를 4비트로 유지시키기 위해, 서브샘플링을 적용하는 것이 제안된다. NV=2 및 랭크-2의 경우, PUCCH 포맷 2/2a/2b가 정보를 전달할 수 있도록, (W2V,W2H)+CQI의 총 페이로드를 11 비트로 유지시키기 위해, W2V 및 W2H 모두에 대한 서브샘플링을 적용하는 것이 제안된다.
상기 표 9에 주어진 서브샘플링의 일 예에서, 랭크-1 W2H를 위한 상기 서브샘플링 집합은 i2={0,1,2,3,4,5,6,7}이다. 상기 표 3에 따르면, 제2PMI i2의 인덱스 집합 {0,1,2,3} 및 {4,5,6,7} 모두는 각각 4개의 공통 위상변환(co-phasing) 인자들 {+1,-1,+j,-j}을 가지는 코드워드 W1H에서의 제1수평 빔 및 제2수평 빔에 대응한다. 서브샘플링된 W2H는 오직 W1H 코드워드에서 빔 1 및 빔 2의 수평 빔 선택만을 가능하게 한다. W1H가 서브샘플링되지 아니함에 따라, W2H 서브샘플링에 의해 선택될 수 있는 DFT 빔들의 총 개수는, 릴리즈 10 8-Tx 코드북과 같이, 전체 코드북 W1HW2H의 수평 차원에서 여전히 32개이다.(As W1H is not subsampled, the total number DFT beams can be selected by this particular is W2H subsampling is still 32 in the horizontal dimension of the overall codebook W1H W2H, same as that of the Release 10 8-Tx codebook)
랭크2의 경우를 위한 서브샘플링의 일 예는 상기 <표 9>에 주어진다. (W2V, W2H)를 위한 총 비트수들을 4 비트로 유지하기 위해, 8개의 상태들의 2개의 집합들이 구성된, 오직 16 상태들이 구성되어야 한다.
● 제1집합은 랭크-1 W2V 및 랭크-2 W2H를 포함한다. 상기 표 1에서 υ=1인 경우, 랭크-1에서 {0,2}를 사용하고, 랭크-2 W2H를 위한 {0,1,4,5}을 사용하는 것이 제안된다. 랭크-1 W2V에 대하여, 인자 2의 서브샘플링이 적용된다. 수직 차원에서 빔폭이 상대적으로 넓으므로, 인자 2의 서브샘플링은 많은 성능 손실을 유도하지 아니한다. 상기 표 4에 따르면, 제2PMI i2의 인덱스 0 및 4는 공동-위상변환(co-phasing) 요소들 {+1,-1}을 가지는 코드워드 W1H에서의 제1수평 빔에 대응하고, 제2PMI i2의 인덱스 1 및 5는 공동-위상변환(co-phasing) 요소 {+j,-j}를 가지는 코드워드 W1H에서의 제2수평 빔에 대응한다. 서브샘플링된 W2H는 오직 랭크-2 경우에 공동-위상 인자들의 2개의 집합들을 가지는 (빔 1, 빔 1) 및 (빔 3, 빔 3)의 수평 빔 선택을 가능하게 한다.
● 제2집합은 랭크-2 W2V 및 랭크-1 W2H을 포함한다. 이 경우, 인자 2의 서브샘플링은 랭크-2 W2V에 적용된다. W2V 보고를 위한 상기 인덱스는 0, 1, 2 값들 중 고정되고, 피드백은 필요하지 아니하다. 풀-랭크(full-rank) 채널을 위해서, 채널 용량은 직교 행렬(orthogonal matrix)들의 다른 선택에 의해 변하지 아니하고, 인덱스 0, 1, 2에 대응하는 모든 3개의 행렬들은 직교하다. 랭크-1 W2H를 보고하기 위해, 전체 랭크-2 경우에서 W2H의 서브샘플링 집합은 전체 랭크-1 경우에서의 하나와 같이 선택된다: {0,1,2,3,4,5,6,7}
NV=4의 경우, NV=2의 경우와 유사하게, (W2V, W2H)의 페이로드를 4 비트로 유지하기 위해, W2V 및 W2H 모두에 서브샘플링을 적용하는 것이 제안된다.
하기 표 10의 서브샘플링의 일 예에서, 랭크-1 W2V을 위한 상기 서브샘플링 집합은 상기 표 2 중 υ=1인 경우에서의 정의에 따라 {0,1,2,3}이다. 상기 표 2에서 인덱스 0, 1, 2, 3은 크기 4의 4개의 DFT 벡터들에 대응한다. 랭크-1 W2H를 위한 상기 서브샘플링 집합은, 상기 표 3에서 상기 제2PMI인 {0,2,8,10}이다. 상기 인덱스 4 및 6이 수평 차원에서 각각 공동-위상 인자 1 및 -1를 가지는 빔 2의 선택에 대응하는 것인 반면, 상기 인덱스 0 및 2는 각각 공동-위상 인자 1 및 -1를 가지는 수평 차원에서의 빔 1의 선택에 대응한다. 따라서, 모든 32개의 후보 빔들이 제시되었으므로(represented), 전체 코드북 W2VW2H의 수평 차원에서 상기 총 DFT 빔 선택 입상(granularity)은 릴리즈 10 8-Tx 코드북과 같다. 그러나, NV=2의 경우와 달리, 공동-위상 인자들은 인자 2에 의해 서브샘플링된다. 하기 표 10은 4-Tx 수직 PMI 코드북을 이용한 (W2V, W2H) 및 WB CQI 피드백을 예시한다.
Figure pat00033
랭크-2의 경우를 위한 서브샘플링의 일 예는 또한 상기 표 10에서 주어진다. NV=2의 경우와 유사하게, 8개 상태들의 2개의 집합들이 구성된다.
● 제1집합은 랭크-1 W2V 및 랭크-2 W2H를 포함한다. 크기 4의 2개의 DFT 벡터들에 대응하는, 상기 표 2에서 υ=1인 경우, 랭크-1을 위해 {0,2}를 사용하는 것이 제안된다. 상기 선택은 수직 차원에서 개략적(coarse) 채널 샘플링을 제공한다. 또한, 랭크-2 W2H를 위해, {0,1,2,3}을 사용하는 것이 제안된다. 인덱스 집합 {0,1} 및 {2,3}은 각각 공동-위상 인자 집합 {+1,-1} 및 {+j,-j}을 가지는 빔 1 및 빔 2의 수평 빔 선택에 대응한다. 이러한 선택에 따라, 공동-위상 인자들의 모든 가능한 집합은 선택되고, 수평 차원에서의 모든 DFT 빔 선택 입상(granularity)은 모든 32개 후보 빔들이 표현된 것과 같이 32이다.
● 제2집합은 랭크-2 W2V 및 랭크-1 W2H를 포함한다. NV=2의 경우와 같이, NV=2인 경우와 유사하게, 랭크-2 W2V를 위한 상기 표 2에서 υ=2인 경우에 대응하는16개의 PMI 값들 중 하나의 값을 사용하는 것이 제안된다. 랭크-1 W2H를 보고하기 위해, NV=2 경우와 동일한 이유에 기반하여, 상기 서브샘플링 집합은 {0,1,…,7}이다.
2) 도 1b를 위한 PUCCH 모드 1-1 서브모드 1 설계 2
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 PUCCH 모드 1-1 서브모드1을 위한 제2의 설계를 도시한다. 상기 도 3은 상기 도 1b를 위한 PUCCH 모드 1-1 서브모드1을 위한 제2의 설계를 도시한다. 2개의 새로운 보고 타입들(즉, WB(W2V,W2H)+CQI 및 WB W2H+CQI)의 보고들은 WB CQI/PMI 보고를 위한 서브프레임들에서 시간 상 번갈아 등장한다(alternate).
상기 표 9 및 상기 표 10은 각각 NV=2 및 NV=4를 가지는 (W2V,W2H) 및 WB CQI 피드백을 위해 사용되고, 하기 표 11은 W2H+WB CQI를 위해 사용된다. 이러한 설계에서, 수평-PMI W2H의 신뢰성은 설계 1과 비교했을 때 향상된다. 이는, 매번 다른 WB CQI/PMI 보고 인스턴스 마다, 오직 제2수평-PMI W2H 및 WB CQI가 보고되기 때문이다. 반면, 제2수직-PMI의 피드백 빈도(feedback frequency)가 절반으로 감소함에 따라, 수직-PMI의 신뢰성은 감소한다. 이러한 신뢰성 감소는 UE가 수평 차원보다 수직 차원에서 더욱 안정적이라는 시나리오에서 허용될 수 있다. 하기 표 11은 W2H+CQI 피드백을 예시한다.
Figure pat00034
3) 도 1b를 위한 PUCCH 모드 1-1 서브모드 1 설계 3
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 PUCCH 모드 1-1 서브모드의 제3설계를 도시한다. PUCCH 모드 1-1 서브모드의 다른 설계에서, RI, W2V=(WV) 및 W2H는 결합 인코딩되고(jointly encoded), 상기 도 4에 도시된 바와 같이 RI 보고 인스턴스들에서 송신된다. 다른 설계와 비교했을 때, W2V의 피드백 빈도가 감소되고, 더 많은 정보, 즉, (W2V,W1H)가 RI와 결합 인코딩됨으로 인해, 본 설계는 더 신뢰할 수 있는 W2H 피드백에 도달하지만, (W2V,W1H) 피드백의 신뢰성은 적어진다. 반면, 종래 RI+WB W1 보고와 마찬가지로, RI를 결합 인코딩하기 위한 총 비트 수는 5를 유지하는 것이 제안된다. RI 및 (W2V, W1H)의 결합 인코딩의 예시 설계는 NV=2 및 NV=4 각각에 대해 하기 표 12 및 하기 표 13에 나타난다. 하기 표 12는 2-Tx 수직-PMI 코드북을 이용한 (W2V,W1H)의 결합 인코딩을 예시한다.
Figure pat00035
상기 표 12에서 전체 랭크-1 경우, W2V 서브샘플링 집합은 랭크-1 2-Tx 코드북의 {0,1}이고, 상기 W1H 서브샘플링 집합은 표 3에서 균일하게(uniformly) 샘플링된 PMI에 대응하는 {0,2,4,6,8,10,12,14}이고, 상기 선택된 PMI에 대응하는 코드워드들은 모든 32 비-오버래핑(non-overlapping) 빔을 포함한다.
상기 표 12에서 전체 랭크-2 경우에서, W1H 및 W2V를 위한 다음과 같은 서브샘플링이 제안된다.
● 랭크-2 W2V 및 랭크-1 W1H 구성의 경우, 인자 2의 서브샘플링이 W2V에 적용된다. W2V를 위한 피드백 인덱스는 고정되고, 이에 따라, 피드백될 필요가 없다. 전체 랭크-2에 대하여, 서브샘플링 방법은 전체 랭크-1 경우와 같다.
● 랭크-1 W2V 및 랭크-2 W1H 구성의 경우, W2V 서브샘플링 집합은 {0,2}이고, W1H 서브샘플링 집합은 {0,4,8,12}이며, 이는 큰 공간 분리(large spatial separation)를 수반하는 4개의 코드워드들을 선택한다.
하기 표 13에서, 같은 이유를 가지는 이전과 같이, 동일한 서브샘플링 방법이 전체 랭크-1에서의 W1H에 적용된다. 전체 랭크-1의 경우, W2V 서브샘플링 집합은 {0,2}이다. 전체 랭크-2 WV 및 랭크-1 WH 구성의 경우, 상기 W2V 서브샘플링 집합은 {0,2}이다. 랭크-1 WV 및 랭크2 WH 구성의 경우, 상기 W2V 서브샘플링 집합은 {0,2}이다. 하기 표 13은 4-Tx 수직-PMI 코드북을 이용한 (W2V,W1H)+RI의 결합 인코딩을 예시한다.
Figure pat00036
도 1b를 위한 PUCCH 모드 1-1 서브모드 2
PUCCH 모드 1-1 서브모드 2에서, 오직 RI만이 RI 보고 인스턴스에서 송신된다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 PUCCH 모드 1-1 서브모드 2를 위한 설계를 도시한다. 상기 도 5는 상기 도 1b를 위한 PUCCH 모드 1-1 서브모드 2 설계 1을 도시한다. PUCCH 모드 1-1 서브모드 2의 제1설계의 경우, 상기 도 5에 도시된 바와 같이, WB(W1H,W2V)+CQI 및 WB(W1H,W2H)+CQI는 WB PMI/CQI의 보고 인스턴스들에서 시간 상 번갈아 등장한다(alternate). 본 설계에서, 상기 RI 및 W1H 피드백 신뢰성은 종래 8-Tx 코드북과 같다. W2V를 위한 추가적인 피드백을 수용하기 위해, W2H의 피드백 빈도가 감소한다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 PUCCH 모드 1-1 서브모드 2의 제2설계를 도시한다. 상기 도 6은 도 1b를 위한 PUCCH 모드 1-1 서브모드 2 설계 2를 도시한다. PUCCH 모드 1-1 서브모드 2의 제2설계에서, 도 6에 도시된 바와 같이, WB(W1H,W2V)+CQI 및 WB W2H +CQI는 WB CQI/PMI 보고 인스턴드들에서 시간 강 번갈아 등장한다. 상기 제1설계와 비교할 때, 본 설계는, W1H의 피드백 듀티 사이클(duty cycle)의 증가를 감수하고(at the expense of), W2H의 신뢰성을 향상시키는 것을 목표한다. W1H가 긴-주기(long-term)이고 WB(wide-band) 채널 특성을 확보하기 위해 사용됨에 따라, W1H에서 피드백 빈도 감소는 성능 저하를 일으키지 아니할 것이다.
본 설계에서, 상기 표 12 및 상기 표 13에서 WB(W1H,W2V)+CQI는 각각 NV=2 및 NV=4를 위해 사용될 수 있다. 상기 도 6은, 상기 도 5를 위한 (W1H,W2H)와 함께, WB(W1H,W2H)+CQI를 위해 사용될 수 있다. 상기 표 11은 WB W2H 및 CQI를 위해 사용될 수 있다.
도 1b를 위한 PUCCH 모드 2-1
PUCCH 모드 2-1에서, 보고 타입 6(RI 및 PTI)은 RI 보고 인스턴스들에서 송신된다.
1) 도 1b를 위한 PUCCH 모드 2-1 설계 1
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 PTI=0을 가지는 PUCCH 모드 2-1을 위한 설계를 도시한다. 상기 도 7은 PTI=0인 상기 도 1b를 위한 PUCCH 모드 2-1 설계를 도시한다. PTI=0를 위한 상기 도 7을 참고하면, W1H는 다음 조건을 만족하는 서브프레임에서 송신된다.
● 상기 WB 제1PMI 보고는 H·Npd의 주기를 가지고, 하기 <수학식 12>를 만족하는 서브프레임들에서 보고된다.
Figure pat00037
여기서, H는 상위 계층에 의해 시그널링된다.
WB(W2V,W2H)+CQI는 다음 설명에 따른 서브프레임에서 송신된다.
● 매 2개의 연속적인 WB 제1PMI 보고들 사이에서, 나머지 보고 인스턴스들은 WB CQI와 함께 WB 제2PMI를 위해 사용된다.
도 8a 및 도 8b는 본 발명의 실시 예에 따른 PTI=1을 가지는 PUCCH 모드 2-1을 위한 2개의 대체적 설계들(two alternative designs)을 도시한다. 상기 도 8a 및 상기 8b는 PTI=1인 상기 도 1b를 위한 PUCCH 모드 2-1 설계 1A(상기 도 8a) 및 설계 1B(상기 도 8b)를 도시한다. PTI=1을 위한 상기 도 8a 및 상기 도 8b의 경우, WB CQI/PMI의 보고 인스턴스들에서 WB(W2V,W2H)+WB CQI가 송신된다
SB (W2V,W2H)+CQI 또는 SB W2H +CQI 중 하나는 다음 설명에 따라 송신된다.
● 매 2개의 WB CQI/WB 제2PMI 보고들 사이에서, '0'으로의 시스템 프레임 번호 전환으로 인해 J·K개의 보고 인스턴스들보다 2개의 연속적인 WB CQI/PMI 보고들 간 간격(gap)이 작아지는 경우를 제외하고, 대역폭 파트들의 K개의 전체 사이클(full cycle)들 상의 SB CQI 보고들을 위한 시퀀스(sequence)에서 나머지 J·K개의 보고 인스턴스들이 사용된다. 상기 '0'으로의 시스템 프레임 번호 전환의 경우, 상기 UE는 2개의 WB CQI/WB 제2PMI 보고들 가운데 두번째 보고 전에, 송신되지 아니한 상기 SB CQI 보고들의 나머지를 송신하지 않을 수 있다. 대역폭 파트들의 전체 사이클들 각각은 대역폭 파트 '0'로부터 시작하는 대역폭 파트 'J-1'까지의 증가 순서(increasing order)가 될 수 있다. 파라미터 K는 상위 계층 시그널링에 의해 구성될 수 있다.
하기 표 14 및 하기 표 15는 각각 NV=2 및 NV=4를 위한 WB(W2V,W2H)+CQI 및 SB (W2V,W2H)+CQI를 위한 설계 예를 도시한다. 특히, 하기 표 14 및 하기 표 15에서 WB(W2V,W2H)+CQI를 위한 서브샘플링 방법은 상기 표 9 및 상기 표 10에서 WB(W2V,W2H) 및 WB CQI를 위한 것과 동일하다. SB(W2V,W2H)는 하기 표 14 및 하기 표 15에서 주어진 것과 같이 서브샘플링 WB(W2V, W2H)에 의해 획득된다. 따라서, SB 레벨(level)에서, PUCCH 피드백은 WB를 위한 것보다 더욱 개략적(coarser)이다. 하기 표 14는 WB(W2V,W2H)+CQI 및 SB (W2V,W2H)+CQI(NV=2)를 예시하고, 하기 표 15는 WB(W2V,W2H)+CQI 및 SB (W2V,W2H)+CQI(NV=4)를 예시한다.
Figure pat00038
Figure pat00039
SB W2H+CQI 피드백에 대해서, 상기 표 7은 코드북 샘플링을 위해 사용될 수 있다. W2H에서 만으로 SB 피드백을 제한함으로써, 본 설계는 상기 도 8에서의 다른 SB 피드백 설계보다 피드백 W2H 정보의 더 우수한 보호(protection)를 달성할 수 있다.
2) 도 1b를 위한 PUCCH 모드 2-1 설계 2
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 PTI=0을 가지는 PUCCH 모드 2-1을 위한 다른 설계를 도시한다. 상기 도 9는 PTI=0인 상기 도 1b을 위한 PUCCH 모드 2-1 설계 2를 도시한다. 도 9에서 PTI=0을 위해, W1H는 상기 도 7에 도시된 W1H 송신과 동일한 서브프레임들에서 송신된다. WB (W2V,W2H)+WB CQI 및 WB W2H+CQI는 상기 도 7에서 WB (W2V,W2H)+CQI의 보고를 위한 서브프레임들에서 시간 상 번갈아 등장한다(alternate).
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 PTI=1을 가지는 PUCCH 모드 2-1을 위한 다른 설계를 도시한다. 상기 도 10은 PTI=1인 상기 도 1b를 위한 PUCCH 모드 2-1 설계 2를 도시한다. 상기 도 10에서 PTI=1를 위해, WB (W2V,W2H)+CQI는 WB CQI/PMI의 보고 인스턴스들에서 송신된다. SB (W2V,W2H)+CQI, WB W2H+CQI 및 SB W2H+CQI는 상기 도 8와 같은 서브프레임들에서 시간 상 교대로 나타난다(take turns). 상기 표 14 및 상기 표 15는, NV=2 및 NV=4를 각각을 위해, WB (W2V,W2H)+CQI 및 SB (W2V,W2H)CQI에 대한 서브샘플링을 위해 사용될 수 있다.
본 설계 옵션에서, 때로는 오직 W2H+CQI만 송신되기 때문에, W2H의 신뢰성은 설계 옵션 1과 비교해서 향상된다. 그러나, W2V의 피드백 빈도가 옵션 1과 비교해 더 크기 때문에, W2V의 신뢰성은 감소한다. 앞서 설명한 바와 같이, UE는 상황에 따라 수평 차원보다 수직 차원이 더 정적(static)일 수 있다. W2V의 절반으로의 감소는 한계 성능의 저하를 야기할 것이다.
상기 도 1c는, 상기 도 1a의 무선 통신 시스템 내에서 사용될 수 있는 4-행(four-row), 4-열(four-column), 교차-편파(cross-polarized), 2-차원(two-dimensional) 논리적 안테나 어레이(logical antenna array)를 도시한다. 상기 도 1c의 상기 2차원 논리적 안테나 포트 어레이는, Ncol=4인 교차-편파 안테나 서브-어레이의 열들을 포함하고, 교차 편파 서브-어레이들의 각 열은 Nrow=4인 교차 편파 안테나 소자의 집합들을 포함한다. 비록 상기 도 1c는 특정 수의 행과 열을 나타내지만, 상기 도 1c와 관련된 상기 실시 예들은 임의의 수의 행들 및 열들에도 사용될 수 있다.
몇몇 실시 예에서, 상기 도 1c의 상기 32개의 안테나 포트들은 A(r,0), A(r,1), …, A(r,7), A(1,0)과 같이 인덱싱(indexing) 된다. 여기서, r=0, 1, 2, 3이고, A(r,1), …, A(r,7), A(1,0)은 r번째(r-th) 행에서의 8개의 안테나들을 나타낸다. 상응하여, UE는 CSI-RS의 Nrow개 집합들로 구성된다. 제1집합은 A(0,0), A(0,1), …, A(0,7)을 포함하고, 제2집합은 A(1,0), A(1,1), …, A(1,7)을 포함한다. 상응하여, UE는 넌제로-전력(NZP: nonzero-power) CSI-RS의 상기 Nrow개 집합들의 시간-주파수 위치를 특정하는 {resourceConfig, subframeConfig}의 Nrow개 파라미터 집합들로 구성된다.
몇몇 실시 예에서, 상기 도 1c의 상기 32개의 안테나 포트들은 A0, A1, A2, …, A31과 같이 인덱싱될 수 있다. 여기서, 양의 정수는 첫 번째 행의 구성들에 따라 1부터 순차적으로 할당되며, 두 번째 행의 구성들에 따라 계속 증가하고, 이러한 방식은 다음 행에도 적용된다. 상응하여, UE는 CSI-RS A0, A1, A2, …, A31의 하나의 집합으로 구성된다.
몇몇 실시 예에서, 상기 도 1c의 상기 32개의 안테나 포트들 중에서, 첫 번째 행의 8개의 안테나 포트들은 H0, H1, …, H7로 인덱싱된다. 상기 음이 아닌 정수들은 0부터 상기 첫 번째 행의 제1편파(polarization)의 구성 및 그 후 상기 첫 번째 행의 제2편파(polarization)의 구성을 따라 순차적으로 할당된다.
몇몇 실시 예에서, 상기 도 1c의 상기 32개의 안테나 포트들 중에서, 제1열의 같은 편파를 가지는 4개의 안테나 포트들은 H0, H1, H2, H3로 인덱싱된다.
몇몇 실시 예에서, 상기 도 1c의 상기 16개의 안테나 포트들 중, 제1행의 4개의 안테나 포트들은 V0, V1, …, V7로 인덱싱되며, 여기서, V0, V1, V2, V3는 제1편파를 가지며, V4, V5, V6, V7은 제2편파를 가진다.
몇몇 실시 예에서, UE는 수평-PMI(horizontal-channel PMI) 및 수직-PMI(vertical channel PMI)를 보고하도록 구성된다. 여기서, 상기 수평-PMI 및 수직-PMI는 방위 및 고도 도메인 각각에서의 프리코딩 행렬을 나타낸다. 수평-PMI 및 수직-PMI에 대응하는 상기 프리코딩 행렬은 각각 H 프리코딩 행렬(또는 벡터) 및 V 프리코딩 행렬(또는 벡터)라 지칭된다.
수평-PMI 및 수직-PMI 피드백을 가능하게 하기 위해, 상기 UE는 {resourceConfig, subframeConfig}의 N개 파라미터 집합들을 이용하여 구성되고, {resourceConfig, subframeConfig}는 넌제로 전력(NZP: nonzero-power) CSI-RS의 N개 그룹들의 시간-주파수 위치를 특정한다. CSI-RS와 관련된 상기 안테나 포트들은 발명의 일부 실시 예에 따라 구성될 수 있다.
몇몇 실시 예에서, CSI-RS의 하나의 그룹은 WH의 측정을 위해 제공되고, 또 다른 그룹은 WV를 측정하기 위해 제공된다.
상기 도 1d는 발명의 일부 실시 예에 따라, 상기 도 1a의 무선 통신 시스템 내에서 쓰이는 안테나 포트의 맵핑(mapping)을 위한 논리(logical) 포트를 도시한다. 상기 도 1d에서, 각 논리 포트에서의 송신 신호는 안테나 가상화(virtualization) 행렬(예: M×1 크기의)로 제공되고, 출력(output) 신호는 M개의 물리적(physical) 안테나 포트들의 집합으로 제공된다. 몇몇 실시 예에서, M은 실질적 수직 축에서의 안테나 요소들의 총 개수에 대응한다. 몇몇 실시 예에서, M은 실질적 수직 축에서 변수 S에 대한 안테나 요소의 총 개수의 비(ratio)에 대응한다. 여기서, M 및 S는 각각 양의 정수이다.
몇몇 실시 예에서, 수직 및 수평 코드북들(WH 및 HV)은 이중 코드북 구조를 갖는다. 상기 코드북 WH 및 WV는 WH=W1HW2H 및 WV=W2VW2V와 같고, 상기 표 3의 릴리즈-10 8-Tx 내부 코드북이 상기 수직 내부 코드북 W1V 및 상기 수평 내부 코드북 W1H 모두를 위해 사용된다.
내부 코드북 W 1
몇몇 실시 예에서, 수직 및 수평 내부 코드북 W1V 및 W1H는 하기 수학식 13과 같이 정의된 블록 다이어그램 행렬로 표현될 수 있다.
Figure pat00040
여기서, W1V 및 W1H는 하기 수학식 14와 같이 정의된 4×4 행렬 X(i)로 선택된다.
Figure pat00041
여기서,
Figure pat00042
이며, i=0, 1, …, 15이다.
합성(composite) 내부(inner) 코드북(codebook) W1는 하기 수학식 15와 같이 구성된다.
Figure pat00043
여기서, 연산자
Figure pat00044
는 카트리-라오(Khatri-Rao) 곱(product)이라고 불리는 두 행렬의 열-별(column-wise) 크로네커 곱(Kronecker product)을 나타내고, 따라서 W1은 하기 수학식 16과 같이 쓰여진다.
Figure pat00045
여기서, 상기 행렬 XV(i1V)
Figure pat00046
XH(i1H)는 16×1 크기의 16개 빔들로 구성되고, 상기 16 개빔들은 4개의 수평-빔들 및 4개의 수직-빔들의 크로네커 곱(Kronecker product)이다. 따라서, FD-MIMO 내부 코드북 행렬 W1의 크기는 32×32이다. 구별되는 W1 코드워드들의 개수는 256개이고, W1의 비트 수는 8비트이다.
외부 코드북 W 2
몇몇 실시 예에서, W2는 다음과 같이 구성된다. ei를 16×1 크기의 열 벡터로 정의한다. 1인 i번째 항목(entry)을 제외하고, 모든 항목은 0(zero)이다. 랭크 1을 위해, 상기 코드북(프리코딩 행렬) W2는 하기 수학식 17과 같다.
Figure pat00047
여기서, Y1∈{e1 e2 … e16}는 빔의 선택에 대응된다. 상기 외부 코드북 W2의 크기는 16×4=64(6비트)가 된다. W2 내의 각 코드워드를 위해, i=1, 2, …, 16인 상기 빔 선택 인덱스 i는, i=4m+m'+1를 만족하는 2개의 인덱스들 (m,m')로 분해(decompose)될 수 있다. 여기서, m은 0≤m≤3인 수직 빔 선택 인덱스이고, m'는 0≤m'≤3인 수평 빔 선택 인덱스이다. 하기 표 16은 빔 선택 벡터들 ei (또는 인덱스 i) 및 상기 수직 빔 선택 인덱스 m 및 상기 수평 빔 선택 인덱스 m' 각각 간 매핑(mapping)을 나타낸다. 각각의 Y1∈{e1 e2 … e16}는 하기 표 16에서 고유의 한 쌍의 (m,m')에 표시 되어 있다. 랭크-1의 경우,
Figure pat00048
으로 표시된 상기 공동 위상 인자(co-phasing factor)는 ej πn/2이고, n=0, 1, 2, 3이다. 하기 표 16은 빔 선택 벡터 ei와 상기 수직 빔 선택 인덱스 m 및 상기 수평 빔 선택 인덱스 m' 각각 간 매핑을 예시한다.
Figure pat00049
W2를 위해, 상기 빔 선택 인덱스 m 및 m', 그리고 공동 위상 인자(co-phasing factor)
Figure pat00050
는 두 개의 인덱스 i2V 및 i2H에 의해 결정된다. 하기 표 17은 상기 랭크-1 케이스에서 i2V 및 i2H를 m, m' 및 n에 맵핑(mapping)하는 하나의 방법을 도시한다. 상기 수직 빔 선택 인덱스 m은 i2V에 의해 지시된다. 상기 수평 빔 선택 인덱스 m 및 공동 위상 인자들 {+1,-1,+j,-j}(4 상태들)은 결합 인코딩(jointly encoded)되고, i2H에 의해 지시된다. 하기 표 17은 랭크-1에서의 i2V 및 i2H 매핑을 예시한다.
Figure pat00051
하기 표 18은 합성(composite) PMI (i1V,i1H,i2V,i2H)로부터 m, m' 및 n으로의 맵핑(mapping)을 설명한다. 여기서, 제1수직-PMI i1V={0,…,15}, 제2수직-PMI i2V={0,…,3}, 제1수평-PMI i1H={0,…,15}, 제2수평-PMI i2H={0,…,15}이다.
몇몇 실시 예에서, 랭크-1 CQI을 유도하기 위한 프리코딩 벡터는 하기 수학식 18과 같이 구성된다.
Figure pat00052
여기서, vm은 제1코드북으로부터 선택된 제1프리코딩 벡터이고, vm'는 제2코드북으로부터 선택된 제2프리코딩 벡터이고,
Figure pat00053
는 공동 위상(co-phase)이다.
일 예에서, vm을 위한 제1코드북은 오버샘플링(oversampling) 인자 o1으로 오버샘플링된 N1-Tx DFT 코드북이고, vm'을 위한 제2코드북은 오버샘플링 인자 o2로 오버샘플링된 N2-Tx DFT 코드북이다.
하나의 방법에서, 하나의 UE는 m, m' 및 n과 관련된 정보를 보고하도록 구성된다.
일 예에서, m, m' 및 n은 상기 표 17에 따라 결정되고, 동등하게, 하기 표 18에 따라 결정된다. 그리고, 상기 UE는 하나 또는 그 이상의 i1V, i1H, i2V, i2H를 보고하도록 구성된다. 하기 표 18은 1-계층 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다.
Figure pat00054
주어진 쌍 (i1V,i2V)를 위해, wm , m' ,n은 상기 표 4와 동일한 방식으로 인덱스들 (i1H,i2H)에 의해 구성된다. 인덱스들 m, m', n은 (rank-1) 프리코딩 행렬을 선택하기 위해 이용된다. 상기 프리코딩 행렬은 제1행 분할(row partition) 및 제2행 분할(row partition)을 포함하는 제1열을 포함한다. 상기 제1행 분할은, 상기 표 18의 상기 공식(formula)에 나타난 바와 같이, 적어도 제1 프리코딩 벡터 vm 및 제2프리코딩 벡터 vm'의 크로네커 곱(Kronecker product)을 포함하고, 상기 제2행 분할은 첫번째 항(first term)(공동 위상 인자(co-phasing factor)
Figure pat00055
및 상기 제1프리코딩 벡터 vm의 곱) 및 두번째 항(second term)(제2프리코딩 벡터 vm')의 크로네커 곱(Kronecker product)을 포함한다. 상술한 바와 같이, 상기 제1프리코딩 벡터 vm은 제1코드북으로부터 선택되고, 상기 제2프리코딩 벡터 vm'은 제2코드북으코부터 선택된다. 본 발명의 원리를 벗어남 없이, H 및 V의 역할(role)이 상기 실시 예들에서 교환 될 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 2개의 공동 위상 인자(co-phasing factor) {0,π}를 가지는 상기 4개의 빔들 모두가 선택되는 경우, 상기 UE가 W2H(또는 i2H) 피드백을 위한 상기 표 3 또는 상기 표 17로 구성되는 때, 가장 최근에 보고된 RI가 1이면, W2H의 서브샘플링은 {0,2,4,6,8,10,12,14}이 된다. 상기 빔의 개수는 UE에게 긴-주기 광대역 커버리지(long-term wideband coverage)를 제공하기 위해 사용되고, 반면에 상기 공동 위상 인자(co-phasing factor)는 빔이 채널의 짧은-주기 주파수 선택성(short-term frequency selectivity)을 받아들일 수 있는지 평가하기 위해 사용된다. 따라서, 공동 위상 인자보다 빔 선택 인덱스(index)들에 더 많은 비트가 할당된다.
일 실시 예에 따르면, 제1빔 인덱스 및 제2빔 인덱스에 대응하는 모든 4개의 공동 위상 인자(co-phasing factor)들이 선택되는 경우, 상기 UE가 W2H(또는 i2H) 피드백을 위한 상기 표 3 또는 상기 표 17로 구성되는 때, 가장 최근에 보고된 RI가 1이면, W2H의 서브샘플링은 {0,2,4,6,8,10,12,14}이 된다. DFT 빔들이 이미 오버샘플링되므로, 2개의 빔 인덱스들의 유실은 현저한 성능 손실을 야기하지 아니할 것이다.
일 실시 예에 따르면, eNB는 UE에 동일한 시간-주파수 자원에서 서로 다른 공간 방향(spatial direction)들에 따라 2개의 데이터 스트림(stream)들을 송신한다. 상기 UE가 하향링크 송신을 위한 상기 2개의 방향들에 대한 eNB의 결정을 돕기 위해, 상기 UE는 2개의 열 벡터들로 구성된 랭크-2 프리코딩 행렬의 복합(composite)을 나타내는 랭크-2 PMI를 보고한다. 상기 2개의 열 벡터에서 각 열 벡터는 어느 신호 경로(signal paht)가 UE에 강한지에 대한 방향과 관련되어 있다. 각 열 벡터는 수평 및 수직(또는 방위각 및 고도(azimuth and elevation)) 프리코딩 벡터의 크로네커 곱(Kronecker product)으로 표현된다. 어떤 상황의 경우, 고도 도메인(elevation domain)에서의 각도 확산(angle spread)은 방위각 도메인(azimuth domain)에서의 각도 확산보다 매우 작다. 또는 다른 상황의 경우, 방위각 도메인에서의 각도 확산이 고도 도메인에서의 각도 확산보다 매우 작다.
고도 확산(elevation spread)이 방위각 확산(azimuth spread)보다 매우 작은 상황의 경우, UE는 수평면(horizontal plane)에서 최고의 랭크-2 빔을 수신하는 것을 선호한다. 랭크 2(RI=2)가 가장 최근에 보고된 경우, 상기 UE는 랭크-2 수평 프리코딩 행렬 및 랭크-1 수직 프리코딩 행렬의 크로네커 곱(Kronecker product)에 의해 구성된 복합(composite) 랭크-2 프리코딩 행렬에 대응하는 랭크-2 PMI를 보고하는 것이 제안된다. 그러나, 실시 예에서 H 및 V의 역할은 현재 발명의 원리를 벗어나지 않고 교환 될 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 랭크-2를 위해, 상기 코드북 (precoding matrix) W2는 하기 수학식 19와 같이 구성된다.
Figure pat00056
여기서, (Y1,Y2)=(ei1,ei2)이다. 선택된 (Y1,Y2) 쌍을 위해서, 2개의 랭크-2 공동 위상 인자(co-phasing factor)들
Figure pat00057
이 선택될 수 있고,
Figure pat00058
는 1 또는 j이다.
일 실시 예에 따르면, UE는 랭크-2 PMI를 보고하도록 구성될 수 있고, 여기서 랭크-2 PMI는 방위각(azimuth) 또는 고도(elevation) 도메인 중 하나 및 또 다른 도메인에서의 두 방향들 중 하나에서 일정한 방향(constant direction)(또는 프리코딩 벡터)을 나타낸다.
예를 들어, eNB는 UE가 랭크-2 PMI를 보고하도록 구성할 수 있다. 여기서, 공동(common) 빔 선택 인덱스 m은 수직 프리코딩 벡터를 구성하는데 사용되고, 2개의 분리(seperate) 빔 선택 인덱스들 m', m"은 2개의 수평 프리코딩 벡터들을 구성하는데 사용되며, 상기 복합(composite) 프리코딩 행렬은 상기 수직 프리코딩 벡터 및 2개의 수평 프리코딩 벡터들 각각의 크로네커 곱(Kronecker product)을 고려하여 구성된다. 이 경우, (Y1,Y2)=(ei1,ei2)는 i1=4m+m'+1 및 i2=4m+m"+1으로 결정 될 수 있다. 이 경우, eNB는 이러한 채널 상태를 파악하기 위해 상향링크 신호 추정에 기초한 채널-상호성(channel-reciprocity) 채널 추정(estimation)을 활용한다.
방위각(azimuth) 도메인 채널 확산(spread)이 고도(elevation) 도메인 확산 보다 작은 상황(case)을 위해 유사한 예를 구성 할 수 있다. 이 경우 UE는 수평(horizontal) 프리코딩 벡터를 위한 공동(common) 빔 선택 인덱스 및 두 수직(vertical) 프리코딩 벡터를 위한 두 빔 선택 인덱스의 피드백을 위해 구성된다.
일 실시 예에 따르면, (i2V,i2H)는 m, m', m" 및 n에 맵핑(mapping)된다. 여기서, 수직 빔 선택 인덱스 m은 i2V에 의해 맵핑되고, 2개의 수평 빔 선택 인덱스들 (m',m") 및 상기 공동 위상 인자(co-phasing factor) 인덱스 n은 i2H에 의해 결합적으로 지시된다(jointly indicated). 여기서, i2V={0,…,3}, i2H={0,…,15}이다. 이 경우, 주어진 제2수직-PMI i2V를 위해, 제2수평-PMI i2H는 릴리즈-10 랭크-2 코드북 표, 즉, 상기 표 4에 따라 랭크-2 프리코딩 행렬에 맵핑된다. 따라서, 수평-PMI를 계산하고 보고하기 위해, 대부분의 종래(legacy) UE 구현(implementation) 도출(deriving) 8-Tx PMI가 사용될 수 있다.
일 실시 예에 따르면, (i2V,i2H)는 m, m', m" 및 n에 맵핑(mapping)된다. 여기서, 수직 빔 선택 인덱스 m은 i2V에 의해 맵핑되고, 2개의 수평 빔 선택 인덱스들 (m',m") 및 상기 공동 위상 인자(co-phasing factor) 인덱스 n은 i2H에 의해 결합적으로 지시된다(jointly indicated). 여기서, i2V={0,…,7}, i2H={0,…,7}이다. 이 경우, 제2수직-PMI i2V 및 제2수평-PMI i2H를 위해 피드백 페이로드(payload) 크기는 3 비트로 동일하다. 본 설계는 상기 두 i2V 및 i2H를 각각 포함하는 PUCCH 보고들이 같은 신뢰도로 수신되는 것을 가능하게 한다.
일 실시 예에 따르면, 랭크-2 상기 코드북을 위해 (precoding matrix) W2는 하기 수학식 20과 같이 주어진다.
Figure pat00059
여기서, (Y1,Y2)∈{(ei,ei):i=1,…,16}∪{(el,e(l+1)), (e(l+1),e(l+2)), (el,e(l+3)), (e(l+1),e(l+3)), l=1,5,9,10}이다. 본 구성에 따르면, (Y1,Y2)는 32개의 다른 값들을 가질 수 있고, i1V에 의해 지시되는 4개의 상이한 수직 빔들 모두가 선택될 수 있고, 상기 선택된 수직 빔을 위해서, 8개의 랭크-2 프리코딩 행렬들에 대한 2개의 빔을 포함하도록 수평 빔들의 8개 쌍들이 선택될 수 있다.
하기 표 19는 랭크-2에서 경우의 코드북 구조를 위한 빔 선택 인덱스들의 32개의 선택된 쌍들을 나열한다. 여기서, 음영 처리된(shaded) 영역이 선택된 빔 인덱스 쌍을 나타낸다. 상기 표 16을 참조와 함께 하기 표 19에 따르면, 각각의 랭크-2 프리코딩 행렬을 위해, 단일 수직 빔 선택 인덱스 m 및 2개의 수평 빔 선택 인덱스들 m' 및 m"이 사용된다. 동일한 블록 대각(diagonal) 박스(box) 내에 위치한 (Y1,Y2)는 각각 같은 수직 빔 선택 인덱스를 갖는다. 하기 표 19는 랭크-2인 코드북에서 빔 선택 인덱스들의 32개 쌍들을 예시한다.
Figure pat00060
하기 표 20은 본 발명의 실시 예에 따라 (i2V,i2H)의 m, m', m" 및 n에 대한 맵핑(mapping)을 도시한다. 수직 빔 선택(selection) 인덱스 m(2 비트)은 i2V에 의해 맵핑 되고, 수평 빔 선택 인덱스들 (m',m") 및 공동 위상 인자(co-phasing factor) 인덱스 n은 i2H에 의해 결합적으로 지시된다. 하기 표 20은 랭크-2의 경우 i2V 및 i2H 간 매핑을 예시한다.
Figure pat00061
하기 표 21은 복합(composite) PMI (i1V,i1H,i2V,i2H)의 m, m', m" 및 n에 대한 맵핑(mapping)을 도시한다. 여기서, 제1수직-PMI i1V={0,…,15}, 제2수직-PMI i2V={0,…,3}, 제1수평-PMI i1H={0,…,15} 그리고 제2수평-PMI i2H={0,…,15}이다.
일 실시 예에 따르면, 랭크-2 CQI 유도를 위하여 사용되는 상기 프리코딩 벡터는 하기 수학식 21에 의해 구성된다.
Figure pat00062
여기서, vm은 제1코드북으로부터 선택된 제1프리코딩 벡터이고, vm' 및 vm"은 제2코드북으로부터 선택된 제2프리코딩 벡터 및 제3프리코딩 벡터이며,
Figure pat00063
은 공동-위상(co-phase)이다.
일 예에서, vm에 대한 상기 제1코드북은 오버샘플링 인자(factor) o1과 함께 오버샘플링된 N1-Tx DFT 코드북이고, vm' 및 vm"에 대한 상기 제2코드북은 오버샘플링 인자 o2와 함께 오버샘플링된 N2-Tx DFT 코드북이다.
일 방법에서, UE는 m, m', m" 및 n에 관한 정보를 보고하기 위하여 구성된다.
일 예에서, m, m', m" 및 n은 상기 표 17에 따라 결정되고, 하기 표 21에 따라 동등하게 결정되며, 상기 UE는 i1V, i1H, i2V, i2H를 보고하도록 구성된다. 하기 표 21은 2-계층 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다.
Figure pat00064
일 실시 예에 따르면, 상기 랭크-2에 대하여, 상기 UE가 W2H(또는 i2H) 피드백에 대한 상기 표 20을 구성할 때, 모든 상기 8개 빔 선택 쌍들 및 단일 공동-위상변환(co-phasing) 인자가 선택된 경우, 가장 최근 보고된 RI가 2이면, W2H의 서브샘플링은 {0, 2, 4, 6, 8, 10, 12, 14}이다. 이러한 선택 이면의 상기 이론적 근거는 빔 선택 쌍들의 개수가 상기 랭크-2 빔포밍 성능에 더 중요할 수 있다는 것을 뜻한다.
일 실시 예에 따르면, 상기 랭크-2에 대하여, 상기 UE가 W2H(또는 i2H) 피드백에 대하여 상기 표 20을 구성할 때, 같은 빔들에 대한 4개 빔 선택 쌍 및 공동 위상 인자가 선택된 경우에서 가장 최근 보고된 RI가 2인 경우, W2H의 서브샘플링은 {0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7}이다. 이러한 선택 이면의 상기 이론적 근거는 공동 위상 인자들의 개수가 상기 랭크-2 빔포밍 성능을 위하여 더 중요할 수 있다는 것을 뜻한다.
표 22는 본 발명의 실시 예에 따라, (i2V, i2H)로부터 m, m', m" 및 n으로의 맵핑을 도시하는데, 여기서 수직 빔 선택 인덱스 m (2 비트) 및 공동-위상 인자 인덱스 n은 i2V에 의해 맵핑 되고, 수평 빔 선택 인덱스들 (m',m")은 i2H에 의해 결합적으로 지시된다. 제1수직-PMI i1V={0,…,15}, 제2수직-PMI i2V={0,…,7}, 제1수평-PMI i1H={0,…,15}, 제2수평-PMI i2H={0,…,7}이다. 랭크-2 CQI를 유도하기 위해 사용되는 상기 프리코딩(precoding) 행렬은 하기 수학식 22와 같이 구성된다.
Figure pat00065
하기 표 22는 랭크 2에 대한 i2V 및 i2H 간 매핑을 예시한다.
Figure pat00066
PUCCH 모드 1-1 서브모드 1
도 11은 상기 UE가 PUCCH 모드 1-1 서브모드 1로 구성될 때, 본 발명의 실시 예에 따른 다중 서브프레임들을 통한 PUCCH 피드백을 도시한다. RI 보고 인스턴스들에서, RI 및 (W1V,W1H)는 결합 인코딩되고, 전송된다. CQI/PMI 보고 인스턴스들에서, WB(W2V,W2H)+CQI가 전송된다. 본 설계에서, W1V 및 W2V는 W1H 및 W2H와 함께 각각 전송되고, 따라서 전체 PMI가 수직-PMI 및 수평-PMI에 대해 전송된다면, 상기 전체적 PMI 디코딩 신뢰성은 저하될 수 이다.
일 실시 예에 따르면, UE는 W1V를 선택하고 보고하도록 구성되는데, 이는 상기 디코딩 신뢰도가 우수하도록 PUCCH 보고의 페이로드(payload)를 적게(small) 유지하기 위해, 0, 1, …, 15 중에서 서브샘플링된 집합으로부터 선택된다. 하나의 방법에서, 균일한(uniform) 서브샘플링이 적용된다. 예를 들어, 상기 서브샘플링 집합의 크기가 4인 경우, 상기 서브샘플링된 값은 {0, 4, 8, 12}이다.
일 실시 예에 따르면, W1V는 ZoD(zenith angle of departure)에 대한 일반적인 값이 상기 서브샘플링된 집합 내에서 여전히 유지되도록 서브샘플링된다. UE가 지면(ground plane)에 위치하고, 상기 UE-BS 간 거리가 충분히 먼 경우, 상기 ZoD(θ)은 90°로 수렴한다. 그러므로 를 나타내는 PMI 인덱스를 유지하는 것이 중요하고, 이것은 i1V=0에 상응한다. 반면에, 일반적인 매크로 시나리오(macro scenarios)에서, 기지국들은 통상 UE 상위에 있고, 따라서 상위(예를 들어 의 ZoD이 표시되는 것이 중요하다. ZoD가 인 경우, 최적화된 빔 조향각(steering angle)은 하기 수학식 23과 같이 결정된다.
Figure pat00067
반면에, W1V에 상응하는 제1DFT 빔 각은
Figure pat00068
이다.
이어서, i1V=0, 4, 8, 12로 주어질 때, 이에 상응하는 ZoD는 하기 표 23에 도시된 바와 같이 주어진다. 하기 표 23은 W1V PMI에 대응하는 ZoD 각도들을 예시한다.
Figure pat00069
하나의 방법에서, {0,4}는 W1V의 상기 서브샘플링된 값에 사용된다. 다른 방법에서, {0,8}은 W1V의 상기 서브샘플링된 값에 사용된다. 다른 방법에서, 서브샘플링된 값들은 0 및 x를 포함하고, 여기서, x∈{0,1,2,…,15}는 상위 계층에 의해 구성된다.
하기 표 24는 본 발명의 특정 실시 예에 따라 RI 및 (W1V, W1H)를 결합 인코딩하는 방법을 도시한다. 상기 수평 및 상기 수직 W1 피드백을 위해, 균일한 서브샘플링에는 같은 서브샘플링 인자가 적용되는데, 서브샘플링 인자는 상기 결합 피드백이 상기 eNB에 신뢰성 있게 수신되도록 상기 페이로드를 작게 유지하기 위하여 4가 될 수 있다. 하기 표 24는 RI 및 (W1V,W1H)의 결합 인코딩을 예시한다.
Figure pat00070
하기 표 25는 본 발명의 특정 실시 예에 따라 RI 및 (W1V, W1H)의 결합 인코딩하는 다른 방법을 도시하고 있다. 상기 수평 W1 피드백을 위해, 균일한 서브샘플링은 서브샘플링 인자 2로 적용된다. 반면, 상기 수직 W1 피드백을 위하여, 2개의 인덱스들는 상하각(elevation angle)이 잘 표현된 일반적인 배포 상황에서 찾을 수 있도록 주의깊게 선택된다. 하기 표 25는 RI 및 (W1V,W1H)의 다른 결합 인코딩을 예시한다.
Figure pat00071
하기 표 26은 본 발명의 일 실시 예에 따라 (W2V,W2H) 및 WB CQI 피드백을 인코딩하는 방법을 도시한다. 하기 표 26은 (W2V,W2H) 및 WB CQI 피드백을 예시한다.
Figure pat00072
1) 상기 도 1c에 대한 PUCCH 모드 1-1 서브모드 1 설계 2
상기 UE가 PUCCH 모드 1-1 서브모드 1에 구성되는 경우, 도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 서브프레임들을 통한 PUCCH 피드백을 도시한다. 상기 도 12는 상기 도 1c에 대한 PUCCH 모드 1-1 서브모드 1을 나타난다 본 설계에서, WB W2V+CQI 및 WB W2H+CQI는 WB CQI/PMI 보고 인스턴스들에서 시간 상 번갈아 등장한다. 비록 W2V 및 W2H의 피드백 주파수가 본 설계에서 효율적으로 감소되더라도, 서브샘플링은 불필요하고, 이는 상기 수신기 측에서 더 나은 디코딩 신뢰성을 보장한다.
WB W2V+CQI 및 WB W2H+CQI에 대한 설계는 각각 하기 표 27 및 하기 표 28에서 찾을 수 있다. 하기 표 27은 WB W2V+CQI를, 하기 표 28은 WB W2H+CQI를 예시한다.
Figure pat00073
Figure pat00074
PUCCH 모드 1-1 서브모드 2
PHCCH 모드 1-1 서브모드 2에서, RI만이 RI 보고 인스턴스들에서 전송된다.
도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 서브프레임들을 통한 PUCCH 피드백을 도시하는데, 이는 상기 UE가 PUCCH mode 1-1 서브모드 2로 구성되는 경우이고, 여기서 WB (W1V,W2V)+CQI 및 WB (W1H,W2H) + CQI는 WB PMI/CQI 보고 인스턴스들에서 시간 상 번갈아 등장한다. 상기 도 13은 상기 도 1c에 대한 PUCCH 모드 1-1 서브모드 2 설계 1을 도시한다.
하기 표 29 및 하기 표 30은 각각 본 발명의 실시 예에 따른 (W1V,W2V)+CQI 및 WB (W1H, W2H)+CQI를 인코딩하는 방법을 도시한다. 특히, 하기 표 29에서, 상기 랭크-2 경우 내의 서브샘플된 인덱스는 0, 2, 4, 및 6이고, 이는 4개의 수직 빔 선택 인덱스 및 단일 공동 위상 인자(a single co-phasing factor)에 상응한다. 하기 표 29에서, 랭크-2 옵션 1의 상기 경우를 위해, 상기 W2H 인덱스는 상기 모든 수평 빔들 및 단일 공동 위성 인자에 선택된 방법 내에서 서브샘플링된다. 하기 표 29는 (W1v,W2v)+WB CQI를 예시하고, 하기 표 30은 (W1H,W2H)+WB CQI를 예시한다.
Figure pat00075
Figure pat00076
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 서브프레임들을 통한 PUCCH 피드백을 도시한다. 여기서, WB(W2V,W2V)+CQI 및 WB(W1V,W1H)+CQI은 PMI/CQL 보고 인스턴스들 내에서 전송된다. 상기 도 14는 PUCCH 모드 1-1 서브모드2를 도시한다.
하기 표 31 및 하기 표 32는 각각 WB(W1V, W1H)+CQI 및 WB(W2V, W2H)+CQI을 인코딩하는 방법을 도시한다. 본 설계는 상기 제2수평-PMI 및 제2수직-PMI의 신뢰성을 개선하는 것을 목적으로 한다. 상기 제2수평-PMI 및 제2수직-PMI는 상기 채널들의 상기 짧은-주기(short term) 및 주파수 선택적 특성(property)을 획득하기 위하여 사용되기 때문에, 상기 피드백 빈도는 상기 피드백 정확도에 있어 큰 영향을 미칠 수 있다. 상기 도 14에서 도시하는 본 설계에서, 결합 인코딩된(jointly encoded) WB(W2V, W2H) 및 WB CQI은 상기 결합 인코딩된 WB(W1V, W1H) 및 WB CQI보다 더 자주 피드백된다. 하기 표 31은 WB(W1V,W1H)+CQI을 예시하고, 하기 표 32는 WB(W2V,W2H)+CQI을 예시한다.
Figure pat00077
Figure pat00078
PUCCH 모드 2-1
PUCCH 모드 2-1에서, RI 및 PTI는 상기 RI 보고 인스턴스들 내에서 송신된다. 도 15는 PHI=0인 경우 상기 PUCCH 보고를 도시한다. 상기 도 15는 PTI=0일 때 상기 도 1c에 대한 PUCCH 모드 2-1 설계 1을 도시한다. (W1V, W1H)은 W1H 보고에 대한 상기 서브프레임들에 보고된다.
본 발명은 FD-MIMO 표준화(주기적 CSI 피드백 및 코드북 서브샘플링)에 대한 피할 수 없는 문제를 해결한다. 상기 PUCCH는 단지 11 비트까지 운반할 수 있고, 각 서브프레임 내에서 주기적 CSI 피드백 컨텐츠는 11비트보다 적거나 같아야 한다. 또한, 상기 기지국에서 상기 수신 신뢰성을 개선하기 위해 가능한 작은 비트 수를 유지하는 것이 바람직하다. 예를 들어, 3 비트 정보의 상기 디코딩 신뢰성은 5 비트 정보보다 우수한데, 이는 상기 RM(Reed-Muller) 코드의 상기 코딩 비율(coding rate)이 감소하기 때문이다. FD-MIMO에서 CSI를 피드백하기 위하여 증가된 비트 개수는 PUCCH에 해당하는 정보에 맞게 다중화하는(또는 안정적으로 전송하는) 방법에 대한 문제이다. 본 발명은 주기적 CSI 피드백의 신뢰성 있는 전송에 대한 문제를 해결한다.
PUCCH 피드백 시그널링에서 포괄적인 커버리지는 본 발명의 제2측면이다. 본 발명은 PUCCH 피드백 시그널링의 정확한 방법에 대한 많은 대안이 될 수 있다. PUCCH 피드백 시그널링에 대한 가장 유력한 방법의 포괄적인 집합은, 특히 PUCCH 모드 1-1 및 2-1에 대하여, 본 발명의 상세한 설명에 도시되어 있다. 개시된 상기 대안은 PUCCH 모드 1-1 서브모드 1의 구성에 대한 옵션들을 포함한다.(즉, RI 보고 인스턴스들 내의 RI+W1H 보고 및 CQI/PMI 보고 인스턴스들 내의 W2H+W2V+CQL 보고; R1 보고 인스턴스들 내의 다중화된 RI+W1H 보고 및 CQI/PMI 보고 인스턴스들 내의 W2H+W2V+CQI 및 W2H+CQI 시간; 및 RI 보고 인스턴스들 내의 RI+W1H 및 CQI/PMI 보고 인스턴스들 내의 W2H+CQI 보고). 또한, PUCCH 모드 1-1 서브모드 및 모드 2-1의 구성에 대한 옵션들은 본 PUCCH 모드들에 대한 서브샘플링 방법들과 함께 설명되어 있다. 본 발명은 또한 특히, 다중 CSI 처리(process) 피드백을 통한 단일 CSI 처리 피드백의 이점들을 활용한다. UE들의 보다 넓은 범위는 FD-MIMO CSI 피드백(UE 용량(capacity))을 지지할 수 있다. 그리고 CoMP(coordinated multipoint) 확장(extension)은 간단하다(다중 CSI 처리는 CoMP에서만 구현될 수 있다.).
본 발명에서 사용되는 상기 모든 코드북 구조는 크로네커 곱(Kronecker product)이다.
Figure pat00079
, 여기서 WV는 수직 코드북이고, WH는 수평 코드북이다. 상기 수직 코드북 WV는 2-Tx 코드북, W1V에 기반된 상기 이중 코드북의 특수 형태, 상기 단위 행렬(identity matrix)(피드백 할 필요없는), 릴리즈-8 2-Tx 코드북이다. 상기 수평 코드북 WH는 릴리즈-10 8-Tx 코드북, 이중 코드북 구조 WH=W1HW2H 이며, 여기서 W1H는 블록(block) 대각 행렬이고, W2H는 빔 선택 및 공동 위상변환(co-phasing)에 의해 선택된다.
랭크-1 코드북에서, 랭크-1 코드워드 W는 랭크-1 프리코딩 벡터인 WV 및 WH로 구성되는데, 예를 들어, W가 16x1 프리코딩 벡터이면, WV는 2x1 프리코딩 벡터일 수 있고, WH는 8x1 프리코딩 벡터일 수 있다. 하나의 집합 내 랭크-2 코드북에서, 랭크-2 코드워드 W는 랭크-1 WV 및 랭크-2 WH로 구성되는데, 예를 들어, W가 16x2 프리코딩 행렬이면 WV는 2×1 프리코딩 벡터(2-Tx rank-1 codeword)일 수 있고, WH는 8×2 프리코딩 행렬(8-Tx rank-2 codeword)일 수 있다. 랭크-2 코드북에 대한 대체 집합 내에서, 랭크-2 코드워드 W는 랭크-2 WV 및 랭크 1 WH로 구성되는데, 예를 들어, W가 16×2 프리코딩 행렬이면 WV는 2x2 프리코딩 행렬(2-Tx rank-2 codeword)일 수 있고, WH는 8×1 프리코딩 벡터(8-Tx rank-1 codeword)일 수 있다.
PUCCH 모드 1-1 서브모드에서, 서브모드 1에 대한 제1대안은 도 2에 도시된 서브프레임 보고 타이밍(subframe report timing)을 사용하고, 릴리즈-8 인코딩(Release 8 encoding)에 따른 파라미터 RI 및 W1H의 결합 인코딩으로 충분하다.
Figure pat00080
RI 보고 인스턴스들 내에서 W1H+RI 코딩은 릴리즈 8 내에서와 같다. W2V+W2H+CQI에서, 서브샘플링은 릴리즈 10 내에서 피드백 비트의 상기 숫자를 유지하는 것이 필요하다.
서브모드 1에 대한 상기 제1대안은 W2V∈{0,1} 또는 {0,2}에서, 수직-PMI(도 16A, 16B 및 17에서 도시된)에 대한 랭크-1 W2V 서브샘플링을 사용한다. 이는 하기 수학식 24와 같다.
Figure pat00081
여기서,
Figure pat00082
이다.
예를 들어,
Figure pat00083
일 때
Figure pat00084
또는
Figure pat00085
이면, a(v)=[1,j]T이다. 비록 [1,j]이 더 자주 사용되지만, [1,-1]은 MU-MIMO를 위한 더 나은 선택일 수 있다. 본 발명은 {[1,1],[1,j]} 및 {[1,1],[1,-1]}의 서브샘플링, 뿐만 아니라 상기 둘 사이의 상위 계층을 구성하는 서브샘플링을 설명한다.
서브모드 1에 대한 상기 제1대안은 또한, W2H∈{0,1,…,7}인 랭크 1 W2H 서브샘플링을 사용한다.
Figure pat00086
하기 표 35는 안테나 포트들 15 내지 22를 이용하는 1-계층 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다.
Figure pat00087
상기 랭크 1 경우, W2H 인덱스 {0,1, 2, 3, 4, 5, 6, 7}는 모든 4개의 공동 위상 인자들(co-phasing factors) {1,-1,j,-j}을 가지는 제1빔 및 제2빔을 이용하는데, 이는 상기 수평 차원(릴리즈 10 코드북과 같은) 내에서 32개 DFT 빔들과 같다.
서브모드 1에 대한 제1대안은 W2V+W2H+CQI에 대한 2개의 집합들을 포함하는 랭크 2 서브샘플링 코드북(rank 2 subsampling codebook)을 이용한다. 상기 2개의 집합들 중 랭크-1인 W2V∈{0,1}, 랭크-2인 W2H∈{0,1,2,3}을 위한 제1랭크 2 서브샘플링 집합과, 고정된 랭크-2인 W2V 및 상기 표 35에 대응하는 랭크-1인 W2H∈{0,1,…,7}를 위한 제2랭크 2 서브샘플링 집합을 포함한다. 여기서, 상기 랭크-1인 W2V∈{0,1}는 하기 수학식 25와 같다.
Figure pat00088
상기 표 4에 대응하는 공동 위상 인자(co-phasing factors) {0,j}를 갖는 제1빔 및 제2빔(동일 빔의 경우)을 포함하는 상기 랭크-2인 W2H∈{0,1,2,3}는 하기 수학식 26과 같다.
Figure pat00089
고정된 랭크-2 코드워드인 W2V 는 하기 수학식 27과 같다.
Figure pat00090
PUCCH 모드 1-1 서브모드 1에 대한 제2대안은, CQI 보고 인스턴스들 내에서 시간-다중화된(time-multiplexed) W2V+W2H+CQI 및 W2H+CQI 및 상기 표 11을 만족하는 W2H+CQI, W2H 및 이전 대안에 따라 구성된 W2V+W2H+CQI 피드백 컨텐트와 함께 상기 도 3 내에 도시된 상기 타이밍(timing)을 이용한다. W2H+CQI에 대한 서브샘플링이 불필요하기 때문에, 본 대안 내에서 W2H 피드백은 더 신뢰할 수 있다.
PUCCH 모드 1-1 서브모드 1(submode 1)에 대한 제3대안은, 서브샘플링이 필요한 CQI 보고 인스턴스들(릴리즈 10(Release 10)과 같은) 내에서 보고된 W2H+CQI와, 서브샘플링이 필요한 RI 보고 인스턴스들 내에서 결합 보고된 RI+W2V+W2H와 함께 도 4 내에 도시된 상기 타이밍(timing)을 사용한다. RI=1인 경우, W2V∈{0,1}, W1H∈{0,2,4,…,14}(릴리즈 10 서브샘플링과 같은)는 하기 수학식 28과 같다.
Figure pat00091
RI=2인 경우, 상기 서브샘플링 코드북이 2개 집합을 포함한다. 2개의 집합들은 랭크-1인 W2V∈{0,1} 및 랭크-2로 해석되는 W2H∈{0,2,4,…,14}를 포함하는 제1서브샘플링 집합, 고정된 랭크-2인 W2V 및 랭크-1로 해석되는 W2H∈{0,4,8,12}를 포함하는 제2서브샘플링 집합을 포함한다. 여기서, 랭크-1인 W2V∈{0,1}는 하기 수학식 29와 같고, 랭크-2로 해석되는 W2H∈{0,2,4,…,14}는 릴리즈 10 서브샘플링과 같다.
Figure pat00092
고정된 랭크-2인 W2V는 하기 수학식 30과 같다.
Figure pat00093
랭크-1로 해석되는 W2H∈{0,4,8,12}는 릴리즈 10보다 2X 개략적(coarser)이다. W2H 해석은 RI 및 W2V의 디코딩된(decoded) 값에 의존한다. 본 대안은 W2H에 대하여 덜 공격적인(less aggressive) 서브샘플링을 초래할 뿐 아니라, RI 보고 인스턴스들에서 추가적으로 유래되는 W2V에 대한 필요성을 초래한다.
PUCCH 모드 1-1 서브모드 2에 대한 1 실시 예 내에서 RI는 분리적으로 RI 보고 인스턴스들 내에서 별도로 피드백되고, 이는 CQI 보고 인스턴스들 내에서 발신한 W1H, W2H, 및 W2V를 요구한다. 하나의 옵션은 (W1H,W2V,CQI) 및 (W1H,W2H,CQI)의 시간 다중화이다(상기 도 5 참고); 다른 옵션은 (W1H,W2V,CQI) 및 (W2H,CQI)의 시간 다중화이다.(상기 도 6 참고). 서브샘플링은 이러한 PMI/CQI 피드백 방법 중 일부를 필요로 하고, 제1대안에 대하여 기술된 상기 서브샘플링 방법이 이용될 수 있다. 비교에 의하여, 릴리즈 10 PUCCH 모드 1-1 서브모드 2 내에서 RI는 별도로 피드백되고, WB(W1,W2)+WB CQI는 CQI 보고 인스턴스들 내에 보고된다.
PUCCH 모드 2-1에 대한, 일 실시 예에서 가장 최근 보고된 PTI=0인 경우, W1H 및 (W2V,W2H,CQI)는 CQI/PMI 보고 인스턴스들 내에서 시간 다중화(time multiplexed)된다. (상기 도 7 참고) 가장 최근 보고된 PTI=1인 경우, WB(W2V,W2H,CQI) 및 SB(W2V,W2H,CQI)는 CQI/PMI 보고 인스턴스들 내에서 시간 다중화된다. (상기 도 8A 내지 상기 8B 참고)
본 발명은 또한 FD-MIMO 표준화에 대한 중요한 문제를 해결한다. 이중 코드북을 위한 피드백 오버헤드 및 복잡성(complexity) 감소(reduction)는 FD-MIMO 피드백 코딩에 기반된다. FD-MIMO CSI 피드백에서 가장 큰 문제는 CQI 피드백에 대한 복잡성과 오버헤드인데, 이는 상기 코드북 크기가 FD-MIMO로 거의 증가하는 것이 확실하기 때문이다. 본 발명은 약간의 성능 손실도 없이, FD-MIMO 코드북에 대한 상기 코드북 크기를 줄이는 유망한 방법을 제안하고, 또한 공동 위상변환(co-phasing) 및 수평 및 수직 제2PMI 내의 2개 빔들의 정보를 분할하여 랭크-2 코드북을 구성하는 2가지 다른 방법을 제안한다.
교차-편파는 FD-MIMO에서 고려되는 가장 중요한 안테나 구성이고, 교차 편파는 상기 표준화 중에 가장 중요하게 연구되고 있다. 넓게 이격된(widely spaced) 안테나에 비하여 교차 편파는 기지국 안테나 패널(panel) 형상 요소(form factor) 및 성능 면에서 상기 이점이 있다; 교차 편파와 함께 랭크-2는 SLS에서 아주 쉽게 2배 처리량을 향상시킬 수 있는 것으로 관찰되었다. 반면에 넓게 이격된 공동-편파(co-pol)는 그래팅 로브(grating lobe)로 인한 간섭으로부터 부정적 영향을 받을 수 있다.
크로네커 곱(Kronecker product) 코드북의 쉬운(straightforward) 설계는 UE 복잡성을 초래하므로, 표준화는 본 발명에서 개시된 상기 유형의 복잡성 감소를 제공하여야 한다. 코드북 일부 제한은 FD-MIMO 코드북 설계를 위하여 충분할 수 있다. 최적의 설계는 FD-MIMO가 8개 또는 16개 안테나 포트들까지, 또는 64 포트들까지 지원하는지 여부에 따라 달라질 수 있다.
교차 편파(cross-polarized) 안테나 어레이 또는 서브어레이에 대하여, 수평 코드북 및 수직 코드북에서의 공동 위상은 불필요하다. 수평 또는 수직 중 하나로부터의 공동-위상변환(co-phasing) 제거함으로써, 16384개 코드워드들 내에서 4배 복잡성 절감 결과로, 2 비트는 성능 손실 없이 절감할 수 있다. 상기 랭크-2 코드북 구성은 수직에 대한 1개 빔, 수평에 대한 2개 빔 및 공동-위상, 또는 수직에 대한 1개 빔 및 공동-위상, 수평에 대한 2개 빔들을 사용할 수 있다. PUCCH 코드북 서브샘플링은 복잡성과 오버헤드를 줄인다.
본 발명에서 제안된 상기 FD-MIMO 이중 코드북 구조는 정의에 의한 하기 수학식 31과 같은 수직 및 수평 코드북을 포함한다.
Figure pat00094
여기서, W1V 및 W1H는 하기 수학식 32와 같이 정의된 4×4 행렬 X(i)로 선택된다.
Figure pat00095
여기서 vn=[1 ej2 πn/32 ej2 π2n/32 ej2 π3n/32]T이고, i=0, 1, …, 15이다. 하기 수학식 33과 같은 상기 제1코드북 W1 (크기 32×32)에서, i1V 및 i1H는 빔들의 집합으로 결정된다.
Figure pat00096
여기서,
Figure pat00097
=[
Figure pat00098
Figure pat00099
…
Figure pat00100
]이다. 상기 제1코드북에서 W2, i2V 및 i2H는 빔 선택(selection) 및 공동 위상변환(co-phasing)을 제공한다.
상기 FD-MIMO 이중 코드북의 구성 내에서, 각각의 편파(polarization)에 대하여, 크로네커 곱(Kronecker product)이 16×1 벡터를 구성하는 수직 및 수평 빔(vm 및 vm')에 적용된다. 상기 2개의 편파들의 상기 2개의 크로네커 곱에서 공동 위상변환(co-phasing)은 랭크-1 프리코더를 구성하기 위해 적용된다. 안테나 포트 및 교차 편파된 안테나 구성요소 간의 상기 일대일 맵핑(one to one mapping)이 도 18에 도시된다. 참고로 (4+4) 및 (4+4) 비트들이 수평 및 수직 도메인에서 사용된다면, 상기 코드북의 모든 비트 수는 16비트이고, 이는 단일 PUCCH 포맷 2(format 2)에 비하여 너무 많은 비트이며, 피드백 오버헤드의 측면에서 보다 최적화될 가능성이 있다.
효율적인 오버헤드 랭크-1 코드북 구성의 설계를 위해, 인덱스 쌍 (m,m') 및 공동-위상 n(co-phasing n)에 상응하는 빔포밍 벡터는 하기 수학식 34와 같이 형성된다.
Figure pat00101
여기서,
Figure pat00102
, n=0, 1, 2, 3이고, m은 i1V 및 i2V의 함수이고, (m',n)은 i1H 및 i2H의 함수이다.
Figure pat00103
상기 표 36에서, m=2i1V+i2V, i2V∈{0,1,2,3}이고,
Figure pat00104
이고, n=i2H mod 4이고, i2H∈{0,1,…,15}이다. 공동-위상은 수평 및 수직 도메인에 적용될 필요가 없다. (4+4) 비트가 상기 수평 도메인을 사용하는 동안 상기 수직 도메인으로부터의 공동-위상 제거, 상기 수직 도메인에 대한 (4+2) 비트에서 결과에 의해, 2 비트 절약은 성능 손실없이 이뤄진다.
랭크-2 코드북에 대한 제1옵션에 대하여, 인덱스 (m',m",n) 및 공동-위상 n에 상응하는 빔포밍(beamforming) 벡터는 하기 수학식 35와 같이 형성된다.
Figure pat00105
여기서 m은 i1V 및 i2V의 함수(상기 랭크-1 설계에서 기술한 바와 같은)이고, (m',m",n)는 i1H 및 i2H의 함수이다(상기 수평 코드북은 릴리즈 10 8 Tx와 같을 수 있다.)
Figure pat00106
표 37에서, m=2i1V+i2V, i2V∈{0,1,2,3}이고, m'=2i1H+f1(i2H)이고, m"=2i1H+f2(i2H)이고, n=i2H mod 2이고, i2H∈{0,1,…,15}이다.
랭크-2 코드북에 대한 제2옵션에 대하여, 인덱스 (m,m',m") 및 공동-위상변환(co-phasing) n에 대응하는 빔포밍 벡터는 하기 수학식 36과 같이 구성된다.
Figure pat00107
여기서 (m,n)은 i1V 및 i2V의 함수이고, (m',m")는 i1H 및 i2H의 함수이다.
Figure pat00108
표 38에서,
Figure pat00109
이고, i2V∈{0,…,7}이고, n=i2V mod 2이고, m'=2i1H+f1(i2H)이고, m"=2i1H+f2(i2H)이고, i2H∈{0,…,7}이다. 본 설계에서, 정보는 수평 피드백 및 수직 피드백 사이에서 분배되고(balanced), 이는 PUCCH에 대하여 이익이 된다.
PUCCH 모드 1-1을 위한 1 개의 대안에 대한 PUCCH 피드백 내에서, W2V, W2H 및 CQI가 CQI/PMI 보고 인스턴스들에서 피드백되는 동안, 서브모드 1, RI, W1H 및 W1V는 결합 인코딩되고, RI 보고 인스턴스들 내에서 피드백 된다(도 11 참고). 상기 RI+W1H+W1V 결합 인코딩 내에서, 빔들은 균일하게 서브샘플링된다(표 24 참고). 랭크 1에 대한 상기 W2V+W2H+CQI 보고는 W2V에 대한 균일 빔 서브샘플링 (1 비트) 및 W2H에 대한 균일 공동-위상(co-phase) 서브샘플링 (3 비트)을 사용한다(표 17 참고, i2V=0에 대해 값 m=0 그리고 i2V=2에 대해 값 m=2, i2H=0이면 {m',n}에 대해 값 {0,0}, i2H=2이면 {0,2}, i2H=4이면 {1,0}, i2H=6이면 {1,2}, i2H=8이면 {2,0}, i2H=10이면 {2,2}, i2H=12이면 {3,0}, i2H=14이면 {3,2}). 랭크-2를 위한 상기 W2V+W2H+CQI 보고에 대한 제1옵션은 W2V에 대한 균일 빔 서브샘플링(1 비트) 및 W2H에 대한 같은 빔 쌍들의 모든 조합(3 비트)을 사용한다(상기 표 20 참고, i2V=0에 대한 m 값은 0이고, i2V=2에 대한 m 값은 2이며, i2H 인덱스들에 대한 상기 첫 2개의 행들이다.). 랭크 2를 위한 상기 W2V+W2H+CQI 보고에 대한 다른 옵션은 W2V에 대한 균일 빔 서브샘플링 (2 bits) 및 W2H에 대한 동일 빔 쌍들(2 비트)의 모든 조합을 사용한다(표 22 참고, i2V=0에 대해 값(m,n)=(0,0), i2V=1에 대해 (m,n)=(0,1), i2V=2에 대해 (m,n)=(1,0), i2V=4에 대해 (m,n)=(2,0), i2V=5에 대해 (m,n)=(2,1), i2H 인덱스들에 대한 상기 첫 3개의 행들).
PUCCH 모드 1-1, 서브모드 1에 대한 또 다른 실시 예를 위한 PUCCH 피드백에서, (W2V,CQI) 및 (W2H,CQI)가 CQI/PMI 보고 인스턴스들에서 시간 다중화되는 동안, (RI, W1H 및 W1V)은 RI 보고 인스턴스들(도 12 참조) 내에서 결합 인코딩되고(jointly encoded), 피드백된다. 제1옵션의 경우, 상기 표 20이 사용된다. 제2옵션의 경우, W2V, W2H 보고에 대한 서브샘플링이 불필요하다(표 22 참조).
PUCCH 모드 1-1, 서브모드 2에 대한 PUCCH 피드백 내에서, (W1V,W2V,CQI) 및 (W1H,W2H,CQI)가 CQI/PMI 보고 인스턴스들 내에서 시간 다중화되는 반면, 오직 RI만이 RI 보고 인스턴스들 내에서 보고된다(도 12 참조). (W1V,W2V,CQI) 보고에 대하여, 만약 RI=1이면, 균일하게 서브샘플링된 빔 인덱스들 {0,4,8,12}는 W1V에 대하여 사용되고, 서브샘플링은 W2V에 대한 (i2V={0,1,2,3})이 불필요하다. 만약 RI=2이면, W1V에 대하여 균일하게 서브샘플링된 빔 인덱스들 {0,4,8,12}이 사용되고, W2V에 대하여 서브샘플링이 불필요하거나(i2V={0,1,2,3}) 또는 동일 빔 쌍들의 모든 조합들(i2V={0,1,4,5}, (m,n)=(0,0),(0,1),(2,0),(2,1))이 사용된다. (W1V,W2V,CQI) 보고에 대하여, RI=1이면, W1H에 대하여 균일하게 서브샘플링된 빔 인덱스 {0,8}가 사용되고, W2H에 대하여 인덱스들 i2V={0,2,4,…,14}가 사용된다(표 17 내의 대응하는 i2H 항목들 참고). 만약 RI=2이면, W1H에 대하여 균일하게 서브샘플링된 빔 인덱스들 {0,8}이 사용되고, W2H에 대하여 인덱스들 i2H={0,…,7} 또는 동일 빔 쌍들의 모든 조합들(i2H={0,1,2,3})이 사용된다(표 20 및 표 22의 대응하는 i2H 값 참고).
도 19는 본 발명의 실시 예에 따른 단말의 동작 절차를 도시한다. 상기 도 19는 단말의 동작 방법을 예시한다. 상기 단말은 UE, 이동국 등으로 지칭될 수 있다. 상기 도 19에 도시된 절차를 수행하기 위해, 상기 단말은 다른 장치와 통신을 수행하는 송수신부(transceiver)와, 상기 송수신부를 제어하는 처리 회로(processing circuitry)를 포함할 수 있다. 상기 처리 회로는 적어도 하나의 프로세서(processor)를 포함한다.
상기 도 19를 참고하면, 상기 단말은 1901단계에서 채널을 추정한다. 이를 위해, 상기 단말은 기지국에서 송신된 기준 신호를 수신할 수 있다. 상기 기준 신호는 상기 단말 및 상기 기지국 간 알려진 값을 가지는 신호이다. 예를 들어, 상기 기준 신호는 CSI-RS를 포함한다. 상기 기준 신호는 파일럿, 훈련 신호 등으로 지칭될 수 있다.
이어, 상기 단말은 1903단계로 진행하여 상기 채널에 기초하여 프리코딩 행렬을 결정한다. 예를 들어, 상기 단말은 적어도 하나의 수평 프리코딩 벡터 및 적어도 하나의 수직 프리코딩 벡터를 결정하고, 상기 적어도 하나의 수평 프리코딩 벡터 및 적어도 하나의 수직 프리코딩 벡터에 기초하여 상기 프리코딩 행렬을 결정할 수 있다. 또한, 상기 단말은 공동 위상 인자를 결정하고, 상기 공동 위상 인자, 상기 적어도 하나의 수평 프리코딩 벡터 및 적어도 하나의 수직 프리코딩 벡터에 기초하여 상기 프리코딩 행렬을 결정할 수 있다. 즉, 상기 프리코딩 행렬은 상기 수평 프리코딩 벡터, 수직 프리코딩 벡터, 상기 공동 위상 인자에 기초하여 결정될 수 있다. 구체적으로, 상기 프리코딩 행렬은 상기 수평 프리코딩 벡터, 수직 프리코딩 벡터, 상기 공동 위상 인자 등의 변수들 간의 곱셈, 크로네커 곱 중 적어도 하나에 기초하여 결정될 수 있다.
이후, 상기 단말은 1905단계로 진행하여 채널 정보를 송신한다. 상기 채널 정보는 채널 품질 정보 및 상기 프리코딩 행렬에 대한 정보를 포함할 수 있다. 구체적으로, 상기 채널 정보는 상기 적어도 하나의 수직 프리코딩 행렬에 대한 지시자, 상기 적어도 하나의 수평 프리코딩 행렬에 대한 지시자, 상기 공동 위상 인자에 대한 지시자 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
도 20은 본 발명의 실시 예에 따른 기지국의 동작 절차를 도시한다. 도 20은 본 발명의 실시 예에 따른 기지국의 동작 절차를 도시한다. 상기 도 20는 상기 기지국의 동작 방법을 예시한다. 상기 기지국은 eNB, NodeB 등으로 지칭될 수 있다. 상기 도 20에 도시된 절차를 수행하기 위해, 상기 기지국은 다른 장치와 통신을 수행하는 송수신부(transceiver)와, 상기 송수신부를 제어하는 처리 회로(processing circuitry)를 포함할 수 있다. 상기 처리 회로는 적어도 하나의 프로세서(processor)를 포함한다.
상기 도 20을 참고하면, 상기 기지국은 2001단계에서 기준 신호를 송신한다. 상기 기준 신호는 상기 단말 및 상기 기지국 간 알려진 값을 가지는 신호이다. 예를 들어, 상기 기준 신호는 CSI-RS를 포함한다. 상기 기준 신호는 파일럿, 훈련 신호 등으로 지칭될 수 있다.
이후, 상기 기지국은 2003단계로 진행하여 채널 정보를 수신한다. 상기 채널 정보는 채널 품질 정보 및 상기 프리코딩 행렬에 대한 정보를 포함할 수 있다. 구체적으로, 상기 채널 정보는 적어도 하나의 수직 프리코딩 행렬에 대한 지시자, 적어도 하나의 수평 프리코딩 행렬에 대한 지시자, 공동 위상 인자에 대한 지시자 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
본 발명의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합의 형태로 구현될(implemented) 수 있다.
소프트웨어로 구현하는 경우, 하나 이상의 프로그램(소프트웨어 모듈)을 저장하는 컴퓨터 판독 가능 저장 매체가 제공될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 저장 매체에 저장되는 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치(device) 내의 하나 이상의 프로세서에 의해 실행 가능하도록 구성된다(configured for execution). 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치로 하여금 본 발명의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들을 실행하게 하는 명령어(instructions)를 포함한다.
이러한 프로그램(소프트웨어 모듈, 소프트웨어)은 랜덤 액세스 메모리 (random access memory), 플래시(flash) 메모리를 포함하는 불휘발성(non-volatile) 메모리, 롬(ROM: Read Only Memory), 전기적 삭제가능 프로그램가능 롬(EEPROM: Electrically Erasable Programmable Read Only Memory), 자기 디스크 저장 장치(magnetic disc storage device), 컴팩트 디스크 롬(CD-ROM: Compact Disc-ROM), 디지털 다목적 디스크(DVDs: Digital Versatile Discs) 또는 다른 형태의 광학 저장 장치, 마그네틱 카세트(magnetic cassette)에 저장될 수 있다. 또는, 이들의 일부 또는 전부의 조합으로 구성된 메모리에 저장될 수 있다. 또한, 각각의 구성 메모리는 다수 개 포함될 수도 있다.
또한, 상기 프로그램은 인터넷(Internet), 인트라넷(Intranet), LAN(Local Area Network), WLAN(Wide LAN), 또는 SAN(Storage Area Network)과 같은 통신 네트워크, 또는 이들의 조합으로 구성된 통신 네트워크를 통하여 접근(access)할 수 있는 부착 가능한(attachable) 저장 장치(storage device)에 저장될 수 있다. 이러한 저장 장치는 외부 포트를 통하여 본 발명의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수 있다. 또한, 통신 네트워크상의 별도의 저장장치가 본 발명의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수도 있다.
상술한 본 발명의 구체적인 실시 예들에서, 발명에 포함되는 구성 요소는 제시된 구체적인 실시 예에 따라 단수 또는 복수로 표현되었다. 그러나, 단수 또는 복수의 표현은 설명의 편의를 위해 제시한 상황에 적합하게 선택된 것으로서, 본 발명이 단수 또는 복수의 구성 요소에 제한되는 것은 아니며, 복수로 표현된 구성 요소라 하더라도 단수로 구성되거나, 단수로 표현된 구성 요소라 하더라도 복수로 구성될 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (36)

  1. 무선 통신 시스템에서 단말 장치에 있어서,
    기지국으로부터 RS(reference signal)들을 수신하는 송수신부(transceiver)와,
    상기 RS에 기초하여 채널 정보를 생성하는 처리 회로(processing circuitry)를 포함하며,
    상기 송수신부는, 상기 채널 정보를 상기 기지국으로 송신하며,
    상기 채널 정보는, CQI(channel quality indicator), 제1수직(vertical)-PMI(precoding matrix indicator) 및 제1수평(horizontal)-PMI 중 적어도 하나를 포함하며,
    제1인덱스, 제2인덱스, 제3인덱스는, 상기 제1수직-PMI, 상기 제1수평-PMI, 제2수직-PMI, 제2수평-PMI에 기초하여 결정되며,
    상기 제1인덱스, 상기 제2인덱스, 상기 제3인덱스는, 프리코딩 행렬을 선택하기 위해 사용되며,
    상기 선택된 프리코딩 행렬은, 제1행(row) 분할(partition) 및 제2행 분할을 포함하는 제1열(column)을 포함하며,
    상기 제1행 분할은, 적어도 제1프리코딩 벡터 및 제2프리코딩 벡터의 크로네커 곱(Kronecker product)을 포함하며,
    상기 제2행 분할은, 적어도 제1항(term) 및 제2항의 크로네커 곱(Kronecker product)을 포함하며,
    상기 제1항은, 공동 위상 인자(co-phasing factor) 및 상기 제1프리코딩 벡터의 곱을 포함하며,
    상기 제2항은, 상기 제2프리코딩 벡터를 포함하며,
    상기 제1프리코딩 벡터는 제1코드북(codebook)으로부터 선택되며,
    상기 제2프리코딩 벡터는 제2코드북으로부터 선택되는 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 송수신부는, PUCCH(physical uplink control channel)를 통해 상기 제1수직-PMI 및 상기 제1수평-PMI를 송신하고, 상기 제1수직-PMI 및 상기 제1수평-PMI의 송신에 앞서, 상기 제2수직-PMI 및 상기 제2수평-PMI를 송신하는 장치.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 제1수평-PMI의 서브샘플링(subsampling)은, 짝수 번호의(even-numbered) 엔트리(entry)들을 선택하는 장치.
  4. 청구항 2에 있어서,
    상기 제1수평-PMI의 서브샘플링은, 상기 제1수평-PMI를 위한 엔트리들의 집합 내 첫번째 절반의 엔트리들을 선택하는 장치.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 송수신부는, PUSCH(physical uplink shared channel) 통해 상기 제1수직-PMI 및 상기 제1수평-PMI를 송신하고, 상기 제2수직-PMI 및 상기 제2수평-PMI를 송신하며,
    상기 제1수직-PMI 및 상기 제1수평-PMI는 SB(subband)에 대한 정보이고,
    상기 제2수직-PMI 및 상기 제2수평-PMI는 WB(wideband)에 대한 정보인 장치.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 PMI들은, 하기 수식과 같이 구성되는 랭크(rank)-1 프리코딩 행렬에 관련되며,
    상기 랭크-1 프리코딩 행렬은, 상기 제1행 분할 및 상기 제2행 분할을 포함하는 장치.
  7. 청구항 1에 있어서,
    상기 제1코드북은, 제1오버샘플링 인자(oversampling factor)으로 오버샘플링된 크기를 가지는 DFT(Discrete Fourier Transform) 코드북이고,
    상기 제2코드북은, 제2오버샘플링 인자로 오버샘플링된 크기를 가지는 DFT코드북인 장치.
  8. 청구항 1에 있어서,
    상기 PMI들은, 랭크-2의 프리코딩 행렬에 관련되며,
    상기 랭크-2의 프리코딩 행렬은, 상기 제1행 분할, 상기 제2행 분할, 상기 제1프리코딩 벡터 및 제3프리코딩 벡터의 크로네커 곱, 부호 변경한 상기 공동 위상 인자와 상기 제1프리코딩 벡터의 곱 및 상기 제3프리코딩 벡터의 크로네커 곱을 포함하는 장치.
  9. 청구항 1에 있어서,
    상기 제1인덱스는, 상기 제1수직-PMI 및 상기 제2수직-PMI의 함수이고,
    상기 제2인덱스는, 상기 제2 PMI 및 상기 제2수평-PMI의 함수이고,
    상기 제3인덱스는, 상기 제1수평-PMI의 함수인 장치.
  10. 무선 통신 시스템에서 기지국 장치에 있어서,
    단말로부터 RS(reference signal)들을 송신하고, 상기 RS에 기초하여 생성된 채널 정보를 수신하는 송수신부(transceiver)를 포함하며,
    상기 채널 정보는, CQI(channel quality indicator), 제1수직(vertical)-PMI(precoding matrix indicator) 및 제1수평(horizontal)-PMI 중 적어도 하나를 포함하며,
    제1인덱스, 제2인덱스, 제3인덱스는, 상기 제1수직-PMI, 상기 제1수평-PMI, 제2수직-PMI, 제2수평-PMI에 기초하여 결정되며,
    상기 제1인덱스, 상기 제2인덱스, 상기 제3인덱스는, 프리코딩 행렬을 선택하기 위해 사용되며,
    상기 선택된 프리코딩 행렬은, 제1행(row) 분할(partition) 및 제2행 분할을 포함하는 제1열(column)을 포함하며,
    상기 제1행 분할은, 적어도 제1프리코딩 벡터 및 제2프리코딩 벡터의 크로네커 곱(Kronecker product)을 포함하며,
    상기 제2행 분할은, 적어도 제1항(term) 및 제2항의 크로네커 곱(Kronecker product)을 포함하며,
    상기 제1항은, 공동 위상 인자(co-phasing factor) 및 상기 제1프리코딩 벡터의 곱을 포함하며,
    상기 제2항은, 상기 제2프리코딩 벡터를 포함하며,
    상기 제1프리코딩 벡터는 제1코드북(codebook)으로부터 선택되며,
    상기 제2프리코딩 벡터는 제2코드북으로부터 선택되는 장치.
  11. 청구항 10에 있어서,
    상기 송수신부는, PUCCH(physical uplink control channel)를 통해 상기 제1수직-PMI 및 상기 제1수평-PMI를 수신하고, 상기 제1수직-PMI 및 상기 제1수평-PMI의 수신에 앞서, 상기 제2수직-PMI 및 상기 제2수평-PMI를 수신하는 장치.
  12. 청구항 11에 있어서,
    상기 제1수평-PMI의 서브샘플링(subsampling)은, 짝수 번호의(even-numbered) 엔트리(entry)들을 선택하는 장치.
  13. 청구항 10에 있어서,
    상기 제1수평-PMI의 서브샘플링은, 상기 제1수평-PMI를 위한 엔트리들의 집합 내 첫번째 절반의 엔트리들을 선택하는 장치.
  14. 청구항 10에 있어서,
    상기 송수신부는, PUSCH(physical uplink shared channel) 통해 상기 제1수직-PMI 및 상기 제1수평-PMI를 수신하고, 상기 제2수직-PMI 및 상기 제2수평-PMI를 수신하며,
    상기 제1수직-PMI 및 상기 제1수평-PMI는 SB(subband)에 대한 정보이고,
    상기 제2수직-PMI 및 상기 제2수평-PMI는 WB(wideband)에 대한 정보인 장치.
  15. 청구항 10에 있어서,
    상기 PMI들은, 하기 수식과 같이 구성되는 랭크(rank)-1 프리코딩 행렬에 관련되며,
    상기 랭크-1 프리코딩 행렬은, 상기 제1행 분할 및 상기 제2행 분할을 포함하는 장치.
  16. 청구항 10에 있어서,
    상기 제1코드북은, 제1오버샘플링 인자(oversampling factor)으로 오버샘플링된 크기를 가지는 DFT(Discrete Fourier Transform) 코드북이고,
    상기 제2코드북은, 제2오버샘플링 인자로 오버샘플링된 크기를 가지는 DFT코드북인 장치.
  17. 청구항 10에 있어서,
    상기 PMI들은, 랭크-2의 프리코딩 행렬에 관련되며,
    상기 랭크-2의 프리코딩 행렬은, 상기 제1행 분할, 상기 제2행 분할, 상기 제1프리코딩 벡터 및 제3프리코딩 벡터의 크로네커 곱, 부호 변경한 상기 공동 위상 인자와 상기 제1프리코딩 벡터의 곱 및 상기 제3프리코딩 벡터의 크로네커 곱을 포함하는 장치.
  18. 청구항 10에 있어서,
    상기 제1인덱스는, 상기 제1수직-PMI 및 상기 제2수직-PMI의 함수이고,
    상기 제2인덱스는, 상기 제2 PMI 및 상기 제2수평-PMI의 함수이고,
    상기 제3인덱스는, 상기 제1수평-PMI의 함수인 장치.
  19. 무선 통신 시스템에서 단말의 동작 방법에 있어서,
    기지국으로부터 RS(reference signal)들을 수신하는 과정과,
    상기 RS에 기초하여 채널 정보를 생성하는 과정과,
    상기 채널 정보를 상기 기지국으로 송신하는 과정을 포함하며,
    상기 채널 정보는, CQI(channel quality indicator), 제1수직(vertical)-PMI(precoding matrix indicator) 및 제1수평(horizontal)-PMI 중 적어도 하나를 포함하며,
    제1인덱스, 제2인덱스, 제3인덱스는, 상기 제1수직-PMI, 상기 제1수평-PMI, 제2수직-PMI, 제2수평-PMI에 기초하여 결정되며,
    상기 제1인덱스, 상기 제2인덱스, 상기 제3인덱스는, ㄱ프리코딩 행렬을 선택하기 위해 사용되며,
    상기 선택된 프리코딩 행렬은, 제1행(row) 분할(partition) 및 제2행 분할을 포함하는 제1열(column)을 포함하며,
    상기 제1행 분할은, 적어도 제1프리코딩 벡터 및 제2프리코딩 벡터의 크로네커 곱(Kronecker product)을 포함하며,
    상기 제2행 분할은, 적어도 제1항(term) 및 제2항의 크로네커 곱(Kronecker product)을 포함하며,
    상기 제1항은, 공동 위상 인자(co-phasing factor) 및 상기 제1프리코딩 벡터의 곱을 포함하며,
    상기 제2항은, 상기 제2프리코딩 벡터를 포함하며,
    상기 제1프리코딩 벡터는 제1코드북(codebook)으로부터 선택되며,
    상기 제2프리코딩 벡터는 제2코드북으로부터 선택되는 방법.
  20. 청구항 19에 있어서,
    상기 채널 정보를 송신하는 과정은,
    PUCCH(physical uplink control channel)를 통해 상기 제1수직-PMI 및 상기 제1수평-PMI를 송신하는 과정과,
    상기 제1수직-PMI 및 상기 제1수평-PMI의 송신에 앞서, 상기 제2수직-PMI 및 상기 제2수평-PMI를 송신하는 과정을 포함하는 방법.
  21. 청구항 20에 있어서,
    상기 제1수평-PMI의 서브샘플링(subsampling)은, 짝수 번호의(even-numbered) 엔트리(entry)들을 선택하는 방법.
  22. 청구항 20에 있어서,
    상기 제1수평-PMI의 서브샘플링은, 상기 제1수평-PMI를 위한 엔트리들의 집합 내 첫번째 절반의 엔트리들을 선택하는 방법.
  23. 청구항 19에 있어서,
    상기 채널 정보를 송신하는 과정은,
    PUSCH(physical uplink shared channel) 통해 상기 제1수직-PMI 및 상기 제1수평-PMI를 송신하는 과정과,
    상기 제2수직-PMI 및 상기 제2수평-PMI를 송신하는 과정을 포함하며,
    상기 제1수직-PMI 및 상기 제1수평-PMI는 SB(subband)에 대한 정보이고,
    상기 제2수직-PMI 및 상기 제2수평-PMI는 WB(wideband)에 대한 정보인 방법.
  24. 청구항 19에 있어서,
    상기 PMI들은, 하기 수식과 같이 구성되는 랭크(rank)-1 프리코딩 행렬에 관련되며,
    상기 랭크-1 프리코딩 행렬은, 상기 제1행 분할 및 상기 제2행 분할을 포함하는 방법.
  25. 청구항 19에 있어서,
    상기 제1코드북은, 제1오버샘플링 인자(oversampling factor)으로 오버샘플링된 크기를 가지는 DFT(Discrete Fourier Transform) 코드북이고,
    상기 제2코드북은, 제2오버샘플링 인자로 오버샘플링된 크기를 가지는 DFT코드북인 방법.
  26. 청구항 19에 있어서,
    상기 PMI들은, 랭크-2의 프리코딩 행렬에 관련되며,
    상기 랭크-2의 프리코딩 행렬은, 상기 제1행 분할, 상기 제2행 분할, 상기 제1프리코딩 벡터 및 제3프리코딩 벡터의 크로네커 곱, 부호 변경한 상기 공동 위상 인자와 상기 제1프리코딩 벡터의 곱 및 상기 제3프리코딩 벡터의 크로네커 곱을 포함하는 방법.
  27. 청구항 19에 있어서,
    상기 제1인덱스는, 상기 제1수직-PMI 및 상기 제2수직-PMI의 함수이고,
    상기 제2인덱스는, 상기 제2 PMI 및 상기 제2수평-PMI의 함수이고,
    상기 제3인덱스는, 상기 제1수평-PMI의 함수인 방법.
  28. 무선 통신 시스템에서 기지국의 동작 방법에 있어서,
    단말로부터 RS(reference signal)들을 송신하는 과정과,
    상기 RS에 기초하여 생성된 채널 정보를 수신하는 과정을 포함하며,
    상기 채널 정보는, CQI(channel quality indicator), 제1수직(vertical)-PMI(precoding matrix indicator) 및 제1수평(horizontal)-PMI 중 적어도 하나를 포함하며,
    제1인덱스, 제2인덱스, 제3인덱스는, 상기 제1수직-PMI, 상기 제1수평-PMI, 제2수직-PMI, 제2수평-PMI에 기초하여 결정되며,
    상기 제1인덱스, 상기 제2인덱스, 상기 제3인덱스는, 프리코딩 행렬을 선택하기 위해 사용되며,
    상기 선택된 프리코딩 행렬은, 제1행(row) 분할(partition) 및 제2행 분할을 포함하는 제1열(column)을 포함하며,
    상기 제1행 분할은, 적어도 제1프리코딩 벡터 및 제2프리코딩 벡터의 크로네커 곱(Kronecker product)을 포함하며,
    상기 제2행 분할은, 적어도 제1항(term) 및 제2항의 크로네커 곱(Kronecker product)을 포함하며,
    상기 제1항은, 공동 위상 인자(co-phasing factor) 및 상기 제1프리코딩 벡터의 곱을 포함하며,
    상기 제2항은, 상기 제2프리코딩 벡터를 포함하며,
    상기 제1프리코딩 벡터는 제1코드북(codebook)으로부터 선택되며,
    상기 제2프리코딩 벡터는 제2코드북으로부터 선택되는 방법.
  29. 청구항 28에 있어서,
    상기 채널 정보를 수신하는 과정은,
    PUCCH(physical uplink control channel)를 통해 상기 제1수직-PMI 및 상기 제1수평-PMI를 수신하는 과정과,
    상기 제1수직-PMI 및 상기 제1수평-PMI의 수신에 앞서, 상기 제2수직-PMI 및 상기 제2수평-PMI를 수신하는 과정을 포함하는 방법.
  30. 청구항 29에 있어서,
    상기 제1수평-PMI의 서브샘플링(subsampling)은, 짝수 번호의(even-numbered) 엔트리(entry)들을 선택하는 방법.
  31. 청구항 28에 있어서,
    상기 제1수평-PMI의 서브샘플링은, 상기 제1수평-PMI를 위한 엔트리들의 집합 내 첫번째 절반의 엔트리들을 선택하는 방법.
  32. 청구항 28에 있어서,
    상기 채널 정보를 수신하는 과정은,
    PUSCH(physical uplink shared channel) 통해 상기 제1수직-PMI 및 상기 제1수평-PMI를 수신하는 과정과,
    상기 제2수직-PMI 및 상기 제2수평-PMI를 수신하는 과정을 포함하며,
    상기 제1수직-PMI 및 상기 제1수평-PMI는 SB(subband)에 대한 정보이고,
    상기 제2수직-PMI 및 상기 제2수평-PMI는 WB(wideband)에 대한 정보인 방법.
  33. 청구항 28에 있어서,
    상기 PMI들은, 하기 수식과 같이 구성되는 랭크(rank)-1 프리코딩 행렬에 관련되며,
    상기 랭크-1 프리코딩 행렬은, 상기 제1행 분할 및 상기 제2행 분할을 포함하는 방법.
  34. 청구항 28에 있어서,
    상기 제1코드북은, 제1오버샘플링 인자(oversampling factor)으로 오버샘플링된 크기를 가지는 DFT(Discrete Fourier Transform) 코드북이고,
    상기 제2코드북은, 제2오버샘플링 인자로 오버샘플링된 크기를 가지는 DFT코드북인 방법.
  35. 청구항 28에 있어서,
    상기 PMI들은, 랭크-2의 프리코딩 행렬에 관련되며,
    상기 랭크-2의 프리코딩 행렬은, 상기 제1행 분할, 상기 제2행 분할, 상기 제1프리코딩 벡터 및 제3프리코딩 벡터의 크로네커 곱, 부호 변경한 상기 공동 위상 인자와 상기 제1프리코딩 벡터의 곱 및 상기 제3프리코딩 벡터의 크로네커 곱을 포함하는 방법.
  36. 청구항 28에 있어서,
    상기 제1인덱스는, 상기 제1수직-PMI 및 상기 제2수직-PMI의 함수이고,
    상기 제2인덱스는, 상기 제2 PMI 및 상기 제2수평-PMI의 함수이고,
    상기 제3인덱스는, 상기 제1수평-PMI의 함수인 방법.
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